JP2015006066A - 直流昇圧変換器、制御方法及びコンバータ部制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高圧直流送電における直流昇圧変換を実現すること。【解決手段】開示する直流昇圧変換器は、１つの態様において、直流電力となる入力直流電力を受け付ける入力端子を有する。また、直流昇圧変換器は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを複数有し、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の端子各々が並列に入力端子と接続されるコンバータ部を有する。また、直流昇圧変換器は、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の端子各々と直列に接続され、コンバータ部により電圧が昇圧された直流電力である出力直流電力を出力する出力端子を有する。また、直流昇圧変換器は、入力直流電力の電圧が所定の電圧となるようにコンバータ部を制御するコンバータ部制御装置として、コンバータ部の複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ各々に設けられる第１のコンバータ部制御装置と、第２のコンバータ部制御装置とを有する。【選択図】図４

Description

本発明は、直流昇圧変換器、制御方法及びコンバータ部制御装置に関する。

従来、大容量の電力を長距離にわたって送電する技術として、高圧直流送電がある。近年、太陽光発電や風力発電など、電力変換器を介して直流で系統連系可能な発電装置がある。ここで、大規模な太陽光発電や風力発電などを直流送電系統に連系する際には、大容量の直流昇圧装置が必要となる。

なお、光又は熱に応じて発電を行う発電モジュールに接続される電圧変換装置において、制御部が、電圧変換装置の入力電圧が上昇するにつれて、複数あるＤＣ／ＤＣコンバータを順次稼動させる技術がある。また、出力電圧を検出する電圧検出回路が、スイッチング周波数を可変制御できる第１のドライバと第２のドライバを介して、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を制御することで、第１のコンバータと第２のコンバータを直列にした出力電圧を一定に制御するものもある。

特開２０１１−１２５１７５号公報 特開２０１０−２１３４６６号公報

しかしながら、上述した技術では、高圧直流送電における直流昇圧変換は困難であるという問題がある。

開示の技術は、上述に鑑みてなされたものであって、高圧直流送電における直流昇圧変換を実現可能となる直流昇圧変換器、制御方法及びコンバータ部制御装置を提供することを目的とする。

開示する直流昇圧変換器は、１つの態様において、直流電力となる入力直流電力を受け付ける入力端子と、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを複数有し、複数ある前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の端子各々が並列に前記入力端子と接続されるコンバータ部と、複数ある前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の端子各々と直列に接続され、前記コンバータ部により電圧が昇圧された直流電力である出力直流電力を出力する出力端子と、前記コンバータ部を制御するコンバータ部制御装置として、前記コンバータ部の複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ各々に設けられる第１のコンバータ部制御装置と、第２のコンバータ部制御装置とを有する。

開示する直流昇圧変換器の１つの態様によれば、高圧直流送電における直流昇圧変換を実現可能となるという効果を奏する。

図１は、第１の実施形態における直流昇圧変換器の全体像の一例を示す図である。 図２は、第１の実施形態に係る直流昇圧変換器の構成の一例を示す図である。 図３は、第１の実施形態における絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成の一例を示す図である。 図４は、第１の実施形態におけるコンバータ部制御装置の一例について示す図である。 図５は、直流昇圧変換器における回路定数の一例を示す図である。 図６は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路定数の一例を示す図である。 図７−１は、計算機シミュレーションにより得られた直流昇圧変換器の起動時における動作波形を示す図である。 図７−２は、計算機シミュレーションにより得られた直流昇圧変換器の起動時における動作波形を示す図である。 図８−１は、計算機シミュレーションにより得られた定常運転時における動作波形の一例を示す図である。 図８−２は、計算機シミュレーションにより得られた定常運転時における動作波形の一例を示す図である。 図９−１は、計算機シミュレーションによって入力電流を増減させた場合に得られた動作波形の一例を示す図である。 図９−２は、計算機シミュレーションによって入力電流を増減させた場合に得られた動作波形の一例を示す図である。 図１０−１は、計算機シミュレーションによって直流送電系統の電圧を低下させた場合に得られた動作波形の一例を示す図である。 図１０−２は、計算機シミュレーションによって直流送電系統の電圧を低下させた場合に得られた動作波形の一例を示す図である。

以下に、開示する直流昇圧変換器、制御方法、コンバータ部制御装置及び制御プログラムの実施形態の一例について、図面に基づいて詳細に説明する。なお、本実施形態により開示する発明が限定されるものではない。各実施形態は、処理内容を矛盾させない範囲で適宜組み合わせることが可能である。

（第１の実施形態）
開示する直流昇圧変換器は、１つの態様において、直流電力となる入力直流電力を受け付ける入力端子を有する。また、直流昇圧変換器は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを複数有し、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の端子各々が並列に入力端子と接続されるコンバータ部を有する。また、直流昇圧変換器は、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の端子各々と直列に接続され、コンバータ部により電圧が昇圧された直流電力である出力直流電力を出力する出力端子を有する。また、直流昇圧変換器は、コンバータ部を制御するコンバータ部制御装置として、コンバータ部の複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ各々に設けられる第１のコンバータ部制御装置と、第２のコンバータ部制御装置とを有する。

開示する直流昇圧変換器は、１つの態様において、第１のコンバータ部制御装置各々は、相互に絶縁されている。

開示する直流昇圧変換器は、１つの態様において、第２のコンバータ部制御装置は、入力直流電力の電圧を所定の電圧と一致させるための位相のシフト量である第１のシフト量を算出し、出力端子から出力される出力直流電力の電圧を絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの数で除算することで得られる電圧である絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧を算出し、算出した第１のシフト量と絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧とを第１のコンバータ部制御装置各々に送信する。また、第１のコンバータ部制御装置は、それぞれ、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の端子から出力される出力電圧を取得し、第２のコンバータ部制御装置から受信した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧と出力電圧とを一致させるための位相のシフト量である第２のシフト量を算出し、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに対して、第１のシフト量から第２のシフト量を減算したシフト量を与えることで、入力直流電力の電圧が所定の電圧となるように制御する。

また、第１の実施形態に係るコンバータ部制御装置は、１つの実施形態において、直流電力となる入力直流電力を受け付ける入力端子と、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを複数有し、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の端子各々が並列に入力端子と接続されるコンバータ部と、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の端子各々と直列に接続され、コンバータ部により電圧が昇圧された直流電力である出力直流電力を出力する出力端子とを有する直流昇圧変換器のコンバータ部制御装置である。ここで、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチ素子を有し、スイッチ素子の開閉タイミングの位相がシフトされることで第２の端子から出力される出力電圧が制御される。また、コンバータ部制御装置は、入力直流電力の電圧を所定の電圧と一致させるための位相のシフト量である第１のシフト量を算出し、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ各々について、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の端子から出力される出力電圧と、出力端子から出力される出力直流電力の電圧を絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの数で除算することで得られる電圧である絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧とを一致させるための位相のシフト量である第２のシフト量を算出し、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ各々に対して、第１のシフト量から第２のシフト量を減算したシフト量を与えることで、入力直流電力の電圧が所定の電圧となるようにコンバータ部を制御する。

（第１の実施形態における直流昇圧変換器の全体像）
図１は、第１の実施形態における直流昇圧変換器の全体像の一例を示す図である。図１に示す例では、電力源が、洋上風力発電である場合を例に説明するが、これに限定されるものではない。すなわち、動力源は、発電量が変動する任意の電力源であって良く、例えば、風力発電装置、太陽光発電装置などの自然変動電源であって良い。直流昇圧変換器は、例えば、直流送電用に用いられたり、直流配電等に用いられたりする。

図１に示す例では、第１の実施形態に係る直流昇圧変換器１００に加えて、１つ又は複数の発電源２１０及びパワーコンディショナー２２０を有する洋上風力発電２００と、変電所３００とを併せて示した。なお、図１に示す例では、洋上風力発電２００が、２組の発電源２１０及びパワーコンディショナー２２０を有する場合を例に示したが、これに限定されるものではなく、任意の数であって良い。ここで、洋上風力発電２００と、直流昇圧変換器１００とは、例えば、洋上に設けられ、変電所３００は、陸上に設けられる。

図１に示す例では、洋上風力発電２００の発電源２１０各々にて発電された電力各々は、パワーコンディショナー２２０によってそれぞれ整流された上で、直流電力のまま集電される。その後、直流昇圧変換器１００は、集電された直流電力を昇圧し、変電所３００に直流送電を行う。このように、洋上風力発電の発電源各々にて発電された電力各々について、パワーコンディショナーにて整流した後に交流電力に変換して集電するのではなく、第１の実施形態では、直流のまま集電し、直流昇圧変換器１００が昇圧した上で変電所３００に送電する。この結果、洋上風力発電２００における発電源２１０それぞれに対して直流から交流に変換する変換器を設ける必要がなく、洋上風力発電２００の設備を小型化可能となる。

図２は、第１の実施形態に係る直流昇圧変換器の構成の一例を示す図である。図３は、第１の実施形態における絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成の一例を示す図である。図２に示すように、直流電力となる入力直流電力を受け付ける入力端子１０１と、コンバータ部１０２と、出力端子１０３とを有する。ここで、入力端子１０１は、例えば、洋上風力発電２００からの入力直流電力を受け付ける。

また、図２に示すように、コンバータ部１０２は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０を複数有する。また、図２及び図３に示すように、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の第１の端子１１１各々は、並列に入力端子１０１と接続される。また、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の第２の端子１１２各々は、出力端子１０３と直列に接続される。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０は、「絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ」とも称する。

また、出力端子１０３は、コンバータ部１０２により電圧が昇圧された直流電力である出力直流電力を出力する。なお、図２に示す例では、コンバータ部１０２が、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０を４つ有する場合を例に示したが、これに限定されるものではなく、任意の数の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０を有して良い。例えば、１つの絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の出力電圧を「Ｖｄｃ」、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の数を「Ｎ」個とした場合、直流昇圧変換器１００による出力電圧は「ＮＶｃ」となる。例えば、「Ｖｄｃ＝６ｋＶ」である場合、直流昇圧変換器１００からの出力電圧を「２５０ｋＶ」とする場合には、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の数を「Ｎ＝４２」とすれば良い。

ここで、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０としては、種々の種類が存在し、例えば、定格電圧、変換容量、動作周波数などによって適切なものが選択される。以下では、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０が、大容量変換に適したフルブリッジ構成の変換回路である場合を用いて説明する。すなわち、図３に示すように、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０は、第１の端子１１１と、第２の端子１１２と、スイッチ素子１１３とを有する。図３に示す例では、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０は、スイッチ素子１１３を８個有する。絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０は、スイッチ素子１１３の開閉タイミングの位相がシフトされることで、第２の端子１１２から出力される出力電圧が制御される。

ここで、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０は、コンデンサＣｓを有することで、ソフトスイッチングの１種であるゼロ電圧スイッチングが可能となり、スイッチング損失が低減可能となり、動作周波数を高め、変圧器の小型化が可能となる。なお、ソフトスイッチングとは、共振現象の利用により、スイッチング過渡期間にスイッチに加わる電圧又は電流を軽減し、スイッチング損失や電磁ノイズの低減を行う技術である。

このように、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０では、ソフトスイッチングが可能であり、スイッチング時に発生する損失を低減できる。この結果、動作周波数を高め、変圧器の小型化が可能となる。

なお、図２に示すように、以下では、第１の実施形態に係る直流昇圧変換器１００に関する各種の値を以下のように記載する。例えば、「ｉｄｃｐ」は、洋上風力発電２００によって発電されて直流昇圧変換器１００に集電される電力の電流値を示す。「Ｖｄｃｐ」は、洋上風力発電２００によって発電されて直流昇圧変換器１００に集電される電力の電圧値を示す。また、「Ｖｄｃｓ ｋ（ｋは自然数）」は、Ｎ個ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０各々から出力される出力電圧各々を示す。例えば、図２に示す例では、４つある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０各々から出力される出力電圧各々は、「Ｖｄｃｓ １」、「Ｖｄｃｓ ２」、「Ｖｄｃｓ ３」及び「Ｖｄｃｓ ４」となる。また、「Ｖｄｃｓ ａｌｌ」は、直流昇圧変換器１００から変電所３００に送電される電圧値を示す。「Ｖｄｃｓ ａｌｌ」は、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０各々から出力される出力電圧「Ｖｄｃｓ ｋ（ｋは自然数）」の和となる。また、「ｉｄｃｓ」は、直流接続された複数の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０各々のうち最下流にある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０各々から出力される出力電流値を示す。すなわち、出力電流値「ｉｄｃｓ」は、直流昇圧変換器１００から変電所３００に送電される電流値となる。また、「Ｖａｃｐ」は、変圧器の一次側電圧であり、「Ｖａｃｐ１」は、１段目のモジュールにおけるものである。「Ｖａｃｓ」は、変圧器の二次側電圧であり，「Ｖａｃｓ１」は、１段目のモジュールにおけるものである。「ｉａｃｐ」は、変圧器の一次側電流である。「Ｃｓ」は、スナバコンデンサである。「Ｃｄｃ」は、直流コンデンサである。「Δθｄｃｐ」は、変圧器の一次側と二次側の電圧位相差である。「Ｌｌｉｎｅ」は、直流昇圧変換器１００から変電所３００までの送電線を模擬したインダクタンスを示す。「Ｖｉｎｖ」は、直流送電系統側の電圧である。「Ｌ１」は、変圧器の漏れインダクタンス値である。

ここで、提案する直流昇圧変換器１００を動作させる際には、各絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０を直列接続することで得られる電圧を均一に保つための制御が必要となる。一般に、出力電圧制御を行う絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合、複数の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを、入力側を並列、出力側を直列接続すると、すなわち、ＩＰＯＳ（Input-parallel and Output-series）とすることで、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ間の協調制御を用いなくても、全てのコンバータの変換電力は均一となり、出力電圧を維持したまま運転が可能となる。この場合、コンバータの入力側は、電圧源として動作する電源が接続される必要がある。しかしながら、第１の実施形態に係る直流昇圧変換器１００では、入力側に接続される電力源は、洋上風力発電２００であり、出力が変動する。このため、直流集電系統の電圧を一定に保つように、直流昇圧変換器１００を制御する必要がある。ここで、複数の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０をＩＰＯＳ構成に接続した場合、入力電圧の制御を行うと、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０間で出力電圧の不均一が発生し、安定に動作を継続できないことが知られている。同様の事象の発生は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の入力側を直列、出力側を並列に接続して出力電圧を制御する場合、すなわち、ＩＳＯＰ（Input-series and Output-parallel）構成とする場合にも報告されている。

このことを踏まえ、第１の実施形態では、以下に詳細に説明するように、コンバータ部制御装置１２０が、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０間の出力電圧が均一になるように制御することで、システムを安定に動作させることを可能とする。なお、以下では、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０各々から出力される出力電圧が所定の電圧「Ｖｄｃ」となるように制御する場合を用いて説明する。所定の電圧「Ｖｄｃ」は、例えば、直流昇圧変換器１００の管理者によって設定される。

図４は、第１の実施形態におけるコンバータ部制御装置の一例について示す図である。コンバータ部制御装置１２０は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）などである。

コンバータ部制御装置１２０では、入力直流電力の電圧「Ｖｄｃｐ」を所定の電圧「Ｖｄｃ」と一致させるための位相のシフト量である第１のシフト量「Δθｄｃｐ」を算出する。そして、コンバータ部制御装置１２０では、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ各々について、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の第２の端子１１２から出力される出力電圧「Ｖｄｃｓ ｋ」と、出力端子１０３から出力される出力直流電力の電圧「Ｖｄｃｓ ａｌｌ」を絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の数「Ｎ」で除算することで得られる電圧である絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧「Ｖｄｃｓ ａｖｇ」とを一致させるための位相のシフト量である第２のシフト量「Δθｄｃｓ ｋ」を算出する。そして、コンバータ部制御装置１２０は、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０各々に対して、第１のシフト量「Δθｄｃｐ」から第２のシフト量「Δθｄｃｓ ｋ」を減算したシフト量「Δθｋ」を与えることで、入力直流電力の電圧「Ｖｄｃｐ」が所定の電圧「Ｖｄｃ」となるように制御する。

より詳細には、コンバータ部制御装置１２０は、図４に示すように、コンバータ部１０２の複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０各々に設けられるモジュール制御装置１２１各々と、中央制御装置１２２とを含む。モジュール制御装置１２１と、中央制御装置１２２とは、それぞれ、「第１のコンバータ部制御装置」と、「第２のコンバータ部制御装置」とも称する。また、モジュール制御装置１２１と、中央制御装置１２２とは、絶縁されている。ここで、モジュール制御装置１２１各々は、例えば、それぞれ、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０各々に搭載され、中央制御装置１２２は、例えば、モジュール制御装置１２１各々とは別に設けられる。

ここで、中央制御装置１２２は、入力直流電力の電圧「Ｖｄｃｐ」を所定の電圧「Ｖｄｃ」と一致させるための位相のシフト量である第１のシフト量「Δθｄｃｐ」を算出する。そして、中央制御装置１２２は、出力端子１０３から出力される出力直流電力の電圧「Ｖｄｃｓ ａｌｌ」を絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の数「Ｎ」で除算することで得られる電圧である絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧「Ｖｄｃｓ ａｖｇ」を算出する。そして、中央制御装置１２２は、算出した第１のシフト量「Δθｄｃｐ」と絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧「Ｖｄｃｓ ａｖｇ」とをモジュール制御装置１２１各々に送信する。

また、複数あるモジュール制御装置１２１は、それぞれ、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の第２の端子１１２から出力される出力電圧「Ｖｄｃｓ ｋ」を取得し、中央制御装置１２２から受信した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧「Ｖｄｃｓ ａｖｇ」と出力電圧「Ｖｄｃｓ ｋ」とを一致させるための位相のシフト量である第２のシフト量「Δθｄｃｓ ｋ」を算出する。そして、複数あるモジュール制御装置１２１は、それぞれ、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０に対して、第１のシフト量「Δθｄｃｐ」から第２のシフト量「Δθｄｃｓ ｋ」を減算したシフト量「Δθｋ」を与える。

その後、各絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０では、スイッチ素子１１３の開閉タイミングの位相が「Δθｋ」シフトされることで、第２の端子１１２から出力される出力電圧が制御される。この結果、直流昇圧変換器１００では、入力直流電力の電圧「Ｖｄｃｐ」が所定の電圧「Ｖｄｃ」となるように制御される。

すなわち、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０は、「Δθｋ」が与えられることで、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０にて変換される電力の大きさが変化し、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０から出力される電圧が変化する。このことを踏まえ、例えば、入力電圧が上がった場合には、Δθを上げることで出力電圧の上昇を防止し、入力電圧が下がってきた場合には、Δθを下げることで出力電圧の降下を防止する。この結果、高圧直流送電における直流昇圧変換を実現可能となる。

また、上述したように、コンバータ部制御装置１２０を階層構造に構成することで、各絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０に伝送する信号を、「Ｖｄｃｓ ａｖｇ」と「Δｄｃｐ」の２つのみとすることが可能となる。第１の実施形態に係る直流昇圧変換器１００では、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の出力側の電位が高く、信号を伝送する場合にも高い絶縁性能が要求される。ここで、各絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０に伝送する信号が２つのみとすることができ、伝送信号の本数を低減することができる結果、直流昇圧変換器１００の簡略化が可能となる。

（シミュレーション）
図５及び図６に示す回路定数を用いて行った計算機シミュレーション結果について説明する。図５は、直流昇圧変換器における回路定数の一例を示す図である。図６は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路定数の一例を示す図である。計算機シミュレーションでは、基本動作及び出力電圧均一化制御の検証を主目的とし、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の数が「４」個である場合を用いた。ただし、これに限定されるものではない。例えば、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の数を「４０」個とすることで、「２０ＭＷ」「２５０ｋＶ」に対応する直流昇圧変換器１００を実現可能となる。なお、図５及び図６において、「Ｐｒｅ−ｃｈａｒｇｅ ｒｅｓｉｓｔｏｒ」は、出力端子１０３において、ＤＣ−ＤＣコンバータモジュールを直流送電系統に接続する際に、コンデンサＣｄｃを予め充電するために挿入する，初期充電用の抵抗器である。「Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ」は、図３のスイッチ素子１１３のスイッチング周波数である。「ＤＣ ｃａｐａｃｉｔｏｒ」は、図３の直流コンデンサ１１１および１１２である。

以下では、計算機シミュレーションにより得られた直流昇圧変換器の起動時における動作波形と、定常運転時における動作波形について簡単に説明した上で、入力電流を変化させた場合における動作波形と、直流送電系統の電圧を変化させた場合の動作波形とについて順に説明する。以下に説明する計算機シミュレーションでは、上述したコンバータ部制御装置１２０による制御を行っている。

図７−１及び図７−２は、計算機シミュレーションにより得られた直流昇圧変換器の起動時における動作波形を示す図である。図７−１に示す動作波形と図７−２に示す動作波形とは、それぞれ、コンバータ部１０２の，直流集電系統側に得られた動作波形と、直流送電系統側に得られた動作波形を示す。

直流昇圧変換器１００を起動する際には、まず、コンデンサＣｓを初期充電する。ここで、初期充電に用いられる電力の供給を、発電源から受ける場合と、直流送電系統から受ける場合の２方式が考えられる。以下では、直流送電系統から電力の供給を受ける場合を用いて説明する。

具体的には、まず、受電側の交直変換器によって、直流送電系統を荷電した状態とする。そして、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０のスイッチ素子１１３のうち、直流集電系統側にあるスイッチ「Ｑ ｐ」をゲートブロック状態とし、直流送電系統側にあるスイッチ「Ｑ ｓ」にはゲート信号を与えておく。ここで、図７−１及び図７−２に示す例において、時刻「５０ｍｓ」の時点において、「４００Ω」の充電抵抗を介して、直流昇圧変換器１００を直流送電系統に連系した。この結果、直流昇圧変換器１００の直流コンデンサ「Ｃ ＤＣ」が充電される。また、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０では、ゲート信号を与えた直流送電系統側の回路がインバータとして動作し、変圧器が励磁する。また、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０では、ゲートブロック状態とした直流集電系統側の回路はダイオード整流器として動作し、変圧器を介して直流送電系統側から電力の供給を受け、直流集電系統側の直流コンデンサも充電される。

その後、図７−１及び図７−２に示す例において、時刻「２５０ｍｓ」の時点において、充電抵抗を短絡し、直流昇圧変換器を直流送電系統に直結した。それと同時に、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０において、直流集電系統側にある変換器のゲートブロックを解除し、運転を開始した。この結果、直流昇圧変換器１００の入力側電圧「Ｖｄｃｐ」を既定の電圧に保つとともに、各絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の出力電圧「Ｖｄｃｓ ｋ」を均一に保つ制御が有効となる。上述の１連の手順で直流昇圧変換器１００が起動した後に、直流集電系統側の開閉器を投入することで、風力発電機から集約された電力の変換が行われる。

図８−１及び図８−２は、計算機シミュレーションにより得られた定常運転時における動作波形の一例を示す図である。図８−１に示す動作波形と図８−２に示す動作波形とは、それぞれ、直流集電系統側に得られた動作波形と、直流送電系統側に得られた動作波形を示す。

図８−１及び図８−２に示すように、入力電圧「Ｖｄｃｐ」が指令値となる「６．３ｋＶ」に維持されるとともに、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の出力電圧「Ｖｄｃｓ ｋ」の平均値が均一に保たれる。ここで、フルブリッジインバータは、スイッチング周波数が「５ ｋＨｚ」で動作しており、高周波変圧器には「５ ｋＨｚ」の交流電圧「Ｖａｃｐ ｋ」が印加される。この結果、電力の脈動は「５ ｋＨｚ」の２倍の「１０ｋＨｚ」となり、各絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の出力電圧「Ｖｄｃｓ ｋ」には、「１０ｋＨｚ」のリプルが確認された。また、４つの絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０は、それぞれ動作位相を４５度ずつずらしたインターリーブ運転を行っている結果、出力電圧「Ｖｄｃｓ ａｌｌ」のリプルは４倍となり、「４０ ｋＨｚ」となった。

図９−１及び図９−２は、計算機シミュレーションによって入力電流を増減させた場合に得られた動作波形の一例を示す図である。図９−１に示す動作波形と図９−２に示す動作波形とは、それぞれ、ＭＶＤＣとした場合に得られた動作波形と、ＨＶＤＣとした場合に得られた動作波形を示す。図９−１及び図９−２に示す例では、入力電流「ｉ ｄｃｐ」を「０Ａ」から「３２０Ａ」の間で増減させた場合の動作波形を示した。

図９−１及び図９−２に示す例では、入力電流「ｉ ｄｃｐ」の増減に伴って、入力電圧「Ｖｄｃｐ」は一時的に最大で３％ほど増減するが、コンバータ部制御装置１２０による制御によって、一定時間後には指令値となる「６．３ ｋＶ」に維持された。出力電流「ｉ ｄｃｓ」は、直流送電線を模擬したインダクタンス「Ｌ ｌｉｎｅ」の影響により、入力電流「ｉ ｄｃｐ」の増加後、若干の遅れを伴って増加した。この結果、「Ｖｄｃｓ ａｌｌ」が一時的に上昇し、入出力間のエネルギーの差異を吸収した。また、各絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の出力電圧「Ｖｄｃｓ ｋ」は、入力電流「ｉ ｄｃｐ」が増減した場合にも、コンバータ部制御装置１２０による制御によって電圧バランスが均一に保持された。

図１０−１及び図１０−２は、計算機シミュレーションによって直流送電系統の電圧を低下させた場合に得られた動作波形の一例を示す図である。図１０−１に示す動作波形と図１０−２に示す動作波形とは、それぞれ、直流集電系統側に得られた動作波形と、直流送電系統側に得られた動作波形を示す。図１０−１及び図１０−２に示す例では、直流送電系統の電圧「Ｖｉｎｖ」を、時刻「２０ｍｓ」から時刻「６０ｍｓ」にかけてランプ状に定格値から５％低下させた場合を示した。

図１０−１及び図１０−２に示すように、直流送電系統の電圧「Ｖｉｎｖ」の低下に伴い、直流昇圧変換器の出力電圧「Ｖｄｃｓ ａｌｌ」は低下した。また、各絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の出力コンデンサの容量は等しい結果、各絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０の直流電圧「Ｖｄｃｓ ｋ」は均一に低下した。この際、入力電圧「Ｖｄｃｐ」は制御によって既定の値に保持されており、電圧が低下する前と同量の電力が流入している。この結果、直流送電系統側の出力電流「ｉ ｄｃｓ」は、「７７Ａ」から「８１Ａ」へと約５％増加することで、直流昇圧変換器１００では入出力電力が一致するように動作した。このように、第１の実施形態におけるコンバータ部制御装置１２０によれば、直流送電系統に電圧変動が発生しても、集電系統には影響を与えずに運転可能であった。

（第１の実施形態の効果）
上述したように、実施形態１によれば、直流昇圧変換器は、１つの態様において、直流電力となる入力直流電力を受け付ける入力端子を有する。また、直流昇圧変換器は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを複数有し、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の端子各々が並列に入力端子と接続されるコンバータ部を有する。また、直流昇圧変換器は、複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の端子各々と直列に接続され、コンバータ部により電圧が昇圧された直流電力である出力直流電力を出力する出力端子を有する。また、直流昇圧変換器は、入力直流電力の電圧が所定の電圧となるようにコンバータ部を制御するコンバータ部制御装置として、コンバータ部の複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ各々に設けられる第１のコンバータ部制御装置と、第２のコンバータ部制御装置とを有する。この結果、各々のＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧比を高めることなく、高圧直流送電における直流昇圧変換を実現可能となる。さらに、この結果、各絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０に伝送する信号が２つのみとなり、伝送信号の本数を低減することができる結果、直流昇圧変換器１００の簡略化が可能となる。

開示する直流昇圧変換器は、１つの態様において、第１のコンバータ部制御装置各々は、相互に絶縁されている。この結果、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１０各々における電圧が必ずしも同一とはならない状況下において、複数ある、第１のコンバータ部制御装置を各絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０との間で絶縁する必要が無くなり、直流昇圧変換器１００の簡略化が可能となる。

開示する直流昇圧変換器は、１つの態様において、第２のコンバータ部制御装置は、入力直流電力の電圧を所定の電圧と一致させるための位相のシフト量である第１のシフト量を算出し、出力端子から出力される出力直流電力の電圧を絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの数で除算することで得られる電圧である絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧を算出し、算出した第１のシフト量と絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧とを第１のコンバータ部制御装置各々に送信する。また、第１のコンバータ部制御装置は、それぞれ、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の端子から出力される出力電圧を取得し、第２のコンバータ部制御装置から受信した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧と出力電圧とを一致させるための位相のシフト量である第２のシフト量を算出し、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに対して、第１のシフト量から第２のシフト量を減算したシフト量を与えることで、入力直流電力の電圧が所定の電圧となるように制御する。この結果、高圧直流送電における直流昇圧変換を簡単に実現可能となる。

また、第１の実施形態に係る直流昇圧変換器１００によれば、直流昇圧変換器１００に入力される電流値が変動することで、各絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール１１０からの出力電圧がばらついてきたとしても、直流昇圧変換器１００から出力される出力電圧が一定になるように制御可能となる。

また、第１の実施形態に係る直流昇圧変換器では、１つの実施形態において、入力端子は、発電量が変動する電力源と接続される。また、入力直流電力は、発電量が変動する電力源により入力される電力となる。

１００ 直流昇圧変換器
１０１ 入力端子
１０２ コンバータ部
１０３ 出力端子
１１０ 絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータモジュール
１１１ 第１の端子
１１２ 第２の端子
１１３ スイッチ素子
１２０ コンバータ部制御装置
１２１ モジュールコンバータ部制御装置
１２２ 中央コンバータ部制御装置
２００ 洋上風力発電
２１０ 発電源
２２０ パワーコンディショナー
３００ 変電所

Claims (6)

1. 直流電力となる入力直流電力を受け付ける入力端子と、
   絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを複数有し、複数ある前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の端子各々が並列に前記入力端子と接続されるコンバータ部と、
   複数ある前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の端子各々と直列に接続され、前記コンバータ部により電圧が昇圧された直流電力である出力直流電力を出力する出力端子と、
   前記コンバータ部を制御するコンバータ部制御装置として、前記コンバータ部の複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ各々に設けられる第１のコンバータ部制御装置と、第２のコンバータ部制御装置とを有する直流昇圧変換器。
2. 前記第１のコンバータ部制御装置各々は、相互に絶縁されていることを特徴とする請求項１に記載の直流昇圧変換器。
3. 前記第２のコンバータ部制御装置は、
   前記入力直流電力の電圧を所定の電圧と一致させるための前記位相のシフト量である第１のシフト量を算出し、
   前記出力端子から出力される出力直流電力の電圧を前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの数で除算することで得られる電圧である絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧を算出し、
   算出した前記第１のシフト量と前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧とを前記第１のコンバータ部制御装置各々に送信し、
   前記第１のコンバータ部制御装置は、それぞれ、
   前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第２の端子から出力される出力電圧を取得し、前記第２のコンバータ部制御装置から受信した前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧と前記出力電圧とを一致させるための前記位相のシフト量である第２のシフト量を算出し、
   前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに対して、前記第１のシフト量から前記第２のシフト量を減算したシフト量を与えることで、前記入力直流電力の電圧が前記所定の電圧となるように制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の直流昇圧変換器。
4. 前記入力端子は、発電量が変動する電力源と接続され、
   前記入力直流電力は、発電量が変動する前記電力源により入力される電力であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の直流昇圧変換器。
5. 直流電力となる入力直流電力を受け付ける入力端子と、
   絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを複数有し、複数ある前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の端子各々が並列に前記入力端子と接続されるコンバータ部と、
   複数ある前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の端子各々と直列に接続され、前記コンバータ部により電圧が昇圧された直流電力である出力直流電力を出力する出力端子と、
   前記入力直流電力の電圧が所定の電圧となるように前記コンバータ部を制御するコンバータ部制御装置として、前記コンバータ部の複数ある絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ各々に設けられる第１のコンバータ部制御装置と、第２のコンバータ部制御装置とを有し、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが、スイッチ素子を有し、前記スイッチ素子の開閉タイミングの位相がシフトされることで前記第２の端子から出力される出力電圧が制御される直流昇圧変換器の制御方法であって、
   前記第２のコンバータ部制御装置が、
   前記入力直流電力の電圧を前記所定の電圧と一致させるための前記位相のシフト量である第１のシフト量を算出し、
   前記出力端子から出力される出力直流電力の電圧を前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの数で除算することで得られる電圧である絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧を算出し、
   算出した前記第１のシフト量と前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧とを前記第１のコンバータ部制御装置各々に送信し、
   前記第１のコンバータ部制御装置が、それぞれ、
   前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第２の端子から出力される出力電圧を取得し、前記第２のコンバータ部制御装置から受信した前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧と前記出力電圧とを一致させるための前記位相のシフト量である第２のシフト量を算出し、
   前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに対して、前記第１のシフト量から前記第２のシフト量を減算したシフト量を与えることで、前記入力直流電力の電圧が前記所定の電圧となるように制御することを特徴とする制御方法。
6. 直流電力となる入力直流電力を受け付ける入力端子と、
   絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを複数有し、複数ある前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の端子各々が並列に前記入力端子と接続されるコンバータ部と、
   複数ある前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の端子各々と直列に接続され、前記コンバータ部により電圧が昇圧された直流電力である出力直流電力を出力する出力端子とを有する直流昇圧変換器のコンバータ部制御装置であって、
   前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチ素子を有し、前記スイッチ素子の開閉タイミングの位相がシフトされることで前記第２の端子から出力される出力電圧が制御され、
   前記コンバータ部制御装置は、
   前記入力直流電力の電圧を所定の電圧と一致させるための前記位相のシフト量である第１のシフト量を算出し、
   複数ある前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ各々について、前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第２の端子から出力される出力電圧と、前記出力端子から出力される出力直流電力の電圧を前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの数で除算することで得られる電圧である絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ毎平均電圧とを一致させるための前記位相のシフト量である第２のシフト量を算出し、
   複数ある前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ各々に対して、前記第１のシフト量から前記第２のシフト量を減算したシフト量を与えることで、前記入力直流電力の電圧が前記所定の電圧となるように前記コンバータ部を制御することを特徴とするコンバータ部制御装置。

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