JP2014220936A - モータ駆動装置及び換気扇 - Google Patents
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Abstract
【課題】消費電力を低減することができるモータ駆動装置などを得る。【解決手段】三対のスイッチング素子を有し、交流変換するインバータ回路４と、位相角に基づいてスイッチング動作を行う対を切り替え、三対のスイッチング素子のうち、いずれか二対のスイッチング素子のスイッチング動作による変調を行うように制御する制御装置１０とを備え、出力電圧生成のための変調波を変更することにより、出力電圧の波形を維持したまま消費電力を低減することができるようにしたものである。【選択図】図１
Description
本発明は、モータ駆動装置などに関するものである。特に二相の固定子巻線と永久磁石からなる複数の磁極を有する回転子とを備えるモータの駆動制御を行う装置に関するものである。
例えば換気扇などに用いる小型のモータは単相電源で駆動する単相用ＡＣモータであることが多い。このようなモータは、コンデンサを接続することにより進相電流を容易に作り出せるコンデンサモータ（単相モータ）が殆どであり、通常、主巻き線と補助巻き線の二相のコイルからなる。
この単相用ＡＣモータのＡＣモータ用ロータの代わりに、永久磁石を備えたロータを使用してＤＣブラシレスモータを形成することにより、ＡＣモータと同じ固定子を使ったＤＣブラシレスモータが生産可能である。例えばＡＣモータの固定子と磁石を埋め込んだロータとを使って、三相インバータ駆動のＤＣブラシレスモータを作成することができる（例えば、特許文献１参照）。したがって、部品、製造設備などを共用化することができるので、低コストで効率よく生産ができることになる。
一方、換気扇、送風機などにモータを搭載する場合、運転したときの発生騒音を抑えるためにはモータの加振力による振動が原因となる音も抑制する必要がある。このため、モータの発生トルクを抑えるために正弦波の電圧を巻き線に印加して正弦波電流を通電することが必要になる。そのための制御方式としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御のようにパルス幅で電圧を変調する方式を用いるのが一般的である（例えば、特許文献１参照）。
ＰＷＭ制御を利用した正弦波変調は、常にインバータ回路の上下アームトランジスタのどちらかがオンするようにキャリア信号周期で制御される。そのためにスイッチング動作の過渡的なオン、オフ状態で発生する損失がインバータのスイッチング素子で発生することになる。このようなスイッチングに起因する損失は、モータ出力が大きいときには相対的に小さいものとなるので、モータと制御回路を含めた全体の効率には大きな影響を及ぼさない。しかしながら、モータ出力が小さいときには出力に比して損失の占める割合が大きくなるため、効率悪化の要因となる。
そのため、モータが小型になるにつれてＤＣブラシレスモータを駆動するための駆動装置（駆動回路）の消費電力がモータ消費電力に比して大きくなり、損失が無視できなくなってしまうという課題がある。高効率・低消費電力を特徴とするＤＣモータだけに、モータ効率もさることながら回路効率も高めて総合的な効率を高める必要がある。
そこで、本発明は、消費電力を低減することができるモータ駆動装置などを得ることを目的とする。
上述した目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、三対のスイッチング素子を有し、交流変換するインバータ装置と、位相角に基づいてスイッチング動作を行う対を切り替え、三対のスイッチング素子のうち、いずれか二対のスイッチング素子のスイッチング動作による変調を行うように制御する制御装置とを備えるものである。
本発明によれば、制御装置が、インバータ装置における三対のスイッチング素子のうち、いずれか二対のスイッチング素子によるスイッチング動作による変調を行うようにしたので、出力電圧の波形を維持したまま消費電力を低減することができる。
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置を中心とするシステムの構成を示す図である。図１において、本実施の形態のモータ駆動装置はインバータ回路（インバータ装置）４と制御装置１０とを有している。
図１は本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置を中心とするシステムの構成を示す図である。図１において、本実施の形態のモータ駆動装置はインバータ回路（インバータ装置）４と制御装置１０とを有している。
電源１は、例えば１００Ｖの交流電圧電源である。また、整流回路２は例えばダイオード等の整流素子をブリッジ接続して構成し、電源１による電力の整流を行う。平滑手段３は例えばコンデンサ等を用いて構成し、電源１及び整流回路２による電圧を平滑してインバータ回路４に印加する。このため、インバータ回路４に供給される電力は直流となる。
インバータ回路４は、各相（ａ相、ｂ相、ｃ相）に対応する三対のスイッチング素子（アーム）を有する装置である。スイッチング素子は、例えばトランジスタなどにより構成する。インバータ回路４は、所定の電圧及び周波数の交流電力に変換（交流変換）し、負荷となる二相モータ５に供給して駆動させる回路（装置）である。このとき、本実施の形態では、スイッチング素子のスイッチング動作を制御し、変換する電圧及び周波数を制御により任意に変化させることで二相モータ５の可変速制御を実現することができる。制御装置１０は、インバータ回路４の各スイッチング素子の動作制御を行う。二相モータ５は、固定子と固定子の内部に回転可能に配置された回転子とを有する電動機である。二相モータ５の各相には、位相を９０°ずれた交流電圧が印加される。ここで、二相モータ５の各相をα相、β相とする。
図２は正弦波変調を説明するための図である。図２（ａ）は電圧ベクトルを示す図である。図２（ｂ）は正弦波変調により印加する電圧の波形を示す図である。三相のインバータ回路４を用いて、二相モータ５に位相が９０°ずれた正弦波電圧を印加するためには、（１）〜（５）式に示すように、それぞれ９０°ずつずれた変調波を変調すればよい。ここで、ｄは変調率を示す（０≦ｄ≦１）。
Ｖａ＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４） …（１）
Ｖｂ＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４） …（２）
Ｖｃ＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４） …（３）
Ｖα＝Ｖａ−Ｖｃ
＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）
＝２１／２×ｄ×ｓｉｎθ …（４）
Ｖβ＝Ｖｂ−Ｖｃ
＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）
＝２１／２×ｄ×ｃｏｓθ …（５）
Ｖａ＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４） …（１）
Ｖｂ＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４） …（２）
Ｖｃ＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４） …（３）
Ｖα＝Ｖａ−Ｖｃ
＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）
＝２１／２×ｄ×ｓｉｎθ …（４）
Ｖβ＝Ｖｂ−Ｖｃ
＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）
＝２１／２×ｄ×ｃｏｓθ …（５）
図２のように出力電圧を正弦波で変調するため、インバータ回路４の各相は常にキャリア周波数でスイッチング動作を行うことになる。
図３はスイッチングロスを説明する図である。インバータ回路４においては、スイッチング素子となるトランジスタに電流を流すときに損失が発生する。このような損失には、定常的にトランジスタがオンしたときのＯＮ電圧Ｖｄｓと電流Ｉｄとの積による損失と、トランジスタがオフからオン又はオンからオフに移行する過渡的な期間に発生する損失とがある。
本発明のモータ駆動装置は、後者の損失にあたる過渡的なスイッチングロスを削減するものである。過渡的なスイッチングロスを削減するためには、スイッチング回数を削減するとよい。そこで、回数を減らすために変調波形を位相毎に定めるようにする。例えばａ相とｃ相とで、α相に印加する電圧を変調するので、各相の変調する関数に同じ関数を加減算してもα相の印加電圧は変わらない。
図４は位相角が０〜９０°、位相角が１８０〜２７０°のときの制御を説明する波形図である。例えば〔位相角が０〜９０°〕のときには、関数ｃ相の変調関数を−１に固定するように、それぞれの関数から［Ｖｃ＋１］を減算し、（６）〜（８）式のようにＶａ’、Ｖｂ’及びＶｃ’を算出する。ここで位相角については、α相の角度を表すものとする（以下、同じ）。
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（６）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（７）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（８）
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（６）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（７）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（８）
上記式を簡略化すると（９）〜（１１）式のように表すことができる。
Ｖａ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎθ−１ …（９）
Ｖｂ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／２）−１ …（１０）
Ｖｃ’＝−１ …（１１）
Ｖａ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎθ−１ …（９）
Ｖｂ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／２）−１ …（１０）
Ｖｃ’＝−１ …（１１）
また、〔位相角が１８０〜２７０°〕のときに、関数ｃ相の変調関数を１に固定するように、それぞれの関数から［−Ｖｃ＋１］を加算し、（１２）〜（１４）式のようにＶａ’、Ｖｂ’及びＶｃ’を算出する。
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（１２）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（１３）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（１４）
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（１２）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（１３）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（１４）
上記式を簡略化すると（１５）〜（１７）式のように表すことができる。
Ｖａ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎθ＋１ …（１５）
Ｖｂ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／２）＋１ …（１６）
Ｖｃ’＝１ …（１７）
Ｖａ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎθ＋１ …（１５）
Ｖｂ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／２）＋１ …（１６）
Ｖｃ’＝１ …（１７）
以上のように、実施の形態１のモータ駆動装置では、制御装置１０が、以上のような変調を行うように制御することで、〔位相角が０〜９０°〕、〔位相角が１８０〜２７０°〕の期間においては、二相モータ５の二相巻き線の一端が共通して接続されるｃ相に対応する一対のスイッチング素子のうち、どちらかのスイッチング素子を連続してオン状態にする（スイッチング動作を停止する）だけでよい。このため、インバータ回路４全体のスイッチング回数を減らすことができ、オン・オフの切り替わりによって発生する損失を低減することができる。本実施の形態では、位相角が０〜９０°及び１８０〜２７０°の期間について説明しているが、どちらかの期間について駆動制御を行うようにしてもよい。
実施の形態２．
図５は本発明の実施の形態２に係るモータ駆動装置における位相角が９０〜１８０°、位相角が２７０〜３６０°のときの制御を説明する波形図である。ここで、本実施の形態のモータ駆動装置などの構成については、図１に示す構成と同様であり、実施の形態１で説明したことと同様である。
図５は本発明の実施の形態２に係るモータ駆動装置における位相角が９０〜１８０°、位相角が２７０〜３６０°のときの制御を説明する波形図である。ここで、本実施の形態のモータ駆動装置などの構成については、図１に示す構成と同様であり、実施の形態１で説明したことと同様である。
本実施の形態では、図５に基づいて、位相角が９０〜１８０°、位相角が２７０〜３６０°のときの制御について説明する。本実施の形態で行う制御に係る位相角の範囲は、実施の形態１において行う制御に係る位相角とは重複していない。このため、制御装置１０は、本実施の形態の制御を、実施の形態１において説明した制御とともに行うことができる。また、本実施の形態では、位相角に基づいて４パターンの変調による制御について説明しているが、このうち、１又は複数のパターンに基づく制御を行うようにしてもよい。
例えば〔位相角が９０〜１３５°〕のときには、関数ｂ相の変調関数を−１に固定するように、それぞれの関数から［Ｖｂ＋１］を減算し、（１８）〜（２０）式のようにＶａ’、Ｖｂ’及びＶｃ’を算出する。
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（１８）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（１９）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（２０）
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（１８）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（１９）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（２０）
上記式を簡略化すると（２１）〜（２３）式のように表すことができる。
Ｖａ’＝２×ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−１ …（２１）
Ｖｂ’＝−１ …（２２）
Ｖｃ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−π／２）−１ …（２３）
Ｖａ’＝２×ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−１ …（２１）
Ｖｂ’＝−１ …（２２）
Ｖｃ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−π／２）−１ …（２３）
また、例えば〔位相角が１３５〜１８０°〕のときには、関数ａ相の変調関数を１に固定するように、それぞれの関数から［−Ｖａ＋１］を減算し、（２４）〜（２６）式のようにＶａ’、Ｖｂ’及びＶｃ’を算出する。
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（２４）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（２５）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（２６）
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（２４）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（２５）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（２６）
上記式を簡略化すると（２７）〜（２９）式のように表すことができる。
Ｖａ’＝１ …（２７）
Ｖｂ’＝２×ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１ …（２８）
Ｖｃ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−π）＋１ …（２９）
Ｖａ’＝１ …（２７）
Ｖｂ’＝２×ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１ …（２８）
Ｖｃ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−π）＋１ …（２９）
また、例えば〔位相角が２７０〜３１５°〕のときには、関数ｂ相の変調関数を１に固定するように、それぞれの関数から［−Ｖｂ＋１］を加算し、（３０）〜（３２）式のようにＶａ’、Ｖｂ’及びＶｃ’を算出する。
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（３０）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（３１）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（３２）
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（３０）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（３１）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋（−ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（３２）
上記式を簡略化すると（３３）〜（３５）式のように表すことができる。
Ｖａ’＝２×ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１ …（３３）
Ｖｂ’＝１ …（３４）
Ｖｃ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−π／２）＋１ …（３５）
Ｖａ’＝２×ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１ …（３３）
Ｖｂ’＝１ …（３４）
Ｖｃ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−π／２）＋１ …（３５）
そして、例えば〔位相角が３１５〜３６０°〕のときには、関数ｂ相の変調関数を１に固定するように、それぞれの関数から［Ｖａ＋１］を減算し、（３６）〜（３８）式のようにＶａ’、Ｖｂ’及びＶｃ’を算出する。
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（３６）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（３７）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（３８）
上記式を簡略化すると（３９）〜（４１）式のように表すことができる。
Ｖａ’＝−１ …（３９）
Ｖｂ’＝２×ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−１ …（４０）
Ｖｃ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−π）−１ …（４１）
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（３６）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（３７）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（３８）
上記式を簡略化すると（３９）〜（４１）式のように表すことができる。
Ｖａ’＝−１ …（３９）
Ｖｂ’＝２×ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−１ …（４０）
Ｖｃ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−π）−１ …（４１）
制御装置１０は、以上のような変調を行うように制御することで、〔位相角が９０〜１３５°〕、〔位相角が２７０〜３１５°〕の期間においては、ｂ相に対応する一対のスイッチング素子のうち、どちらかのスイッチング素子を連続してオン状態にする（スイッチング動作としては停止する）だけでよい。また、〔位相角が１３５〜１８０°〕、〔位相角が３１５〜３６０°〕の期間においては、ａ相に対応する一対のスイッチング素子のうち、どちらかのスイッチング素子を連続してオン状態にする（スイッチング動作としては停止する）だけでよい。
以上のように、実施の形態２のモータ駆動装置によれば、制御装置１０が、位相角に応じてインバータ回路４のスイッチング素子のスイッチング制御を行い、三対のスイッチング素子のうち、一対のスイッチング素子では、スイッチング動作を行わないようにし、他の二対のスイッチング素子により、他の二相における波形形成を行うようにしたので、インバータ回路４全体のスイッチング回数を減らすことができ、スイッチング素子のオン又はオフの切り替わりによって発生する損失を低減することができる。
実施の形態３．
図６は本発明の実施の形態３に係る制御を説明する波形図である。本実施の形態では、制御装置１０は、（４２）〜（４４）式で示すように、各相の変調波形中、〔最低値〕＋１をそれぞれの変調波から減算する。そして、インバータ回路４の三対のスイッチング素子における、電源１と負側において接続された下アームとなるスイッチング素子が、連続でオン状態となる（スイッチング動作としては停止する）ように制御する。
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−［ｍｉｎ（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）＋１］
…（４２）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−［ｍｉｎ（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）＋１］
…（４３）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）−［ｍｉｎ（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）＋１］
…（４４）
図６は本発明の実施の形態３に係る制御を説明する波形図である。本実施の形態では、制御装置１０は、（４２）〜（４４）式で示すように、各相の変調波形中、〔最低値〕＋１をそれぞれの変調波から減算する。そして、インバータ回路４の三対のスイッチング素子における、電源１と負側において接続された下アームとなるスイッチング素子が、連続でオン状態となる（スイッチング動作としては停止する）ように制御する。
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−［ｍｉｎ（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）＋１］
…（４２）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−［ｍｉｎ（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）＋１］
…（４３）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）−［ｍｉｎ（Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ）＋１］
…（４４）
例えば、〔位相角が０〜９０°〕のときには、それぞれの関数から［Ｖｃ＋１］を減算し、（４５）〜（４７）式のようにＶａ’、Ｖｂ’及びＶｃ’を算出する。
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（４５）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（４６）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（４７）
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（４５）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（４６）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）＋１）
…（４７）
上記式を簡略化すると（４８）〜（５０）のように表すことができる。
Ｖａ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎθ−１ …（４８）
Ｖｂ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／２）−１ …（４９）
Ｖｃ’＝−１ …（５０）
Ｖａ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎθ−１ …（４８）
Ｖｂ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／２）−１ …（４９）
Ｖｃ’＝−１ …（５０）
また、例えば、〔位相角が９０〜２２５°〕のときには、それぞれの関数から［Ｖｂ＋１］を減算し、（５１）〜（５３）式のようにＶａ’、Ｖｂ’及びＶｃ’を算出する。
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（５１）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（５２）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（５３）
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（５１）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（５２）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）＋１）
…（５３）
上記式を簡略化すると（５４）〜（５６）式のように表すことができる。
Ｖａ’＝２×ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−１ …（５４）
Ｖｂ’＝−１ …（５５）
Ｖｃ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−π／２）−１ …（５６）
Ｖａ’＝２×ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−１ …（５４）
Ｖｂ’＝−１ …（５５）
Ｖｃ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−π／２）−１ …（５６）
そして、例えば、〔位相角が２２５〜３６０°〕のときには、それぞれの関数から［Ｖａ＋１］を減算し、（５７）〜（５９）式のようにＶａ’、Ｖｂ’及びＶｃ’を算出する。
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（５７）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（５８）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（５９）
Ｖａ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ− π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（５７）
Ｖｂ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（５８）
Ｖｃ’＝ｄ×ｓｉｎ（θ−３π／４）−（ｄ×ｓｉｎ（θ−π／４）＋１）
…（５９）
上記式を簡略化すると（６０）〜（６２）式のように表すことができる。
Ｖａ’＝−１ …（６０）
Ｖｂ’＝２×ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−１ …（６１）
Ｖｃ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−π）−１ …（６２）
Ｖａ’＝−１ …（６０）
Ｖｂ’＝２×ｄ×ｓｉｎ（θ−５π／４）−１ …（６１）
Ｖｃ’＝２１／２×ｄ×ｓｉｎ（θ−π）−１ …（６２）
以上のように、制御装置１０は各相に対応する三対のスイッチング素子のうち、いずれかの下アームのスイッチング素子がオン状態となるように制御するようにしたので、常時（いずれの位相角においても）、二相での制御を行うことで、インバータ回路４全体でのスイッチング回数を減らすことができるので、スイッチングロスを低減することができる。
実施の形態４．
図７は本発明の実施の形態４に係る換気扇１００の構成を示す図である。図７において、本実施形態の換気扇１００は、例えば、室内と室外とをつなぐ風路を形成する方形状の換気扇枠１０１に、前述した二相モータ５とファン１０２とを有する送風機１０３が、例えばファンベース（図示せず）を介して取り付けられている。
図７は本発明の実施の形態４に係る換気扇１００の構成を示す図である。図７において、本実施形態の換気扇１００は、例えば、室内と室外とをつなぐ風路を形成する方形状の換気扇枠１０１に、前述した二相モータ５とファン１０２とを有する送風機１０３が、例えばファンベース（図示せず）を介して取り付けられている。
前述したように、制御装置１０がインバータ回路４をスイッチング動作させて二相モータ５を駆動し、ファン１０２を回転させる。このとき、インバータ回路４におけるスイッチング動作の回数を減らすことで損失を低減し、消費電力を低減することができる。
上述した実施の形態４においては、モータ駆動装置を換気扇に用いる場合について説明したが、他の機器にも用いることができ、モータとモータ駆動装置を搭載した機器の消費電力を低減することができるようになる。
１ 電源、２ 整流回路、３ 平滑手段、４ インバータ回路、５ 二相モータ、１０ 制御装置、１００ 換気扇、１０１ 換気扇枠、１０２ ファン、１０３ 送風機。
Claims (5)
- 三対のスイッチング素子を有し、交流変換するインバータ装置と、
位相角に基づいてスイッチング動作を行う対を切り替え、前記三対のスイッチング素子のうち、いずれか二対のスイッチング素子のスイッチング動作による変調を行うように制御する制御装置と
を備えることを特徴とするモータ駆動装置。 - 前記制御装置は、固定子と該固定子の内部で回転可能に配置された回転子とを有する正弦波駆動の二相モータの二相巻き線の一端が共通して接続される相に対応する一対の前記スイッチング素子について、他の二相における変調波形よりも電圧が高くなる及び低くなる移動角に基づく期間の少なくとも一方において、前記一対のスイッチング素子のいずれか一方をオン状態に固定する制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
- 前記制御装置は、前記位相角に基づく所定の変調期間において、前記三対のスイッチング素子のうち、いずれか一対のスイッチング素子のいずれか一方をオン状態に固定する制御を行うことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
- 前記制御装置は、前記三対のスイッチング素子のうち、出力電圧が最も低い相に対応する一対の前記スイッチング素子の、モータ駆動装置に電力供給を行う直流電圧電源と負側において接続された方の前記スイッチング素子をオン状態に固定する制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
- ファンと、
該ファンを回転させる二相モータと、
該二相モータを駆動させる、請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ駆動装置と
を備えることを特徴とする換気扇。
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| JP2013099229A JP2014220936A (ja) | 2013-05-09 | 2013-05-09 | モータ駆動装置及び換気扇 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2022208909A1 (ja) * | 2021-03-31 | 2022-10-06 | 日本電産株式会社 | 電力変換器およびモータモジュール |
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| JP2008193877A (ja) * | 2007-02-08 | 2008-08-21 | Mitsubishi Electric Corp | モータ及びモータ駆動制御装置並びに換気扇、液体用ポンプ、冷媒圧縮機、送風機、空気調和機及び冷蔵庫 |
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-
2013
- 2013-05-09 JP JP2013099229A patent/JP2014220936A/ja active Pending
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