JP2014236362A - Dual band resonator and dual band pass filter using the same - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、高周波やマイクロ波を使った装置、例えば、移動体通信、衛星通信、固定マイクロ波通信、その他の通信技術分野において信号の送受信に利用されるデュアルバンド共振器及びそれを使ったデュアルバンド帯域通過フィルタに関するものである。
The present invention relates to a device using high frequency or microwave, for example, dual band resonator used for signal transmission / reception in mobile communication, satellite communication, fixed microwave communication, and other communication technology fields, and dual using the same. The present invention relates to a band-pass filter.
特許文献１には、平面回路を用いた狭帯域シャープカットフィルタを提供することを目的として、平面回路で構成される分布定数型共振器と、共振器間を結合する伝送線路と、入出力部に配置された励振線から構成される帯域通過フィルタにおいて、全ての共振器間の結合が中心周波数に相当する波長の（２ｍ−１）／４倍（ｍ：自然数）の長さを有する線路で構成され、共振器を構成する線路との結合部分の長さが実質的に１／４波長に定められていることを特徴とする帯域通過フィルタが、記載されている。
In
特許文献２には、高い耐電力性を実現しつつ、共振器の放射損失を低減することで低損失材料が本来示すべき高いＱ値を実現し、高耐電力性と高Ｑ値とを両立する共振器およびフィルタを提供するために、マイクロストリップライン構造の共振器であって、共振状態で線路内に電流定在波が発生し、隣接する線路間の電流が逆方向となる複数の共振線路と、複数の共振線路を、共振状態における複数の共振線路の電流定在波の節のうち電圧が同位相となる部分同士で接続する接続線路とで構成される線路構造を有する共振器およびこの共振器を用いて構成されるフィルタが、記載されている。
また、従来、通過帯域を二つもつことを特徴とするデュアルバンド帯域通過フィルタは、次のような構成方法が存在する。
一つは、図１に示すように、二つの周波数で共振する複数のデュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３が従属結合され、その従属結合の両端の入出力ポートＭ１、Ｍ２とそれぞれ結合することによってフィルタ１００を構成している（非特許文献１）。
Conventionally, a dual-band bandpass filter characterized by having two passbands has the following configuration method.
First, as shown in FIG. 1, a plurality of dual-band resonators N1, N2, and N3 that resonate at two frequencies are subordinately coupled and respectively coupled to input / output ports M1 and M2 at both ends of the subordinate coupling. The
デュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３は偶・奇モードを有し、この二つのモードを制御することで二つの通過帯域を持つデュアルバンド共振器を構成している。このフィルタ１００では、入出力ポートＭ１、Ｍ２は両端のデュアルバンド帯域通過共振器Ｎ１、Ｎ３と直接結合し、二つの通過帯域の両方で所望の特性を同時に得られる接続位置を決定する必要がある。
The dual-band resonators N1, N2, and N3 have an even / odd mode, and a dual-band resonator having two pass bands is configured by controlling these two modes. In this
また、帯域幅は各デュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３の共振器間隔によって決定する必要がある。 Also, the bandwidth needs to be determined by the resonator spacing of each dual-band resonator N1, N2, N3.
一般的にデュアルバンド帯域通過フィルタは、二つの通過帯域に対してそれぞれ中心周波数と帯域幅を設定し、さらに入出力の整合もとる必要がある。そのため、図１に示すデュアルバンド帯域通過フィルタの帯域幅は各デュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３の共振器間隔だけで制御しなければならず、二つの通過帯域で同時に変化してしまうため、設計の自由度が低い。同様に入出力の整合に関しても、一つの入出力ポートＭ１、Ｍ２の調整では二つの通過帯域で同時に入出力の整合が変化してしまい設計の自由度が低い。中心周波数に関してもデュアルバンド共振器Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３に発生する偶・奇モードの奇モード部分が偶モードと共通なため、奇モードを調整すると偶モードにも影響を与えることから多段化設計の際には設計が煩雑になる。したがって、設計自由度を高く維持したままでデュアルバンド帯域通過フィルタを設計することが困難であった。特に、二つの通過帯域で同一の比帯域幅を満たすのが大変困難であった。
本発明の課題は、上記のような従来技術の課題を解決するためになされたもので、すなわち、二つの通過帯域それぞれの中心周波数、帯域幅、入出力の整合の設計自由度が高いデュアルバンド帯域通過フィルタを実現することにある。特に二つの通過帯域で同一の比帯域幅を満たし多段化に有利なデュアルバンド帯域通過フィルタを実現することにある。
ここで、Ｑ値とは、共振回路の共振のピークの鋭さを表す値で、Ｑｕａｌｉｔｙ Ｆａｃｔｏｒの略である。
インダクタＬ、キャパシタＣ、抵抗Ｒとすると、直列共振回路の場合、
Ｑ＝１／Ｒ・（Ｌ／Ｃ）１／２
であり、
また、共振周波数ωは、ω＝（１／ＬＣ）１／２
で、Ｑ＝ωＬ／Ｒ＝１／ωＣＲ
である。
In general, a dual-band bandpass filter needs to set a center frequency and a bandwidth for each of two passbands and further match input and output. Therefore, the bandwidth of the dual-band bandpass filter shown in FIG. 1 must be controlled only by the resonator spacing of each dual-band resonator N1, N2, N3, and changes simultaneously in the two passbands. Low degree of freedom in design. Similarly, with respect to input / output matching, adjustment of one input / output port M1 and M2 simultaneously changes input / output matching in two passbands, resulting in a low degree of design freedom. As for the center frequency, the odd-mode part of the even / odd mode generated in the dual-band resonators N1, N2, and N3 is in common with the even mode, so adjusting the odd mode also affects the even mode. In some cases, the design becomes complicated. Therefore, it is difficult to design a dual-band bandpass filter while maintaining a high degree of design freedom. In particular, it is very difficult to satisfy the same specific bandwidth in the two pass bands.
An object of the present invention is to solve the problems of the prior art as described above, that is, a dual band having a high degree of freedom in design of matching of center frequency, bandwidth, and input / output of each of two pass bands. It is to realize a band pass filter. In particular, it is to realize a dual-band bandpass filter that satisfies the same specific bandwidth in two passbands and is advantageous for multistage.
Here, the Q value is a value representing the sharpness of the resonance peak of the resonance circuit, and is an abbreviation for Quality Factor.
When an inductor L, a capacitor C, and a resistor R are used, in the case of a series resonance circuit,
Q = 1 / R · (L / C) 1/2
And
The resonance frequency ω is ω = (1 / LC) 1/2
Q = ωL / R = 1 / ωCR
It is.
本発明は、図2に示すように、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド共振器であって、
所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振導波路と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波路として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器である。
In the present invention, as shown in FIG. 2, the plane of symmetry AB of the
A ground conductor is disposed on the lower surface of a dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the strip conductor is cut at an open end (where the strip is not connected). An odd-mode resonant waveguide having a groove with a width g that penetrates deeply, and a tip portion of the groove and an end surface of the strip conductor each having a width d and a symmetrical strip conductor, When the current flows into the plane of symmetry A-B, the
また、本発明は、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド共振器であって、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振導波路と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波路として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器において、スタブ１１を、スイッチを介して、開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路とすることができる。
Further, according to the present invention, the symmetrical plane AB surface of the
また、本発明は、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンドフィルタであって、図３に示すように所定の厚さの誘電体２２の下面に接地導体２１が配置され、上面にストリップ導体２３が配置され、図２に示されるように、当該の細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振導波路と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波路として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器を用いて、溝の先端部とストリップ導体の端面との幅ｄを調節することにより偶モードの共振周波数を固定化したまま奇モードの共振周波数を調節し、又は、スタブ１１の長さｌを調節することにより、奇モードの共振周波数を固定化したまま偶モードの共振周波数を調節できるデュアルバンド帯域通過フィルタである。
またさらに、本発明のデュアルバンド帯域通過フィルタにおいては、スタブ１１を、スイッチを介して、開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路とすることができる。
さらに、本発明のもうひとつのデュアルバンド帯域通過フィルタは、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンドフィルタであって、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、図２に示すデュアルバンド共振器を用いた図６に示すデュアルバンド帯域通過フィルタであって、ストリップ導体が、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振導波路と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波路として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設けた構造を有するデュアルバンド帯域通過フィルタである。
Further, according to the present invention, the symmetrical plane AB surface of the
Furthermore, in the dual-band bandpass filter of the present invention, the
Furthermore, in another dual band bandpass filter of the present invention, the symmetrical plane AB surface of the
また、図１０に示すように、本発明のデュアルバンド帯域通過フィルタは、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンドフィルタであって、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され当該細いストリップ導体は、ストリップ導体が、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振導波路と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波路として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設けた構造を有するデュアルバンド帯域通過フィルタであって、さらに、一方の共振器の奇モード共振導波路１０に沿って、幅ｒの間隔で、解放端からの距離ｐで長さｑの給電導体線１３を設け、１８０度向きを変えたもう一方の共振器の奇モード共振導波路１０に沿って、同様に、幅ｒの間隔で、解放端からの距離ｐで長さｑの給電導体線１３を設け、一方の給電導体線１３を入力側とし、もう一方の給電導体線１３を出力側とし、さらに給電導体線１３を奇モード共振導波路１０の側面に沿うように位置ｐに配置し、給電導体線１３の長さｑを調整することで、入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有するデュアルバンド帯域通過フィルタである。
さらに、本発明は、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンドフィルタであって、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振導波路と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波路として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設けた構造を有するデュアルバンド帯域通過フィルタであって、ｎを変えることによって奇モードの通過帯域の結合係数を調整し、その後、ｍを調節することにより奇モードの通過帯域の結合係数を一定に保ちながら偶モードの通過帯域の結合係数だけを個別に調整できることを特徴とするデュアルバンド帯域通過フィルタである。
As shown in FIG. 10, the dual-band bandpass filter of the present invention has a structure in which the
Furthermore, according to the present invention, the symmetrical plane AB surface of the
また、本発明は図１３に示すように、半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器とスタブが偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンドフィルタであって、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され当該細いストリップ導体は、ストリップ導体が、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振導波路と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波路として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設けた構造を有するデュアルバンド帯域通過フィルタであって、さらに、一方の共振器の奇モード共振導波路１０に沿って、距離ｒの間隔で、解放端からの距離ｐで長さｑの給電導体線１３を設け、１８０度向きを変えたもう一方の共振器の奇モード共振導波路１０に沿って、同様に、距離ｒの間隔で、解放端からの距離ｐで長さｑの給電導体線１３を設け、一方の給電導体線１３を入力側とし、もう一方の給電導体線１３を出力側とし、さらに給電導体線１３を奇モード共振導波路１０の側面に沿うように位置ｐに配置し、給電導体線１３の長さｑを調整することで、入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有するデュアルバンド帯域通過フィルタである。
Further, in the present invention, as shown in FIG. 13, the plane of symmetry AB of the
さらに、本発明は、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振導波路と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波路として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器と、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設けた構造を有するデュアルバンド共振器と、さらに、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設けた構造を有するデュアルバンド共振器と、さらに、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設けた構造を有するデュアルバンド共振器と、さらに、一定間隔ｍをおいて、１８０度向きを変えた同一のデュアルバンド共振器の間に、導波路端部の長さｎのＨ型の導波路１２を設けた構造を有するデュアルバンド共振器とからなる合計５基のデュアルバンド共振器とからなる構造を有し、第一のデュアルバンド共振器と第五のデュアルバンド共振器の奇モード共振導波路１０に沿って、距離ｒの間隔で、解放端からの距離ｐで長さｑの給電導体線１３を設け、一方の給電導体線１３を入力側とし、もう一方の給電導体線１３を出力側とし、さらに給電導体線１３を奇モード共振導波路１０の側面に沿うように位置ｐに配置し、給電導体線１３の長さｑを調整することで、入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有する多段型デュアルバンド帯域通過フィルタである。
また、本発明のデュアルバンド共振器においては、ストリップ導体をマイクロストリップライン構造もしくはストリップライン構造とすることができる。
さらに本発明のデュアルバンド共振器においては、ストリップ導体を超伝導体とすることができる。
また、本発明のデュアルバンド帯域通過フィルタにおいては、ストリップ導体をマイクロストリップライン構造もしくはストリップライン構造とすることができる。
さらに、本発明のデュアルバンド帯域通過フィルタにおいては、ストリップ導体を超伝導体とすることができる。
Further, according to the present invention, a ground conductor is disposed on the lower surface of a dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is cut at an open end (where the strip is not connected). A thin strip conductor having a groove with a width g that penetrates deeply, and the end of the groove and the end surface of the strip conductor are oddly shaped with a single symmetrical strip conductor having a width d. A mode resonant waveguide and an even mode resonant waveguide having a shape in which a
In the dual-band resonator of the present invention, the strip conductor can have a microstrip line structure or a strip line structure.
Furthermore, in the dual band resonator of the present invention, the strip conductor can be a superconductor.
In the dual-band bandpass filter of the present invention, the strip conductor can have a microstrip line structure or a strip line structure.
Furthermore, in the dual band bandpass filter of the present invention, the strip conductor can be a superconductor.
本発明によれば、二つの通過帯域それぞれの中心周波数、帯域幅、入出力の整合の設計自由度が高く、さらに小型化が可能なデュアルバンド共振器及びそれを用いたデュアルバンド帯域通過フィルタを提供することができる。
According to the present invention, there are provided a dual-band resonator having a high degree of freedom in design of matching of the center frequency, bandwidth, and input / output of each of the two pass bands, and a dual-band band-pass filter using the same. Can be provided.
本発明のデュアルバンド帯域通過フィルタは、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ等の周知の用途に用いることが出来る。
また、本発明で用いる誘電体は、周知の誘電体を用いることが出来、成形性に優れたものが好ましい。誘電体損を抑えるために、誘電正接の小さい材料が望ましい。また、温度上昇を抑えるために熱伝導率の高い材料が望ましい。
ストリップ導体、マイクロストリップラインに用いる常伝導体や超伝導体についても、知られているどのようなものでも用いることが出来る。
本発明で用いる共振器の代表的な構成単位としての構造を図２の中央部に示す。図２の左は、半波長共振器（奇モード共振）１０であり、基本的にはヘアピン形状をした左右対称のマイクロストリップライン構造である。図２の右は、スタブを示す。
図２中央は、ヘアピン形状をした半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造であるデュアルバンド共振器のスタブ１１の対称面Ａ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器であって、半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器１０とスタブ１１が偶モードによる共振器となり、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整し、若しくは、奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振することができるデュアルバンド共振器であって、所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ヘアピン形状をしたストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振導波路と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波路として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器である。
当該デュアルバンド共振器は、単独又は複数個組み合わせて、デュアルバンド帯域通過フィルタをつくることができる。
次に、その構造について詳述するが、当業者であればこの構造を摸して似た構造のデュアルバンド帯域通過フィルタを作ることが可能であるので、本発明はこの構造のみに限定されるべきではない。
The dual band band-pass filter of the present invention can be used for known applications such as a low-pass filter, a high-pass filter, and a band-pass filter.
The dielectric used in the present invention may be a known dielectric, and is preferably excellent in moldability. In order to suppress dielectric loss, a material having a low dielectric loss tangent is desirable. Also, a material with high thermal conductivity is desirable in order to suppress temperature rise.
As the normal conductor and the superconductor used for the strip conductor and the microstrip line, any known one can be used.
The structure as a typical structural unit of the resonator used in the present invention is shown in the center of FIG. The left side of FIG. 2 shows a half-wave resonator (odd mode resonance) 10, which basically has a hairpin-shaped symmetrical microstrip line structure. The right side of FIG. 2 shows a stub.
In the center of FIG. 2, the symmetrical plane AB of the
The dual band resonator can be used alone or in combination to form a dual band bandpass filter.
Next, the structure will be described in detail. However, since those skilled in the art can make a dual band bandpass filter having a similar structure by taking this structure into consideration, the present invention is limited to this structure only. Should not.
本発明の実施形態の共振器はマイクロストリップライン構造である。図２は本発明に従って構成されたデュアルバンド共振器の一実施例の平面図であり、図３は図２の断面図である。これらの図中の２２は所定の厚さの誘電体で、誘電体２２の下面に接地導体２１が配置され、上面にデュアルバンド共振器を構成するストリップ導体２３が配置されている。（かかる誘電体２２は誘電体損を抑えるために、誘電正接の小さい材料を用いて形成することが望ましい。また、温度上昇を抑えるために熱伝導率の高い材料を用いて形成することが望ましい。接地導体２１は導体損の小さい材料で特に超伝導材料が望ましい。ストリップ導体も導体損失の小さい材料で特に超伝導材料が望ましい。）この説明は、以下のマイクロストリップライン構造を用いた共振器、フィルタを示す全ての図面において同様である。
図２のデュアルバンド共振器のＡ−Ｂ面は電気/磁気壁をなし、奇モード共振と偶モード共振によって、２周波数帯域で動作するデュアルバンド共振器となる。基本的構造は半波長共振器１０にスタブ１１を付加した構造である。半波長共振器１０が奇モードによる共振器となり、半波長共振器１０とスタブ１１が偶モードによる共振器となる。本共振器では、奇モードを低周波側、偶モードを高周波側で共振するように共振器長を調整した。場合によっては奇モードを高周波側、偶モードを低周波側で共振するように共振器長を調整することも可能である。半波長共振器１０及びスタブ１１をステップインピーダンス構造にすることで、小型化が望める。
原理的には、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波路として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことで共振器として作用することが出来る。
本共振器の大きな特徴は二つの通過帯域で個別に共振周波数を調整できる点である。非特許文献1ではスタブが半波長共振器に単純に付加されているため、偶モードは奇モードの半波長共振器と共通であることから、奇モードの共振周波数を調整すると偶モードの共振周波数も変化し問題となる。この問題に対し、本共振器構造では、図２のdの長さを調整することで 偶モードの共振周波数が変化することなく奇モードの共振周波数だけを調整できる。スタブ１１に流れる高周波電流は線路の幅方向の端部に集中する。そのため、ｄの長さが変化しても、偶モードの電流経路に変化がないため偶モードの共振周波数に影響を与えない。偶モードの共振周波数を調整するにはスタブ１１の開放端部分の長さを調整することで、奇モードの共振周波数の変化なしに偶モードの共振周波数を調整できる。図４はdの変化に対する奇モードの共振周波数と偶モード共振周波数の変化を示す。図４よりdを変化させることで奇モードの共振周波数だけを調整できる。図５はｄを固定したときのlの変化に対する奇モードの共振周波数と偶モードの共振周波数の変化を示す。図５より、ｌを変化させることで、偶モードの共振周波数だけを調整できる。
The resonator according to the embodiment of the present invention has a microstrip line structure. FIG. 2 is a plan view of one embodiment of a dual-band resonator constructed in accordance with the present invention, and FIG. 3 is a cross-sectional view of FIG. In these drawings,
The AB plane of the dual-band resonator of FIG. 2 forms an electric / magnetic wall and becomes a dual-band resonator that operates in two frequency bands by odd-mode resonance and even-mode resonance. The basic structure is a structure in which a
In principle, when current flows into the plane of symmetry AB, it functions as an odd mode resonant waveguide, and when current does not flow into the plane of symmetry AB, it functions as an even mode resonant waveguide. Can act as a container.
A major feature of this resonator is that the resonance frequency can be adjusted individually in the two passbands. In
図６は本発明に従って構成された２段デュアルバンド帯域通過フィルタの一実施例の平面図であり、マイクロストリップライン構造を用いている。２段デュアルバンド帯域通過フィルタは図２に示したデュアルバンド帯域通過共振器を二つ配置し、二つのデュアルバンド帯域通過共振器の中央に導波路１２が配置されている。フィルタを設計するためには設計条件が必要である。ここでは、デュアルバンド帯域通過フィルタにおいて二つの通過帯域で設計が困難である同一比帯域幅を有するデュアルバンド帯域通過フィルタについて例を上げて説明する。設計にはチェビシェフ関数型フィルタを用いた。設計条件は低周波側の中心周波数を3.5 GHz、比帯域幅70 MHz（2％）、リップル0.1dBとし、高周波側の中心周波数を5.0 GHz、比帯域幅100 MHz（2％）、リップル0.1
dBとした。このとき、二つの通過帯域で比帯域幅を決める共振器間の結合の強さを表す結合係数は同一の値（0.018）となり、入出力の整合を表す外部Q値も二つの通過帯域で同一の値(51.6)となる。
本発明の大きな特徴は導波路１２を用いることと半波長共振器１０の結合を極端に小さくすることで奇モードと偶モードの二つの通過帯域の帯域幅の設計自由度を高めた点である。特に奇モードと偶モードで同一の比帯域幅を得ることである。
一般的には共振器間の結合係数は磁界結合成分と電界結合成分の合成効果として扱い、共振器間の距離よって調整する。図７は導波路１２を用いない時の共振器間距離ｍと結合係数kの関係を示す。図７より、共振器間の距離ｍを変化させた場合、二つの通過帯域で同一の結合係数を実現することは困難である。言いかえると、ある共振器間距離ｍを決めると，一意的に二つの通過帯域の結合係数が決まることから，帯域幅の設計自由度がなく問題であった。
この問題に対して、本発明は導波路１２によって奇モードの通過帯域の帯域幅を主に調整し，導波路によって影響を受けた偶モードの通過帯域の帯域幅を共振器間距離ｍによって調整する。その際，奇モードの通過帯域の帯域幅が共振器間距離ｍの影響を受けないようにすることで，隅モードの通過帯域の帯域幅だけを個別に調整できる。奇モードの通過帯域の帯域幅が共振器間距離ｍに依存しないようにするためには，半波長共振器１０の開放端部分のギャップｇを近づけることが重要である。一般的に隣り合う二つのストリップラインの電流の向きが互いに逆向きの場合，隣り合う二つのストリップラインの距離が近いほど外部に放射される磁界が小さくなる。このことを利用することで，半波長共振器１０による奇モードの通過帯域の結合を小さくすることができ，共振器間距離ｍによる依存性を小さくすることが可能となる。図7の奇モードの結合係数が偶モードに対して極端に小さく，共振器間距離ｍに対して変化量が小さいのは半波長共振器１０の開放端部分のギャップｇを狭くしているためである。
図８は図６の共振器間距離ｍが一定で、導波路１２のnの長さを変えた時の各通過帯域の結合係数kを示す。図８より、奇モードの通過帯域における結合係数を大幅に変化させn=4.6 mmのとき，目的の結合係数0.018に調整できることがわかる。しかし，導波路１２の影響によって偶モードの通過帯域の結合係数も増加してしまっている。次に図９に図６の共振器間距離ｍを変化させた時の各通過帯域の結合係数kを示す。このとき，導波路１２の導波路長さをn=4.6 mmと固定した。図９より，奇モードの通過帯域における結合係数をほぼ一定に保ち，隅モードの通過帯域における結合係数だけを変化させ，二つの帯域で同一の結合係数（0.018）を実現できることがわかる。
FIG. 6 is a plan view of one embodiment of a two-stage dual-band bandpass filter constructed in accordance with the present invention, using a microstrip line structure. In the two-stage dual-band bandpass filter, two dual-band bandpass resonators shown in FIG. 2 are arranged, and a
dB. At this time, the coupling coefficient indicating the strength of coupling between the resonators that determines the specific bandwidth in the two passbands is the same value (0.018), and the external Q value indicating the input / output matching is also the same in the two passbands. Value (51.6).
A major feature of the present invention is that the degree of freedom in designing the bandwidth of the two passbands of the odd mode and the even mode is increased by using the
In general, the coupling coefficient between resonators is treated as a combined effect of a magnetic field coupling component and an electric field coupling component, and is adjusted by the distance between the resonators. FIG. 7 shows the relationship between the inter-resonator distance m and the coupling coefficient k when the
To solve this problem, the present invention mainly adjusts the bandwidth of the odd-mode passband by the
FIG. 8 shows the coupling coefficient k of each passband when the distance m between the resonators of FIG. 6 is constant and the length of n of the
図１０は本発明に従って構成された２段デュアルバンド帯域通過フィルタの入出力の整合方法に関する一実施例の平面図であり、マイクロストリップライン構造を用いている。このようなフィルタにあっては、入出力を得るために給電が必要である。図６に示した２段デュアルバンド帯域通過フィルタに給電導体線１３を配置し給電する。
従来は、非特許文献1に示すように二つの通過帯域を有するのに入出力の整合は一つの給電導体線で行われており，直接，給電導体線と共振器を接続する直接給電が用いられてきた。そのため、帯域幅と同様に二つの通過帯域で個別に入出力の整合を取ることが困難であった。この問題に対し、本発明の特徴は、給電導体線１３にシングルバンドフィルタでは一般的に用いられるギャップ給電を用い，パラメータqを用いて入出力の整合を調整するが，それだけでは，デュアルバンドフィルタの設計には十分ではないため，給電導体線１３の位置をパラメータとするパラメータpを追加することで入出力の整合に関わる外部Q値の調整を可能にしたことに特徴を有する。特に二つの通過帯域で同一比帯域幅を実現するために二つの通過帯域で同一の外部Q値を実現することを特徴とする。
はじめに，給電導体線１３の位置pを調整し二つの通過帯域で同一の外部Q値が得られるように調整する。この時，図10の給電導体線１３とデュアルバンド共振器とのギャップrを0.1mmとした。図11に給電導体線１３の位置pによる外部Q値の変化を示す。図11より，給電導体線１３の位置pが2.7mmのとき奇モードと偶モードの外部Q値がほぼ一致する。しかし，目的の外部Q値である51.6ではないので，給電導体線１３の長さqを調整して目的の外部Q値になるように調整する。図12に給電導体線１３の長さqによる外部Q値の変化を示す。図12より，給電導体線１３の長さqを長くすることで，偶モードと奇モードの外部Q値がともに減少し，目的の外部Q値である51.6を偶奇モードともに同時に満たすことができ，二つの通過帯域で同一の外部Q値を実現した。
FIG. 10 is a plan view of an embodiment relating to an input / output matching method of a two-stage dual-band bandpass filter constructed according to the present invention, and uses a microstrip line structure. Such a filter requires power supply in order to obtain input / output. The feeding
Conventionally, as shown in
First, the position p of the
図１３は実施例２の設計条件で設計した３段デュアルバンド帯域通過フィルタの概略図であり、マイクロストリップライン構造を用いている。また、図１４に図１３のデュアルバンド帯域通過フィルタの周波数特性を示す。図１４より二つの通過帯域を有する良好なデュアルバンド帯域通過フィルタが設計でき、なおかつ、二つの通過帯域で同一比帯域幅を有するデュアルバンドフィルタを設計できることが明らかとなり、本発明は有効であることがわかる。ちなみに、図１５はストリップ導体にアルミ、誘電体基板にはサファイアを用いて図１３のフィルタ形状を作製し、測定した時の周波数特性を示す。図１５より、図１４の設計とほぼ同等周波数特性を得ることがきた。しかし、アルミの導体損失が大きいことから挿入損失が大きい結果となった。
FIG. 13 is a schematic diagram of a three-stage dual-band bandpass filter designed under the design conditions of Example 2, using a microstrip line structure. FIG. 14 shows frequency characteristics of the dual band bandpass filter of FIG. From FIG. 14, it is clear that a good dual-band bandpass filter having two pass bands can be designed, and that a dual-band filter having the same specific bandwidth in two pass bands can be designed, and the present invention is effective. I understand. Incidentally, FIG. 15 shows the frequency characteristics when the filter shape of FIG. 13 is fabricated using aluminum for the strip conductor and sapphire for the dielectric substrate and measured. From FIG. 15, it is possible to obtain a frequency characteristic substantially equivalent to the design of FIG. However, due to the large conductor loss of aluminum, the insertion loss was large.
そこで、超伝導材料を用いることで導体損失を低減し、急峻なデュアルバンド帯域通過フィルタを設計・作製できることを明らかにするために，実施例４で作製した３段デュアルバンド帯域通過フィルタのストリップ導体に超伝導体を用いて実施例４で示した実験結果と比較した。超伝導体はYBa2Cu3O7（YBCO）薄膜を用いた。設計条件は実施例2で示した設計条件と同一の設計条件を用いた。図１６は図１３の導体材料にアルミを用いた時のデュアルバンド帯域通過フィルタと超伝導材料を用いたデュアルバンド帯域通過フィルタの周波数特性である。図１６より、超伝導体を用いたデュアルバンド帯域通過フィルタはアルミを用いたデュアルバンド帯域通過フィルタより挿入損失が大変小さいことから、小型で急峻な遮断特性を有し挿入損失の小さいデュアルバンド帯域通過フィルタを実現するには超伝導体を用いることが有効であることが判明した。 Therefore, in order to clarify that a conductor loss can be reduced by using a superconducting material and that a steep dual-band bandpass filter can be designed and fabricated, the strip conductor of the three-stage dual-band bandpass filter fabricated in Example 4 is used. The results were compared with the experimental results shown in Example 4 using a superconductor. As the superconductor, YBa 2 Cu 3 O 7 (YBCO) thin film was used. The same design conditions as those shown in Example 2 were used as design conditions. FIG. 16 shows frequency characteristics of a dual band bandpass filter using aluminum as the conductor material of FIG. 13 and a dual band bandpass filter using a superconductive material. FIG. 16 shows that the dual band bandpass filter using a superconductor has a much smaller insertion loss than the dual band bandpass filter using aluminum, so that the dual band band having a small and sharp cutoff characteristic and a small insertion loss. It has been found that it is effective to use a superconductor to realize a pass filter.
従来のデュアルバンド帯域通過フィルタでは二つの通過帯域で同一の比帯域幅を有するフィルタを設計することが困難であり、なおかつ段数が４段以上のフィルタを設計するには、二つの帯域で個別に共振周波数、帯域幅、入出力の整合を調整できなければならず、同一比帯域幅を有する多段化設計はより困難となる。そこで、本発明を用いて次の設計条件を満たすフィルタの設計を行った。設計条件は段数５段、低周波側の中心周波数を3.5 GHz、比帯域幅70 MHz（2％）、リップル0.1dBとし、高周波側の中心周波数を5.0 GHz、比帯域幅100 MHz（2％）、リップル0.1
dBとした。構造はマイクロストリップライン構造である。（導体材料には超伝導体を想定し、誘電体にはサファイアを想定した。）図１７に設計した５段デュアルバンド帯域通過フィルタの概略図を示す。図１８に図１７の５段デュアルバンド帯域通過フィルタの周波数特性を示す。図１８より、反射特性（Ｓ11）、通過特性（Ｓ21）共に設計条件をみたした良好な周波数特性をもつデュアルバンド帯域通過フィルタを設計できた。以上より、本発明は同一比帯域幅を有する多段フィルタの設計にも有効である。
In conventional dual-band bandpass filters, it is difficult to design a filter having the same specific bandwidth in two passbands, and in order to design a filter having four or more stages, the two bands must be individually designed. The resonance frequency, bandwidth, and input / output matching must be adjustable, and multistage design with the same specific bandwidth becomes more difficult. Therefore, a filter satisfying the following design conditions was designed using the present invention. The design conditions are 5 stages, the center frequency on the low frequency side is 3.5 GHz, the relative bandwidth is 70 MHz (2%), the ripple is 0.1 dB, the center frequency on the high frequency side is 5.0 GHz, and the relative bandwidth is 100 MHz (2%). , Ripple 0.1
dB. The structure is a microstrip line structure. (Assuming that the conductor material is a superconductor and the dielectric is sapphire.) FIG. 17 shows a schematic diagram of the designed 5-stage dual-band bandpass filter. FIG. 18 shows the frequency characteristics of the 5-stage dual-band bandpass filter of FIG. From FIG. 18, a dual-band bandpass filter having good frequency characteristics satisfying design conditions for both reflection characteristics (S11) and pass characteristics (S21) could be designed. As described above, the present invention is also effective for designing a multistage filter having the same specific bandwidth.
これまでの、各実施形態による共振器及びフィルタは周波数が大きく離れた二つの周波数帯域の信号に対して同時に動作可能であり、二つの周波数帯でのサービスが提供されている環境においては広帯域の通信を可能にする。しかしながら、そのようなフィルタを使用した例えば携帯電話のような移動機が一方の周波数帯でしかサービスを提供していない領域にローミングした場合、他方の周波数帯では受信される不要な信号は干渉信号となるので、デュアルバンドで動作させるのは好ましくない。
そこで、デュアルバンド帯域通過共振器（またはデュアルバンド帯域通過フィルタ）として動作するか、シングルバンド帯域通過共振器（またはシングルバンド帯域通過フィルタ）として動作するか切り替え可能とした。
図１９は、図２に示した共振器をデュアルバンド動作とシングルバンド動作の切り替え可能に変形した例を示し、この実施形態は図２における半波長共振器１０とスタブ１１との接続部分を切断し、スイッチ１６を直列に挿入したものであり、その他の構成は図２の場合とまったく同じである。スイッチとしては例えば、トランジスタスイッチ、ダイオードスイッチなどの半導体スイッチや、MEMS（micro-electro-mechanical system）スイッチなど、どのようなものでもよい。
図２０は図１９においてスイッチ１６をオン、オフした時の通過特性（S21）の変化をシミュレーションで求めた結果を示す。シミュレーションは、スイッチの非導通状態を、単にスイッチの位置で導体を切断して線路幅と同程度の空隙を形成したものとして行っている。スイッチがオンのときはデュアルバンド帯域通過共振器として動作し、二つの帯域で共振している。スイッチがオフのときは低周波側の奇モードだけしか共振せず、シングルモードの共振器として動作する。
The resonators and filters according to each of the embodiments so far can operate simultaneously on signals in two frequency bands that are largely separated from each other. In an environment where services in two frequency bands are provided, the resonator and the filter Enable communication. However, when a mobile device such as a mobile phone using such a filter roams to an area that provides service only in one frequency band, unnecessary signals received in the other frequency band are interference signals. Therefore, it is not preferable to operate in a dual band.
Therefore, it is possible to switch between operating as a dual-band bandpass resonator (or dual-band bandpass filter) or as a single-band bandpass resonator (or single-band bandpass filter).
FIG. 19 shows an example in which the resonator shown in FIG. 2 is modified so that the dual-band operation and the single-band operation can be switched. In this embodiment, the connection portion between the half-
FIG. 20 shows a result obtained by simulating the change of the pass characteristic (S21) when the
本発明のデュアルバンド共振器及びそれを用いたデュアルバンド帯域通過フィルタは、二つ若しくはそれ以上の通過帯域それぞれの中心周波数、帯域幅、入出力の整合の設計自由度が高く、さらに小型化が可能であり、あらゆる種類の通信用フィルタに転用可能であり、通信業界の発展に寄与できるので、産業上きわめて利用可能性が高いものである。 The dual-band resonator of the present invention and the dual-band bandpass filter using the dual-band resonator have a high degree of freedom in designing the center frequency, bandwidth, and input / output matching of each of two or more passbands, and further miniaturization It can be used for all kinds of communication filters, and can contribute to the development of the communication industry.
８ 開放端（ストリップが繋がっていない箇所）
１０ 半波長共振器
１１ スタブ゛
１２ 導波路
１３ 給電導体線
１６ スイッチ
２１ 接地導体
２２ 誘電体
２３ ストリップ導体
8 Open end (where the strip is not connected)
DESCRIPTION OF
Claims (12)
所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、当該ストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振導波路と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波路として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器。 The symmetrical plane AB surface of the stub 11 of the dual band resonator having the structure in which the stub 11 is added to the half-wave resonator 10 forms an electric / magnetic wall and operates in two frequency bands by odd-mode resonance and even-mode resonance. The half-wave resonator 10 becomes an odd-mode resonator, the half-wave resonator and the stub become an even-mode resonator, and the odd-mode resonates on the low frequency side and the even-mode resonance on the high-frequency side. A dual-band resonator that can adjust the resonator length to resonate, or can resonate the odd mode on the high frequency side and the even mode on the low frequency side,
A ground conductor is disposed on the lower surface of a dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface, and the strip conductor is cut at an open end (where the strip is not connected). An odd-mode resonant waveguide having a groove with a width g that penetrates deeply, and a tip portion of the groove and an end surface of the strip conductor each having a width d and a symmetrical strip conductor, When the current flows into the plane of symmetry A-B, the stub 11 having a length of 1 is connected to the opposite end face of the open end. A dual-band resonator that functions as an even-mode resonant waveguide when no current flows into the B-plane.
所定の厚さの誘電体の下面に接地導体が配置され、上面にストリップ導体が配置され、
当該細いストリップ導体は、開放端（ストリップが繋がっていない箇所）で切断されている１本の細いストリップ導体であって、深く入り込んだ幅ｇの溝を有し、溝の先端部とストリップ導体の端面は幅ｄを有する左右対称形の1本のストリップ導体からなる形状の奇モード共振導波路と、長さｌのスタブ１１を開放端の反対側の端面で接続した形状の偶モード共振導波路からなり、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込むときは、奇モード共振導波路として働き、対称面Ａ−Ｂ面に電流が流れ込まないときは、偶モード共振導波路として働くことを特徴とするデュアルバンド共振器を用いて、溝の先端部とストリップ導体の端面との幅ｄを調節することにより偶モードの共振周波数を固定化したまま奇モードの共振周波数を調節し、又は、スタブ１１の長さｌを調節することにより、奇モードの共振周波数を固定化したまま偶モードの共振周波数を調節できるデュアルバンド帯域通過フィルタ。 The symmetrical plane AB surface of the stub 11 of the dual band resonator having the structure in which the stub 11 is added to the half-wave resonator 10 forms an electric / magnetic wall and operates in two frequency bands by odd-mode resonance and even-mode resonance. The half-wave resonator 10 becomes an odd-mode resonator, the half-wave resonator and the stub become an even-mode resonator, and the odd-mode resonates on the low frequency side and the even-mode resonance on the high-frequency side. A dual band filter capable of adjusting the resonator length to resonate, or resonating the odd mode on the high frequency side and the even mode on the low frequency side,
A ground conductor is disposed on the lower surface of the dielectric having a predetermined thickness, a strip conductor is disposed on the upper surface,
The thin strip conductor is one thin strip conductor that is cut at an open end (where the strip is not connected), and has a groove having a width g that penetrates deeply. The end face has an odd-mode resonant waveguide having a width d and is formed of a single symmetrical symmetrical strip conductor, and an even-mode resonant waveguide having a shape in which a stub 11 having a length l is connected to the end face opposite to the open end. When the current flows into the plane of symmetry AB, it functions as an odd-mode resonance waveguide, and when the current does not flow into the plane of symmetry A-B, it functions as an even mode resonance waveguide. The dual-mode resonator is used to adjust the odd-mode resonance frequency while fixing the even-mode resonance frequency by adjusting the width d between the end of the groove and the end face of the strip conductor, or the stub 1 A dual-band bandpass filter that can adjust the even-mode resonance frequency while fixing the odd-mode resonance frequency by adjusting the length l of 1.
The symmetrical plane AB surface of the stub 11 of the dual band resonator having the structure in which the stub 11 is added to the half-wave resonator 10 forms an electric / magnetic wall and operates in two frequency bands by odd-mode resonance and even-mode resonance. The half-wave resonator 10 becomes an odd-mode resonator, the half-wave resonator and the stub become an even-mode resonator, and the odd-mode resonates on the low frequency side and the even-mode resonance on the high-frequency side. The dual-band filter can adjust the resonator length so as to resonate, or resonate the odd mode on the high frequency side and the even mode on the low frequency side, and has a ground conductor on the lower surface of the dielectric having a predetermined thickness. The strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is a thin strip in which the strip conductor is cut at an open end (where the strip is not connected). An odd-mode resonant waveguide having a groove having a width g which penetrates deeply, and having a grooved tip and an end surface of the strip conductor each having a width d and a symmetrical strip conductor. When the current flows into the plane of symmetry AB, the stub 11 having a length l is connected to the end face on the opposite side of the open end. When no current flows into the plane of symmetry A-B, the dual-band resonator is characterized by acting as an even-mode resonant waveguide, and the same dual-band resonance whose direction is changed by 180 degrees at a fixed interval m A dual-band bandpass filter having a structure in which an H-type waveguide 12 having a length n at the end of the waveguide is provided between the resonators, and further along the odd-mode resonant waveguide 10 of one of the resonators. The release end at intervals of width r A feed conductor line 13 having a length q at a distance p from the other side is provided, along the odd-mode resonance waveguide 10 of the other resonator whose direction is changed by 180 degrees, similarly from the open end at intervals of the width r. A feed conductor line 13 having a length q at a distance p, one feed conductor line 13 as an input side, the other feed conductor line 13 as an output side, and the feed conductor line 13 as an odd-mode resonant waveguide 10. A dual-band bandpass characterized by the fact that it is possible to adjust the external Q value related to input / output matching by adjusting the length q of the feed conductor line 13 by arranging it at the position p along the side of filter.
The symmetrical plane AB surface of the stub 11 of the dual band resonator having the structure in which the stub 11 is added to the half-wave resonator 10 forms an electric / magnetic wall and operates in two frequency bands by odd-mode resonance and even-mode resonance. The half-wave resonator 10 becomes an odd-mode resonator, the half-wave resonator and the stub become an even-mode resonator, and the odd-mode resonates on the low frequency side and the even-mode resonance on the high-frequency side. The dual-band filter can adjust the resonator length so as to resonate, or resonate the odd mode on the high frequency side and the even mode on the low frequency side, and has a ground conductor on the lower surface of the dielectric having a predetermined thickness. The strip conductor is disposed on the upper surface, and the thin strip conductor is a thin strip conductor cut at an open end (where the strip is not connected). And an odd-mode resonant waveguide having a length l and having a deep groove g having a width g, the tip of the groove and the end face of the strip conductor having a width d and a single symmetrical strip conductor. When the stub 11 is formed of an even-mode resonant waveguide having a shape connected to the end face on the opposite side of the open end, and when a current flows into the symmetric plane AB, it functions as an odd-mode resonant waveguide, and the symmetric plane AB plane. Between the dual-band resonator, which functions as an even-mode resonant waveguide, and the same dual-band resonator whose direction is changed by 180 degrees at a constant interval m. Between a dual-band resonator having a structure in which an H-type waveguide 12 having a length n at the end of the waveguide is provided, and the same dual-band resonator whose direction is changed by 180 degrees at a fixed interval m. , H type with waveguide end length n Between the dual-band resonator having the structure in which the waveguide 12 is provided and the same dual-band resonator whose direction is changed by 180 degrees at a predetermined interval m, The length of the end of the waveguide between the dual-band resonator having the structure in which the H-type waveguide 12 is provided and the same dual-band resonator whose direction is changed by 180 degrees at a constant interval m. The first dual-band resonator and the fifth dual-band resonator have a structure including a total of five dual-band resonators including a dual-band resonator having a structure provided with an n-type waveguide 12 of n. A feed conductor line 13 having a length q at a distance p from the open end is provided along the odd-mode resonance waveguide 10 of the resonator at a distance r from the open end, with one feed conductor line 13 as an input side and the other. The feeding conductor wire 13 is the output side, and By adjusting the length q of the feed conductor line 13 by placing the feed conductor line 13 along the side surface of the odd-mode resonant waveguide 10 and adjusting the length q of the feed conductor line 13, the external Q value related to input / output matching can be adjusted. A multi-stage dual-band bandpass filter characterized by
8. The dual band bandpass filter according to claim 3, wherein the strip conductor is a superconductor.
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