JP2014526161A - 較正された量のカウンタ電荷を注入する回路を含む放射検出器 - Google Patents

Abstract

本発明は放射検出器用の電子読み取り回路に関する。
当該電子回路は特に、
・閾値電位（Ｖｃｏｍｐ）および積分ノード（Ｎ）からの電位を受ける比較器（１２）であって、前記ノードが、感光素子（１１）によって生成される電荷を保存可能な比較器（１２）と、
・前記比較器（１２）の出力端に接続されたカウンタ（１３）と、
・カウンタ電荷注入回路（４１）と、
を有し、前記カウンタ電荷注入回路（４１）が、
−カウンタ電荷を保存するコンデンサ（１４３）と、
−前記比較器（１２）がトグル動作を行う都度、前記コンデンサ（１４３）の端子（Ａ）から前記積分ノード（Ｎ）にカウンタ電荷を転送すべくオン状態にすることができ、前記カウンタ電荷の転送が前記コンデンサ（１４３）の前記端子（Ａ）における電位（Ｖａ）を変動させる転送トランジスタ（Ｍ２）と、
−前記転送トランジスタ（Ｍ２）を制御する調整回路（４２）であって、前記コンデンサ（１４３）の前記端子（Ａ）の電位が前記転送トランジスタ（Ｍ２）から独立した２個の所定電位（Ｖｐ２、Ｖｃｏｍｐ２)の間にある場合に、前記転送トランジスタ（Ｍ２）をオン状態にする手段（４２５）を含む調整回路（４２）とを有している。

Description

本発明は、カウンタ電荷注入回路が受ける放射光子を定量化可能な放射検出器用の電子回路に関する。本発明は特に、Ｘ線またはガンマ線を電荷に変換する構造に関連付けられたＣＭＯＳ技術に基づくピクセルのアレイを含む、Ｘ線またはガンマ線画像処理を意図したアレイ放射検出器に関する。

アレイ放射検出器は、読み取り手段を形成するピクセルのアレイおよび電子回路を含んでいる。各ピクセルは、受けた光子の量に比例する電荷を生成する感光素子を含んでいる。光電荷とも称するこれらの電荷は、各感光素子が受けた光子の量を表す情報を提供すべく読み取り手段により処理される。ＣＭＯＳ技術を利用することにより、読み取り手段を各ピクセルと一体化することができる。従って、検出の結果をアレイの外部へ転送し易くにするために、これらの電荷を実際にピクセル内に存在するデジタル信号に変換することができる。読み取り手段を製造する一般的な解決策は、電荷を積分することにより動作する回路を用いることである。この積分回路は、感光素子から電荷を受ける積分容量、閾値比較器、カウンタおよびカウンタ電荷注入回路を含んでいる。露光フェーズの最中に、積分容量への電荷の到着が端末自体での電圧低下をもたらす。電荷読み取りフェーズの最中に、積分容量端子での電圧が閾値電圧を下回る限り、閾値比較器は特定の回数トグル動作を行う。比較器の各トグル動作は、カウンタを１単位増加させて、注入回路に１パケット分のカウンタ電荷を注入させ、その量−Ｑ０が較正される。マイナス符号は、注入されたカウンタ電荷が、感光素子から受けられた電荷とは反対の極性を有することを示すために恣意的に用いている。カウンタは従って、積分容量の端子における閾値電圧よりも高い電圧に戻すために必要な電荷パケットの個数分増加される。実際には、注入される電荷の総量を推定すべく、カウンタが比較器のトグル動作回数を判定しながら、カウンタ電荷は一般に光電荷が集められるにつれて注入される。読み取りは従って、カウンタの内容の読み取りに対応している。カウンタの増分数は、感光素子が受けた光子の量を表す数値を与える。

カウンタ電荷注入回路は積分回路に必須の要素である。その理由は、測定の精度がカウンタ電荷量−Ｑ０の較正に依存するためである。第１に、カウンタ電荷量−Ｑ０は、電荷の定量化のペースに対応するため、比較的小さくなければならない。第２に、この量は、積分容量が受ける電荷を定量化するため、カウンタ電荷の各パケットと同一でなければならない。

しかし今日のカウンタ電荷注入回路において、比較器がトグル動作する都度注入される電荷の量は変動し得る。その理由は、これらの回路が電界効果トランジスタを有し、そのチャネルがｒｔｓ「Ｒａｎｄｏｍ Ｔｅｌｅｇｒａｐｈ Ｓｉｇｎａｌ（不規則電信信号）」と称する不規則な雑音に影響されるためである。この雑音の不規則な性質は、注入されるカウンタ電荷量に影響を及ぼす。すなわち、一部の注入はこの雑音の影響を受けるが、他のものはそうでない。従って、特定の数の注入により注入された全電荷を推定したい場合、影響を受けた、または受けていない注入は未知である。

例えば、カウンタ電荷注入回路は多くの場合、直列接続された２個の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）およびトランジスタの接続点と例えば接地点等の一定電圧との間に接続されたコンデンサを含んでいる。第１のトランジスタにより、当該トランジスタのゲート電圧により制御される充電電圧と称する第１の電圧値までコンデンサを帯電させることができる。第２のトランジスタにより、当該トランジスタのゲート電圧により制御される放電電圧と称する第２の電圧値までコンデンサを放電させることができる。コンデンサから積分回路の積分容量に注入されるカウンタ電荷量−Ｑ０は、コンデンサの容量の値、および充電電圧と放電電圧の差に基づいている。しかし、充電電圧と放電電圧をトランジスタのゲート電圧から直接に導くことはできない。充電電圧と放電電圧は、トランジスタの内部電位に対応しており、各トランジスタのチャネル内での電荷のトラップにより生じるｒｔｓ雑音のために正確にはわからない。このｒｔｓ雑音が更に重大なのは、比較的小さい量−Ｑ０のカウンタ電荷を生成するために成分の大きさが小さいためである。実際に、このｒｔｓ雑音により量−Ｑ０の値が数パーセント変化する。この変化は、受けた光子の量、従って、得られる画像の品質の評価に直接影響を及ぼす。このようなエラーは一般に、特に医療画像分野における検出器にとって受容できるものではない。

本発明の目的は特に、感光素子が生成する電荷の量を評価すべく注入されるカウンタ電荷量を精密に決定することにより、上述の短所の全部または一部を克服することにある。この目的のため、本発明は以下の要素、すなわち
・所定の閾値電位を受ける第１の入力端、および感光素子が光子放射を受けて生成する電荷であって積分ノードにおける検出電位を変動させる電荷を保存可能な積分ノードに接続可能な第２の入力端を有する比較器と、
・検出電位により閾値電位の逸脱回数をカウントすべく比較器の出力端に接続されたカウンタと、
・電荷の平衡化を可能にするカウンタ電荷注入回路とを有し、前記回路が、
−カウンタ電荷を保存するコンデンサと、
−比較器がトグル動作を行う都度、コンデンサの端子から積分ノードにカウンタ電荷を転送すべくオン状態にすることができ、コンデンサの前記端子が注入回路のノードを形成し、カウンタ電荷の転送が注入回路の前記ノードにおける電位を変動させる転送トランジスタと、
−転送トランジスタを制御する調整回路であって、注入回路のノードの電位が転送トランジスタから独立した２個の所定電位の間にある場合に、転送トランジスタをオン状態にする手段を含む調整回路とを含む放射検出器用の電子回路に関する。

このような回路は、比較器がトグル動作を行う都度注入される電荷の量に対する制御を行う。従って検出器により集められた電荷の総量が改善され、測定値の精度が向上する。

好適な実施形態によれば、調整回路は更に、当該変動が注入回路のノードにおける電位の変動を表す位置で基準電位を生成する手段を含み、転送トランジスタを制御する手段は、基準電位が転送トランジスタから独立した２個の所定電位の間にある場合に当該転送トランジスタをオン状態にする。

本発明はまた、光子放射を受けて積分ノードに電荷を生成する感光素子を有する放射検出器に関し、上述のように、比較器の第２の入力が積分ノードに接続されている。

本発明は特に、ｒｔｓ雑音を除去しながら、寸法が小さい部品を使用できる利点がある。注入されるカウンタ電荷量−Ｑ０が極めて少なくてよいため、各感光素子が生成する電荷の精密な定量化が図れる。更に、寸法が小さい部品を用いることにより、各ピクセル内のカウンタ電荷注入回路が占める表面積を制限することができる。本発明は従って、測定値の精度を低下させることなくこれらの小型部品を利用可能にする。小型の部品とは、最大長が１ミクロン以下のオーダーである部品を意味するものと理解されたい。

添付の図面を参照しながら以下の記述を精査することにより本発明に対する理解が深まると共に他の利点も想起されよう。

従来技術による放射検出器内のピクセルの回路図を示す。 図１のピクセル内のカウンタ電荷注入回路の動作原理を示す。 図１のカウンタ電荷注入回路の動作に対するｒｔｓ雑音の影響を図２Ａ〜２Ｅと同様の表現で示す。 本発明によるピクセルの第１例の回路図を示す。 図４のピクセル内の調整回路の変型実施形態の回路図を示す。 本発明によるピクセルの第２例の回路図を示す。 図６のピクセル内のカウンタ電荷注入回路の動作原理を図２Ａ〜２Ｅと同様の表現で示す。 図６のピクセル内のカウンタ電荷注入回路の動作原理をタイミング図により示す。

図１に、従来技術によるアレイ放射検出器内のピクセル１０の回路図を示す。各ピクセル１０は、アレイ検出器内で感光点を形成する。当該点は、フォトダイオード１１、閾値比較器１２、カウンタ１３、およびカウンタ電荷注入回路１４を含んでいる。閾値比較器１２、カウンタ１３、および注入回路１４は、フォトダイオード１１を読み取り可能にする電子回路を形成する。フォトダイオード１１は、フォトトランジスタにより、またはより一般的には受けた光子の量に比例して電荷を生成する任意の感光素子により代替可能である。例えば、考慮する光子は、可視領域またはＸ線領域の波長を有している。後者の場合、感光素子がＸ線放射の直接的影響下で電荷を生成するか、または可視光放射に敏感であり、その場合にはＸ線源と感光素子の間にシンチレータが挿入される。

フォトダイオード１１は、露光フェーズの間に生成された電荷を保存する積分容量として用いられる寄生容量を有している。フォトダイオードの寄生容量は一般に充分である。にもかかわらず、積分容量を増やすべくコンデンサがフォトダイオードと並列に接続されていてもよい。フォトダイオード１１の陽極は一定電圧を受ける。例えば、陽極は接地点に接続されている。閾値比較器１２は、正入力端で閾値電圧Ｖｃｏｍｐを受ける。負入力端はフォトダイオード１１の陰極に接続されている。比較器１２の出力端はカウンタ１３の入力端に接続されている。

カウンタ電荷注入回路１４は、２個の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）すなわち第１トランジスタＭ１および第２トランジスタＭ２と、２個の電圧源１４１、１４２と、容量Ｃのコンデンサ１４３とを含んでいる。第１トランジスタＭ１のドレイン、第２トランジスタＭ２のソース、およびコンデンサ１４３の端子は、カウンタ電荷注入回路のノードと称する点Ａに接続されている。

第１トランジスタＭ１のソースは電圧源１４１に接続され、ドレインは第２トランジスタＭ２のソースに接続されている。第１トランジスタＭ１により、電荷注入回路のノードで電荷を設定することができる。これはプリチャージトランジスタと称する。トランジスタＭ１とＭ２の間の接続点は上で定義した点Ａに対応している。

第２トランジスタＭ２のドレインは、内部へカウンタ電荷を注入可能にすべく、フォトダイオード１１の陰極に接続されている。従って、第２トランジスタＭ２は転送トランジスタと称する場合がある。フォトダイオード１１の陰極も同様に、検出器内での放射の相互作用により生成された電荷が蓄積された点に対応している。当該点をピクセルの積分ノードＮと称する場合がある。換言すれば、ノードＮはフォトダイオード１１と、その電子読み取り回路との間の接続点である。ノードＮは最初に、フォトダイオード１１が露光された場合にフォトダイオード１１から電荷を受け、次いでカウンタ電荷注入回路１４からカウンタ電荷を受けることができる。

電荷の収集およびノードＮへのカウンタ電荷の注入は、ノードＮの電位を変動させる。例えば、フォトダイオード１１は、光子を受ける間、自身の陰極に保存される負電荷（電子）を生成するものと考えることができる。これらの負電荷はノードＮの電位を低下させる。電位が閾値電位Ｖｃｏｍｐよりも低くなると比較器１２がトグル動作を行う。各トグル動作はカウンタ１３によりカウントされる。トランジスタＭ１のゲートは一定電位Ｖｇ１になるまでバイアスが掛けられる。トランジスタＭ２のゲートは、電圧源１４２によりバイアスが掛けられる。コンデンサ１４３は、点Ａと一定電圧源、例えば接地点との間に接続されている。電圧源１４１、１４２は各々、電位Ｐｈｉ１、Ｐｈｉ２を供給する。これらは、閾値比較器１２からトグル動作の情報を自身の入力端で受け、且つ電圧源１４１を制御する第１の信号Ｐｈｉ１ｃおよび電圧１４２を制御する第２の信号Ｐｈｉ２ｃを自身の出力端に送る制御回路１５により制御される。カウンタ電荷注入回路１４はコンデンサ１４３を有していなくてもよく、その場合、トランジスタＭ１、Ｍ２の寄生容量により容量Ｃが供給される。

図２Ａ〜２Ｅに、電荷結合回路（ＣＣＤ）の分野で公知の油圧モデルによる、カウンタ電荷注入回路１４の動作原理を示す。これらの図において、トランジスタＭ１、Ｍ２は、強い逆バイアスを受けるものと考えられる。トランジスタＭ１、Ｍ２は、弱い逆バイアスでも同様に容易に動作可能である。そのために定量的な値は修正されるであろうが、以下に与える質的な説明は依然として正しい。これらの図の各々において、左から右の列に、電位Ｐｈｉ１、トランジスタＭ１の内部電位Ｖｇ１ｓ、点Ａにおける電位Ｖａ、トランジスタＭ２の内部電位Ｐｈｉ２ｓ、およびトランジスタＭ２のドレイン電位Ｖｄ２を示す。読者の注意が向くのはゲートに印加される電位ではなく、トランジスタＭ１、Ｍ２の内部電位、すなわちチャネルの電位が考慮の対象である事実である。トランジスタのゲートの内部電位に１次近似はＶｇ−ＶＴであり、ここにＶｇはトランジスタのゲートに印加される電位、ＶＴはトランジスタの閾値電圧である。フォトダイオード１１へのカウンタ電荷の注入には、プリチャージステップ、スキミングステップ、および転送ステップの連続的実行を要する。例えば、カウンタ電荷の注入は、比較器１２のトグル動作により開始される。図２Ａに、プリチャージステップの間におけるカウンタ電荷注入回路１４を示す。当該ステップにおいて、電位Ｐｈｉ１は、高レベルＰｈｉ１＿ｈにある。電位Ｐｈｉ２は、高レベルＰｈｉ２＿ｈにある。内部電位Ｐｈｉ２ｓは従って、高レベルＰｈｉ２ｓ＿ｈにある。電位Ｐｈｉ１＿ｈ、Ｖｇ１、およびＰｈｉ２＿ｈは、電位Ｐｈｉ１＿ｈが電位Ｖｇ１ｓよりも高く、且つ電位Ｐｈｉ２ｓ＿ｈよりも低くなるように決定される。電位Ｖａは従って、電位Ｐｈｉ１＿ｈに安定させることができる。図２Ｂに、スキミングステップの間における注入回路１４を示す。当該ステップの最中に、電位Ｐｈｉ１は低レベルＰｈｉ１＿ｂにあって、電位Ｖｇ１ｓよりも低い。電位Ｐｈｉ２ｓは、高レベルＰｈｉ２ｓ＿ｈに維持されている。トランジスタＭ１はオン状態であり、コンデンサ１４３から過剰電荷を電圧源１４１へ逃がして電位Ｖａを低下させる。図２Ｃに、スキミングステップの終了時点での注入回路１４を示す。同図において、電位Ｖａが電位Ｖｇ１ｓで安定しているように見える。図２Ｄに示すように、転送ステップの最中に、電位Ｐｈｉ２は低レベルＰｈｉ２＿ｂに維持されている。内部電位Ｐｈｉ２ｓは従って、低レベルＰｈｉ２ｓ＿ｂにある。電位Ｐｈｉ２＿ｂは、電位Ｐｈｉ２ｓ＿ｂが電位Ｖｇ１ｓよりも低くなるように決定される。トランジスタＭ２はオン状態であり、コンデンサ１４３内の過剰電荷をフォトダイオード１１へ逃がす。電荷転送により電位Ｖａが低下し、ノードＮの電位が上昇する。図２Ｅに、転送ステップの終了時点における注入回路１４を示す。電位Ｖａは、電位Ｐｈｉ２ｓ＿ｂで安定している。過剰電荷（カウンタ電荷）をフォトダイオード１１へ転送するステップは従って、電位ＶａをＶｇ１ｓからＰｈｉ２ｓ＿ｂまで低下させることができる。フォトダイオード１１に注入されるカウンタ電荷量−Ｑ０は従って、Ｃ×（Ｖｇ１ｓ−Ｐｈｉ２ｓ＿ｂ）である。引き続きカウンタ電荷を注入するために、プリチャージ、スキミング、および転送ステップが繰り返される。注入は、ノードＮにおける電位が閾値電位Ｖｃｏｍｐに達するまで実行される。１個のカウンタ電荷の注入でノードＮの電位を閾値電位Ｖｃｏｍｐにするにはフォトダイオード１１の容量が充分に低いため、比較器１２のトグル動作が生じ得る点に注意されたい。

限られた量のカウンタ電荷を注入する目的で、低い電位によりトランジスタＭ１、Ｍ２を制御する必要があり、且つコンデンサ１４３の容量Ｃは最小にする必要がある。従って、トランジスタの寸法は比較的小さくなければならない。従ってＦＥＴトランジスタにおいて顕著なｒｔｓ雑音が出現し、これは特に不規則であるために邪魔である。このｒｔｓ雑音は、トランジスタのチャネル内の１個以上のトラップにおける１個以上の電荷のトラップに起因するものである。電荷がトラップされる時間は典型的には１秒のオーダーである。この時間全体にわたり、ＦＥＴトランジスタの動作が変化する。この変化は、トランジスタの導電の変動として、またはゲートにおける同電位のトランジスタのチャネルの電位の変動として見ることができる。図３Ａ〜３Ｅに、図１のカウンタ電荷注入回路１４の動作に対するｒｔｓ雑音の影響を示す。図３Ａ〜３Ｅは各々、ホールがトランジスタＭ１のチャネルにトラップされた場合における図２Ａ〜２Ｅに等しい。トラップされた正電荷によりチャネル内の電位Ｖｇ１ｓが上昇する。これを図３Ａ〜３Ｅに、水路の底に置かれた小石との類似性から隆起で示す。この隆起は、図３Ａに示すようにプリチャージステップを殆ど阻害しない。電位Ｖａは同様に、電位Ｐｈｉ１＿ｈを安定させる。一方、トラップされた電荷は、図３Ｂに示すようにスキミングステップを遅延させ、特に、電位Ｖａが安定するレベルを変更する。図３Ｃに示すスキミングステップの終了時点において、電位Ｖａは電位Ｖｇ１ｓより僅かに高くなっている。従って図３Ｄに示すように転送ステップの最中に、より大量の電荷がフォトダイオード１１に注入される。トラップされた電荷がチャネルの全幅にわたりその電位を変更しない場合でも、必然的にスキミングステップを遅延させる点に注意されたい。しかし、各ステップに伴う持続期間は実際には限られている。換言すれば、電荷のトラップは必然的に、電位Ｖａの変更をもたらす。同様に、ホールがトランジスタＭ２のチャネル内でトラップされて、転送ステップ終了時点における電位Ｖａの安定化のレベルを変更することができる。要するに、ｒｔｓ雑音は、注入されるカウンタ電荷量−Ｑ０の変動を伴う。この量−Ｑ０の変動は典型的には数パーセントのオーダーであり、ある種の画像処理分野、特に医療画像処理では受容できないことが分かる。

従って、一般的には、ｒｔｓと称する雑音は、カウンタ電荷注入回路のトランジスタのチャネル電位に不規則な影響を及ぼす。従って、カウンタ電荷の各注入動作の最中に、注入される電荷の量は、制御不可能な仕方で変動する恐れがある。

本発明は、ＦＥＴトランジスタのｒｔｓ雑音を除去して、一定量のカウンタ電荷の注入を可能にすることを目的とする。この目的のため、本発明によるカウンタ電荷注入回路は、転送ステップの最中に、注入回路のノードＡにおける電圧の変動が、トランジスタＭ２から独立した、すなわちそのチャネルの電位から独立した２個の所定電位の間の変動に等しくなるように転送トランジスタＭ２を制御する手段を含んでいる。更に、注入回路のノードＡにおける電圧の変動は、プリチャージトランジスタＭ１のチャネルの電位から独立している。

図４に、本発明によるピクセル４０の第１例の回路図を示す。ピクセル４０を読み取る電子回路は、図１におけるピクセル１０を読み取る電子回路とはカウンタ電荷注入回路だけが異なる。前記回路４１は同様に、直列に接続された２個のＦＥＴトランジスタＭ１、Ｍ２と、電圧源１４１と、典型的には数ｆＦ〜数十ｆＦの容量Ｃのコンデンサ１４３とを含んでいる。この容量Ｃは、カウンタ電荷注入回路４１のノードＡにおけるカウンタ電荷の生成に関与するため、カウンタ電荷容量と称する場合がある。前記回路４１は更に、調整回路４２を有している。トランジスタＭ１は、ソースが電圧源１４１に接続され、ドレインが点Ａに接続されている。トランジスタＭ２は、ソースが点Ａに接続され、ドレインがノードＮ、すなわちフォトダイオード１１の陰極に接続されている。コンデンサ１４３は、点Ａと、一定電圧源、この場合は設置点、との間に接続されている。トランジスタＭ１のゲートは依然として一定電位Ｖｇ１になるまでバイアスが掛けられる。一方、トランジスタＭ２のゲートは、調整回路４２が生成する制御電位Ｐｈｉ２によりバイアスが掛けられる。調整回路４２は、自身の入力端において点Ａから電位Ｖａを受けて、当該電位の変動に基づいて制御電位Ｐｈｉ２を制御する。調整回路４２は従動子４２１と、容量Ｃ２のコンデンサ４２２と、被制御スイッチ４２３と、被制御スイッチ４２３を駆動する電圧源４２４と、閾値比較器４２５と、スイッチ４２６と、一定電位Ｖｐ２、一定電位Ｖｃｏｍｐ２および一定電位Ｐｈｉ２＿ｈを供給する電圧源とを含んでいる。従動子４２１の入力端は点Ａに接続されている。従動子４２１の出力端はコンデンサ４２２の第１のプレートに接続され、第２のプレートが点Ｂに接続されていて、その電位が基準電位Ｖｂを形成し、その電位が点Ａ（注入回路のノード）における電位に対する画像処理電位であると言うことができる。従動子４２１およびコンデンサ４２２は、基準電位Ｖｂを生成する手段を形成し、その変動が電位Ｖａの変動を表す。点Ｂは更に、比較器４２５の負入力端およびスイッチ４２３に接続されている。電圧源４２４は、点Ｂに電位Ｖｐ２を印加すべく、制御パルスＰｈｉ＿Ｖｐ２によりスイッチ４２３を制御する。比較器４２５の正入力端は、電位Ｖｐ２よりも低い一定電位Ｖｃｏｍｐ２を受ける。比較器４２５の出力端は制御電位Ｐｈｉ３を供給する。この電位は、点Ｂにおける電位Ｖｂと電位Ｖｃｏｍｐ２との比較の結果に応じて２個の値Ｐｈｉ３＿ｈおよびＰｈｉ３＿ｂをとり得る。比較器４２５の下流に配置されたスイッチ４２６により、転送フェーズの最中に、比較器の出力端Ｐｈｉ３をトランジスタＭ２の制御Ｐｈｉ２に接続することができ、当該フェーズは比較器１２のトグル動作後の所定時点で開始される。当然、Ｐｈｉ３＿ｈ、Ｐｈｉ３＿ｂは各々Ｐｈｉ２＿ｈ、Ｐｈｉ２＿ｂに対応している。従って、転送フェーズの最中に、比較器４２５の出力端はトランジスタＭ２を制御する手段を形成する。値Ｐｈｉ２＿ｈ、Ｐｈｉ２＿ｂを調整する手段（図示せず）は、トランジスタＭ２のバイアスを調整可能にすべく提供される。これらの調整手段は、比較器４２５と一体化されていても、または比較器４２５とトランジスタＭ２のゲートとの間に挿入されていてもよい。電圧源１４１、４２４、およびスイッチ４２６は、閾値比較器１２からトグル動作情報を自身の入力端で受ける制御回路（図示せず）により制御可能である。

転送フェーズ以外では、スイッチ４２６により制御Ｐｈｉ２を、出力端Ｐｈｉ３とは独立に、高レベルＰｈｉ２＿ｈに接続することができる。

カウンタ電荷注入回路４１は、以下のように動作する。例えば比較器１２のトグル動作に続いて制御回路により開始されるプリチャージステップの最中に、時点ｔ_０において、電位Ｐｈｉ１は高レベルＰｈｉ１＿ｈにあり、内部電位Ｐｈｉ２ｓは高レベルＰｈ２＿ｈにあって、Ｐｈｉ１＿ｈはＶｇ１ｓよりも高くＰｈｉ２ｓ＿ｈよりも低い。当該ステップの最中に電位Ｐｈｉ＿Ｖｐ２は、スイッチ４２３をオン状態にすべく、高レベルに上げられる。これにより、Ｂの電位をＡの電位とは独立に固定することができる。比較器４２５の出力端Ｐｈｉ３は低レベルＰｈｉ３＿ｂにある。トランジスタＭ２を制御するゲート電位Ｐｈｉ２は高レベルＰｈｉ２＿ｈにある。当該ステップは、ｔ_０（またはｔ_０＋ε）〜ｔ_１の所定の時間だけ継続される。次いでＡの電位はＰｈｉ１＿ｈとなる。

スキミングステップは、電荷注入回路のノードＡで生成された電荷の調整を行うものである。当該ステップは、比較器１２のトグル動作に続いて所定の時点ｔ_１で開始される。電位Ｐｈｉ１は、電位Ｖｇ１ｓよりも低い低レベルＰｈｉ１＿ｂに下げられる。スキミングステップの終了時点において、電位Ｖａは従って、レベルＶｇ１ｓにトランジスタＭ１のｒｔｓ雑音に起因して生じ得る変動を加えたものである。当該ステップの最中は電位Ｐｈｉ＿Ｖｐ２が高レベルに維持されていて、Ａの電位、従ってｒｔｓ雑音の電位とは独立にＢの電位を固定すべくスイッチ４２３をオン状態にする。比較器Ｐｈｉ５３の出力端は低レベルＰｈｉ３＿ｂにある。トランジスタＭ２を制御する電位Ｐｈｉ２は高レベルＰｈｉ２＿ｈにある。当該ステップは、ｔ_１（またはｔ_１＋ε）〜ｔ_２の所定の時間だけ継続される。

スキミングは時点ｔ_２で終了し、ｔ_２とｔ_０の時間差は予め定められている。この時点で、電位Ｐｈｉ＿Ｖｐ２は低レベルまでトグル動作してスイッチ４２３を開く。

第３のステップは電荷転送に対応している。当該ステップは時点ｔ_３に開始され、ｔ_０とｔ_３の時間差は予め定められている。当該ステップの最中は電位Ｐｈｉ＿Ｖｐ２が低レベルに維持されていて、従動子４２１および付随する容量Ｃ２を介して注入回路４１のノードＡの電位の変動にＢの電位が追随すべく、スイッチ４２３を開く。更に、転送トランジスタＭ２のゲート電圧Ｐｈｉ２は、出力電圧Ｐｈｉ３に等しくされている。比較器４２５の出力端Ｐｈｉ３は従って低レベルＰｈｉ３＿ｂにある。トランジスタＭ２を制御するゲート電位Ｐｈｉ２は低レベルＰｈｉ２＿ｂにある。

トランジスタＭ２のゲートへのＰｈｉ２＿ｂの印加により、点ＡからノードＮへのカウンタ電荷の転送が開始される。カウンタ電荷がノードＮに注入されるにつれて、電位Ｖａが低下する。この低下は、従動子４２１およびコンデンサ４２２を介して点Ｂへ伝送される。従って、電荷転送中のようにスイッチ４２３が開いている場合、点Ａの電位の変動に続いて電位Ｖｂが低下するため、点Ｂおよびその電位Ｖｂは各々、点Ａに対する、点Ａの像点および電位Ｖａの像電位として記述することができる。電位Ｖｂは、電位Ｖｃｏｍｐ２に達するまで低下する。次いで比較器４２５がトグル動作を行い、出力端Ｐｈｉ３がトグル動作して高レベルＰｈｉ３＿ｈになる。従って、Ｐｈｉ２はトグル動作を行って高レベルＰｈｉ２＿ｈに上昇してトランジスタＭ２によるカウンタ電荷の転送を停止させる。この転送の最中に電位ＶａはＶｐ２からＶｃｏｍｐ２に変化する。

転送ステップは従って、Ｃ×（Ｖｐ２−Ｖｃｏｍｐ２）に等しいカウンタ電荷量−Ｑ０の転送を含んでいる。従って、カウンタ電荷の注入の最中は電荷点Ａにおける電位の変動は、一定の制御された電位により制限される。図１のカウンタ電荷注入回路１４に関して、注入回路４１により、量−Ｑ０はトランジスタＭ１、Ｍ２のチャネルの電位には依存せず、トランジスタＭ１、Ｍ２の外部電位に依存している。より正確には、量−Ｑ０は、内部電位Ｖｇ１ｓとＰｈｉ２ｓ＿ｂの間の電位Ｖａの変動には依存せず、例えば電圧源を介してこれらの電位を印加することにより正確に決定することができる電位Ｖｐ２とＶｃｏｍｐ２の間の電位Ｖｂの変動（これはＶａの変動と同一）に依存する。無論、注入されるカウンタ電荷量が内部電位Ｖｇ１ｓにも内部電位Ｐｈｉ２ｓ＿ｂにも依存しないようにするには、（Ｖｐ２−Ｖｃｏｍｐ２）<（Ｖｇ１ｓ−Ｐｈｉ２ｓ＿ｂ）となるように電位Ｖｐ２、Ｖｃｏｍｐ２、Ｐｈｉ２＿ｂ、およびＶｇ１を選択する必要がある。必要な電位の数を制限する目的で、比較器４２５は僅かに不均衡である場合、すなわちトグル動作の閾値がＶｃｏｍｐ２より僅かに高い場合、Ｖｐ２＝Ｐｈｉ２ｓ＿ｂおよびＶｃｏｍｐ２＝Ｖｇ１ｓを選択することができる。

従来技術（図３）では、カウンタ電荷はＭ１、Ｍ２の内部電位の差に依存する。従って、可能な限り熱的または技術的バラツキを除去するためにこれらの２個のトランジスタが可能な限り互いに一致している（近接している、同一寸法である、スキミング動作の同一システムによる）ことが重要である。

しかし本発明では、スイッチ４２３がオフ状態である場合、Ａのプリチャージの終端からの電圧は保存され、従って唯一の懸念は当該電圧の変動である。従ってＡのプリチャージにはより多くの自由度がある。特に、プリチャージトランジスタＭ１は、比較的駿府が大きいＭＯＳトランジスタにより製造することができ、その容量はプリチャージステップに影響しない。

量−Ｑ０が比較的小さいカウンタ電荷パケットの生成を可能にすべく、従動子４２１は好適には自身の入力端で僅かに、すなわち数フェムトファラッドの容量性を有している。従って、従動子４２１は、前記従動子のオフセットの変動（従動子の入力短と出力端の間の電位差）をもたらすｒｔｓ雑音にさらされる。しかし、当該オフセットはコンデンサ４２２により除去され、電位Ｖａの変動は常に電位Ｖｂの変動と同一のままである。一方、オフセットの変動によりＶａとＶｂの変動に差が生じる。しかし、この差は、オフセットの変動が生じるカウンタ電荷パケットの生成を行う間だけ残留する。換言すれば、Ｎ回の注入のうち１回の間に従動子４２１のオフセットが１回変化したならば、１個のカウンタ電荷パケットだけに量−Ｑ０の低下が生じる。同様に、比較器４２５は、コンデンサを介して従動子により、すなわちＡＣ出力インピーダンスが比較的低いアセンブリにより駆動されるため、入力端ほど僅かに容量性を有している必要がない点に注意されたい。比較器４２５は従って、一切ｒｔｓ雑音が生じないようにすべく充分大きい寸法を有するＦＥＴトランジスタにより製造することができる。電位Ｖａの変動を最小限の損失で電位Ｖｂに伝送すべく、コンデンサ４２２は好適には、点Ｂに存在する寄生容量に関して高い容量Ｃ２を有している。典型的には、コンデンサ４２２は数十ｆＦ〜数百ｆＦの容量Ｃ２を有している。最後に、従動子４２１が線形増幅器で代替可能であることを指摘することができ、その場合、電位Ｖｐ２、Ｖｃｏｍｐ２を増幅利得に基づいて適合させる必要がある。

図５に、図４に示す調整回路４２の変型実施形態の回路図を示す。この変型により、注入されるカウンタ電荷量−Ｑ０を１ピクセル毎に調整することが可能になる。このような調整は、カウンタ電荷量が極めて少ない、例えば数百ホールである場合に必要であることがわかるであろう。各注入回路のコンデンサ１４３は従って、１フェムトファラッドのオーダーの極めて小さい容量Ｃを有していることが必要である。例えば、この容量Ｃは、トランジスタＭ１、Ｍ２の寄生容量により得られる。いずれにせよ、容量Ｃは１ピクセル毎に大きく変動し得るため、カウンタ電荷量−Ｑ０を１ピクセル毎に調整する手段を有し得ることが望ましい。図５の変型実施形態によれば、この調整は、電位Ｖａの変動と電位Ｖｂの変動の間で伝達利得を変更する手段により間接的になされる。換言すれば、その目的は、カウンタ電荷注入の前に電荷点Ａにおける電位の値、すなわち上で定義した端子の１個の値を各ピクセル毎に調整することである。同様に、値Ｖｃｏｍｐを１ピクセル毎に調整することも可能である。図５の調整回路５１は、図４の調整回路４２以外に、各々の容量がＣｇ１、Ｃｇ２、Ｃｇ３およびＣｇ４であるコンデンサ５２１、５２２、５２３および５２４、各コンデンサの被制御スイッチ５３１、５３２、５３３および５３４、およびこれらスイッチの制御手段５４を有している。図５において、４個のコンデンサの組について考慮する。しかし、所望の程度に精度に応じて多数のコンデンサを考慮することもできる。各コンデンサ５２ｉ（この場合ｉは１〜４の整数値をとる）が一定電圧源、例えば接地点と、関連付けられたスイッチ５３ｉとの間に接続されている。更に、各スイッチ５３ｉは点Ｂに接続されている。制御手段５４は、例えば、各スイッチに対するメモリ重みを保存するメモリを含んでいる。各メモリ重みは、スイッチ５３ｉをオン状態またはオフ状態にする必要があるか否かを示す。スイッチ５３ｉがオン状態である場合、コンデンサ５２ｉは系列に接続され、自身の容量Ｃｇｉが追加される。点Ｂに接続された容量Ｃｇｉの合計をＣａｄｄと表記する。Ｃａｄｄも同様に寄生容量を有し得る点に注意されたい。電位Ｖａの変動と電位Ｖｂの変動の間の伝達利得は従って、容量比Ｃ２／（Ｃ２＋Ｃａｄｄ）に等しい。容量Ｃｇｉの値は互いに異なっていてよい。例えば、容量Ｃｇｉの値は、制御手段５４に保存されたバイナリ符号を用いて最小容量Ｃｇｉの全ての倍数を選択可能にすべく、２のベキ乗列（１、２、４、８等）から選択することができる。

従って、各注入動作の最中に、電荷点Ａにおける電位は２個の被制御端子間で変動し、これらの端子の１個の値を１ピクセル毎に調整することが可能である。従って、各注入動作で注入されるカウンタ電荷量は、容量Ｃに基づいて１ピクセル毎に調整することができる。

図６に、本発明によるピクセル６０の第２の実施形態の回路図を示す。ピクセル６０は同様に、フォトダイオード１１、閾値コンデンサ１２、カウンタ１３、および図４のピクセル４０に関しては互いに接続されたカウンタ電荷注入回路６１を含んでいる。構造上、カウンタ電荷注入回路６１は、調整回路６２において注入回路４１とは基本的に異なる。同様に、トランジスタＭ１のゲートが一定電位になるまでバイアスが掛けられるのではなく、調整回路６２が生成する制御電位Ｐｈｉ３によりバイアスが掛けられるという点が異なる。前記回路６２は依然として、点Ａからの電位Ｖａを自身の入力端で受け、制御電位Ｐｈｉ２および制御電位Ｐｈｉ３を自身の出力端へ供給する。調整回路６２は、従動子６２１、閾値比較器６２、およびシーケンス論理装置６２３を含んでいてよい。従動子６２１は、入力端で電位Ｖａを受ける。この従動子６２１はオプションである。従動子６２１は、比較器６２２に電力を供給しながら、点Ａで小さい容量に維持することができ、これは比較器６２２の入力容量が高い場合に有用である。電位Ｖｂを有し、点Ａの像である点Ｂを形成する従動子６２１の出力端が比較器６２２の負入力端に接続されている。電位Ｖｃの基準点Ｃを形成する比較器６２２の出力端が論理装置６２３の入力端に接続されている。論理装置６２３は、制御電位Ｐｈｉ２および制御電位Ｐｈｉ３を自身の出力端へ供給して、トランジスタＭ２のゲートおよびトランジスタＭ３のゲートの各々にバイアスを掛ける。制御電位Ｐｈｉ２、Ｐｈｉ３は各々高い値Ｐｈｉ２＿ｈ、Ｐｈｉ３ｈ、および各々低い値Ｐｈｉ２＿ｂ、Ｐｈｉ３＿ｂをとることができる。更に、論理装置６２３は、比較器６２２の正入力端に注入される比較電位Ｐｈｉ４を供給する。電位Ｐｈｉ４は、高い値Ｐｈｉ４＿ｈおよび低い値Ｐｈｉ４＿ｂをとることができる。このカウンタ電荷注入回路６１において、自身の入力端が閾値比較器１２のトグル動作情報を受ける制御回路（図示せず）か電圧源１４１および論理装置６２３を制御することができる。

図７Ａ〜７Ｅは、図２Ａ〜２Ｅと同様に、カウンタ電荷注入回路６１の動作原理を示す。左から右の列に、電位Ｐｈｉ１、トランジスタＭ１の内部電位Ｐｈｉ３ｓ、点Ｂにおける電位Ｖｂ、トランジスタＭ２の内部電位Ｐｈｉ２ｓ、およびトランジスタＭ２のドレインの電位を各々示す。図８に、同じ動作をタイミング図の形式で示す。第１のタイミング図８１は、点Ｂにおける電位Ｖｂを示す。簡素化を目的として、従動子６２１は完全である、すなわち点Ｂにおける電位Ｖｂが点Ａにおける電位Ｖａに厳密に等しいものとする。にもかかわらずカウンタ電荷注入回路６１は、従動子がオフセット電圧（オフセット）を誘導するかまたは線形モードで動作する電圧増幅器で代替されるならば、同じ精度で動作可能である。タイミング図８２、８３、８４、８５、および８６は各々、点Ｃにおける電位Ｖｃ、電位Ｐｈｉ１、電位Ｐｈｉ４、電位Ｐｈｉ２、および電位Ｐｈｉ３を示す。図７Ａに、プリチャージステップの終了時点でのカウンタ電荷注入回路６１を示す。例えば、当該ステップは、先の注入動作の終了時点で実行される。電位Ｐｈｉ１は高レベルＰｈｉ１＿ｈにあり、電位Ｐｈｉ２は高レベルＰｈｉ２＿ｈにあり（従って、Ｐｈｉ２ｓは高レベルＰｈｉ２ｓ＿ｈにある）、電位Ｐｈｉ３は低レベルＰｈｉ３＿ｂにあり（従って、Ｐｈｉ３ｓは低レベルＰｈｉ３ｓ＿ｂにある）、電位Ｐｈｉ４は高レベルＰｈｉ４＿ｈにある。電位Ｐｈｉ１＿ｈ、Ｐｈｉ２＿ｈ、およびＰｈｉ３＿ｂは、Ｐｈｉ１＿ｈがＰｈｉ３ｓ＿ｂよりも高く且つＰｈｉ２ｓ＿ｈよりも低くなるように決定される。プリチャージステップの終了時点において、電位Ｖａ（従って、電位Ｖｂ）は従って電位Ｐｈｉ１＿ｈで安定する。図７Ｂに、スキミングステップの最中における注入回路６１を示す。例えば、当該ステップは、比較器１２のトグル動作に続いて制御回路により開始される。当該ステップは即時のｔ０は、電圧源１４１が電位Ｐｈｉ１を低レベルＰｈｉ１＿ｂに変化させた時点で開始される。電位Ｐｈｉ１＿ｂは電位Ｐｈｉ３ｓ＿ｂよりも低いため、トランジスタＭ１はオン状態であり、コンデンサ１４３から過剰電荷を電圧源１４１へ逃がして電位ＶａおよびＶｂを漸近値Ｐｈｉ３ｓ＿ｂまで低下させる。電位Ｐｈｉ４＿ｈは、電位Ｖａが電位Ｐｈｉ３ｓ＿ｂに達する前に電位Ｖｂが当該値Ｐｈｉ４＿ｈに達するように選択される。このケースでは電位ＶａとＶｂが等しいため、Ｐｈｉ３ｓ＿ｂよりも高いＰｈｉ４＿ｈを選択すれば充分である。電位Ｖｂが時点ｔ１で値Ｐｈｉ４＿ｈに達したならば比較器６２２がトグル動作を行う。例えば、電位Ｖｃは、低い状態「０」から高い状態「１」へ変化する。次いで論理装置６２３が電位Ｐｈｉ３を高レベルＰｈｉ３＿ｈに変化させることにより、図７Ｃに示すように、スキミングを阻止する。時点ｔ１の直後の時点ｔ２において、論理装置６２３は電位Ｐｈｉ４を低レベルＰｈｉ４＿ｂに変化させる。時点ｔ２において電位Ｐｈｉ４＿ｂが電位Ｖｂよりも低く、電位Ｐｈｉ４＿ｈにほぼ等しいため、比較器６２２は時点ｔ３で再びトグル動作を行うのに伴い電位Ｖｃが再び低い状態に変化する。時点ｔ３の後の時点ｔ４において、論理装置６２３は電位Ｐｈｉ２を低レベルＰｈｉ２＿ｂに変化させる。電位Ｐｈｉ２＿ｂは、電位Ｐｈｉ２ｓ＿ｂが電位Ｐｈｉ４＿ｈよりも低くなるように決定される。次いでトランジスタＭ２がコンデンサ１４３から電荷をフォトダイオード１１へ転送する。当該転送ステップを図７Ｄに示す。当該ステップの最中、電位ＶａおよびＶｂは漸近値Ｐｈｉ２ｓ＿ｂに近づく。電位Ｐｈｉ４＿ｂは、電位Ｖａが電位Ｐｈｉ２ｓ＿ｂに達する前に電位Ｖｂが当該値Ｐｈｉ４＿ｂに達するように選択される。このケースでは電位ＶａとＶｂが等しいため、Ｐｈｉ２ｓ＿ｂよりも高いＰｈｉ４ｂを選択すれば充分である。時点ｔ５で電位Ｖｂが値Ｐｈｉ４＿ｂに達したならば比較器６２２がトグル動作を行って電位Ｖｃを高い状態に変化させる。次いで論理装置６２３が電位Ｐｈｉ２を高レベルＰｈｉ２＿ｈに変化させることにより、図７Ｅに示すように、転送を阻止する。転送ステップの終了時点において、後続の注入動作のためにプリチャージステップを実行することができる。当該ステップでは、論理装置６２３が時点ｔ６で電位Ｐｈｉ３を低レベルＰｈｉ３＿ｂに変化させると共に時点ｔ７で電位Ｐｈｉ４を高レベルＰｈｉ４＿ｈに変化させ、電圧源１４１が時点ｔ８で電位Ｐｈｉ１を高レベルＰｈｉ１＿ｈに変化させる。その結果、電位ＶｂはレベルＰｈｉ１＿ｈで安定する。当該電位Ｐｈｉ１＿ｈが電位Ｐｈｉ４＿ｈよりも高いため、比較器６２２が時点ｔ９で再びトグル動作を行うのに伴い電位Ｖｃが再び低い状態に変化する。プリチャージステップの各種動作が任意の順序で実行できる点に注意されたい。時点ｔ６、ｔ７およびｔ８は、例えば同時である。例えば、プリチャージステップは、各注入動作の開始または終了時点で等しく実行することができる。第１のケースでは、プリチャージステップは進行中に注入動作に有用である。第２のケースでは、プリチャージステップは後続の注入動作に有用である。各転送動作には、Ｃ×（Ｐｈｉ４＿ｈ−Ｐｈｉ４ｂ）に等しいカウンタ電荷量−Ｑ０の注入が含まれる。量−Ｑ０は従って、トランジスタＭ１、Ｍ２の内部電位から独立している。更に、量−Ｑ０は、これらのオフセットがスキミングおよび転送ステップの最中に安定しているならば、従動子６２１および比較器６２２のオフセットから独立している。これらのステップの最中にオフセットが変動したならば、当該変動が生じる注入動作だけが阻害され、後続の注入動作は阻害されない。

図６の調整回路６２において、従動子６２１は利得Ｇの増幅器で代替可能である。量−Ｑ０は従って、１／Ｇ×Ｃ×（Ｐｈｉ４＿ｈ−Ｐｈｉ４ｂ）となる。これにより電位Ｐｈｉ４＿ｈおよびＰｈｉ４＿ｂを容易に調整することができる。

このように、カウンタ電荷注入の最中に、電荷点Ａにおける電位の変動が、一定の制御された電位により制限される。

Claims (11)

1. ・所定の閾値電位（Ｖｃｏｍｐ）を受ける第１の入力端、および感光素子（１１）が光子放射を受けて生成する電荷であって積分ノード（Ｎ）における検出電位を変動させる電荷を保存可能な前記積分ノード（Ｎ）に接続可能な第２の入力端を有する比較器（１２）と、
   ・前記検出電位により前記閾値電位（Ｖｃｏｍｐ）の逸脱をカウントすべく前記比較器（１２）の出力端に接続されたカウンタ（１３）と、
   ・前記電荷の平衡化を可能にするカウンタ電荷注入回路（４１、６１）とを有し、前記カウンタ電荷注入回路（４１、６１）が、
   −カウンタ電荷を保存するコンデンサ（１４３）と、
   −前記比較器（１２）がトグル動作を行う都度、前記コンデンサ（１４３）の端子から前記積分ノード（Ｎ）にカウンタ電荷を転送すべくオン状態にすることができ、前記コンデンサ（１４３）の前記端子が前記注入回路（４１、６１）のノード（Ａ）を形成し、前記カウンタ電荷の転送が前記注入回路（４１、６１）の前記ノード（Ａ）における電位（Ｖａ）を変動させる転送トランジスタ（Ｍ２）と、
   −前記転送トランジスタ（Ｍ２）を制御する調整回路（４２、６２）であって、前記注入回路（４１、６１）の前記ノード（Ａ）の電位が前記転送トランジスタ（Ｍ２）から独立した２個の所定電位（Ｖｐ２、Ｖｃｏｍｐ２、Ｐｈｉ４＿ｈ、Ｐｈｉ４＿ｂ)の間にある場合に、前記転送トランジスタ（Ｍ２）をオン状態にする手段（４２５、６２２、６２３）を含む調整回路（４２、６２）とを有する放射検出器用の電子回路。
2. 調整回路（４２、６２）が更に、前記変動が前記注入回路（４１、６１）の前記ノード（Ａ）における前記電位（Ｖａ）の変動を表す点（Ｂ）で基準電位（Ｖｂ）を生成する手段（４２１、４２２、６２１）を含み、前記転送トランジスタ（Ｍ２）を制御する前記手段（４２５、６２２、６２３）が、前記基準電位（Ｖｂ）が前記転送トランジスタ（Ｍ２）から独立した２個の所定電位（Ｖｐ２、Ｖｃｏｍｐ２、Ｐｈｉ４＿ｈ、Ｐｈｉ４＿ｂ）の間にある場合に前記転送トランジスタ（Ｍ２）をオン状態にする、請求項１に記載の電子回路。
3. 前記調整回路（４２）が更に、前記基準電位（Ｖｂ）を強制的に前記第１の所定電位（Ｖｐ２）にする手段（４２３、４２４）を含み、前記トランジスタ（Ｍ２）を制御する手段が、前記基準電位（Ｖｂ）を受ける第１の入力端および前記第２の所定電位（Ｖｃｏｍｐ２）を受ける第２の入力端並びに前記基準電位（Ｖｂ）と前記第２の所定電位（Ｖｃｏｍｐ２）の比較の結果に基づいて制御信号（Ｐｈｉ３）を供給する出力端を有する比較器（４２５）を有し、前記制御信号（Ｐｈｉ３）により前記トランジスタ（Ｍ２）をオン状態にすることが可能になる、請求項２に記載の電子回路。
4. 前記基準電位（Ｖｂ）を強制的に前記第１の所定電位（Ｖｐ２）にする前記手段が、基準電位（Ｖｂ）として用いられる電位を有する前記点（Ｂ）と、前記第１の所定電位（Ｖｐ２）を供給する電圧源との間に接続された被制御スイッチ（４２３）を含んでいる、請求項３に記載の電子回路。
5. 基準電位（Ｖｂ）を生成する前記手段が、前記コンデンサ（１４３）に接続された入力端を有する線形増幅器（４２１）、および前記線形増幅器（４２１）の出力端と基準電位（Ｖｂ）として用いられる電位を有する前記点（Ｂ）との間に接続された第２のコンデンサ（４２２）を含んでいる、請求項２〜４のいずれか１項に記載の電子回路。
6. 前記調整回路（５１）が更に、コンデンサの組（５２１〜５２４）、各コンデンサ用の被制御スイッチ（５３１〜５３４）、および前記スイッチ用の制御手段（５４）を含み、各コンデンサ（５２１〜５２４）が一定電圧源と付随するスイッチとの間に接続され、各スイッチ（５３１〜５３４）が更に、基準電位（Ｖｂ）として用いられる電位を有する前記点（Ｂ）に接続されている、請求項５に記載の電子回路。
7. 前記カウンタ電荷注入回路が更に、一定電位（Ｖｇ１）にバイアスが掛けられたゲートを有する電界効果トランジスタ型のプリチャージトランジスタ（Ｍ１）を含み、前記トランジスタにより、カウンタ電荷を前記コンデンサ（１４３）へ、且つ前記コンデンサ（１４３）の外部へ転送することが可能であって、前記カウンタ電荷の転送が、前記コンデンサ（１４３）の端子における電圧（Ｖａ）を変動させる、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電子回路。
8. 前記カウンタ電荷注入回路（６１）が更に、カウンタ電荷を前記コンデンサ（１４３）へ、且つ前記コンデンサ（１４３）の外部へ転送すべくオン状態にすることが可能なプリチャージトランジスタ（Ｍ１）を含み、前記カウンタ電荷の転送が前記コンデンサ（１４３）の前記端子における電圧（Ｖａ）を変動させ、前記調整回路（６２）が更に、
   ・前記基準電位（Ｖｂ）を前記第１の所定電位（Ｐｈｉ４＿ｈ）にすべく前記プリチャージトランジスタ（Ｍ１）をオン状態にする手段（６２２、６２３）を含んでいる、請求項２に記載の電子回路。
9. 前記トランジスタ（Ｍ１、Ｍ２）を制御する前記手段が比較器（６２２）および論理装置（６２３）を含み、前記比較器（６２２）が、第１の入力端で基準電位（Ｖｂ）および第２の入力端で比較電位（Ｐｈｉ４）を受け、前記比較電位が前記第１の所定電位（Ｐｈｉ４＿ｈ）の値または前記第２の所定電位（Ｐｈｉ４＿ｂ）の値のいずれかをとることが可能であり、前記論理装置（６２３）が、入力端で前記比較器（６２２）の出力を受けて前記比較電位（Ｐｈｉ４）、前記転送トランジスタ（Ｍ２）を制御する第１の制御信号（Ｐｈｉ２）および前記プリチャージトランジスタ（Ｍ１）を制御する第２の制御信号（Ｐｈｉ３）を供給する、請求項８に記載の電子回路。
10. 基準電位（Ｖｂ）を生成する前記手段が、前記コンデンサ（１４３）に接続された入力端および前記基準電位（Ｖｂ）を供給する出力端を有する線形増幅器（６２１）を含んでいる、請求項９に記載の電子回路。
11. 光子放射を受けて前記積分ノード（Ｎ）で電荷を生成する感光素子（１１）、および請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電気回路を有し、前記比較器（１２）の前記第２の入力端が前記積分ノード（Ｎ）に接続されている放射検出器。

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