JP2014500512A - 接地不良の補償を有する圧電検出器を備えるセンサ - Google Patents

Abstract

本発明は、機械接地（ＭＭ）を形成する導電性の壁を有している支持体に取り付けられた圧電検出器（１０）と、電子接地（ＭＥ）を定めており、圧電検出器によってもたらされる信号を処理する増幅器と、少なくとも１つの容量フィードバックループ（１６）と、を備えるセンサに関する。電圧加算回路（６１）が、前記機械接地（ＭＭ）と電子接地（ＭＥ）との間の電位差の関数として変化する電圧を加えるように容量フィードバックループへと挿入され、電位差の変動を圧電検出器（１０）によってもたらされる信号を受け取るプロセス増幅器（１２）の入力（１３）において継続的に補償する。

Description

本発明は、圧電検出器が接続される機械接地（ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ ｇｒｏｕｎｄ）と称される第１の電位基準を形成する導電性の壁を有する支持体に取り付けられた圧電検出器と、前記圧電検出器によってもたらされる信号を処理するための回路とを備えており、この処理回路が、前記検出器によってもたらされる信号を表す電圧信号をもたらすとともに、電子接地（ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｇｒｏｕｎｄ）と称される第２の電位基準をもたらす電源回路を備えているセンサに関する。

種々の用途において、圧電検出器を、電気的に乱される環境に設置しなければならない。例えば、ディーゼルエンジンのグロープラグに組み込まれ、エンジンのシリンダ内の圧力の測定を可能にする圧電検出器が、そのような場合である。

検出器によってもたらされる信号および処理回路によって実行される処理が、圧電検出器によって測定される物理量を表す信号を、例えばエンジンの始動電動機によって引き起こされる強い電流によって乱されることなくもたらすことを、可能にしなければならない。

仏国特許出願公開第２９１０９５８号明細書が、静電結合を回避し、電磁遮蔽を不要にしつつ、信号をもたらすセンサを提案することを目的としている。この目的のため、機械接地へと電気的に接続され、電子接地を基準とする主供給電圧にもとづいて調整された電圧をもたらす電圧レギュレータを備えており、電荷増幅器にディバイダブリッジを介して調整された電圧が供給される一体型のセンサが説明されている。

この技術的解決策は、圧電検出器の２つの入力端子の間に電位差が生じ、これが漏れ電流を大きくするという欠点を有している。さらに、この回路が集積回路の形態で製造される場合、構成要素のかなりの部分が機械接地へと接続され、これが静電放電および寄生の電気的影響の恐れにつながる。さらに、この文献自身が示しているように、高価な特定の保護手段を設けることが必要である。また、実施において、集積回路の製造がはるかに複雑であり、したがって高価である。

したがって、本発明の目的は、寄生の電気的影響または静電放電（ＥＳＤ）の恐れなく、集積回路の形態での簡単、安価、かつ信頼できる標準の製造を可能にしつつ、入力における漏れ電流の恐れの増大を引き起こさずに、機械接地と電子接地との間の電位差が自動的に補償されるセンサを提供することによって、これらの欠点を克服することにある。

さらに、本発明の目的は、この補償を検出器の通過帯域の全体において得ることができるそのようなセンサを提供することにある。

この目的のため、本発明は、圧電検出器が接続される機械接地と称される第１の電位基準を形成する導電性の壁を有している支持体に取り付けられたを圧電検出器と、圧電検出器によってもたらされる信号を処理するための回路とを備えているセンサであって、
前記処理回路が、
電子接地と称される第２の電位基準を定めている電源回路と、
プロセス増幅器と称される演算増幅器を備えている電荷増幅器と
を備えており、
プロセス増幅器が、
圧電検出器の出力によってもたらされる信号を受け取るように圧電検出器の出力に接続された入力と、
電子接地を基準とした、圧電検出器によってもたらされる信号を表す出力電圧信号をもたらす出力と、
該プロセス増幅器の出力と圧電検出器によってもたらされる信号を受け取る前記入力との間の容量フィードバックループと
を有しており、
容量フィードバックループが、圧電検出器によってもたらされる信号を受け取るプロセス増幅器の前記入力へと接続された第１の端子を有するコンデンサを備えており、
容量フィードバックループが、プロセス増幅器の前記出力と前記コンデンサとの間に、機械接地と電子接地との間の電位差の関数として変化する電圧を前記コンデンサの第２の端子に加えることによって、該電位差の変動を圧電検出器によってもたらされる信号を受け取るプロセス増幅器の入力において継続的に補償するように構成された電圧加算回路を備えているセンサに関する。

この方法で、圧電検出器および処理回路のきわめて限られた数の構成要素だけに機械接地を基準にして電気が供給される。これは、静電放電または寄生の電気的影響の恐れなく、標準的な製造を可能にする。

機械接地と電子接地との間の電位差を注入することによってもたらされる補正は、処理回路の入力におけるフィードバックループの電位の共役な変動によって処理回路の入力に現れる。

有利には、本発明によれば、容量フィードバックループの前記電圧加算回路が、機械接地に依存した電位を有するように機械接地へと接続された第１の入力と、電子接地に依存した電位を有するように電子接地へと接続された第２の入力と、コンデンサの第２の端子へと接続され、２つの入力の間の電位差に依存した電位を有する出力とを備える。さらに、有利には、本発明によれば、容量フィードバックループの前記電圧加算回路の入力のうちの一方が、前記入力における電位がプロセス増幅器の出力の電位の値にも依存するよう、プロセス増幅器の前記出力へと接続される。

有利には、一実施形態において、本発明によれば、容量フィードバックループの電圧加算回路が、プロセス増幅器と称される演算増幅器を備え、
このプロセス増幅器が、
機械接地とは反対の電位を有する端子へと接続された反転入力と、
電子接地およびプロセス増幅器の前記出力へと接続された非反転入力と、
容量フィードバックループのコンデンサの前記第２の端子へと接続された出力と、
この加算増幅器の反転入力と出力との間の負のフィードバックと
を有する。

また、本発明のこの実施形態によるセンサは、有利には、プロセス増幅器の前記出力が、直列抵抗を介して加算増幅器の非反転入力へと接続され、電子接地が、同じ値の直列抵抗を介して加算増幅器の非反転入力へと接続され、機械接地の反対の電位が、同じ値の直列抵抗を介して加算増幅器の反転入力へと接続され、加算増幅器の負のフィードバックが、同じ値の直列抵抗を含んでいるセンサである。この集合が、容量フィードバックループの前記電圧加算回路を構成する。

さらに、本発明によるセンサは、やはり有利には、処理回路が、圧電検出器の前記出力に並列に接続された第１の端子を有する注入抵抗と称される抵抗を備えている抵抗フィードバックループを備えているセンサである。有利には、本発明によれば、注入抵抗の第２の端子が、前記注入抵抗のこの第２の端子に機械接地と電子接地との間の電位差の関数として変化する電圧を加えることによって、この電位差の変動を注入抵抗の第１の端子において継続的に補償するように構成された電圧加算回路へと接続される。この抵抗フィードバックループのこの電圧加算回路は、容量フィードバックループの電圧加算回路と同じであってよく、注入抵抗が、単純に同じ電圧加算回路の出力において容量フィードバックループのコンデンサに並列に接続される。しかしながら、変種として、抵抗フィードバックループの電圧加算回路が、容量フィードバックループの電圧加算回路とは別であってもよい。

さらに、本発明は、補償回路を備えており、特には基準電圧値に対するプロセス増幅器の出力の隷属を形成し、例えば焦電効果によって引き起こされるようなＤＣ成分のドリフトの補償を可能にする形式の補償回路を備えているセンサにも適合する。したがって、有利には、本発明によれば、処理回路が、プロセス増幅器の前記出力へと接続された入力と、容量フィードバックループの前記電圧加算回路とは別の電圧加算回路を介して注入抵抗の前記第２の端子へと加えられる補償電圧信号をもたらす出力と、を備える補償回路を備える。

さらには、有利には、本発明によれば、プロセス増幅器に、電子接地を基準に反対の値を有しており、電子接地の電位に対する機械接地の電位の変動を許容するように選択される（すなわち、これらの接地の間の変動の予想範囲の関数として選択される）供給電圧＋Ｖｃｃ、−Ｖｃｃが、双極性の様相で供給される。

この方法で、プロセス増幅器が、電子接地（両極性の様相での供給の基準である）に対する機械接地の変動の全範囲を、困難なく（特には、飽和の恐れなく）受け入れることができる。さらに、プロセス増幅器の前記容量フィードバックループに関して、機械接地ＭＭと電子接地ＭＥとの間の電位差をこのループへと注入する電圧加算器を備えている本発明によるセンサにおいては、機械接地ＭＭについて生じ得るあらゆる変動が、前記容量フィードバックループの時定数に影響を及ぼすことなく、自動的かつ継続的に補償される。

好ましくは、有利には、本発明によれば、処理回路の各々の演算増幅器に、電子接地を基準に反対の値を有しており、電子接地の電位に対する機械接地の電位の変動を許容するように選択される（すなわち、これらの接地の間の変動の予想範囲の関数として選択される）供給電圧＋Ｖｃｃ、−Ｖｃｃが、双極性の様相で供給される。

さらに本発明は、上述または後述の特徴のすべてまたは一部による組み合わせにおいて特徴付けられるセンサに関する。

本発明の他の目的、特徴、および利点が、本発明の好ましい実施形態をあくまでも本発明を限定するものではない例として表している添付の図面を参照する以下の説明を検討することによって、明らかになるであろう。

本発明の第１の実施形態によるセンサの回路図である。 本発明によるセンサの処理回路において採用することができる補償方法の実施形態のフロー図である。 本発明の効果を説明するグラフの例である。 本発明の効果を説明するグラフの例である。 本発明の効果を説明するグラフの例である。 本発明の第２の実施形態によるセンサのブロック図である。

図１に示される本発明によるセンサは、処理回路によって処理される信号（電荷によって形成される）を第１の端子１１においてもたらす圧電検出器１０を備えており、処理回路が、図１に示した第１の実施形態においては、高利得のプロセス増幅器１２と称される反転演算増幅器を備える電荷増幅器と、この例では容量Ｃのコンデンサ２９を備える容量フィードバック１６とを備えている。

検出器１０の第１の端子１１が、プロセス増幅器１２の反転入力１３へと接続され、プロセス増幅器１２の非反転入力１４ならびに検出器１０の第２の端子９が、機械接地ＭＭと称される第１の電位基準へと接続されている。プロセス増幅器の出力１５が、検出器１０によって生成される電荷に比例した電圧をもたらす。容量ブランチ１６が、検出器１０の信号を受け取るプロセス増幅器１２の反転入力１３と出力１５との間に並列に接続されている。すなわち、処理回路の容量フィードバックループを構成している。

圧電検出器１０は、例えば、熱機関などの１つ以上のピストンを備える機械のシリンダの部屋の圧力を測定することを可能にする。圧電検出器１０は、例えばディーゼルエンジンのグロープラグに組み込まれる。圧電検出器１０は、このシリンダの圧力を表す信号をもたらし、この信号は、ピストンの変位および／または燃焼に起因するシリンダの圧力の通常の急激な変化の段階に対応する比較的短いパルスの形態であり、これらのパルスは、シリンダの圧力の少なくとも実質的に一定な値に対応するより長い継続時間の水平域によって隔てられている。このとき、機械接地ＭＭは、それ自身が車両のバッテリの接地へと接続されたエンジンおよびグロープラグの金属部品によって形成される。

検出器１０によってもたらされる信号を処理するための回路は、例えば車両のバッテリを供給源とするエンジンの制御ユニット（ＥＣＵと称されることが多い）に一体化された伝統的な安定化電源の形態の電源回路（図示されていない）をさらに備える。この安定化電源が、機械接地ＭＭの変動とは別個独立である電子接地ＭＥと称される第２の電位基準を定め、この電子接地ＭＥが、センサの種々の電子部品を保持する回路基板の接地に相当する。また、電源回路は、正極性および負極性のそれぞれの電圧＋Ｖｃｃおよび−Ｖｃｃも供給する。

用途および制約に応じて、プロセス演算増幅器１２が、種々の代案の実施形態の対象であってよく、特にはより複雑またはより単純なアーキテクチャにて製造されてよいことに、注意すべきである。

図１に示されている第１の実施形態においては、処理回路が、抵抗フィードバックループ３０と一体化され、閉ループ隷属（ｃｌｏｓｅｄ−ｌｏｏｐ ｓｌａｖｉｎｇ）を形成している補償回路１７をさらに備えている。この補償回路１７は、プロセス増幅器１２の出力１５の出力（電圧）信号を受け取る。補償回路１７は、ループ３０の直列抵抗１９の端子９２に加えられるように意図された補正電圧信号Ｕｃｏｒｒを出力１８にもたらし、直列抵抗１９の他方の端子９１は、検出器１０によってもたらされる信号を受け取るプロセス増幅器１２の入力１３へと接続されている。値Ｒ０を有する抵抗１９が、補正電圧信号Ｕｃｏｒｒを補正強度信号へと変換し、すなわち補償電流Ｉｃｏｒｒへと変換し、これが検出器１０によってもたらされる信号に加えられ、この信号の絶対値の不時の変動の補償を可能にする。

このようにして、プロセス増幅器１２によって出力１５にもたらされる電圧信号が、補償され、処理回路の出力２８に届けられ、例えば機械の動作管理の電子機器などの他の外部のシステムへの接続によって利用することが可能である。

図１は、この補償回路１７の実施形態の例を示しているが、本発明は、この補償回路の任意の他の実施形態においても適用および適合可能であり、あるいは補償回路が存在しなくても、すなわち単純な電荷増幅器で構成される処理回路においても、適用および適合可能である。

図示の例では、補償回路１７が、プロセス増幅器１２の出力１５のアナログ電圧に対応するデジタル信号Ｓをもたらすアナログ／デジタル変換器２０を備えている。

このデジタル信号Ｓが、集積回路２７（ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、またはマイクロコントローラ、などによって形成することができる）の入力に供給され、集積回路２７は、回路２７のクロック２３によってもたらされるサンプリングクロック周波数に従ってサンプリングされる信号Ｓの測定値Ｓ（ｔ）を順次保存する循環バッファメモリ２１を備えている。また、集積回路２７は、少なくとも１つのマイクロプロセッサ２４と、少なくとも１つの読み出し専用メモリ２５と、前記マイクロプロセッサに組み合わせられた少なくとも１つのランダムアクセスメモリ２６とをさらに備える。マイクロプロセッサ２４は、図２に示されるように、サンプリングされた信号Ｓの各々の値について本発明による処理方法を実行する。集積回路２７の出力にマイクロプロセッサ２４がデジタル補正信号Ｃｏｒｒをもたらし、これがデジタル／アナログ変換器２２へと供給され、補償回路１７の出力１８にアナログ補正電圧信号Ｕｃｏｒｒがもたらされる。

繰り返しのたびに実行され、すなわち出力信号がサンプリングされるたびに実行される補償回路１７による信号Ｓの処理方法の例が、図２に示されている。

第１のステップ３１において、信号Ｓの現在の値Ｓ（ｔ）が、サンプリングクロックのエッジにおいて、このクロックエッジによってアクティブにされる循環バッファ２１の位置に保存される。

第２のステップ３２において、出力信号Ｓの変動ΔＳが、クロックエッジの瞬間ｔにおける現在の値Ｓ（ｔ）と、値ｔ−αＴ（Ｔは自然数であり、αは０と１との間の有理数である）に最も近いクロックエッジについて循環バッファ２１に保存されたＳ（ｔ−αＴ）と称される信号Ｓの以前の値のうちの１つとの間で計算される。例えば、αは、０．０５〜０．５の間で選択され、特には０．２程度である。αＴは、変動ΔＳの計算の対象の期間を表し、したがってＴによって表される総継続時間の一部分であり、その値は、非ゼロの最小値Ｔｍｉｎと最大値Ｔｍａｘとの間に位置する。これらの値は、それぞれ機械の最高および最低速度の関数として選択される。したがって、Ｔｍｉｎは、最大エンジン速度における水平域の継続時間よりも短く、Ｔｍａｘは、最小エンジン速度における水平域の継続時間よりも長い。

第３のステップ３３において、この変動の絶対値│ΔＳ│が、メモリ２５に保存された所定の比較値Ｖと比較される。実際には、この比較値を、水平域において信号に含まれる固有雑音にもとづき、この固有雑音の導関数の最大値よりも大きい値に設定することによって調節することができる。

出力信号の変動の絶対値│ΔＳ│が比較値Ｖよりも小さい場合、これは、検出器１０によってもたらされた信号がシリンダの圧力の水平域に対応することを意味しており、隷属３４が開始される。

この隷属３４は、第１のステップ３５において、検出器１０によってもたらされる信号の絶対値について生じ得る不時の変動に関係なく、出力信号Ｓを所定に基準値Ｓｒに隷属させることを可能にする補正信号Ｃｏｒｒの値を計算することからなる。この基準値Ｓｒが、隷属３４の設定点を構成し、この基準値Ｓｒを、本発明による処理回路の下流に位置して出力信号を受け取る電子回路の制約の関数として選択し、メモリ２５に保存することが可能である。

補正信号Ｃｏｒｒの値を計算するこのステップは、種々の代案の実施形態の対象であってよい。好ましくは、有利には、本発明によれば、この計算が、現在の値Ｓ（ｔ）を入力において受け取り、基準値Ｓｒに対する誤差を計算し、この誤差にＰＩＤ型の調整を適用するＰＩＤレギュレータ（比例積分微分）によって実行される。補正信号Ｃｏｒｒが、デジタル電圧信号であることに注意すべきである。

隷属３４の次のステップ３６において、補正信号Ｃｏｒｒの現在の値が保存され、この補正信号Ｃｏｒｒの平均Ｍが、この補正信号Ｃｏｒｒの現在の値および種々の以前に保存された値について計算される。

この平均は、好ましくは、特定の数の先行するサンプルについて計算される代数平均である。例えば、繰り返しのたびに、この平均が、先行するβＴ個のサンプルについて計算され、βは、水平域における信号のわずかな変動を除去するために選択される０と１との間の有理数であり、例えば０．５程度である。

隷属３４の次のステップ３７において、現在の期間が所定の最大期間αＴｍａｘに等しい場合を除き、Ｔが１単位だけ増やされ、変動ΔＳを計算するために使用される期間αＴがαだけ増やされる。Ｔｍａｘは、例えば生じ得る最長の水平域の期間に相当し、すなわち特には機械がエンジンである場合に、エンジンの低速時の水平域の期間に相当する。この目的のため、未だこの値Ｔｍａｘに達していない場合には、隷属の活動の繰り返しのたびに、すなわち補正信号Ｃｏｒｒの値の各々の計算の後で、Ｔの値が１単位だけ増やされる。このようにして、期間は、変動の絶対値│ΔＳ│が前記所定の比較値未満であり続け、すなわち検出器によってもたらされた信号が同じ水平域に対応している先行のサンプリング時点の数の増加関数である。換言すると、出力信号の変動の計算期間が、検出器１０によってもたらされる信号が圧力の同じ水平域にある限りは増やされる。このようにして、水平域の検出感度が、機械の速度に無関係である。

平均Ｍの計算に使用される先行のサンプルの数βＴも、検出器１０によってもたらされる信号が圧力の同じ水平域にあり続ける限り、繰り返しのたびにＴだけ増やされることに注意すべきである。

比較のステップ３３において、出力信号の変動の絶対値│ΔＳ│が比較値Ｖ以上であると判断される場合、これは、検出器１０によってもたらされた信号がシリンダの圧力のピークに対応することを意味し、隷属３４が停止される。この場合、補正信号Ｃｏｒｒは、ステップ３８において、隷属３４のステップ３６の最後の実行時に計算されて最後に記録された平均Ｍの値に設定される。

続くステップ３９において、Ｔの値が、非ゼロの最小初期値Ｔｍｉｎに再度初期化される。Ｔｍｉｎは、例えば水平域について考えられる最短の期間に相当し、すなわち特には機械がエンジンである場合に、エンジンの最大動作速度における水平域の期間に相当する。したがって、圧力のピークの最中およびそのような圧力のピークの直後に、Ｔの値がＴｍｉｎに設定され、したがって水平域の段階の始まりにおいて変動ΔＳを計算するために考慮される最小期間が、Ｔｍｉｎに等しくなる。この期間が、後に繰り返しのたびに値αだけ徐々に増やされる。

いずれの場合も、最後のステップ４０において、この処理方法により、各々のサンプリング時点ｔ、すなわち各々のクロックエッジの後についての補正信号Ｃｏｒｒの値がもたらされる。

機械接地ＭＭは、例えば車両のバッテリが大きな電流をもたらす場合（特には、エンジンの始動電動機を動作させるとき）に、電子接地ＭＥに対して無視し得ない変動を被る可能性がある。これらの変動を克服し、処理回路への影響を回避するために、電圧加算回路６１、６４、６６、６７、６８、６９がプロセス増幅器１２の容量フィードバックループへと挿入され、前記コンデンサ２９の第２の端子７２（プロセス増幅器１２の入力１３へと接続された第１の端子７１の反対側の端子）に、機械接地ＭＭと電子接地ＭＥとの間の電位差の関数として変化する電圧を加えることで、この電位差の変動を、圧電検出器によってもたらされる信号を受け取るプロセス増幅器１２の入力１３において自動的かつ連続的に補償する。

この目的のため、処理回路は、第１に、機械接地の電位とは反対の値−ＭＭを有する電圧をもたらす反転回路５１〜５７を備えている。この反転回路５１〜５７は、反転演算増幅器５１を備えており、反転演算増幅器５１の反転入力５２が、値Ｒ１の直列抵抗５３を介して機械接地ＭＭへと接続され、反転演算増幅器５１の非反転入力５４が、電子接地ＭＥへと接続されている。フィードバックループ５７が、同じ値Ｒ１の直列抵抗５６を介して出力５５を反転入力５２へと接続している。したがって、出力５５が、電子接地ＭＥに対して機械接地ＭＭの電圧と反対の電圧−ＭＭを有する信号をもたらす。演算増幅器５１には、双極性の様相で＋Ｖｃｃ、−Ｖｃｃが供給されている。

図１に示した本発明の第１の実施形態においては、容量フィードバックループの電圧加算回路が、以下の方法で生み出される。プロセス増幅器１２の容量フィードバックループ１６が、双極性の様相で＋Ｖｃｃ、−Ｖｃｃが供給され、非反転の入力６３において値Ｒ２の直列抵抗６７を介してプロセス増幅器１２の出力１５の信号Ｓを受け取るとともに、同じ値Ｒ２の直列抵抗６８を介して電子接地ＭＥを受け取る加算増幅器５１と称される演算増幅器を備える。加算増幅器６１は、反転入力６２において、同じ値Ｒ２の直列抵抗６９を介して、反転回路５１〜５７によってもたらされる機械接地ＭＭの電圧とは反対の電圧−ＭＭを受け取る。加算増幅器６１の出力７０が、コンデンサ２９の第２の端子７２（プロセス増幅器１２の入力１３へと接続されたコンデンサ２９の第１の端子７１の反対側の端子）へと接続される中立化ノード（ｎｅｕｔｒａｌｉｚａｔｉｏｎ ｎｏｄｅ）７０を形成する。フィードバックループ６４が、加算増幅器６１の出力７０を同じ値Ｒ２の直列抵抗６６を介して加算増幅器６１の反転入力６２に接続している。中立化ノード７０の電位がＳ＋ＭＭに等しいことを、理解できるであろう。したがって、機械接地ＭＭの変動が、プロセス増幅器の容量ループ１６において単純かつ連続的に補償される。この補償は、電圧加算増幅器６１が電荷増幅器の容量フィードバックループの時定数と比べて充分に高速である限りにおいて、電荷増幅器の容量フィードバックループの時定数とは無関係である。

同様に、抵抗フィードバックループ３０が、双極性の様相で＋Ｖｃｃおよび−Ｖｃｃが供給され、非反転の入力８３において補償電圧信号Ｕｃｏｒｒを受け取るとともに、値Ｒ３の直列抵抗８８を介して電子接地ＭＥを受け取る加算増幅器８１と称される演算増幅器を備える。加算増幅器８１は、反転入力８２において、同じ値Ｒ３の直列抵抗８９を介して、反転回路５１〜５７によってもたらされる機械接地ＭＭの電圧とは反対の電圧−ＭＭを受け取る。加算増幅器８１の出力９０が、抵抗１９の端子９２（プロセス増幅器１２の入力１３へと接続されたこの抵抗１９の端子９１の反対側の端子）へと接続される中立化ノード９０を形成する。フィードバックループ８４が、加算増幅器８１の出力９０を同じ値Ｒ３の直列抵抗８６を介して加算増幅器８１の反転入力８２に接続している。中立化ノード９０の電位がＵｃｏｒｒ＋ＭＭに等しいことを、理解できるであろう。したがって、やはり機械接地ＭＭの変動が、抵抗フィードバックループにおいて単純かつ連続的に補償され、補償電流Ｉｃｏｒｒは、少なくとも実質的に機械接地ＭＭの変動と無関係である。

本発明によるセンサの処理回路において、各々の演算増幅器には、好ましくは反対の電圧＋Ｖｃｃ、−Ｖｃｃが両極性の様相で供給される。これは、特には少なくともプロセス増幅器１２に当てはまる。これは、機械接地ＭＭの変動時にこの増幅器の飽和が回避されるからである。同じことが、電圧加算器を形成している増幅器５１、６１、８１にも当てはまる。

図３ａ〜３ｃが、本発明によるセンサの出力２８にもたらされる信号Ｓへの本発明の効果を示す実施例である。図３ａは、機械接地ＭＭが厳密に電子接地ＭＥと同じ電位にあるときの信号Ｓの例を示している。図３ｂが、比較（本発明によらない）として、加算増幅器６１および８１ならびにこれらに組み合わせられる抵抗が存在しない場合について、機械接地ＭＭへと注入される５０Ｈｚの正弦関数状の変動の影響下でのこの信号Ｓの変動を示している。見て取ることができるとおり、この変動が、圧電検出器によってもたらされる信号に重畳している。図３ｃが、同じ５０Ｈｚの正弦関数状の信号が機械接地ＭＭへと注入される場合に本発明によるセンサの出力２８にもたらされる信号Ｓを示している。見て取ることができるとおり、本発明は、５０Ｈｚの変動を出力信号Ｓにおいてほぼ完全に抑えることを可能にする。これは、接地不良が自動的かつ連続的に補正されることを立証している。

図４が、一方では補償回路を有しておらず、抵抗９９が（電圧加算回路の出力ノード７０とプロセス増幅器１２の入力１３との間に）コンデンサ２９に並列に接続され、電荷増幅器が形成されており、他方では機械接地ＭＭが抵抗６８を介して加算増幅器６１の非反転の入力６３に注入される一方で、電子接地ＭＥが抵抗６９を介して加算増幅器６１の反転入力６２に注入される点で、第１の実施形態から相違する本発明による処理回路の別の実施形態を示している。第１の実施形態の反転回路５１〜５７は、もはや不要である。ここでもやはり、中立化ノード７０における電位は、Ｓ＋ＭＭに等しい。より単純な設計であるこのような構成において、それでもなお、加算増幅器６１に組み合わせられるすべての抵抗６６、６７、６８、６９が完璧かつ同一であることが必要である。

このような処理回路および圧電検出器を備える本発明によるセンサを、同じ機械アセンブリの内側、特にはディーゼルエンジンのグロープラグの内部に組み込むことができる。

本発明は、図示および上述の実施形態に関する多数の変種の対象となることができる。特には、電位差ＭＭ−ＭＥをプロセス増幅器１２のフィードバックループへと注入するための加算回路が、他の実施形態の対象であってよい。

Claims (9)

1. 圧電検出器（１０）が接続される機械接地（ＭＭ）と称される第１の電位基準を形成する導電性の壁を有している支持体に取り付けられた該圧電検出器（１０）と、前記圧電検出器によってもたらされる信号を処理するための回路とを備えているセンサであって、
   前記処理回路が、
   電子接地（ＭＥ）と称される第２の電位基準を定めている電源回路と、
   プロセス増幅器（１２）と称される演算増幅器を備えている電荷増幅器と
   を備えており、
   前記プロセス増幅器（１２）が、
   前記圧電検出器（１０）の出力（１１）によってもたらされる信号を受け取るように前記圧電検出器の出力（１１）に接続された入力（１３）と、
   前記電子接地を基準とした、前記圧電検出器によってもたらされる信号を表す出力電圧信号をもたらす出力（１５）と、
   該プロセス増幅器（１２）の前記出力（１５）と前記圧電検出器（１０）によってもたらされる信号を受け取る前記入力（１３）との間の容量フィードバックループ（１６）と
   を有しており、
   前記容量フィードバックループ（１６）が、前記圧電検出器（１０）によってもたらされる信号を受け取る前記プロセス増幅器（１２）の前記入力（１３）へと接続された第１の端子（７１）を有するコンデンサ（２９）を備えており、
   前記容量フィードバックループ（１６）が、前記プロセス増幅器（１２）の前記出力（１５）と前記コンデンサ（２９）との間に、前記機械接地（ＭＭ）と前記電子接地（ＭＥ）との間の電位差の関数として変化する電圧を前記コンデンサ（２９）の前記第２の端子（７２）に加えることによって、該電位差の変動を前記圧電検出器（１０）によってもたらされる信号を受け取る前記プロセス増幅器（１２）の前記入力（１３）において継続的に補償するように構成された電圧加算回路（６１、６４、６６、６７、６８、６９）を備えているセンサ。
2. 前記容量フィードバックループ（１６）の前記電圧加算回路（６１、６４、６６、６７、６８、６９）が、前記機械接地に依存した電位を有するように前記機械接地へと接続された第１の入力と、前記電子接地に依存した電位を有するように前記電子接地へと接続された第２の入力と、前記コンデンサの前記第２の端子へと接続され、前記２つの入力の間の電位差に依存した電位を有する出力とを備えている、請求項１に記載のセンサ。
3. 前記容量フィードバックループ（１６）の前記電圧加算回路（６１、６４、６６、６７、６８、６９）の前記入力のうちの一方が、該入力における電位が前記プロセス増幅器の前記出力の電位の値にも依存するよう、前記プロセス増幅器の前記出力へと接続されている請求項２に記載のセンサ。
4. 前記処理回路が、前記圧電検出器（１０）の前記出力（１１）に並列に接続された第１の端子（９１）を有する注入抵抗（１９）と称される抵抗を備えている抵抗フィードバックループ（３０）をさらに備えている、請求項１〜３のいずれか一項に記載のセンサ。
5. 前記処理回路が、前記プロセス増幅器（１２）の前記出力（１５）へと接続された入力と、前記容量フィードバックループ（１６）の前記電圧加算回路（６１、６４、６６、６７、６８、６９）とは別の電圧加算回路（８１、８４、８６、８８、８９）を介して前記注入抵抗の前記第２の端子（９２）へと加えられる補償電圧信号をもたらす出力（１８）と、を備える補償回路（１７）を備えている、請求項４に記載のセンサ。
6. 前記容量フィードバックループ（１６）の前記電圧加算回路（６１、６４、６６、６７、６８、６９）が、加算増幅器（６１）と称される演算増幅器を備えており、
   該加算増幅器（６１）が、
   前記機械接地（ＭＭ）とは反対の電位（−ＭＭ）を有する端子へと接続された反転入力（６２）と、
   前記電子接地（ＭＥ）および前記プロセス増幅器（１２）の前記出力（１５）へと接続された非反転入力（６３）と、
   前記容量フィードバックループの前記コンデンサ（２９）の前記第２の端子へと接続された出力と、
   該加算増幅器（６１）の前記反転入力（６２）と前記出力（７０）との間の負のフィードバック（６６）と
   を有している、請求項１〜５のいずれか一項に記載のセンサ。
7. 前記プロセス増幅器（１２）の前記出力（１５）が、直列抵抗（６７）を介して前記加算増幅器（６１）の前記非反転入力（６３）へと接続され、前記電子接地（ＭＥ）が、同じ値の直列抵抗（６８）を介して前記加算増幅器（６１）の前記非反転入力（６３）へと接続され、前記機械接地（ＭＭ）とは反対の電位（−ＭＭ）にある前記端子（５５）が、同じ値の直列抵抗（６９）を介して前記加算増幅器（６１）の前記反転入力（６２）へと接続され、前記加算増幅器（６１）の前記負のフィードバック（６４）が、同じ値の直列抵抗（６６）を含んでいる、請求項６に記載のセンサ。
8. 前記プロセス増幅器（１２）に、前記電子接地（ＭＥ）を基準に反対の値を有しており、前記電子接地（ＭＥ）の電位に対する前記機械接地（ＭＭ）の電位の変動を許容するように選択される供給電圧＋Ｖｃｃ、−Ｖｃｃが、双極性の様相で供給される、請求項１〜７のいずれか一項に記載のセンサ。
9. 前記処理回路の各々の演算増幅器に、前記電子接地（ＭＥ）を基準に反対の値を有しており、前記電子接地（ＭＥ）の電位に対する前記機械接地（ＭＭ）の電位の変動を許容するように選択される供給電圧＋Ｖｃｃ、−Ｖｃｃが、双極性の様相で供給される、請求項１〜８のいずれか一項に記載のセンサ。

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