JP6020998B2 - 無線通信システム、及び無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）の小さなシングルキャリア変調を用いる無線通信システム、及び無線通信方法に関する。

近年の無線ＬＡＮやセルラーなどの移動無線通信システムにおいては、高速伝送を行う場合に厳しい周波数選択性フェージングにおいても良好な特性が得られる、マルチキャリア変調方式の一種である直交周波数分割多重、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式が広く用いられている（非特許文献１）。ＯＦＤＭ方式では、送信側でマルチキャリア変調信号を発生する手段としてＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）を用い、受信側でマルチキャリア変調信号を分離する手段としてＦＦＴを用いる。

図５は、従来のＯＦＤＭ方式による無線送信装置の構成例を示すブロック図である。無線送信装置は、直並列変換器１０１、変調器１０２、ＩＦＦＴ回路１０３、並直列変換器１０４、ＣＰ（Cyclic Prefix：サイクリックプレフィックス）付加回路１０５、及び、ＤＡ（Digital-Analog：ディジタル−アナログ）変換回路１０６を備えている。

直並列変換器１０１は入力データを直列から並列に変換する。変調器１０２は、サブキャリア毎の信号を変調する。ＩＦＦＴ回路１０３はＮポイントのＩＦＦＴを行う。なお、ＩＦＦＴ回路１０３で高速フーリエ変換のアルゴリズムを用いるために、Ｎは２のべき乗に制限され、サブキャリアの数はＮより小さな値に制限される。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ／ａ規格の無線ＬＡＮではＮ＝６４、サブキャリア数は５２である。
並直列変換器１０４は、ＮポイントのＩＦＦＴ回路１０３の出力を直列信号に変換する。ＣＰ付加回路１０５は、並直列変換器１０４により変換された直列信号の一部をコピーして位相連続となるサイクリックプレフィックス（ガードインターバル：ＧＩ）を直列信号に付加する。ＤＡ変換回路１０６は、サイクリックプレフィックスが付加された直列信号をディジタル信号からアナログ信号に変換する。
ＤＡ変換回路１０６が出力するアナログ信号をＩ、Ｑの同相成分及び直交成分を入力とする直交変調器に入力することにより、変調信号が得られる。

このとき、例えば無線ＬＡＮに用いられるＯＦＤＭ方式では、直流成分となる周波数が０のサブキャリアをヌルとして信号伝送に利用しない。これは、直交変調器の入力であるＩ，Ｑの信号のＤＣオフセットが正確に０になっていなければ、直流成分となる周波数が０のサブキャリアの変調信号において誤り率特性が大きく劣化するためで、特に多値変調の場合に問題となる。
一方、ＯＦＤＭはマルチキャリア伝送方式であるため、ＰＡＰＲが大きくなる。このため、ＯＦＤＭ信号の送信系においては、最終段の電力増幅器に大きなバックオフが必要となることから、消費電力の大きな電力増幅器が必要になる問題があり、携帯電話のようにバッテリーで動作し、かつ長距離伝送するような装置には適していない。ＩＥＥＥ８０２．１６ＷＧで標準規格が策定された、高速移動通信のための規格であるＷｉＭＡＸ（登録商標）（ワイマックス：Worldwide Interoperability for Microwave Access）では、携帯端末の伝送速度に応じてＯＦＤＭのサブキャリアを分割して割り当てるＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access：直交周波数分割多元接続）が用いられている（非特許文献１）。

しかし、ＯＦＤＭと同様にＯＦＤＭＡ方式はマルチキャリア伝送方式であるため、ＰＡＰＲが大きくなるという問題があることから、次世代移動通信方式であるＬＴＥ（Long Term Evolution）方式では、端末から基地局方向のアップリンクにおいては、ＯＦＤＭＡに比べてＰＡＰＲの小さな変調信号を生成できる、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）拡散ＯＦＤＭＡ方式が採用されている（非特許文献２）。ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭＡ方式は、本質的にはロールオフ率＝０のシングルキャリア変調方式である。

図６は、従来のＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ（Ａ）方式による無線送信装置の構成例を示すブロック図である。無線送信装置は、直並列変換器２０１、変調器２０２、ＤＦＴ回路２０３、ＩＦＦＴ回路２０４、並直列変換器２０５、ＣＰ付加回路２０６、及び、ＤＡ変換回路２０７を備えている。

直並列変換器２０１は入力データを直列から並列に変換する。変調器２０２はサブキャリア毎の信号を変調する。ＤＦＴ回路２０３はＭポイントのＤＦＴを行う。ＩＦＦＴ回路２０４はＮポイントのＩＦＦＴを行う。並直列変換器２０５はＮポイントのＩＦＦＴ回路２０４の出力を直列信号に変換する。ＣＰ付加回路２０６は並直列変換器２０５により変換された直列信号の一部をコピーして位相連続となるサイクリックプレフィックスを直列信号に付加する。ＤＡ変換回路２０７はサイクリックプレフィックスが付加された直列信号をディジタル信号からアナログ信号に変換する。

図６の無線送信装置と図５のＯＦＤＭ方式による無線送信装置との違いは、ＤＦＴ回路２０３を備えている点である。ＤＦＴ回路２０３は、変調器２０２が出力するＭ本の各サブキャリアの変調信号を入力としてフーリエ変換を行い、その出力をＩＦＦＴ回路２０４に入力する。ここで、Ｎは２のべき乗であり、ＭはＮより小さい偶数である。ＮポイントのＩＦＦＴ回路２０４には、周波数０を中心に配置されたＭポイントの信号が入力され、それ以外（Ｎ−Ｍ）のポイントは振幅を０とする。ＩＦＦＴ回路２０４が出力する信号は、ロールオフ率０のロールオフフィルタで帯域制限された時間領域のシングルキャリア変調信号である。並直列変換器２０５は、ＩＦＦＴ回路２０４が出力するＮポイントの並列の信号を直列の信号に変換する。ＣＰ付加回路２０６は、並直列変換器２０５が出力する直列の信号にサイクリックプレフィックスを付加する。ＤＡ変換回路２０７は、並直列変換器２０５が出力する信号をアナログ信号に変換する。
ＤＡ変換回路２０７が出力する信号を直交変調器に入力することにより変調信号が得られる。ＯＦＤＭ（Ａ）方式では、ＯＦＤＭ信号に比べＰＡＰＲの小さな変調信号を得ることができる。

ここで、受信系において良好な伝送誤り率を得るには、図５に示したＯＦＤＭ方式の無線送信装置と異なり、ＤＡ変換回路２０７の出力、すなわち直交変換器の入力であるＩ、Ｑの同相成分及び直交成分の温度変動や経時変化を抑え、直流成分（周波数０）のサブキャリアの信号に対するＤＣオフセットを正確に０に保つ必要がある。無線送信装置に対する初期の調整だけでは良好な伝送特性を維持することができないため、ＤＡ変換回路２０７におけるＤＣオフセットの誤差を補償する機能が必要となる。

図７は、従来のＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ（Ａ）方式による無線受信装置の構成例を示すブロック図である。無線受信装置は、ＡＤ変換回路３０１、ＣＰ除去回路３０２、直並列変換器３０３、ＦＦＴ回路３０４、周波数領域等化器３０５、ＩＤＦＴ回路３０６、復調器３０７、及び、並直列変換器３０８を備えている。

ＡＤ変換回路３０１は、受信信号に含まれるＩ、Ｑの同相成分と直交成分とのアナログ信号をディジタル信号に変換する。ＣＰ除去回路３０２はＡＤ変換回路３０１が変換するディジタル信号に含まれるサイクリックプレフィックスを除去する。直並列変換器３０３は、サイクリックプレフィックスが除去された信号をＮ系列の並列な信号に変換する。ＦＦＴ回路３０４は、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するＮポイントのＦＦＴを行う。周波数領域等化器３０５は、周波数選択性フェージングによる周波数特性の歪を等化するための周波数領域等化を行う。ＩＤＦＴ回路３０６は、Ｎポイントの信号からＭポイントの信号を取り出し、取り出した信号に対して周波数領域から時間領域へ変換するＭポイントのＩＤＦＴを行う。復調器３０７はサブキャリア毎の復調を行う。並直列変換器３０８は、復調器３０７の出力を直列のデータに変換する。なお、復調器３０７と並直列変換器３０８との順序を入れ替えてもよい。その場合は、並直列変換器３０８が出力する信号はシングルキャリア変調信号であり、復調器３０７は当該シングルキャリア変調信号を復調することになる。

ここでも、良好な伝送誤り率を得るには、ＡＤ変換回路３０１に入力するＩ、Ｑの同相成分及び直交成分の温度変化や経時変化を抑えて、Ｉ、Ｑの同相成分及び直交成分のＤＣオフセットを正確に０に保つ必要がある。このためには、図６の無線送信装置と同様に、ＡＤ変換回路３０１に対するＤＣオフセットの誤差を補償する機能が必要となる。

服部武、「ＯＦＤＭ／ＯＦＤＭＡ教科書（インプレス標準教科書シリーズ）」、インプレスＲ＆Ｄ、２００８年９月１１日 H.G.Myung, J.Lim, and D.J.Goodman, "Single Carrier FDMA for Uplink Wireless Transmission," IEEE Vehicular Technology Mag., vol.1, no.3, pp.30-38, September 2006

上述したように、ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ（Ａ）方式による無線送信装置及び無線受信装置では、温度変動や経時変化によるＤＣオフセットを正確に０に保つ必要がある。そのためには、適宜、ＤＡ変換及びＡＤ変換におけるＤＣレベルを正確に調整し、更にＤＣオフセットの誤差を補償する機能が必要となり、装置コストが増加するという問題がある。

本発明は、上記問題を解決すべくなされたもので、その目的は、ＤＣオフセットを補償する機能に要するコストを抑えることができる無線通信システム、及び無線通信方法を提供することにある。

上記問題を解決するために、本発明の無線通信システムは、Ｍ（Ｍは偶数）個の変調信号に対してＭポイントの離散フーリエ変換を行いＭ個の周波数領域の変調信号を算出する第１の離散フーリエ変換手段と、前記Ｍ個の周波数領域の変調信号を２分割し、一方の（Ｍ／２）個の変調信号と他方の（Ｍ／２）個の変調信号とにより直流成分のヌル信号を挟んで並べて配置したＮ（Ｎ≧（Ｍ＋１））ポイントについて逆離散フーリエ変換を行うことによりシングルキャリア変調信号を算出する第１の逆離散フーリエ変換手段とを備える無線送信装置と、前記無線送信装置から受信した前記シングルキャリア変調信号に対してＮポイントの離散フーリエ変換を行い周波数領域の信号に変換する第２の離散フーリエ変換手段と、前記第２の離散フーリエ変換手段により得られた周波数領域のＮ個の信号に含まれる（Ｍ＋１）ポイントの変調信号のうち、直流成分を除去し、直流成分を挟んで得られた２組の（Ｍ／２）ポイントの変調信号に対してＭポイントの逆離散フーリエ変換を行い時間領域の変調信号を算出する第２の逆離散フーリエ変換手段とを備える無線受信装置とを具備することを特徴とする。

また、本発明の無線通信方法は、Ｍ（Ｍは偶数）個の変調信号に対してＭポイントの離散フーリエ変換を行いＭ個の周波数領域の変調信号を算出する第１の離散フーリエ変換ステップと、前記Ｍ個の周波数領域の変調信号を２分割し、一方の（Ｍ／２）個の変調信号と他方の（Ｍ／２）個の変調信号とにより直流成分のヌル信号を挟んで並べて配置したＮ（Ｎ≧（Ｍ＋１））ポイントについて逆離散フーリエ変換を行うことによりシングルキャリア変調信号を算出する第１の逆離散フーリエ変換ステップと、受信した前記シングルキャリア変調信号に対してＮポイントの離散フーリエ変換を行い周波数領域の信号に変換する第２の離散フーリエ変換ステップと、前記第２の離散フーリエ変換ステップにより得られた周波数領域のＮ個の信号に含まれる（Ｍ＋１）ポイントの変調信号のうち、直流成分を除去し、直流成分を挟んで得られた２組の（Ｍ／２）ポイントの変調信号に対してＭポイントの逆離散フーリエ変換を行い時間領域の変調信号を算出する第２の逆離散フーリエ変換ステップとを有することを特徴とする。

この発明によれば、シングルキャリア変調信号の直流成分には送受信すべき信号が含まれないので、無線送信信号におけるディジタル−アナログ変換や、及び無線受信装置におけるアナログ−ディジタル変換においてＤＣオフセットを補償する機能を不要にすることができ、ＤＣオフセットを補償する機能に要するコストを削減することができる。

本発明の一実施形態の無線送信装置の構成例を示すブロック図である。 同実施形態の無線送信装置における周波数領域での信号の処理を示す概略図である。 同実施形態における無線受信装置の構成例を示すブロック図である。 同実施形態の無線受信装置における周波数領域での信号の処理を示す概略図である。 従来のＯＦＤＭ方式による無線送信装置の構成例を示すブロック図である。 従来のＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ（Ａ）方式による無線送信装置の構成例を示すブロック図である。 従来のＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ（Ａ）方式による無線受信装置の構成例を示すブロック図である。

以下、図を参照して、本発明に係る一実施形態の無線通信システムが具備する無線送信装置及び無線受信装置を詳細に説明する。ここで、無線送信装置と無線受信装置は、ＰＡＰＲの小さいシングルキャリア変調方式を用いた信号の伝送を行う。

図１は、本発明の一実施形態における無線送信装置の構成例を示すブロック図である。無線送信装置は、直並列変換器４０１、変調器４０２、ＤＦＴ回路４０３、ＩＦＦＴ回路４０４、並直列変換器４０５、ＣＰ付加回路４０６、及び、ＤＡ変換回路４０７を備えている。

直並列変換器４０１は、無線受信装置宛に送信すべき入力データをＭシンボルの並列データに変換する。変調器４０２は、各サブキャリアに対応するＭシンボルの並列データそれぞれを変調する。ＤＦＴ回路４０３は、変調器４０２が変調した変調信号に対してＭポイントの離散フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。ＩＦＦＴ回路４０４は、ＤＦＴ回路４０３が変換した周波数領域の信号に対してＮ（ＮはＭより大きい整数）ポイントの逆高速フーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。並直列変換器４０５は、ＩＦＦＴ回路４０４が変換した時間領域のＮ系列の信号を直列信号に変換する。ＣＰ付加回路４０６は、並直列変換器４０５が変換した直列信号に、当該直列信号の一部をコピーして位相が連続するサイクリックプレフィックスを付加する。ＤＡ変換回路４０７は、ＣＰ付加回路４０６によりサイクリックプレフィックスが付加された直列信号をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換回路４０７が出力するアナログ信号は、搬送波周波数にアップコンバートされた後に送信される。

本実施形態における無線送信装置では、ＩＦＦＴ回路４０４が行う逆高速フーリエ変換の対象となる周波数領域の信号のうち直流成分の信号をヌル（零）とする。また、ＩＦＦＴ回路４０４は、ＤＦＴ回路４０３が出力する周波数領域のＭポイント（Ｍシンボル）の信号をＭ／２ポイントずつ２つに分けて逆高速フーリエ変換を行う。具体的には、一方のＭ／２ポイントの信号を直流成分に対して周波数の高い側に配置し、他方のＭ／２ポイントの信号を直流成分に対して周波数の低い側に配置して逆高速フーリエ変換を行う。これにより、ＩＦＦＴ回路４０４により変換された時間領域の信号における直流成分は零となる。

ここで、ＤＦＴ回路４０３におけるポイント数Ｍは偶数であり、本実施形態においては高速フーリエ変換のアルゴリズムを利用可能とするためにＮは２のべき乗としているが、ＮはＭより大きい整数でよい。
なお、本実施形態の無線送信装置の構成において、直並列変換器４０１と変調器４０２との順序を入れ替えてもよい。直並列変換器４０１と変調器４０２との順序を入れ替えてもＤＦＴ回路４０３に入力されるＭポイントの信号は全く同一となる。

本実施形態の無線送信装置では、ＤＦＴ回路４０３によりＤＦＴ拡散したＭポイントの変調信号であって直流成分（ＤＣ成分）を含むＭ本のサブキャリアの変調信号は、Ｍ／２ポイントずつに２分割され、ＮポイントのＩＦＦＴ回路４０４に入力される。ＩＦＦＴ回路４０４に入力される信号は周波数領域の信号であり、周波数領域の信号のうちＤＣ成分には、振幅が常に０のヌル信号が入力される。また、２分割された変調信号のうちＤＣ成分を含む一方のＭ／２本の変調信号を１サブキャリア分だけ周波数シフトして、一方のＭ／２本の変調信号と他方のＭ／２本の変調信号とによりＤＣ成分のヌル信号を挟んだ配置でＩＦＦＴ回路４０４に入力する。この信号は厳密にはシングルキャリア信号ではないが、１サブキャリア分だけしか周波数シフトしていないので、信号のＰＡＰＲは従来のＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ（Ａ）方式とほぼ同等であることを計算機シミュレーションにより確認している。また、ＤＣ成分のサブキャリアにはヌル信号が割り当てられているため、ＤＡ変換後のアナログ信号にはＤＣ成分が含まれないので、ＤＣオフセットによる誤り率特性の劣化は生じない。

図２は、本実施形態の無線送信装置における周波数領域での信号の処理を示す概略図である。同図に示すように、ＤＦＴ回路４０３が出力するＭポイントの信号は、ＤＣ成分を含むＭ／２本の信号と他のＭ／２本の信号とに２分割され、ＤＣ成分のサブキャリアを挟んで、当該サブキャリアより周波数の低い側に一方のＭ／２本の信号を配置し、当該サブキャリアより周波数の高い側に他方のＭ／２本の信号を配置した（Ｍ＋１）ポイントの信号をＩＦＦＴ回路４０４に入力する。入力された信号は、ＮポイントのＩＦＦＴ回路４０４で時間領域の信号に変換された後、ＤＡ変換回路４０７によりアナログ信号に変換され、直交変調器へＩ、Ｑの同相信号及び直交信号として入力される。ＤＡ変換回路４０７においてＤＣオフセットが生じても、直流成分のサブキャリアに割り当てた信号の振幅は常時０としているため、すなわち信号にＤＣ成分が含まれていないため、誤り率特性は劣化しない。これは、計算機シミュレーションにより確認されている。

図３は、本実施形態における無線受信装置の構成例を示すブロック図である。無線受信装置は、ＡＤ変換回路５０１、ＣＰ除去回路５０２、直並列変換器５０３、ＦＦＴ回路５０４、周波数領域等化器５０５、ＩＤＦＴ回路５０６、復調器５０７、及び、並直列変換器５０８を備えている。

ＡＤ変換回路５０１は、受信した信号から得られたＩ、Ｑの同相成分及び直交成分のアナログ信号をディジタル信号に変換する。ＣＰ除去回路５０２は、ＡＤ変換回路５０１が変換したディジタル信号からサイクリックプレフィックスを除去する。直並列変換器５０３は、サイクリックプレフィックスが除去されたＩ、Ｑの同相成分及び直交成分を直列信号からＮ系列の並列な信号に変換する。ＦＦＴ回路５０４は、直並列変換器５０３が出力する並列な信号に対してＮポイントのＦＦＴを行うことにより、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。周波数領域等化器５０５は、ＦＦＴ回路５０４が出力する周波数領域の信号における周波数選択制フェージングによる周波数特性の歪みを等化する周波数領域等化を行う。

ＩＤＦＴ回路５０６は、周波数領域等化器５０５が歪みを等化した周波数領域の信号に対してＭポイントのＩＤＦＴを行うことにより、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。ＩＤＦＴ回路５０６には、周波数領域等化器５０５が出力するＮ本の周波数領域の信号のうち、Ｍ本の周波数領域の信号が入力される。復調器５０７は、ＩＤＦＴ回路５０６が変換した時間領域の信号を復調する。並直列変換器５０８は、復調器５０７が出力するＭシンボルのデータを直列のデータに変換して出力データとして出力する。

図１の無線送信装置と同様に、無線受信装置におけるＭは偶数であり、本実施形態では高速フーリエ変換のアルゴリズムを利用可能とするためにＮは２のべき乗としているが、ＮはＭより大きい整数でよい。
なお、本実施形態の無線受信装置の構成において、復調器５０７と並直列変換器５０８との順序を入れ替えてもよい。この場合、ＩＤＦＴ回路５０６が出力するＭポイントの信号を直列信号に変換した後に復調することになるが、出力データは全く同一である。

本実施形態の無線受信装置では、ＦＦＴ回路５０４の出力であるＮポイントの信号のうち、（Ｍ＋１）ポイントの信号が変調信号に相当する。この変調信号は、周波数領域等化器５０５において周波数選択制フェージングによる周波数特性の歪みが等化された後、ＭポイントのＩＤＦＴ回路５０６に入力される。ここで、周波数領域等化器５０５の入力信号及び出力信号は、共に周波数領域の信号である。周波数領域等化器５０５が出力する（Ｍ＋１）ポイントの出力信号は、周波数０（直流成分）を中心にＭ／２本ずつの２組みの出力信号に分けられ、２組のＭ／２本の出力信号がＩＤＦＴ回路５０６に入力される。このとき、直流成分のサブキャリアに対応する信号はＩＤＦＴ回路５０６に入力されず、サブキャリア毎に復調をする復調器５０７においても利用されない。したがって、ＡＤ変換回路５０１においてＤＣオフセットが生じても、誤り率特性は劣化しない。

図４は、本実施形態の無線受信装置における周波数領域での信号の処理を示す概略図である。同図に示すように、ＦＦＴ回路５０４の出力であるＮポイントの信号のうち、（Ｍ＋１）ポイントの信号が無線送信装置から送信された変調信号である。この変調信号にはＤＣ成分、すなわち周波数０の信号が含まれるが、図１及び図２において説明したように、周波数０の信号には受信すべきデータが含まれていないので廃棄し、ＤＣ成分を除いたＭポイントの信号に対して時間領域の信号への変換がＩＤＦＴ回路５０６において行われる。この時間領域の信号は、復調器５０７により復調され、並直列変換器５０８においてシリアルの出力データに変換される。無線受信装置は、このような構成になっているので、ＡＤ変換回路５０１がアナログ信号をディジタル信号に変換する際にＤＣオフセットが生じても、送信された信号のＤＣ成分に受信すべきデータが含まれていないので、誤り率特性を劣化させることなく復調を行うことができる。この効果は計算機シミュレーションにより確認されている。

上述したように、無線通信システムにおいて、無線送信装置は、無線受信装置へ送信するデータに対してＭポイントの離散フーリエ変換をした後にＮ（≧（Ｍ＋１））ポイントの逆高速フーリエ変換をしてシングルキャリア変調信号を生成する。ここで、逆高速フーリエ変換をする際に、直流成分にはヌル信号が割り当てられる。また、離散フーリエ変換により得られるＭポイントの信号は、当該信号のうちＭ／２ポイントの信号は直流成分より周波数の高い側に配置され、他方のＭ／２ポイントの信号は直流成分より周波数の低い側に配置される。Ｍポイントの信号にＤＣ成分に割り当てられたヌル信号を加えた（Ｍ＋１）ポイントの信号が、逆離散フーリエ変換を行うＩＦＦＴ回路４０４に入力される。これにより、ＰＡＰＲの小さなシングルキャリア変調信号が生成される。

また、無線受信装置は、受信した変調信号に対してＮ（≧（Ｍ＋１））ポイントの離散フーリエ変換をした後に、Ｍポイントの逆離散フーリエ変換をしてデータを復調する。ここで、離散フーリエ変換をして得られた信号に含まれる（Ｍ＋１）ポイントの信号のうちＤＣ成分を除去し、ＤＣ成分を挟んで得られた２組のＭ／２ポイントのデータに対してＭポイントの逆離散フーリエ変換をすることにより、シングルキャリア変調信号を復元して復調することを特徴としている。無線受信装置では、ＤＣ成分を除去して復調を行っていることにより、ＡＤ変換においてＤＣオフセットが生じても影響を受けることなく復調を行うことができ、誤り率特性の劣化を抑えることができる。

また、本実施形態の無線通信システムでは、ＤＣオフセットの調整等が不要となるため、ＤＣオフセットを調整する機能を省いて無線受信装置を構成することができ、装置コストを削減することができる。この無線通信方法を適用することにより、装置コストを削減し、経済的な携帯端末を提供することができる。

なお、上記の実施形態における説明で離散フーリエ変換（ＤＦＴ）と逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を用いて説明した動作を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）と逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を用いて行うようにしてもよい。また、高速フーリエ変換と逆高速フーリエ変換を用いて説明した動作を離散フーリエ変換と逆離散フーリエ変換を用いて行うようにしてもよい。

上述の無線送信装置と無線受信装置とは内部に、コンピュータシステムを有していてもよい。その場合、上述した各機能部の動作をコンピュータに実行させるプログラムがコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記動作が行われることになる。ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。

１０１、２０１、４０１ 直並列変換器
１０２、２０２、４０２ 変調器
４０３、２０３ ＤＦＴ回路
１０３、２０４、４０４ ＩＦＦＴ回路
１０４、２０５、４０５ 並直列変換器
１０５、２０６、４０６ ＣＰ付加回路
１０６、２０７、４０７ ＤＡ変換回路
３０１、５０１ ＡＤ変換回路
３０２、５０２ ＣＰ除去回路
３０３、５０３ 直並列変換器
３０４ ＦＦＴ回路
３０５、５０５ 周波数領域等化器
３０６ ＩＤＦＴ回路
３０７、５０７ 復調器
３０８、５０８ 並直列変換器
５０４ ＦＦＴ回路
５０６ ＩＤＦＴ回路

Claims (2)

1. Ｍ（Ｍは偶数）個の変調信号に対してＭポイントの離散フーリエ変換を行いＭ個の周波数領域の変調信号を算出する第１の離散フーリエ変換手段と、前記Ｍ個の周波数領域の変調信号を２分割し、一方の（Ｍ／２）個の変調信号と他方の（Ｍ／２）個の変調信号とにより直流成分のヌル信号を挟んで並べて配置したＮ（Ｎ≧（Ｍ＋１））ポイントについて逆離散フーリエ変換を行うことによりシングルキャリア変調信号を算出する第１の逆離散フーリエ変換手段とを備える無線送信装置と、
   前記無線送信装置から受信した前記シングルキャリア変調信号に対してＮポイントの離散フーリエ変換を行い周波数領域の信号に変換する第２の離散フーリエ変換手段と、前記第２の離散フーリエ変換手段により得られた周波数領域のＮ個の信号に含まれる（Ｍ＋１）ポイントの変調信号のうち、直流成分を除去し、直流成分を挟んで得られた２組の（Ｍ／２）ポイントの変調信号に対してＭポイントの逆離散フーリエ変換を行い時間領域の変調信号を算出する第２の逆離散フーリエ変換手段とを備える無線受信装置と
   を具備することを特徴とする無線通信システム。
2. Ｍ（Ｍは偶数）個の変調信号に対してＭポイントの離散フーリエ変換を行いＭ個の周波
   数領域の変調信号を算出する第１の離散フーリエ変換ステップと、
   前記Ｍ個の周波数領域の変調信号を２分割し、一方の（Ｍ／２）個の変調信号と他方の（Ｍ／２）個の変調信号とにより直流成分のヌル信号を挟んで並べて配置したＮ（Ｎ≧（Ｍ＋１））ポイントについて逆離散フーリエ変換を行うことによりシングルキャリア変調信号を算出する第１の逆離散フーリエ変換ステップと、
   受信した前記シングルキャリア変調信号に対してＮポイントの離散フーリエ変換を行い周波数領域の信号に変換する第２の離散フーリエ変換ステップと、
   前記第２の離散フーリエ変換ステップにより得られた周波数領域のＮ個の信号に含まれる（Ｍ＋１）ポイントの変調信号のうち、直流成分を除去し、直流成分を挟んで得られた２組の（Ｍ／２）ポイントの変調信号に対してＭポイントの逆離散フーリエ変換を行い時間領域の変調信号を算出する第２の逆離散フーリエ変換ステップと
   を有することを特徴とする無線通信方法。

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