JP2014523565A

JP2014523565A - タッチスクリーン

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Publication number: JP2014523565A
Application number: JP2014514920A
Authority: JP
Inventors: エスハルーンバヘル; コルシマルコ; ピーギンスバーグブライアン; ビーレンタラヴィジェイ; エムラマスワミスリナス; ソクウニョン
Original assignee: 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社; テキサスインスツルメンツインコーポレイテッド
Priority date: 2011-06-10
Filing date: 2012-06-11
Publication date: 2014-09-11
Anticipated expiration: 2032-06-11
Also published as: US10949024B2; EP2754011A2; EP2754011B1; CN103718137A; US20180321795A1; WO2012170982A3; CN103718137B; WO2012170982A2; EP2754011A4; JP5916849B2; US20120313895A1

Abstract

タッチパネル上の物体の位置を求めるための方法が提供される。最初に、テラヘルツ放射のパルス（１０８）が、誘電材料で形成されるタッチパネル（１０２）を介して送信され、そのため、このパルスが、タッチパネルのタッチ面に隣接する領域（１１４）にエバネッセント場（１１６）を生成する。反射パルス（１１８）が、タッチパネルのタッチ面に隣接する領域内に位置する物体によって生成され、タッチパネルのタッチ面上の物体の位置が、少なくとも部分的に反射パルスから三角法で測定される。

Description

本願は、概してタッチスクリーンに関し、より詳細にはテラヘルツ周波数に対応可能なタッチスクリーンに関する。

タッチスクリーンがいたるところで見られるようになり、モバイルデバイス（即ち電話機）及び他のデバイス（即ちタブレットコンピュータ）に組み込まれるようになった。しかし、より大きなディスプレイ（例えば「黒板」など）を開発することは難しい。大規模アプリケーション用の抵抗性タッチパネル及び容量性タッチパネルは高価であり得、「大量に電力を食う」ことがあり、プロジェクタベースのソリューションは閉鎖性に問題がある。そのため、スケーラブルなタッチセンシティブシステムが求められている。

従来の回路及びシステムのいくつかの例が下記の文献に記載されている。
Williams, "Filling the THz Gap," doi: 10.1088/0034-4885/69/2/R01 Heydari et al, "Low-Power mm-Wave Components up to 104 GHz in 90nm CMOS," ISSCC 2007, pp. 200-201, Feb. 2007, San Francisco, CA LaRocca et al., "Millimeter-Wave CMOS Digital Controlled Artificial Dielectric Differential Mode Transmission Lines for Reconfigurable ICs," IEEE MTT-S IMS, 2008 Scheir et al, "A 52 GHz Phased-Array Receiver Front-End in 90 nm Digital CMOS" JSSC Dec. 2008, pp. 2651-2659 Straayer et al. "A Multi-Path Gated Ring Oscillator TDC With First-Order Noise Shaping," IEEE J. of Solid State Circuits, Vol. 44, No. 4, April 2009, pp. 1089-1098 Huang, "Injection-Locked Oscillators with High-Order-Division Operation for Microwave/Millimeter-wave Signal Generation," Dissertation, October 9, 2007 Cohen et al., "A bidirectional TX/RX four element phased-array at 60 GHz with RF-IF conversion block in 90 nm CMOS processes," 2009 IEEE Radio Freq. Integrated Circuits Symposium, pp. 207-210 Koh et al., "A Millimeter-Wave (40-65 GHz) 16-Element Phased-Array Transmitter in 0.18-μm SiGe BiCMOS Technology," IEEE J. of Solid State Circuits, Vol. 44, No. 5, May 2009, pp. 1498-1509 York et al., "Injection- and Phase-locking Techniques for Beam Control," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 46, No. 11, Nov. 1998, pp. 1920-1929 Buckwalter et al., "An Integrated Subharmonic Coupled-Oscillator Scheme for a 60-GHz Phased Array Transmitter," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 54, No. 12, Dec. 2006, pp. 4271-4280 ＰＣＴ公開番号ＷＯ２００９０２８７１８米国特許番号第３，６７３，３２７号

一実施形態において或る方法が提供される。この方法は、誘電材料で形成されるタッチパネルを介してテラヘルツ放射のパルスを送信することであって、そのため、このパルスがタッチパネルのタッチ面に隣接する領域にエバネッセント場を生成すること、タッチパネルのタッチ面に隣接する領域内に位置する物体から反射パルスを生成すること、及び少なくとも部分的に反射パルスからタッチパネルのタッチ面上の物体の位置を三角法により測定することを含む。

一実施形態において、三角法により測定するステップがさらに、或る距離だけ互いに分離される第１の受信機及び第２の受信機によって反射パルスを受け取ること、及び第１の受信機における送信と受信の間の第１の経過時間と、第２の受信機における送信と受信の間の第２の経過時間と、上記距離とに少なくとも部分的に基づいて物体の位置を計算することを含む。

一実施形態において、反射パルスがさらに第１の反射パルスを含み、三角法により測定するステップがさらに、タッチパネルに含まれるリフレクタから第２の反射パルスを生成すること、受信機によって第１及び第２の反射パルスを受信すること、及び第１及び第２の反射パルスから物体の位置を計算することを含む。

一実施形態において、リフレクタはタッチパネルの周辺に沿って位置する。

一実施形態において、パルスがさらに第１のパルスを含み、反射パルスがさらに第１の反射パルスを含み、第１のパルスが第１のトランシーバによって送信される。この方法はさらに、第２のトランシーバによってタッチパネルを介してテラヘルツ放射の第２のパルスを送信すること、及びタッチパネルのタッチ面に隣接する領域内に位置する物体から第２の反射パルスを生成することを含む。

一実施形態において、三角法により測定するステップがさらに、第１及び第２の反射パルスからタッチパネルのタッチ面上の物体の位置を三角法により測定することを含む。

一実施形態において或る装置が提供される。この装置は、テラヘルツ放射を搬送するように構成される誘電材料で形成され、且つ、タッチ面を有するタッチパネルと、タッチパネルに光学的に結合されるタッチコントローラとを含む。タッチコントローラは、タッチパネルを介してテラヘルツ放射のパルスを送信するように構成され、それのため、タッチ面に隣接する領域にエバネッセント場が生成される。タッチコントローラは、この領域内に位置する物体によって生成される反射パルスを受け取るように構成される。タッチコントローラは、少なくとも部分的に反射パルスからタッチ面上の物体の位置を三角法により測定するように構成される。

一実施形態において、タッチコントローラがさらに、テラヘルツ放射を生成及び受け取るように構成されるシグナリング回路、及びシグナリング回路に結合される制御回路を含む。

一実施形態において、シグナリング回路がさらに、トランシーバ、トランシーバに結合される局所発振器、及びトランシーバに結合される受信機回路要素を含む。

一実施形態において、受信機回路要素がさらに、デジタル化ウィンドウ内の複数のサンプリング期間について混合信号を平均化して、複数の平均化された信号を生成し、これら複数の平均化された信号をデジタル信号に変換するアナログベースバンド回路を含む。

一実施形態において、アナログベースバンド回路がさらに、クロック回路、加算回路に結合されるローノイズアンプ（ＬＮＡ）、ＬＮＡ及びクロック回路に結合される平均化器、ＬＮＡ及びクロック回路に結合されるアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）、及びＡＤＣに結合される出力回路を含む。

一実施形態において、トランシーバがさらに、局所発振器に結合される送信機、及び互いに分離され、それぞれ受信機回路要素に結合される複数の受信機を含む。

一実施形態において、タッチパネルがさらにリフレクタを含む。

一実施形態において或る方法が提供される。この方法は、誘電材料で形成されるタッチパネルを介してテラヘルツ放射のパルスを送信することであって、そのため、このパルスがタッチパネルのタッチ面に隣接する領域にエバネッセント場を生成すること、複数の反射パルスを生成することであって、第１の反射パルスがタッチパネルのタッチ面に隣接する領域内に位置する物体によって生成されること、及び少なくとも部分的にこれら複数の反射パルスからタッチパネルのタッチ面上の物体の位置を三角法により測定することを含む。

一実施形態において、この物体がさらに第１の物体を含み、上記位置がさらに第１の位置を含み、複数の反射パルスの第２の反射パルスがタッチパネルのタッチ面に隣接する領域内であり第２の位置に位置する物体によって生成される。

一実施形態において、三角法により測定するステップがさらに、或る距離だけ互いに分離される第１の受信機及び第２の受信機によって複数の反射パルスを受信すること、及びこれら複数の反射パルスに少なくとも部分的に基づいて物体の位置を計算することを含む。

一実施形態において、複数の反射パルスの第３の反射パルスがリフレクタによって生成される。

添付の図面を参照して例示実施形態を説明する。

一実施形態におけるタッチスクリーンシステムの例を示す。

図１のシステムの動作の一部の例を示す図である。

図２のＩ−Ｉ線に沿って切った断面図である。

図１のシステムの動作の一部の例を示す図である。

図４のＩＩ−ＩＩ線に沿って切った断面図である。

図１〜図５のシグナリング回路要素とともに用いられ得るフェーズドアレイシステムの例のブロック図である。

図６の局所発振器（ＬＯ）の例のブロック図である。

図６のトランシーバの例のブロック図である。図６のトランシーバの例のブロック図である。図６のトランシーバの例のブロック図である。図６のトランシーバの例のブロック図である。

図８〜図１１の乗算器の例の回路図である。

図８〜図１１の位相シフタの例の回路図である。

図８〜図１１の注入同期電圧制御発振器（ＩＬＶＣＯ）の例の回路図である。

図８〜図１１のパワーアンプ（ＰＡ）及びローノイズアンプ（ＬＮＡ）の例の回路図である。

図８〜図１１の放射器の例のブロック図である。

図６のフェーズドアレイシステムのブロック図である。

図６のフェーズドアレイシステムの動作の例を示すタイミング図である。図６のフェーズドアレイシステムの動作の例を示すタイミング図である。

図６のスイッチの例の回路図である。

図６のアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）の例の回路図である。

図１７のローパス／バンドパスフィルタの回路図である。

図６のＡＤＣとともに用いられる時間−デジタルコンバータの例の回路図である。図６のＡＤＣとともに用いられる時間−デジタルコンバータの例の回路図である。

図２３及び図２４の時間−デジタルコンバータの動作の例を示すタイミング図である。

図６の受信機回路要素の加算回路の例の回路図である。

図６の受信機回路要素の例の図である。

図２７のアナログベースバンド回路の例の図である。

図２８の平均化器の例の図である。

図２９のスイッチトキャパシタバンクの例の図である。

図６のシステムの動作を示す図である。図６のシステムの動作を示す図である。

関連する情報が以下の文献に見られる。Ｇｉｎｓｂｅｒｇらの米国特許出願公開番号ＵＳ２０１２／００４９９７２Ａｌ、発明の名称「ダウンコンバージョンミキサ」、Ｇｉｎｓｂｅｒｇらの米国特許出願公開番号２０１２／００６２２８６Ａｌ、発明の名称「テラヘツツフェーズドアレイシステム」、及び２０１２年４月１２日出願の国際出願番号ＰＣＴ／ＵＳ２０１２／０３３３３１、発明の名称「テラヘツツフェーズドアレイシステムのためのアナログベースバンドシステム」。上記すべての文献全体を参照により本明細書に組み込む。
米国特許公開番号２０１２／００４９９７２米国特許公開番号２０１２／００６２２８６国際出願番号ＰＣＴ／ＵＳ２０１２／０３３３３１

図１は例示のシステム１０を示し、システム１０は概して、タッチパネル１０２、制御回路１０４、シグナリング回路１０６、及びリフレクタ１０７−１〜１０７−４を含む。概して、タッチパネル１０２は、テラヘルツ放射（典型的には、０．１ＴＨｚ〜１０ＴＨｚの周波数範囲を有する）を搬送し得、このテラヘルツ放射用の誘電体導波路として機能し得る誘電材料（ガラス又はポリエチレンなど）のシートで形成される大型パネル（即ち、２ｍ×２ｍ）である。典型的には、このタッチパネル１０２は、タッチパネル１０２とディスプレイ（即ち、液晶ディスプレイ又はＬＣＤスクリーン）の間に配置される透明クラッド１１２も（図３に図示するように）含む。シグナリング回路は概して、タッチパネル１０２を介してテラヘルツ放射を送受信するようにタッチパネル１０２に光学的に結合される送信及び受信機回路（即ち、下記で詳述するフェーズドアレイシステム２００など）を含む。シグナリング回路１０６の構成には、単一のトランシーバ（即ちシステム２００）、複数のトランシーバ、又は複数の受信機を備えた信号送信機などを有し得る、多数の構成がある。制御回路１０４は、タッチパネル１０２のタッチ面上の物体位置を計算し、シグナリング回路を制御するように構成される論理素子又はプロセッサ（デジタル信号プロセッサ即ちＤＳＰなど）を含み得る。また、リフレクタ１０７−１〜１０７−４は、物体位置の三角法測定を補助するために任意選択で含まれ得るものであり、タッチパネル１０２上の（図に示すように周辺を含めて）任意の位置で含まれ得る。リフレクタは任意の数とし得るが、１つのあり得る構成は、タッチパネル１０２の各コーナにリフレクタ１０７−１〜１０７−４を含むものである。

テラヘルツ放射は光学的な挙動を示すので、光ファイバを介して送信される赤外放射と同様に、タッチパネル１０２を介して送信され得る。その結果、このテラヘルツ放射は、タッチパネル１０２のタッチ面に隣接するエバネッセント場領域１１４にエバネッセント場を生成する。ファイバ又は他の送信媒体を介して送信されると、赤外放射、可視スペクトル放射、及び紫外放射もエバネッセント場領域にエバネッセント場を生成するが、赤外放射、可視スペクトル放射、及び紫外放射でのこの領域は、周波数が異なるために、エバネッセント場領域１１４よりもはるかに小さい。エバネッセント場領域１１４がこのようにかなり大きいので、図２〜図５からわかるように、この領域１１４内の干渉がはるかに容易に検出される。

図２〜図５に示す例では、物体（即ち、指又はポインタ）１１０は、エバネッセント場領域１１４内の、タッチパネル１０２のタッチ面上の或る場所に位置する。シグナリング回路１０６がテラヘルツ放射のパルス１０８を生成すると、この送信されたパルス１０８は、タッチパネル１０２を介して伝播し、領域１１６内に歪みの無いエバネッセント場１１６を生成する。この歪みの無いエバネッセント場１１６が領域１１４内に位置する物体１１０に当たると、エバネッセント場１１６は（図５の歪んだエバネッセント場１２０で示すように）歪み、反射パルス１１８が生成される。この反射パルス１１８は伝播してシグナリング回路１０６に戻る。この反射パルス１１８の受信に少なくとも部分的に基づいて、制御回路１０４は、タッチパネル１０２のタッチ面上の物体の位置を三角法で測定し得る。典型的には、（互いに離間した）２つ以上の受信機が用いられ、飛行時間（又は送信から受信までに経過した時間）がシグナリング回路１０６内の受信機間の間隔とともに三角法測定に用いられ得る。この代わりに又はこれに加えて、リフレクタ１０７−１〜１０７−４（図２〜図５では省略）が三角法測定の実施の補助として用いられてもよい。

図６は、フェーズドアレイシステム２００（これはシグナリング回路要素１０６の一部として用いられ得る）を示す。フェーズドアレイシステム２００は概して、ＬＯ２０２、フェーズドアレイ２２４、分配ネットワーク２２６、受信機回路要素２２８、及びコントローラ２３０を含む。フェーズドアレイ２２４は概して、アレイ状に配置されるいくつかのトランシーバ２０４−１〜２０４−Ｎを含む。分配ネットワーク２２６は概して、アンプ２０６及び２０８−１〜２０８−Ｎを含む。また、受信機回路要素は概して、加算回路２１０、ミキサ２１２、アンプ２１４、フィルタ２１６、スイッチ２１８−１〜２１８−Ｎ、可変セレクタ２２０、及びＡＤＣ２２２−１〜２２２−Ｎを含む。フェーズドアレイは必要でないこともある（即ち、信号トランシーバ２０４が用いられ得る）が、タッチパネル１０２との光学的なアライメントをとるためにフェーズドアレイが好ましいことがある。また、図２〜図５には単一の物体（即ち物体１１０）の検出を示すが、複数の物体の検出（いわゆる「マルチタッチ」）を実施することもできる（この場合、典型的には、バックグラウンドノイズの除去、及びこれらの物体の位置のより正確な決定の補助とするために複数のリフレクタを用いる）。

動作において、フェーズドアレイシステム２００（これは概して集積回路即ちＩＣに組み込まれる）は、テラヘルツ周波数範囲（概して０．１ＴＨｚ〜１０ＴＨｚである）で動作する短距離レーダシステムを形成し得る。そのために、局所発振器２０２は、数十〜数百ギガヘルツ程度（即ち、４０ＧＨｚ、５０ＧＨｚ、６７ＧＨｚ、及び１００ＧＨｚ）の高周波信号ＦＬ０１、及びパルス信号ＴＰＵＬＳＥを生成する。次いで、分配ネットワーク２２６は、トランシーバ２０４−１〜２０４−Ｎの各々が受信する信号が実質的に同相になるように、トランシーバ２０４−１〜２０４−Ｎのそれぞれに信号ＦＬ０１を提供する。コントローラ２３０は、アレイ２２４に制御信号を提供してテラヘルツ周波数放射のビームを向けるようにトランシーバ２０４−１〜２０４−Ｎを互いに対して位相調整する。次いで、トランシーバ２０４−１〜２０４−Ｎは、ターゲットから戻る反射放射を受信し得、受信した放射を加算回路２１０に提供する。加算回路２１０の出力は、ミキサ２１２、アンプ２１４、フィルタ２１６、スイッチ２１８−１〜２１８−Ｎ、可変セレクタ２２０、及びＡＤＣ２２２−１〜２２２−Ｎによってデジタル信号に変換される。また、ミキサ２１２は、ＬＯ２０２から、分離された信号（即ち、ＦＬ０１／２又は別の合成された信号）を受信し得る。或いは、（典型的には、４０ＧＨｚ以下の場合には）ミキサ２１２は取り除かれ得る。

概して、このフェーズドアレイシステム２００は、いくつかの異なる種類の動作モードを有する。即ち、パルス動作モード、連続動作モード、ステップ周波数動作モードである。パルス動作モードでは、テラヘルツ放射のパルスがターゲットに向けられる。連続動作モードは連続的に生成されるビームを用い、これは概して、パルス信号ＴＰＵＬＳＥを実質的に「停止する」ことによって達成される。最後に、ステップ周波数動作モードによれば、テラヘルツビームの周波数を変更し得る。これは、一群の局所発振器（即ち２０２）を用いることによって実現され得る。パルス動作モードでは、特に、システム２００の範囲が下記の式によって決まる。
ここで、Ｒは測定し得る距離又は範囲であり、σはターゲットのレーダ断面（通常、物理的な断面と等しくない）であり、Ｓ／Ｎは中間周波数ＩＦフィルタ出力（包絡線検波器入力）の単一パルスＳＮＲであり、ｋＴＢは受信機帯域幅Ｂ（Ｂ≒１／パルス幅）における有効入射ノイズパワーであり、Ｆは受信機のノイズ指数（導出されるパラメータ）であり、Ｐはピーク送信機パワーであり、Ｇはアンテナパワー利得であり、λは放射の波長（即ち、２００ＧＨｚでは約１．５ｍｍ）であり、ｎは受信機内のパルスの積算数（マルチパルス平均化）であり、Ｅ（ｎ）は積算の効率である。システム２００を含むモノリシック集積化ローパワーＩＣでは、この範囲は概して１ｍ未満である。

図７はＬＯ２０２の例を示す。例示のＬＯ２０２は、基準信号ＲＥＦから信号ＦＬ０１及びＦＬ０２を生成する位相同期ループ（ＰＬＬ）３２６と、パルス信号ＴＰＵＬＳＥを生成するカウンタ３２２及びパルスジェネレータ３２４とを用いる。ＰＬＬ３２６は概して、位相検波器３０２、チャージポンプ３０４、ローパスフィルタ３０６、アンプ３１０及び３１２、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０８、並びに分周器３２０、３１８、３１６、及び３１４で構成される。動作において、位相検波器３０２は、分周器３１４からのフィードバック信号と、基準信号ＲＥＦとを受信し、（チャージポンプ３０４及びローパスフィルタ３０６とともに）ＶＣＯ３０８に対し同調電圧を生成する。典型的には、ＶＣＯ３０８は、高周波信号（即ち、１００ＧＨｚ、６７ＧＨｚ、５０ＧＨｚ、又は４０ＧＨｚ）を生成し、この高周波信号はアンプ３１０及び３１２によって増幅されて、信号ＦＬ０１が生成される。分周器３２０（これは概して、注入同期２分周周波数分周器である）は、このアンプ出力を受け取って信号ＦＬ０２を出力する。次いで、信号ＦＬ０２は、分周器３１８（これは概して、２分周電流モード論理分周器である）に提供される。分周器３１８の出力は、分周器３１６（これは概して、８分周電流モード論理分周器である）に提供され、分周器３１６の出力は、分周器３１４（これは概して、Ｍ分周ＣＭＯＳ分周器である）に提供されて、フィードバック信号が生成される。カウンタ３２２は、制御信号ＣＮＴＬと分周器３１４からのフィードバック信号とに基づいて計数信号を生成し、パルスジェネレータ３２４は、少なくとも部分的にカウンタ３２２からの計数信号並びに分周器３１８及び３２０の出力に基づいてパルス信号ＴＰＵＬＳＥを生成する。

図８では、トランシーバ２０４−１〜２０４−Ｎの１つ（２０４−Ａと称する）の例がより詳細に見られる。図に示すように、トランシーバ２０４−Ａは概して、それぞれ放射器４２６（即ちアンテナ）に結合される送信経路４０２−Ａ及び受信経路４０４−Ａを含む。送信中、位相シフタ４０６（これは概してコントローラ２３０によって制御される）が、ＬＯ２０２から信号ＦＬ０１を受け取り、したがって信号ＦＬ０１を位相シフトする。この位相シフトされた信号は、アンプ４０８によって増幅され、乗算器４１０−Ａ（これは典型的には、３を乗算する乗算器）によって乗算され、それによって信号ＦＬ０１が所望の周波数範囲まで増大される。例えば、信号ＦＬ０１が約６７ＧＨｚの場合、乗算器４１０−Ａは、約２０１ＧＨｚの周波数を有する信号を出力する。この乗算された信号は、乗算器４１０−Ａからの損失を補償するために概して用いられるＩＬＶＣＯ４１２に提供される。また、ＩＬＶＣＯ４１２はパルス信号ＴＰＵＬＳＥを受け取る。次いで、パワーアンプ（ＰＡ）４１４が、放射器４２６を介する送信のためＩＬＶＣＯ４１２の出力を増幅する。典型的には、信号ＦＬ０１が約６７ＧＨｚの周波数を有するとき、パルス信号ＴＰＵＬＳＥのパルス幅は、約３０ｐｓ、６０ｐｓ、又は９０ｐｓである。受信中、放射器４２６は信号を受け取り、この信号はアンプ４２０によって増幅される。この増幅された信号は、信号ＦＬ０１の倍数である周波数を有する信号と混合される。典型的には、乗算器４１６（これは概して２を乗算する乗算器である）はアンプ４０８からの出力を受け取り、乗算結果がアンプ４１８によって増幅され、ミキサ４２２に提供される。次いで、混合された出力は、アンプ４２４によって増幅され、加算回路２１０に提供される。また、ミキサ４２２は、Ｇｉｎｓｂｅｒｇらの米国特許出願公開番号ＵＳ２０１２／００４９９７２Ａｌ、発明の名称「ダウンコンバージョンミキサ」に記載されている。

図９を見ると、トランシーバ２０４−１〜２０４−Ｎの１つ（２０４−Ｂと称する）の代替構成がより詳細に見られる。送信経路４０２−Ｂは送信経路４０２−Ａと類似しているが、乗算器４１０−Ａが乗算器４１０−Ｂで置き換えられている。概して、乗算器４１０−Ｂは、乗算器４１０−Ａよりも範囲が広く、そのため、より低い周波数の信号ＦＬ０１に適合する。例えば、信号ＦＬ０１が５０ＧＨｚの周波数を有する場合、乗算器４１０−Ｂは、４を乗算する乗算器とすることができ、それによって２００ＧＨｚ程度の信号が生成される。また、より低い周波数の信号ＦＬ０１に適合するように、受信経路４０４−Ｂは、アンプ４２４と４２８の出力を混合するミキサ４２８と、アンプ４３０とを含む。また、信号ＦＬ０１が約５０ＧＨｚの周波数を有するとき、パルス信号ＴＰＵＬＳＥのパルス幅は約４０ｐｓ又は８０ｐｓとし得る。

図１０に移ると、トランシーバ２０４−１〜２０４−Ｎの１つ（２０４−Ｃと称する）のさらに別の代替構成がより詳細に見られる。ここでは、Ｄフリップフロップ４３２がパルス信号ＴＰＵＬＳＥの経路に含まれている。即ち、フリップフロップ４３２の入力端子はパルス信号ＴＰＵＬＳＥを受け取り、フリップフロップはアンプ４０８の出力によってクロックされる。また、乗算器４１６及びアンプ４１８が、アンプ４３４に置き換えられている。この配置は概して、約５０ｐｓ又は１００ｐｓのパルス信号ＴＰＵＬＳＥに対しパルス幅を生成し得るさらに低い周波数範囲（即ち４０ＧＨｚ）に対して有用である。

図１１に、トランシーバ２０４−１〜２０４−Ｎの１つ（２０４−Ｄと称する）の別の代替構成がより詳細に見られる。ここで、送信経路４０２−Ｄは経路４０２−Ａと類似しているが、乗算器４１０−Ａは乗算器４１０−Ｄに置き換えられており、アンプ４０８は取り除かれている。乗算器４１０−Ｄは概して、高周波数の信号ＦＬ０１に適合するために、より低い範囲を有する。例えば、信号ＦＬ０１が約１００ＧＨｚの周波数を有する場合、乗算器４１０−Ｄは、２を乗算する乗算器とし得る。また、受信経路４０４−Ｄでは、乗算器４１６及びアンプ４１８が取り除かれ、そのため、ミキサ４２２がＬＮＡ４２０の出力を位相シフタ４０６の出力と混合する。

ここで、図１２に移ると、乗算器４１０及び／又は４１６の例の回路図が見られる。この種類の乗算器４１０及び／又は４１６は概して、極めて高い周波数（即ち２００ＧＨｚ）を生成するためにトランシーバ２０４−１〜２０４−Ｎ内で用いられる。これは、これらの高周波信号を直接生成することが極めて難しいからである。概して、乗算器４１０及び／又は４１６は、差動チョーク８１０、整流インターリーバ８０４、及びＶＣＯ８０６を用いる。典型的に、ＶＣＯ８０６は、差動同相信号ＶＩＰ及びＶＩＭ並びに差動直角位相信号ＶＱＭ及びＶＱＰから２対の出力信号を生成するため２つの発振器タンクを用いる。典型的に、ＶＣＯ８０６は、ＭＯＳトランジスタＱ５〜Ｑ１２、インダクタＬ３〜Ｌ６、並びにキャパシタＣ１及びＣ２を含む。整流インターリーバ８０４は、トランジスタＱ１／Ｑ２及びＱ３／Ｑ４の２つの差動対並びに電流源８１０及び８１２を用いて、ＶＣＯ８０６からの出力をインターリーブして、シングルエンド形出力信号ＯＵＴを生成する。また、終端８０８並びに（差動チョーク８１０の）インダクタＬ１及びＬ２が、整流インターリーバ８０４に結合される。典型的に、パワー出力はＩＬＶＣＯ４１２を同期するために十分である（即ち２０ｄＢｍ）。

図１３では、位相調整器４０６の例が見られる。ここで、差動入力信号ＩＮ（これは概してＬＯ２０２からの信号ＦＬ０１である）が、ＭＯＳトランジスタＱ１３／Ｑ１４、Ｑ１５／Ｑ１６、Ｑ１７／Ｑ１８、及びＱ１９／Ｑ２０の差動対（これらはインダクタＬ７及びＬ８にも結合される）に提供される。コントローラ２３６から受け取る制御信号ＶＣ１〜ＶＣ４に基づいて、トランジスタＱ２１〜Ｑ２４は、位相シフトの全範囲が約±２２．５°未満である差動入力信号ＩＮの位相回転を生成するため、差動対Ｑ１３／Ｑ１４、Ｑ１５／Ｑ１６、Ｑ１７／Ｑ１８、及びＱ１９／Ｑ２０をアクティブにし得る。典型的に、位相シフトは、帯域幅要件があればそれを概して緩和するために、及びパワー損失を効率的に回復するために、より低い周波数ドメイン（即ち５０ＧＨｚ）で実施される。

図１４に移ると、ＩＬＶＣＯ４１２の例の回路図が見られる。ＩＬＶＣＯ４１２は概して、乗算器４１０からの損失のために用いられる。理論的には、ＩＬＶＣＯ４１２は、中心周波数が同期範囲にわたって有限の利得と整合する場合、無限の利得を提供し得る。典型的に、ＭＯＳトランジスタＱ２５及びＱ２８は、これらのそれぞれのゲートでバラン１００２に結合され、バラン１００２は、乗算器４１０（即ち４１０−Ａ、４１０−Ｂ、又は４１０−Ｃ）からの出力を受け取る。代替構成では、ＭＯＳトランジスタＱ２８は、そのゲートで乗算器４１０（即ち４１０−Ａ、４１０−Ｂ、又は４１０−Ｃ）からの出力を受け取ることができ、ＭＯＳトランジスタＱ２８は、そのゲートでパルス信号ＴＰＵＬＳＥを受け取る。これらのトランジスタＱ２５及びＱ２８は概して、利得段（これは概して交差結合されるＭＯＳトランジスタＱ２６及びＱ２７で構成される）並びに発振器タンク（これは概してキャパシタＣ３及びＣ４並びにインダクタＬ９及びＬ１０で構成される）に並列に結合される。代替として、同調範囲要件があればそれを緩和するために、出力の第２高調波が第１高調波の代わりに用いられ得るが、出力パワーは小さくなる。例として、下記の表１に、第１及び第２高調波をともに用いる場合のＩＬＶＣＯ４１２の特性が見られる。

図１５に、ＰＡ４１４及び／又はＬＮＡ４２０の例の回路図が見られる。概して、ＰＡ４１４及び／又はＬＮＡ４２０は、線形増幅及び分離を提供し得、ＰＡ４１４及び／又はＬＮＡ４２０の特性の１つは、速いパルス時間（即ち数十ピコ秒）でパワーゲート制御され得る能力である。ＰＡ４１４及び／又はＬＮＡ４２０は概して、インダクタＬ１１〜Ｌ１５、キャパシタＣ５〜Ｃ７、並びにトランジスタＱ２９及びＱ３０を含む。ここでは、キャパシタＣ５〜Ｃ７は、トランジスタＱ２９及びＱ３０による増幅を提供するように、直列又は分路インダクタＬ１１〜Ｌ１５によって共振される。また、ＰＡ４１４及び／又はＬＮＡ４２０の入力及び出力は、入力又は出力インピーダンスと整合され得る。例えば、ＰＡ４１４の場合、出力インピーダンスは放射器４２６と整合され得る。さらに、図１１に示す回路は複数段でカスケードされ得、そこでの利得を１段当たり０〜２ｄＢとし得る。

図１６に移ると、放射器４２６の例が見られる。ここでは、放射器４２６は、基板１２１０の上に形成されるパッチアンテナとして示されている。このパッチアンテナは概して、接地ストリップと概ね平行であるスロット１２０８と、放射エッジ１２０２とを有するパッチ１２０４を含む。周波数が約４１０ＧＨｚ（これは空気中で約０．７５ｍｍの波長を有する）の場合、パッチ１２０４の幅Ｗ及び長さＬはそれぞれ約２００μｍであり、スロットは幅が２μｍである。次いで、パッチアンテナの寸法比率は、所望の放出周波数（及び波長）に適合するように変更され得る。次いで、これらの放射器４２６（即ちパッチアンテナ）は、図１７に示すようなアレイに形成され得る。或いは、放射器４２６は、ボンド線八木・宇田アンテナとしてもよい。

システム２００のデータ帯域幅は極めて広い（即ち、数十ギガヘルツ程度）ので、受信機回路要素２２８によって受信される信号をデジタル化するＡＤＣを用いることは概して実際的ではない。図１８及び図１９で、受信機回路要素２２８の動作を概して示すタイミング図が見られる。これらの図ではそれぞれ、トリガ信号を用いて受信信号を再構築している。図１８では、可変セレクタ２２０が、トリガ信号に続く様々な期間（即ちΔ_１〜Δ_４）でスイッチ２１８−１〜２１８−Ｎを作動させて、ＡＤＣ２２２−１〜２２２−Ｎの各々に受信信号の一部を分解させる。一方、図１９では、これらの期間（即ちΔ_１〜Δ_４）に続く包絡線信号を、スイッチ２１８−１〜２１８−Ｎの制御メカニズムの一部として用いている。

これを実現するために、取り得る手法がいくつかある。図２０に、１つの配置の例が見られる。この配置では、スイッチ２１８−１〜２１８−Ｎは、ツェナーダイオードＤ１〜ＤＮ、キャパシタＣＳ１〜ＣＳＮ、及びパルス回路１６０２−１〜１６０２−Ｎ（これらは概して可変セレクタ２２０によって制御される）で構成される。これらのスイッチ２１８−１〜２１８−Ｎは、各キャパシタＣＳ１〜ＣＳＮが「遅い」ＡＤＣ２２２−１〜２２２−Ｎに結合される、入力サンプリングネットワークとして動作する。概して、この手法では、極めて小さなアパーチャ及び極めて正確なクロック生成が必要とされ得る。

図２１で別の配置が見られる。この配置では、ＡＤＣ２２２−１〜２２２−Ｎ（２２２と称する）は、約１０ＧＨｚの帯域幅を約１００ＧＨｚのクロックで直接デジタル化し得るローパス／バンドパス・シグマ−デルタコンバータである。ＡＤＣ２２２は概して、フィルタ１７０２、量子化器１７０４、遅延部１７１２、デジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）１７１４、並びにアンプ１７１６及び１７１８を含む。量子化器１７０４は概して、量子化器１７０６−１及び１７０６−２、クロック分周器１７１０、及びマルチプレクサ１７０８を含む。動作において、フィードバック信号（これはアンプ１７１８によって増幅される）が、入力信号と混合され、フィルタ１７０２によってフィルタリングされる。このフィルタリングされた出力は、フィードバック信号（これはアンプ１７１６によって増幅される）と混合される。量子化器１７０４（これは概して、１．５ＧＨｚで動作する２ビット２方向インターリーブ量子化器である）は、この信号を量子化する（量子化された信号は、次いで、遅延部１７１２によって遅延され、ＤＡＣ１７１４によってフィードバック信号に変換される）。

図２２で、フィルタ１７０２がより詳細に見られる。特に、フィルタ１７０２は、アンプ及びＬＣフィルタとして動作する。そのために、フィルタ１７０２は概して、トランスコンダクタセル１８０４（これは概して、トランジスタＱ３１〜Ｑ３６、線形化器１８０２、並びにスイッチＳ１及びＳ２を含む）と、負のトランスコンダクタセル１８０６（これは概してトランジスタＱ３７〜Ｑ４０を含む）とを含み、これらのトランスコンダクタセルはＬＣ回路１８０８（これは概してインダクタＬ１６及びＬ１７並びにキャパシタＣ８を含む）に各々結合される。

図２３、図２４、及び図２５で、さらに別の手法が見られる。ここでは、時間−デジタルコンバータ１９０２が各ＡＤＣ２２２−１〜２２２−Ｎに結合されるが、２２２で表されるＡＤＣが１つだけ示されている。このコンバータ１９０２は、ピコ秒未満の分解能を有し、動作において、入力信号が論理ハイ即ち「１」に遷移するときイネーブルにされる。これにより、ゲーテッドリング発振器１９０４がアクティブになり、そのため、カウンタ１９０６が発振器１９０４のタップから計数動作を行い得る。次いで、カウンタ１９０４からの出力が加算され、レジスタ１９０８に記憶され得る。

図２６に移ると、加算回路２１０の例の回路図が見られる。典型的には、加算回路２１０は、加算アンプツリーとして構成される加算アンプである。図２６に示すように、各加算回路又は加算アンプ２００２は１対の入力信号を受け取る。このツリーの第１段２００４−１において、各加算回路２００２は１対のトランシーバ（即ち２０４−１及び２０４−１）に結合される。次いで、各サブシーケンス段（即ち２００４−２）は、前段（即ち２００４−１）の１対の加算回路２００２からの入力信号を受け取る。その結果、このツリーはｌｏｇ_２Ｎの深さを有する。ここで、Ｎはトランシーバ２０４−１〜２０４−Ｎの数である。

上述したように、システム２００を含むモノリシック集積化ローパワーＩＣでは、この範囲は概して１メートル未満である。そのため、テラヘルツ周波数範囲では、利用可能なパワーが不足し、その結果、感度が低下し、テラヘルツシステムよりも制限が少ない他の周波数範囲のシステムが利用可能になるが、利用可能な帯域幅が大きく増加する場合には、テラヘルツ範囲における送受信が通常魅力のあるものであることは明らかである。しかし、このような広い帯域幅（即ち、＞１０ＧＨｚ）を送信、受信、及び、デジタル化することは、少なくとも部分的にアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）の性能要件のために問題となり得る。

ただし、これらの問題はシステム２００では対処されている。特に、システム２００では概して、用いているテラヘルツレーダのパルス繰返し周波数（ＰＲＦ）が増加しており、そのため、ターゲット動きに起因するコヒーレンス損失が低減される。高ＰＲＦを利用することによって、受信に利用可能な時間全体の小部分（サブセット）をデジタル化することができ、また、このサブセットを迅速に走査することによって、完全な受信間隔を生成することが可能であり、そのため、サンプリング周波数が極めて高い場合のＡＤＣのオーバーヘッドが小さくなる。また、高いＰＲＦは、極めて迅速に所望の受信間隔をデジタル化することが可能であることを一般に保証する。また、信号パワーが不足しているため、ほとんどの信号は、パルス受信でベースバンドが平均化されるべきであり、システム２００では、アナログドメインで或る種の平均化が実施されて、ＡＤＣ及びデジタル変換レートが下がりＰＲＦに等しくなる。これは容易に管理可能なタスクである。

図２７及び図２８に移ると、代替の受信機回路要素２２８が見られる。図に示すように、この回路要素２２８は、システム２００に対してアナログ平均化及びデジタル化を実施するアナログベースバンド回路２１１６を含む。アナログベースバンド回路２１１２は概して、同相又はＩチャネル３００１、直交又はＱチャネル３００３、クロック回路３００５、及び出力回路３０１４を含む。これらのチャネル３００１及び３００３の各々は、概して及びそれぞれ、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）３００２−１及び３００２−２、平均化器３００４−１及び３００４−２、アンプ３００６−１及び３００６−２、並びにＡＤＣ３００８−１及び３００８−２を含む。クロック回路３００５は概して、クロックジェネレータ３０１０（これはＡＤＣクロック信号ＡＤＣＣＬＫ［Ｌ］及びクリア信号ＣＬＲ［Ｌ］を生成し得る）及びＤＬＬ３０１２（これはサンプリルクロック信号ＳＡＭＰＬＥＣＬＫ［Ｌ］を生成し得る）を含む。

動作において、ベースバンド入力信号ＢＢＩ及びＢＢＱ並びにＤＬＬクロック信号ＲＸＤＬＬからデジタル出力信号ＲＸＤＡＴＡ及びクロック信号ＡＤＣＣＬＫＯＵＴが生成される。典型的には、ＢＢＩ及びＢＢＱは（図に示すように）差動信号であるが、シングルエンド形としてもよい。これらのＩ及びＱベースバンド信号ＢＢＩ及びＢＢＱ（これらは概して加算回路要素２１０から受信される）は、それぞれアンプ３００２−１及び３００２−２によって増幅される。（上記で説明したように）広帯域幅をデジタル化することは難しいので、ＡＤＣ３００８−１及び３００８−２についての性能要件は、ＬＮＡ３００２−１及び３００２−２の出力を平均化器３００４−１及び３００４−２で平均化することによって緩和され得る。

平均化器３００４−１及び３００４−２（これらは図２９及び図３０でより詳細に見られる）は概して、スイッチトキャパシタバンク４００２−１〜４００２−Ｒを含み、各バンクはいくつかの分岐部５０２−１〜５０２−Ｊを有する。例えば、図３０に示すように、各分岐部（これは４０２で示す）はＪ個の分岐部を含む。ベースバンド信号ＢＢＱ及びＢＢＩの場合のように、分岐部５０２−１〜５０２−Ｊは差動信号を受け取るように配置されるが、分岐部５０２−１〜５０２−Ｊはシングルエンド形信号を受け取るように配置されてもよい。これらの分岐部５０２−１〜５０２−Ｊは、概して及びそれぞれ、サンプルスイッチＳ１−１〜Ｓ１−Ｊ及びＳ５−１〜Ｓ５−Ｊ、キャパシタＣ１−１〜Ｃ１−Ｊ及びＣ２−１〜Ｃ２−Ｊ、クリアスイッチＳ３−１〜Ｓ３−Ｊ及びＳ４−１〜Ｓ４−Ｊ、並びに出力スイッチＳ２−１〜Ｓ２−Ｊ及びＳ６−１〜Ｓ６−Ｊを含む。サンプルスイッチＳ１−１〜Ｓ１−Ｊ及びＳ５−１〜Ｓ５−Ｊは各々概して、ＤＬＬ３０１２のタップに結合されて、それぞれ、分岐サンプリング信号ＳＡＭＰＬＥ１〜ＳＡＭＰＬＥＪを受け取る（ここで、サンプルクロック信号ＳＡＭＰＬＥＣＬＫ［Ｌ］は概して、クロック信号ＳＡＭＰＬＥ１〜ＳＡＭＰＬＪで構成される）。また、クリア信号ＣＬＲ［Ｌ］（これは概して分岐クリア信号ＣＬＲ１〜ＣＬＲＪを含む）は、スイッチＳ３−１〜Ｓ３−Ｊ及びＳ４−１〜Ｓ４−Ｊを作動させて、キャパシタＣ１−１〜Ｃ１−Ｊ及びＣ２−１〜Ｃ２−Ｊを放電させることができ、出力スイッチＳ２−１〜Ｓ２−Ｊ及びＳ６−１〜Ｓ６−Ｊは、ＡＤＣクロック信号ＡＤＣＣＬＫ［Ｊ］（これは概して、分岐読出し信号ＡＤＣＣＬＫ１〜ＡＤＣＣＬＫＬを含む）によって作動される。

図３１に移ると、アナログベースバンド回路２１１２（及びシステム２００）の動作の例が見られる。典型的には、コントローラ２３０は、（この例では）各トランシーバ２０４−１〜２０４−Ｎの各々に対し位相シフトを調整して、タッチパネル１０２と整列され光学的に結合されるようにフェーズドアレイ２２４から放出されるテラヘルツ放射のビームを方向づける。この放出された放射は、タッチパネル１０２に対して向けられ得るパルスの形態であり、そのため、反射放射（即ち、物体１１０からの反射放射）がトランシーバ２０４−１〜２０４−Ｎによって受信され得る。これらの送信パルスＴＸＰｕｌｓｅはそれぞれ、（例えば）幅が約１．５ｃｍの距離に対応し得る約１００ｐｓであり得、時間Ｔ０とＴＲＰ１（これはパルス繰返し間隔である）との間の少なくとも明確な範囲又は継続時間６００２だけ互いに分離され得る（これによりリセット及び検出を行うのに十分な時間が得られる）。この明確な範囲６００２は、例えば、１００ＭＨｚパルス化周波数に対応し得る９．９ｎｓ又は１．４８５ｍとし得る。この明確な範囲６００２内で、最小ターゲット距離と最大ターゲット距離との間、且つ未使用範囲６００７と６００８との間に走査範囲６００４がある。最小ターゲット距離は概して、ファーフィールド条件によって決まり、例えば約３ｃｍとし得、最大ターゲット距離は概して、ターゲットにより反射される利用可能なパワー及びトランシーバ２０４−１〜２０４−Ｎの感度によって制限される（これは例えば約２４ｃｍとし得る）。走査範囲６００４は、送信パルスＴＸＰｕｌｓｅとほぼ同じ幅（即ち１００ｐｓ）を各々有する多数のレンジセル（見やすくするために図３１には示さず）に分割され得、レンジセルの１セット（即ち４つの）が、全幅が（例えば）約４００ｐｓのデジタル化ウィンドウ６００６内に配置され得る。デジタル化ウィンドウ６００６により、反射され受信される放射がデジタル化され得る。また、走者範囲６００４に続く設定期間６０１０が、アナログ送信の設定期間として用いられ得る。

図３２では、デジタル化ウィンドウ６００６の構造及び動作がより詳細に見られる。上述したように、デジタル化ウィンドウ６００６は概して、レンジセルの１セットで構成され、この例では、ウィンドウ６００６内に４つのレンジセル７００４−１〜７００４−４がある。レンジセル７００４−１〜７００４−４の各々は、サンプリングインスタント（即ち７００６）に細分割され得る。この例では、レンジセル７００４−１〜７００４−４毎にやはり４つのサンプリングインスタントがある（合計で１６個）。各サンプリングインスタント（即ち７００６）は概して、分岐部（即ち５０２−１）に関連するので、この例では、４つのトランシーバ（即ち２０４−１〜２０４−４）、各々４つの分岐部（即ち５０２−１〜５０２−４）を備えた４つのスイッチトキャパシタバンク（即ち４００２−１〜４００２−４）、１６個の分岐サンプリング信号（即ちＳＡＭＰＬＥ１〜ＳＡＭＰＬＥ１６）、及び１６個のダンプ分岐信号（即ちＳＡＭＰＬＥ１〜ＳＡＭＰＬＥ１６）があると仮定し得る。また、サンプリングインスタント（即ち７００６）は、例えば、２５ｐｓ互いに分離され得る。

デジタル化ウィンドウ６００６の間、ベースバンド信号ＢＢＩ及びＢＢＱの平均化が実施される。分岐サンプル信号ＳＡＭＰＬＥ１〜ＳＡＭＰＬＥ１６（図３２の例の場合）は、デジタル化ウィンドウ６００６内の連続する各サンプリングインスタント（即ち７００６）でアサートされ、そのため、各分岐部４００２−１〜４００２−４に対しサンプルスイッチＳ１−１〜Ｓ１−４及びＳ５−１〜Ｓ５−４を作動させる。これらの分岐サンプル信号ＳＡＭＰＬＥ１〜ＳＡＭＰＬＥ１６は、この例では、各サブレンジセル又はサンプリング期間（即ち、約２５ｐｓとし得るサンプリングインスタント間の時間）とほぼ同じ継続時間でアサートされる。このプロセスは、所定数（即ち１６回）の送信パルスＴＸＰｕｌｓｅにわたって（概して連続サイクルで）反復され、そのため、各分岐部４００２−１〜４００２−４に対する各キャパシタＣ１−１〜Ｃ１−４が、反復される各サイクル中の同じサブレンジセル又は同じサンプリング期間を測定する。これにより、各分岐部４００２−１〜４００２−４に対しキャパシタＣ１−１〜Ｃ１−４が、その増幅されたベースバンド信号（即ちＢＢＩ又はＢＢＱ）を、そのサブレンジセル又はサンプリング期間について所定数のサイクルにわたって「平均」し得る。所定数のサイクルの完了に続いて、ＡＤＣクロック信号ＡＤＣＣＬＫ［Ｌ］（これは概して、サンプル信号ＳＡＭＰＬＥＣＬＫ［Ｌ］に同期される）がアサートされ得、それによって、各分岐部４００２−１〜４００２−４に対し出力スイッチＳ２−１〜Ｓ２−４及びＳ６−１〜Ｓ６−４が作動され、そのため、ＡＤＣ３００８−１及び３００８−２が、平均化された電圧を各分岐部４００２−１〜４００２−４に対するキャパシタＣ１−１〜Ｃ１−４の各々から読み出し得、デジタル化し得る。ＡＤＣ３００８−１及び３００８−２が、平均化された電圧を各分岐部４００２−１〜４００２−４に対するキャパシタＣ１−１〜Ｃ１−４の各々から読み出すと、分岐クリア信号ＣＬＲ１〜ＣＬＲ１６がアサートされて、各分岐部４００２−１〜４００２−４に対しクリアスイッチＳ３−１〜Ｓ３−４及びＳ４−１〜Ｓ４−４が作動され、そのため、各分岐部４００２−１〜４００２−４に対しキャパシタＣ１−１〜Ｃ１−４及びＣ２−１〜Ｃ２−４が放電する。

特許請求の範囲内で、説明した実施形態に改変をなし得ること、及び多くの他の実施形態が可能であることが当業者には理解されよう。

Claims

方法であって、
誘電材料で形成されるタッチパネルを介してテラヘルツ放射のパルスを送信することであって、そのため、前記パルスが前記タッチパネルのタッチ面に隣接する領域にエバネッセント場を生成すること、
前記タッチパネルの前記タッチ面に隣接する前記領域内に位置する物体から反射パルスを生成すること、及び
少なくとも部分的に前記反射パルスから前記タッチパネルの前記タッチ面上の前記物体の位置を三角法により測定すること、
を含む、方法。
請求項１に記載の方法であって、
前記三角法により測定するステップがさらに、
或る距離だけ互いに分離される第１の受信機及び第２の受信機によって前記反射パルスを受け取ること、及び
前記第１の受信機における送信と受信の間の第１の経過時間と、前記第２の受信機における送信と受信の間の第２の経過時間と、前記距離とに少なくとも部分的に基づいて前記物体の前記位置を計算すること、
を含む、方法。
請求項１に記載の方法であって、
前記反射パルスがさらに第１の反射パルスを含み、
前記三角法により測定するステップがさらに、
前記タッチパネルに含まれるリフレクタから第２の反射パルスを生成すること、
受信機によって前記第１及び第２の反射パルスを受信すること、及び
前記第１及び第２の反射パルスから前記物体の前記位置を計算すること、
を含む、方法。
請求項３に記載の方法であって、前記リフレクタが前記タッチパネルの周辺に沿って位置する、方法。
請求項１に記載の方法であって、
前記パルスがさらに第１のパルスを含み、前記反射パルスがさらに第１の反射パルスを含み、前記第１のパルスが第１のトランシーバによって送信され、
前記方法がさらに、
第２のトランシーバによってタッチパネルを介してテラヘルツ放射の第２のパルスを送信すること、及び
前記タッチパネルの前記タッチ面に隣接する前記領域内に位置する物体から第２の反射パルスを生成すること、
を含む、方法。
請求項５に記載の方法であって、前記三角法により測定するステップがさらに、前記第１及び第２の反射パルスから前記タッチパネルの前記タッチ面上の前記物体の前記位置を三角法により測定することを含む、方法。
装置であって、
テラヘルツ放射を搬送するように構成される誘電材料で形成され、タッチ面を有するタッチパネル、及び
タッチパネルに光学的に結合されるタッチコントローラ、
を含み、
前記タッチコントローラが、前記タッチパネルを介してテラヘルツ放射のパルスを送信するように構成され、そのため前記タッチ面に隣接する領域にエバネッセント場が生成され、
前記タッチコントローラが、前記領域内に位置する物体によって生成される反射パルスを受け取るように構成され、
前記タッチコントローラが、少なくとも部分的に前記反射パルスから前記タッチ面上の前記物体の位置を三角法により測定するように構成される、
装置。
請求項７に記載の装置であって、
前記タッチコントローラがさらに、
テラヘルツ放射を生成し受け取るように構成されるシグナリング回路、及び
前記シグナリング回路に結合される制御回路、
を含む、装置。
請求項８に記載の装置であって、
前記シグナリング回路がさらに、
トランシーバ、
前記トランシーバに結合される局所発振器、及び
前記トランシーバに結合される受信機回路要素、
を含む、装置。
請求項９に記載の装置であって、前記受信機回路要素がさらに、デジタル化ウィンドウ内の複数のサンプリング期間について混合信号を平均化して、複数の平均化された信号を生成し、前記複数の平均化された信号をデジタル信号に変換するアナログベースバンド回路を含む、装置。
請求項１０に記載の装置であって、
前記アナログベースバンド回路がさらに、
クロック回路、
加算回路に結合されるローノイズアンプ（ＬＮＡ）、
前記ＬＮＡ及び前記クロック回路に結合される平均化器、
前記ＬＮＡ及び前記クロック回路に結合されるアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）、及び
前記ＡＤＣに結合される出力回路、
を含む、装置。
請求項１１に記載の装置であって、
前記トランシーバがさらに、
前記局所発振器に結合される送信機、及び
互いに分離され、前記受信機回路要素に各々結合される複数の受信機、
を含む、装置。
請求項１２に記載の装置であって、前記タッチパネルがさらにリフレクタを含む、装置。
方法であって、
誘電材料で形成されるタッチパネルを介してテラヘルツ放射のパルスを送信することであって、そのため、前記パルスが前記タッチパネルのタッチ面に隣接する領域にエバネッセント場を生成するようにすること、
複数の反射パルスを生成することであって、第１の反射パルスが前記タッチパネルの前記タッチ面に隣接する前記領域内に位置する物体によって生成されること、及び
少なくとも部分的に前記複数の反射パルスから前記タッチパネルの前記タッチ面上の前記物体の位置を三角法により測定すること、
を含む、方法。
請求項１４に記載の方法であって、前記物体がさらに第１の物体を含み、前記位置がさらに第１の位置を含み、前記複数の反射パルスの第２の反射パルスが、前記タッチパネルの前記タッチ面に隣接する前記領域内で第２の位置に位置する物体によって生成される、方法。
請求項１５に記載の方法であって、
前記三角法により測定するステップがさらに、
或る距離だけ互いに分離される第１の受信機及び第２の受信機によって前記複数の反射パルスを受信すること、及び
前記複数の反射パルスに少なくとも部分的に基づいて前記物体の前記位置を計算すること、
を含む、方法。
請求項１６に記載の方法であって、前記複数の反射パルスの第３の反射パルスがリフレクタによって生成される、方法。
請求項１７に記載の方法であって、前記リフレクタが前記タッチパネルの周辺に沿って位置する、方法。