JP2014199902A - 線路、スパイラルインダクタ、ミアンダインダクタ、ソレノイドコイル - Google Patents

Abstract

【課題】ノイズを低減できる線路を提供する。
【解決手段】線路１０は、中心導体２０と被覆部３０とを備える。前記被覆部３０は、前記中心導体２０を被覆する。前記被覆部３０は、軟磁性体で形成されるとともに信号または電力供給を行う周波数における表皮深さよりも薄い層を少なくとも１層以上有する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、線路と、プレーナ型スパイラルインダクタと、ミアンダインダクタと、ソレノイドコイルとに関する。

従来、ノートパソコンのような通信機器に用いられるスイッチング電源装置は、スイッチング周波数の高速化が求められている。高速化として、例えば、メガヘルツ（ＭＨｚ）帯域の周波数を用いることが求められている。

これに対して、キロヘルツ（kＨｚ）帯域の周波数を用いるスイッチング電源装置では、フェライトをボビンとして用いるインダクタが用いられている。このインダクタを、メガヘルツ（ＭＨｚ）帯の周波数を用いるスイッチング電源装置に用いると、鉄損が大きくなる。

また、スイッチング電源装置では、回路の共振により、数百ＭＨｚ〜数ギガヘルツ（ＧＨｚ）のノイズが発生する（例えば、特許文献１参照）。

特開平７−２６３２４１号公報

低損失であり、ノイズを低減できる、線路とスパイラルインダクタとミアンダインダクタとソレノイドコイルが求められている。

本発明の実施形態は、低損失であり、ノイズを低減できる、線路とスパイラルインダクタとミアンダインダクタとソレノイドコイルを提供することを目的とする。

実施形態に係る線路は、中心導体と、被覆部とを備える。前記被覆部は、前記中心導体を被覆する。前記被覆部は、軟磁性体で形成されるとともに信号または電力供給を行う周波数における表皮深さよりも薄い層を少なくとも１層以上有する。

第１の実施形態に係る線路を示す斜視図。 図１に示す線路の断面図。 同線路の別の形態を示す断面図。 同線路が基材に固定された状態を示す斜視図。 同線路に周波数に対する比透磁率の実部と虚部の値を示すグラフ。 同線路と比較用線路のインダクタンスの周波数特性の解析結果を示すグラフ。 同線路のノイズ抑制の指標となる、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎの周波数特性を示すグラフ。 同線路における、被覆部の軟磁性体の比透磁率と、被覆部の軟磁性体の導電率を変化させたときのインダクタンスの周波数特性の解析結果を示すグラフ。 σ/σ’とＬ／Ｌｍａｘの関係を示すグラフ。 同線路の、シート抵抗の変化に伴うＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎの変化を示すグラフ。 第２の実施形態に係る線路を示す断面図。 同線路に用いられるＮｉＺｎフェライトの比透磁率の周波数特性を示すグラフ。 第１〜５のパターンの線路の、周波数に対するインダクタンスを示すグラフ。 同第１〜５の線路の、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎの周波数特性を示すグラフ。 第３の実施形態に係るスパイラルインダクタを示す斜視図。 第１〜３のスパイラルインダクタのインダクタンスの周波数特性を示すグラフ。 同第１〜３のスパイラルインダクタの、ノイズ抑制の指標となるＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎの周波数特性を示すグラフ。 第４の実施形態に係るミアンダインダクタを示す平面図。 第１,２のミアンダインダクタの、周波数に対するインダクタンスを示すグラフ。 同第１,２のミアンダインダクタの、ノイズ抑制の指標であるＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎの周波数特性を示すグラフ。 第５の実施形態に係るソレノイドコイルを示す斜視図。 第１，２のソレノイドコイルの、インダクタンスの周波数特性を示すグラフ。 第１,２のソレノイドコイルの、ノイズ抑制の指標となる、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎの周波数特性を示すグラフ。

第１の実施形態に係る線路を、図１〜１０を用いて説明する。図１は、本実施形態の線路１０を示す斜視図である。図２は、図１に示す線路１０の断面図である。図１,２に示すように、線路１０は、中心導体２０と、中心導体２０を被覆する被覆部３０とを備えている。

中心導体２０は、電気抵抗を下げる目的で導電率の高い材料で形成されることが好ましい。導電率が高い材料は、一例として、銅（Ｃｕ）、銀（Ａｇ）、金（Ａｕ）、アルミニウム（Ａｌ）がある。

被覆部３０は、中心導体２０を被覆している。なお、図２に示すように、中心導体２０の断面形状は、一例として、四角形である。そして、被覆部３０は、厚みがいずれの位置であっても一定値である。それゆえ、被覆部３０の外形も、四角形である。被覆部３０は、軟磁性体で形成されている。軟磁性体は、本実施形態では一例として、アモルファス構造のＣｏＮｂＺｒ、ＣｏＦｅＢ、または、グラニュラ構造のＣｏＺｒＯ,ＣｏＡｌＯまたは、多結晶構造のＮｉＦｅである。

本実施形態では、被覆部３０は、１層を有する構造である。１層を有する構造とは、一つの軟磁性体で形成される層を１つ有するということである。被覆部３０が２層以上有する構造では、軟磁性体で形成される、積層される複数の層を有する。

なお、線路１０は、短絡を防止するために、被覆部３０の周囲に、絶縁体で形成される絶縁層が設けられてもよい。

被覆部３０の厚さについて、具体的に説明する。軟磁性体の厚さｔ_ｍと被覆部３０の表皮深さδとが等しくなるときの周波数をｆ１とすると、周波数ｆ１は、線路１０を用いて信号伝達や電力伝送を行う際の周波数よりも高くなるように設定される。そして、軟磁性体の強磁性共鳴周波数をｆ２とし、線路１０に生じるノイズ成分である周波数帯域の下限周波数をｆ３とすると、周波数ｆ１は、下限周波数ｆ３および強磁性共鳴周波数ｆ２よりも低くなるように設定される。

ここでの被覆部３０の表皮深さδは、以下の式（１）で表される。

ｆは、周波数、σは、軟磁性体の導電率、μ_０は、真空の透磁率、μ_ｒは、被覆部３０を形成する軟磁性体の複素比透磁率である。また、μ_ｒ’は、被覆部３０を形成する軟磁性体の複素比透磁率μ_ｒの実部の値であり、μ_ｒ"は、被覆部３０を形成する軟磁性体の複素比透磁率μ_ｒの虚部の値である。

図５は、周波数に対する実部μ_ｒ’と虚部μ_ｒ"の値を示すグラフである。図５の横軸は、周波数を示し、縦軸は透磁率を示している。図５では、実部μ_ｒ’は実線で示されており、虚部μ_ｒ"は１点鎖線で示されている。

周波数ｆが、上述した、被覆部３０の表皮深さと被覆部３０の厚さとが同じになる周波数ｆ１よりも低くなると、電流は、被覆部３０よりも導電率σが高い中心導体２０を流れる。中心導体２０は、抵抗が小さいので、伝送損失も低い。

このように、信号の送信や電力供給のために用いる周波数帯を、上述の被覆部３０を形成する軟磁性体の表皮深さδと被覆部３０の厚さｔ_ｍとが同じになる周波数ｆ１よりも低く設定することによって、損失を低くすることができる。

また、被覆部３０の表皮深さと被覆部３０の厚さとが同じになる周波数ｆ１よりも高い周波数は、主に、伝導ノイズとなる。被覆部３０の表皮深さと被覆部３０の厚さとが同じになる周波数よりも大きい周波数の電流は、表皮効果によって、被覆部３０内を流れる。つまり、伝導ノイズは、軟磁性体内を流れる。被覆部３０は、軟磁性体で形成されており、それゆえ、中心導体２０よりも導電率が低いので、抵抗値が高くなる。このため、被覆部３０を流れる電流の損失が大きくなる。

さらに、被覆部３０を形成する軟磁性体の強磁性共鳴周波数ｆ２では、被覆部３０を形成する軟磁性体の複素比透磁率μ_ｒの虚部の値μ_ｒ"が、極大化し、複素比透磁率μ_ｒの絶対値も極大化する。 従って、周波数が強磁性共鳴周波数ｆ２になると、表皮深さδが極小化するし、線路１０は、この電流に対して非常に高い抵抗、つまり高損失な特性を有するようになる。

本実施形態では、被覆部３０を形成する軟磁性体の強磁性共鳴周波数ｆ２を、被覆部３０の表皮厚さδと被覆部３０の厚さｔ_ｍと等しくなる周波数ｆ１よりも高くすることで、信号の送信や電力供給のために用いる周波数帯では低損失で、伝導ノイズが流れる周波数帯では高損失な線路が得られる。

本実施形態では、中心導体２０の断面形状は、一例として、図２に示すように四角形である。中心導体２０の断面形状は、磁気飽和による透磁率の減少を防ぐために、被覆部３０に印加される磁界強度が軟磁性体の異方性磁界の値よりも小さくなるように形成される。被覆部３０に印加される磁界強度は、アンペールの法則によって算出できる。例えば、中心導体２０の断面が円径であり、直径がｄの場合、電流値Ｉの電流を被覆部３０に印加する磁界強度Ｈは、アンペールの法則によって、Ｈ＝Ｉ／（π×ｄ）である。アンペールの法則を用いる以外の手段としては、電磁界シミュレーションによって得ることもできる。

次に、線路１０のインダクタンスの周波数特性を解析した結果を説明する。この解析では、線路１０は、周波数が１０ＭＨｚ以下の信号を透過させて、周波数が３００ＭＨｚ以上の伝送ノイズを抑制するように形成されている。

具体的には、被覆部３０は、一軸異方性の困難軸方向の比透磁率の実部が直流で１０００を有するＣｏ_８５Ｎｂ_１２Ｚｒ_３で形成されている。Ｃｏ_８５Ｎｂ_１２Ｚｒ_３は、軟磁性体の一例である。Ｃｏ_８５Ｎｂ_１２Ｚｒ_３の導電率は、８．３×１０Ｓ／ｍである。Ｃｏ_８５Ｎｂ_１２Ｚｒ_３の強磁性共鳴周波数ｆ２は、８９０ＭＨｚである。

被覆部３０の表皮深δと被覆部３０の厚さｔ_ｍとが同じになる周波数ｆ１を３００ＭＨｚとすると、３００ＭＨｚのときの被覆部３０の表皮深さδは、１．０μｍとなるので、被覆部３０の厚さｔ_ｍを、１．０μｍとする。

被覆部３０を形成する軟磁性体は、一軸磁気異方性を有して高周波磁界が印加する方向を困難軸方向にすると、特性として、高透磁率を有するようになる。本実施形態では、被覆部３０には、線路１０の延びる直線方向に沿って一軸磁気異方性の容易軸が誘導されている。

図４は、本解析で用いられる線路１０を示している。図４は、線路１０が基材４０上に固定された状態を示している。基材４０の材質は、ＦＲ−４（Flame Retardant Type 4）である。基材４０の厚さは、０．１ｍｍである。

ここで、方向を定義する。線路１０が延びる方向をｘ軸とする。ｘ軸に直交するとともに、基材４０の表面に平行な方向をｙ軸ｙとする。基材４０の表面４１に垂直な方向をｚ軸とする。ｘ，ｙ，ｚ軸は、互いに直交する。

線路１０の中心導体２０は、銅（Ｃｕ）で形成されており、長さは１０ｍｍ、幅は０．１５８ｍｍ、厚さは、０．０３５ｍｍである。被覆部３０は、上述のＣｏ_８５Ｎｂ_１２Ｚｒ_３で形成されており、厚さは１μｍである。被覆部３０は、一軸磁気異方性の容易軸方向がｘ軸方向に誘導されている。このため、被覆部３０のｘ軸、ｙ軸、ｚ軸の透磁率である（μ_ｘ，μ_ｙ，μ_ｚ）は、（１，μ_ｒ，μ_ｒ）となる。なお、μ_ｘはｘ軸方向の透磁率であり、μ_ｙはｙ軸方向の透磁率であり、μ_ｚは、ｚ軸方向の透磁率である。

なお、比較用として、比較用線路のインダクタンスも解析した。比較用線路は、被覆部３０を有しておらず、中心導体２０のみを有している。比較用線路の中心導体２０は、長さが１０μｍであり、幅が０．１６ｍｍであり、厚さが０．３７ｍｍである。このように、比較用線路の外観形状は、線路１０と同じである。

図６は、線路１０と比較用線路の、周波数に対するインダクタンスの解析結果を示すグラフである。図６では、横軸は周波数を示しており、縦軸はインダクタンスを示している。図６中では、線路１０の特性は実線で示されており、比較用線路の特性は１点鎖線で示されている。 図６に示すように、線路１０のインダクタンスは、１２０ＭＨｚ以下では、３４ｎＨであり、おおよそ一定である。これに対し、比較用線路は、１２０ＭＨｚ以下では、３．４ｎＨであり、おおよそ一定である。このように、１２０ＭＨｚ以下では、線路１０は、比較用線路に対しておおよそ約１０倍のインダクタンス値を有する。

図７は、線路１０のノイズ抑制の指標となる、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎの周波数特性を示すグラフである。Ｐ_ｉｎは、線路１０に入力されるエネルギ量であり、Ｐ_ｌｏｓｓは、線路１０で消費されるエネルギ量である。図７では、線路１０の周波数特性は実線で示されており、比較用の導体のみからなる線路の周波数特性は１点鎖線で示されている。

図７に示すように、線路１０は、３００ＭＨｚ以上でありかつ５ＧＨｚ以下の帯域では、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎは３５パーセント以上である。また、１５００ＭＨｚでは、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎは、５４パーセントとなった。

これに対して比較用の導体のみからなる線路では、１ＧＨｚ以下では、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎはおおよそほぼ０パーセントである。

また、線路１０のインダクタンスは、周波数ｆと、被覆部３０を形成する軟磁性体の透磁率μ_ｒと、軟磁性体の導電率σとによって、決定される。線路１０における、周波数ｆと、被覆部３０の軟磁性体の透磁率μ_ｒと、被覆部３０を形成する軟磁性体の導電率σを変化させたときの線路１０のインダクタンスＬを解析した。図８は、この解析結果を示すグラフである。

図８では、第１〜８のパターンについて解析している。第１〜８のパターンは、互いに、透磁率μ_ｒと周波数ｆとが異なるように設定されており、各々において導電率σを変化させている。図８では、横軸は軟磁性体の導電率σであり、縦軸はインダクタンスＬを示している。図８に示される解析では、第１〜８のパターンにおいて、軟磁性体の導電率σを、１．０×１０^４Ｓ／ｍ〜５．０×１０^７Ｓ／ｍの間で変化させている。

なお、第１〜８のパターンの線路は、図１に示す線路１０と同様の形状であり、図４に示されるように、基材４０に固定されている。

第１〜８のパターンの線路では、被覆部３０の一軸磁気異方性の容易軸方向は、各線路の延びる方向、つまりｘ軸方向に誘導されている。

第１〜８のパターンの比透磁率μ_ｒと、周波数ｆについて具体的に説明する。第１のパターンでは、被覆部３０の軟磁性体の比透磁率μ_ｒは、１００であり、周波数ｆは３０ＭＨｚである。第２のパターンでは、被覆部３０の軟磁性体の比透磁率μ_ｒは、１００であり、周波数ｆは、１００ＭＨｚである。第３のパターンでは、被覆部３０を形成する軟磁性体の比透磁率μ_ｒは３００であり、周波数ｆは、１０ＭＨｚである。

第４のパターンでは、被覆部３０を形成する軟磁性体の比透磁率μ_ｒは３００であり、周波数ｆは３０ＭＨｚである。第５のパターンでは、被覆部３０を形成する軟磁性体の透磁率μ_ｒは３００であり、周波数ｆは１００ＭＨｚである。第６のパターンでは、被覆部３０を形成する軟磁性体の比透磁率μ_ｒは１０００であり、周波数ｆは１０ＭＨｚである。第７のパターンでは、被覆部３０を形成する軟磁性体の透磁率は１０００であり、周波数ｆは３０ＭＨｚである。第８のパターンでは、被覆部３０を形成する軟磁性体の透磁率は１０００であり、周波数ｆは１００ＭＨｚである。

図８では、第１のパターンの解析結果は１点鎖線で示され、第２のパターンの解析結果は２点鎖線で示され、第３のパターンの解析結果は３点鎖線で示され、第４のパターンの解析結果は４点鎖線で示され、第５のパターンの解析結果は５点鎖線で示され、第６のパターンの解析結果は６点鎖線で示され、第７のパターンの解析結果は７点鎖線で示され、第８のパターンの解析結果は８点鎖線で示されている。

図８に示すように、第１，２のパターンでは、インダクタンスＬの値は、おおよそ一定であり、変化していない。また、第１，２のパターンのインダクタンスＬは、互いにおおよそ同じ値である。これに対して第３〜４のパターンでは、軟磁性体の導電率σが低い場合はインダクタンスＬが高く、導電率σが高くなるにつれてインダクタンスＬが低くなることがわかる。

ここで、図８において、軟磁性体の導電率σが１．０×１０^４Ｓ／ｍのときの線路のインダクタンスをＬｍａｘ、軟磁性体の表皮深さδと軟磁性体の厚さｔ_ｍが等しくなる軟磁性体の導電率をσ’とする。ｆ、μ_ｒ、ｔ_ｍ、σ’は以下の式（２）のような関係がある。

σ/σ’とＬ／Ｌｍａｘの関係を示すと図９のようになる。図９では、横軸は、σ/σ’を示している。縦軸は、Ｌ／Ｌｍａｘを示している。図９では、第１〜８のパターンは、図８と同様に示されている。

図９を見ると、σ/σ’≦０．４の範囲では、どのようなｆ、μ_ｒの値においても曲線が重なり、Ｌ／Ｌｍａｘ≧０．９となった。図１０中の曲線Ｌ１,Ｌ２,Ｌ３について説明する。曲線Ｌ１は、第１のパターンを示す１点鎖線と第２のパターンを示す２点鎖線とが重なった曲線である。曲線Ｌ２は、第３,４,５のパターンを示す３点鎖線と４点鎖線と５点鎖線とが重なった曲線である。曲線Ｌ３は、第６,７,８のパターンを示す６点鎖線と７点鎖線と８点鎖線とが重なった曲線である。従って、σ/σ’≦０．４の関係となるとき、すなわちｔ_ｍ≦０．６３δの関係にあるとき、インダクタンスＬはＬｍａｘの０．９倍以上の高い値となる。

また、高周波数帯では、線路１０に入力されるエネルギに対する線路１０で消費されるエネルギの割合である、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎは、被覆部３０の軟磁性体のシート抵抗によって決定される。ここで、図４に示す線路１０を用いて、１ＧＨｚにおけるシート抵抗の変化に伴うＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎの変化を解析した。

図１０は、シート抵抗の変化に伴うＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎの変化を示すグラフである。図１０では、横軸はシート抵抗を示し、縦軸はＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎを示す。線路１０は、一軸磁気異方性が線路１０の延びる方向に誘導されており、ｘ軸、ｙ軸、ｚ軸の透磁率は、（１，μ_ｒ，μ_ｒ）である。比透磁率μ_ｒは、複素比透磁率であり、図５に示す周波数特性に示される１ＧＨｚのときの値を用いている。

図１０に示すように、シート抵抗が０．０４Ω以上でＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎが１０パーセント以上になり、シート抵抗が１Ωでは、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎが５２パーセントとなり、極大値になる。

本実施形態では、線路１０の断面形状は、図２に示すように、四角形である。他の例としては、図３に示すように、線路１０の断面形状は、円であってもよい。この場合、一例として、中心導体２０は半径一定の円であり、被覆部３０は、厚さが一定である。このことによって、線路１０の断面形状は、半径が一定の円となる。

なお、本実施形態では、線路１０は、一例として、信号または電力伝送の動作周波数がＭＨｚ帯である回路に用いられることを説明した。他の例としては、線路１０は、動作周波数が１ＭＨｚより低い周波数であるモータや、動作周波数が１ＧＨｚよりも大きい周波数であるＩＣなどに用いられてもよい。

動作周波数が１ＭＨｚよりも小さい周波数となるモータなどの回路に線路１０が用いられる場合は、被覆部３０の表皮深さが厚くなるので、これに伴って被覆部３０の厚さを厚くする。また、動作周波数が１ＧＨｚよりも高い周波数となるＩＣなどに用いられる場合は、被覆部の表皮深さが薄くなるので、これに伴って被覆部の厚さを薄くする。

さらに、動作周波数が１ＭＨｚよりも小さい周波数となるモータなどの回路に線路１０が用いられる場合は、強磁性共鳴周波数が低い軟磁性体を用いて被覆部を形成すると、高いノイズ抑制効果が得られる。また、動作周波数が１ＧＨｚよりも大きい周波数となるＩＣなどに用いられる場合は、強磁性共鳴周波数が高い軟磁性体を用いて被覆部を形成すると、高いノイズ抑制効果が得られる。

また、中心導体２０と被覆部３０との間に、原子や分子の拡散を防ぐために絶縁層が挿入された場合であっても、近接効果によって、上述と同様の、インダクタンスの上昇効果と、ノイズ抑制効果とが得られる。

次に、第２の実施形態に係る線路を、図１１〜１４を用いて説明する。なお、本実施形態において第１の実施形態と同様の機能を有する構成は、第１の実施形態と同一の符号を付して説明を省略する。本実施形態では、被覆部３０は、複数の層を有する。また、線路１０の形状が第１の実施形態と異なる。上記異なる点について具体的に説明する。

図１１は、本実施形態の線路１０を示す断面図である。中心導体２０は、電気抵抗を下げる目的で、導電率が高い材料で形成されることが好ましい。本実施形態では、一例として、中心導体２０は、銅（Ｃｕ），銀（Ａｇ），金（Ａｕ），アルミニウム（Ａｌ）のいずれかで形成されている。

被覆部３０は、中心導体２０からの厚みが一定となるように、中心導体２０を被覆している。被覆部３０は、第１の層３１と、第２の層３２とを備えている。第１の層３１は、中心導体２０を被覆している。第１の層３１の厚さは一定である。

第１の層３１は、導電率が、１Ｓ／ｍ以上の導電性の軟磁性体、または、絶縁性の軟磁性体から形成されている。第１の層３１を形成する軟磁性体は、アモルファス構造のＣｏＮｂZｒ、ＣｏＦｅＢのいずれか一方、または、グラニュラ構造のＣｏＺｒＯ、ＣｏＡｌＯのいずれか一方、または、ＮｉＺｎフェライト、ＭｎＺｎフェライトの一方、などである。

第２の層３２は、第１の層３１を被覆している。第２の層３２は、第１の層３１に接触している。第２の層３２の厚さは、一定である。このため、第２の層３２の断面形状は、正八角形である。第２の層３２は、１Ｓ／ｍ以上の導電性の軟磁性体、または、絶縁性の軟磁性体から形成されている。第２の層３２を形成する軟磁性体は、アモルファス構造のＣｏＮｂＺｒ、ＣｏＦｅＢのいずれか一方、または、グラニュラ構造のＣｏＺｒＯ、ＣｏＡｌＯのいずれか一方、などである。

信号や電力を伝送する低周波帯において、中心導体を流れる電流により第１の層３１、第２の層３２に印加される磁界は、アンペールの法則より、線路の外側に配置された第２の層３２よりも線路の内側に配置された第１の層３１のほうが高くなる。従って、磁性体の磁気飽和を考慮すると、第２の層３２の異方性磁界は、第１の層３１の異方性磁界よりも小さくすることができる。また、透磁率は飽和磁束密度を異方性磁界で割った値であるため、異方性磁界が低い第２の層３２の比透磁率は、第１の層３１の比透磁率よりも高い場合が多い。

このため、磁気飽和の観点から第１の層３１では用いることができない軟磁性体を、第２の層３２では用いることができる。

第１の層３１の表皮深さδ１と、第１の層３１の厚さｔ_ｍ１とが同じとなる周波数をｆ４とし、第２の層３２の表皮深さδ２と第２の層３２の厚さｔ_ｍ２とが同じとなる周波数をｆ５とすると、本実施形態の線路１０に印加される、信号や電力を伝送する周波帯は、周波数ｆ４，ｆ５よりも低くする。

また線路１０は、周波数ｆ４，ｆ５のうち低いほうの周波数より高い周波数帯で、高いノイズ抑制効果を有する。また、線路１０は第１，２の層３１，３２の比透磁率μ_ｒの虚部μ_ｒ"の値が高くなる周波数成分を抑制する。つまり、高いノイズ抑制効果を有する。

ここで、第１〜５の線路に対して、周波数に対するインダクタンス、及び、周波数に対するＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎの解析結果を説明する。まず、第１〜５の線路について説明する。

第１の線路は、中心導体２０のみを有しており、被覆部３０を有していない。中心導体２０は、銅（Ｃｕ）で形成されている。

第２の線路は、中心導体２０と、被覆部３０とを備えている。第２の線路の中心導体２０は、銅（Ｃｕ）で形成されている。第２の線路の被覆部３０は、１層のみ有している。このため、第２の線路は、第１の実施形態で説明された線路１０と同じ構造である。

第３の線路は、中心導体２０と、被覆部３０とを備えている。第３の線路の中心導体２０は、銅（Ｃｕ）で形成されている。第３の線路の被覆部３０は、第１，２の層３１，３２を備えている。第３の線路は、図１１で説明した線路１０と同様の構造を有している。第３の線路の第１の層３１は、軟磁性体である、ＣｏＡｌＯで形成されている。第２の層３２は、軟磁性体である、ＣｏＮｂＺｒで形成されている。

第４の線路は、中心導体２０と被覆部３０とを備えている。第４の線路の中心導体２０は、銅（Ｃｕ）で形成されている。第４の線路の被覆部３０は、１層のみ有している。つまり、第１の実施形態で説明された線路１０と同様の構造である。第４の線路の被覆部３０は、絶縁性の軟磁性体であるＮｉＺｎフェライトで形成されている。

第５の線路は、中心導体２０と被覆部３０とを備えている。第５の線路の中心導体２０は、銅（Ｃｕ）で形成されている。第５の線路の被覆部３０は、第１，２の層３１，３２を備えている。第５の線路は、図１１に示す線路１０と同様の構造である。第１，の層３１はＮｉＺｎフェライト，第２の層３２は、ＣｏＮｂＺｒで形成されている。

インダクタンスとＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎの解析をするにあたり、第１〜５の線路の断面形状の寸法を設定する。第１〜５の線路の中心導体は、各頂点から最も遠い頂点までの距離が０．１ｍｍである。第２〜５の線路では、第１の層３１の厚さＬ２は、０．０５ｍｍである。第３，５の線路の第２の層３２の厚さは、１μｍである。

第２，３の線路において、軟磁性体であるＣｏＡｌＯの比透磁率は、一軸磁気異方性を、線路の延びる方向誘導している。このため、ｘ軸方向、ｙ軸方向、ｚ軸方向の比透磁率である（μ_ｘ，μ_ｙ，μ_ｚ）は、（１，６０，６０）としている。なお、ｘ軸方向は、線路の延びる方向であり、ｙ軸は、線路の幅方向であり、ｚ軸方向は、線路の高さ方向である。そして、第１層３１は、導電率１０^３Ｓ／ｍとした。第１の層３１の表皮深さδ１と厚さｔ_ｍ１とが等しくなる周波数ｆ４は、１７００ＭＨｚである。

第４、５の線路において、軟磁性体であるＮｉＺｎフェライトの比透磁率は、ｘ軸方向、ｙ軸方向、ｚ軸方向全てに設定されている。ＮｉＺｎフェライトの比透磁率の周波数特性は、図１２に示されている。なお、図１２では、横軸が周波数を示し、縦軸が比透磁率を示している。図１２では、ＮｉＺｎフェライトの比透磁率の実部の周波数特性は、実線で示されている。ＮｉＺｎフェライトの比透磁率の虚部の周波数特性は、１点鎖線で示されている。

第３，５の線路の第２の層３２を形成する軟磁性体であるＣｏＮｂＺｒは、一軸磁気異方性の容易軸方向は、線路の延びる方向に誘導されている。第３，５の線路の第２の層３２のｘ軸方向、ｙ軸方向、ｚ軸方向の比透磁率である（μ_ｘ，μ_ｙ，μ_ｚ）は（１，μ_ｒ，μ_ｒ）となる。比透磁率μ_ｒの周波数特性は、第１の実施形態の図５で説明された周波数特性を有している。第３，５の線路では、第２の層３２の表皮深さδ２が厚さｔ_ｍ２と同じになる周波数、つまり、第２の層３２の表皮深さが１μｍとなる周波数ｆ５は、３００ＭＨｚである。

図１３は、第１〜５の線路の、周波数ｆに対するインダクタンスＬを示している。図１３では、横軸は周波数を示し、縦軸は、インダクタンスを示している。図１３では、第１の線路の周波数特性は、１点鎖線で示されており、第２の線路の周波数特性は、２点鎖線で示されており、第３の線路の周波数特性は、３点鎖線で示されており、第４の線路の周波数特性は４点鎖線で示されており、第５の線路の周波数特性は、５点鎖線で示されている。

図１３に示すように、第２〜５の線路では、被覆部３０の表皮深さが被覆部の厚さよりも厚くなる低周波数帯域では、インダクタンスが高いことがわかる。この点を具体的に説明すると、被覆部３０を備えていない第１の線路では、周波数が１０ＭＨｚのときに、インダクタンスが１１ｎＨであるが、第２の線路では周波数が１０ＭＨｚのときに９３ｎＨであり、第３の線路では、周波数が１０ＭＨｚのときに１０６ｎＨであり、第４の線路では、周波数が１０ＭＨｚのときに５３ｎＨであり、第５の線路では、周波数が１０ＭＨｚのときに７２ｎＨである。

これらのことより、第２の層３２を備えるとともに、第２の層３２が高い透磁率を有する材料で形成されることによって、インダクタンスＬが上昇することがわかる。

図１４は、第１〜５の線路の、周波数に対するＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎを示すグラフである。図１４は、線路のノイズ抑制の指標を示している。図１４では、横軸は周波数であり、縦軸はＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎである。図１４では、第１の線路の周波数特性は、１点鎖線で示されており、第２の線路の周波数特性は、２点鎖線で示されており、第３の線路の周波数特性は、３点鎖線で示されており、第４の線路の周波数特性は４点鎖線で示されており、第５の線路の周波数特性は、５点鎖線で示されている。

図１４に示すように、１０ＭＨｚ以下では、第１〜５の線路の全てにおいて、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎは、０．６パーセント以下である。第３の線路は、周波数が１００ＭＨｚのときに８．９パーセントになり最も高くなっており、１０ＭＨｚ〜４００ＭＨｚの帯域では第２の線路のＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎよりも高い値である。第５の線路は、８００ＭＨｚで、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎが４６パーセントになり最も高くなっており、１００ＭＨｚ〜１ＧＨｚ以下の帯域では、第４の線路よりも大きくなっている。

これらの結果より、被覆部３０が第１，２の層３１，３２を有するとともに、第２の層３２を形成する軟磁性体が高透磁率である材料で形成されることによって、特定の周波数のときにＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎが高くなることがわかった。

なお、本実施形態においても、中心導体２０と第１の層３１との間に原子や分子の拡散を防ぐ目的で絶縁体層が設けられても、または、第１，２の層３１，３２間に原子や分子の拡散を防ぐ目的で絶縁層が設けられても、近接効果が作用するため、本実施形態と同様の効果が得られる。

また、本実施形態では、被覆部３０が複数の層を有する構造の一例として、被覆部３０が第１，２の層３１，３２を備える構造を説明した。被覆部３０は、３層以上有していてもよい。この場合であっても、互いに接触する２層において、相対的に内側に位置する層を形成する軟磁性体の異方性磁界は、相対的に外側に位置する層を形成する軟磁性体の異方性磁界よりも高くすることによって、本実施形態と同様の効果がえられる。

なお、本実施形態では、第１，２の層３１，３２の一軸磁気異方性の容易軸は、共に、線路の延びる方向に誘導されている。他の例としては、第１，２の層３１，３２のいずれか一方のみにおいて、一軸磁気異方性の容易軸が線路の延びる方向誘導されてもよい。この場合であっても、本実施形態と同様の効果が得られる。同様に、被覆部が複数層有する場合は、これら複数の層のうちの少なくともいずれか一層の一軸磁気異方性の容易軸が線路延びる方向に誘導されることによって、本実施形態と同様の効果が得られる。

次に、第３の実施形態に係るインダクタを、図１５〜１７を用いて説明する。なお、第１の実施形態と同様の機能を有する構成は、第１の実施形態と同一の符号を付して説明を省略する。本実施形態では、第１の実施形態で説明された線路１０を用いて形成されるスパイラルインダクタを説明する。

図１５は、本実施形態のスパイラルインダクタ５０を示す斜視図である。図１５に示すように、スパイラルインダクタ５０は、基材４０の上に構成されている。スパイラルインダクタ５０を構成する線路は、第１の実施形態で説明された線路１０であり、断面形状は、図２に示すように四角形である。

スパイラルインダクタ５０は、上面からみた外形が四角形であり、第１〜４の縁部５１〜５４を備えている。第１の縁部５１と第３の縁部５３とは、互いに対向している。第１，３の縁部５３，５４の延びる方向は、平行である。第２，４の縁部５２，５４は、互いに対向している。第２，４の縁部５２，５４が延びる方向は、平行である。第１の縁部５１が延びる方向と第２の縁部５２が延びる方向とは、互いに直交する。スパイラルインダクタ５０は、第１〜４の縁部５１〜５４に沿って延びるように形成される。

スパイラルインダクタ５０の一軸磁気異方性の容易軸は、基材４０の表面に平行な平面で一方向に誘導されている。このことによって、スパイラルインダクタ５０は、被覆部３０の表皮深さδと被覆部３０の厚さｔ_ｍとが同じになる周波数ｆ１より低い周波数では、高インダクタンス、低損失である特性を有する。

スパイラルインダクタ５０に一軸磁気異方性の容易軸を誘導する場合は、スパイラルインダクタ５０を当該一方向に平行に印加した磁界中で冷却する。このようにすることによって、磁界中冷却効果により、一軸磁気異方性の容易軸を、当該一方向に誘導することができる。

次に、被覆部３０を備えず中心導体２０のみを有する線路によって図１５に示すように形成される第１のスパイラルインダクタと、被覆部３０が軟磁性体であるＣｏＮｂＺｒで被覆された線路１０で形成される第２，３のスパイラルインダクタについて、インダクタンスとＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎの解析結果を説明する。第２，３のスパイラルインダクタは、図１５に示すスパイラルインダクタと同じ構造である。

第１のスパイラルインダクタの線路幅は、０．１０２ｍｍである。線路の厚さは、０．１０２ｍｍである。第１〜４の縁部５１〜５４において、互いに隣りある線路の間隔は、０．０９８ｍｍであり、一定である。

第２，３のスパイラルインダクタの線路幅の中心導体２０の線路幅は、０．１ｍｍである。中心導体２０の厚さは、０．１ｍｍである。被覆部３０の厚さは、１．０μｍである。第１〜４の縁部５１〜５４において、互いに隣り合う線路の間隔は、０．０９８ｍｍである。

このように、第１〜３のスパイラルインダクタにおいて、線路幅は、互いに同じである。同様に、第１〜３のスパイラルインダクタにおいて、線路厚さは、互いに同じである。同様に、第１〜３のスパイラルインダクタにおいて、第１〜４の縁部５１〜５４における隣り合う線路間隔は、互いに同じである。

本実施形態では、第１〜３のスパイラルインダクタの巻数は、一例として３である。第１〜３のスパイラルインダクタでは、各々、第１の縁部５１において最も外側に配置される線路１０の長さが最も長い。本実施形態では、第１の縁部５１において最も外側に配置される線路の長さを４ｍｍとする。基材４０の材質は、ＦＲ−４であり、厚さを１ｍｍとする。

第２，３のスパイラルインダクタは、一軸磁気異方性の誘導方向、すなわち各軸方向の比透磁率が異なる。第２のスパイラルインダクタは、一軸磁気異方性の容易軸がｘ軸方向に誘導されている。このため、ｘ軸、ｙ軸、ｚ軸の比透磁率である（μ_ｘ，μ_ｙ，μ_ｚ）は、（１，μ_ｒ，μ_ｒ）とした。比透磁率μ_ｒは、複素比透磁率であり、第１の実施形態の図５で説明した周波数特性を有する。

第３のスパイラルインダクタは、一軸磁気異方性の容易軸は、ｘ軸の間に４５度をなす方向に誘導されている。このため、第３のスパイラルインダクタでは、一軸磁気異方性の容易軸は、ｙ軸との間に４５度なす方向に誘導されることにもなる。第３のスパイラルインダクタのｘ軸、ｙ軸、ｚ軸の比透磁率である（μ_ｘ，μ_ｙ，μ_ｚ）は、（μ_ｒ／√２，μ_ｒ／√２，μ_ｒ）となる。

本実施形態では、ｘ軸とｙ軸とは基材４０の表面４１に平行であり、ｚ軸は、表面４１に垂直である。第１,３の縁部５１,５３は、ｙ軸に平行であり、第２,４の縁部５２,５４は、ｘ軸に平行である。

図１６は、第１〜３のスパイラルインダクタの、周波数に対するインダクタンスＬを示している。図１６では、横軸は周波数であり、縦軸はインダクタンスである。図１６に示すように、周波数が１００ＭＨｚ以下では、第２のスパイラルインダクタでは１４５ｎＨ以上となり、第３のスパイラルインダクタでは１９５ｎＨ以上となり、第１のスパイラルインダクタでは６７ｎＨとなる。

このように、第２のスパイラルインダクタのインダクタンスは、第１のスパイラルインダクタのインダクタンスに対して２．２倍となり、第３のスパイラルインダクタのインダクタンスは、第１のスパライルインダクタのインダクタンスに対して２．９倍となる。

図１７は、ノイズ抑制の指標となる、周波数に対するＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎを示している。図１７では、横軸は周波数であり、縦軸はＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎである。図１７では、第１のスパイラルインダクタの周波数特性は、１点鎖線で示されており、第２のスパイラルインダクタの周波数特性は２点鎖線で示されており、第３のスパイラルインダクタの周波数特性は３点鎖線で示されている。

図１７に示すように、１０ＭＨｚ以下では、第１〜３のスパイラルインダクタのいずれにおいても、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎは０．８パーセント以下となる。また、第２，３のスパイラルインダクタでは、３００ＭＨｚ〜１ＧＨｚの周波数帯域では、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎは、２０パーセント以上となる。

このことより、第２，３のスパイラルインダクタのように、被覆部３０に対して、スパイラルインダクタが位置する平面（本実施形態では、基材４０の表面４１）と平行な一方向に一軸磁気異方性の容易軸を誘導することによって、信号の送信や電力送電に用いられる低周波数帯域では、高いインダクタンス値と低いＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎを有する特性を有し、ノイズとなる高い周波数帯域では、高いＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎを有する特性を有するようになる。

さらに、被覆部３０の一軸磁気異方性の容易軸を、ｘ軸、ｙ軸に対して４５度となる方向に誘導することによって、より良い特性を有するようになる。

なお、本実施形態では、スパイラルインダクタを形成する線路は、第１の実施の形態で説明された、断面形状が四角の線路が用いられた。他の例としては、第１の実施形態で説明された、断面形状が円径の線路が用いられてもよい。または、第２の実施形態で説明された、被覆部が複数層を有する線路が用いられてもよい。これらの場合であっても、本実施形態と同様の効果が得られる。

次に、第４の実施形態に係るインダクタを、図１８〜２０を用いて説明する。なお、本実施形態において、第１の実施形態と同様の機能を有する構成は、第１の実施形態と同一の符号を付して説明を省略する。本実施形態では、第１の実施形態で説明された線路１０を用いて形成されるミアンダインダクタを説明する。

図１８は、本実施形態のミアンダインダクタ６０を示す平面図である。ミアンダインダクタ６０は、第１の実施形態で説明された、断面形状が四角形の線路１０で形成される。図１８に示すように、ミアンダインダクタは、複数の長辺部６１を有している。これら複数の長辺部６１は、互いに平行に、かつ、隣り合う長辺部６１の間隔が等しくなるように配置されている。隣り合う長辺部６１の端部どうしが、短辺部６２によって互いに連結されている。それゆえ、ミアンダインダクタ６０は、線路１０が一続きになるように形成される。短辺部６２は、長辺部６１に対して直交する。各短辺部６２は、互いに平行である。

ミアンダインダクタ６０の線路１０の被覆部３０を形成する軟磁性体は、一軸磁気異方性の容易軸が、長辺部６１の延びる方向に誘導されている。ミアンダインダクタは、長辺部６１に平行な方向に印加した磁界中で冷却されることによって、磁界中冷却効果によって、長辺部６１が延びる方向に一軸磁気異方性の容易軸が誘導される。

図１８に示すように、ミアンダインダクタ６０は、基材４０上に固定されている。他の例としては、ミアンダインダクタは、半導体の配線層に固定されてもよい。または、中空に浮いた状態で固定されてもよい。

次に、被覆部３０を有さずに中心導体２０のみを有する線路で形成される第１のミアンダインダクタと、被覆部３０を有する線路１０で形成される第２のミアンダインダクタとの、周波数に対するインダクタンスとＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎを解析した結果を説明する。第２のミアンダインダクタは、図１８に示されるミアンダインダクタと同様の構造である。

第１のミアンダインダクタを形成する線路の幅は、０．１０２ｍｍである。第１のミアンダインダクタでは、隣り合う長辺部６１間隔は、０．０９８ｍｍである。第１のミアンダインダクタでは、線路の厚さは、０．１０２ｍｍである。

第２のミアンダインダクタを形成する線路１０の幅は、０．１ｍｍである。線路１０の厚さは、０．１ｍｍである。線路１０の被覆部３０の厚さは、１μｍｍである。第２のミアンダインダクタの隣り合う長辺部６１間隔は、０．０９ｍｍである。このように、第１，２のミアンダインダクタの形状は、同じである。第１，２のミアンダインダクタは、４つの長辺部６１を有している。基材４０の材質は、ＦＲ−４である。基材４０の厚さは、１ｍｍである。

第２のミアンダインダクタでは、一軸磁気異方性の容易軸は、長辺部６１が延びる方向に誘導されている。本実施形態では、長辺部６１は、x軸に平行に延びている。このため、第２のミアンダインダクタのｘ軸、ｙ軸、ｚ軸の比透磁率である（μ_ｘ，μ_ｙ，μ_ｚ）は、（１，μ_ｒ,μ_ｒ）となる。なお、比透磁率μ_ｒは、複素比透磁率であり、第１の実施形態の図５で説明した周波数特性を有する。

図１９は、周波数に対するインダクタンスを示すグラフである。図１９では、横軸は周波数を示し、縦軸はインダクタンスを示している。図１９では、第１のミアンダインダクタの周波数特性は、１点鎖線で示されており、第２のミアンダインダクタの周波数特性は、２点鎖線で示されている。

図１９に示すように、第１のミアンダインダクタのインダクタンスは、８．６ｎＨで一定である。これに対して、周波数が１２０ＭＨｚ以下では、第２のミアンダインダクタのインダクタンスは９６ｎＨと以上となり、第１のミアンダインダクタのインダクタンスの１１倍以上となる。

図２０は、ノイズ抑制の指標である、周波数に対するＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎを示すグラフである。図２０では、横軸は周波数を示し、縦軸はＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎを示している。図２０では、第１のミアンダインダクタの周波数特性は１点鎖線で示されており、第２のミアンダインダクタの周波数特性は２点鎖線で示されている。

図２０に示すように、第２のミアンダインダクタは、３０ＭＨｚを越えるとＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎが大きくなり、３００ＭＨｚから１ＧＨｚ帯域では、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎが３４パーセント以上となる。このように、第２のミアンダインダクタは、信号の送信や電力伝送に用いられる低周波数帯域ではインダクタンス値が高くなりＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎが低くなる特性を有し、ノイズとなる高周波数帯域ではＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎが高くなる特性を有する。

なお、本実施形態では、ミアンダインダクタを形成する線路は、第１の実施の形態で説明された、断面形状が四角の線路が用いられた。他の例としては、第１の実施形態で説明された、断面形状が円径の線路が用いられてもよい。または、第２の実施形態で説明された、被覆部が複数層を有する線路が用いられてもよい。これらの場合であっても、本実施形態と同様の効果が得られる。

次に、第５の実施形態に係るインダクタを、図２１〜２２を用いて説明する。なお、第１の実施形態と同様の機能を有する構成は、第１の実施形態と同一の符号を付して説明を省略する。本実施形態では、第１の実施形態で説明された線路１０を用いて形成されるソレノイドコイルを説明する。ソレノイドコイルは、インダクタの一例である。

図２１は、ソレノイドコイル７０を示す斜視図である。本実施形態では、ソレノイドコイル７０は、基材４０上に支持されている。本実施形態では、ソレノイドコイル７０は、一軸磁気異方性の容易軸は、巻き線方向に誘導されている。なお、図２１中、巻き線方向を示す矢印Ｆ２１を図示している。ソレノイドコイル７０の中心線Ｃに沿って電流を流しながらソレノイドコイルを冷却することによって、磁界冷却効果によって、一軸磁気異方性の容易軸を、巻き線方向Ｆ２０に誘導することができる。

次に、第１のソレノイドコイルと第２のソレノイドコイルとの、周波数に対するインダクタンスとＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎの解析結果を説明する。

第１のソレノイドコイルは、銅（Ｃｕ）から形成される中心導体のみを有しており、被覆部を備えない線路で形成される。第１のソレノイドコイルの線路の断面形状は、一辺が０．１０２ｍｍの正方形であり、線路のピッチは、０．２ｍｍであり、巻数は、４である。第１のソレノイドコイルの内径は、０．３９９ｍｍである。

第２のソレノイドコイルは、第１の実施形態で説明した線路１０で形成されている。中心導体２０は、断面形状が一辺の長さが０．１ｍｍの正方形であり、被覆部３０は、軟磁性体としてＣｏＮｂＺｒで形成されており、厚さは１．０μｍで一定である。第２のソレノイドコイルのピッチは、０．２ｍｍである。第２のソレノイドコイルの巻数は、４である。

このように、第１，２のソレノイドコイルの形状は、同じである。第１，２のソレノイドコイルは、いずれも、基材上に固定されている。基材は、ＦＲ―４で形成される。

第２のソレノイドコイルの被覆部の比透磁率は、一軸磁気異方性の容易軸を、巻き線方向に誘導している。このため、ｘ軸、ｙ軸、ｚ軸の比透磁率である（μ_ｘ，μ_ｙ，μ_ｚ）は、（μ_ｒ，μ_ｒ，μ_ｒ）と成る。なお、比透磁率μ_ｒは、複素比透磁率であり、第１の実施形態の図５で説明された周波数特性を有する。

図２２は、第１，２のソレノイドコイルの、周波数に対するインダクタンスを示すグラフである。図２２では、横軸は周波数を示し、縦軸はインダクタンスを示している。図２２では、第１のソレノイドコイルの周波数特性は、１点鎖線で示されており、第２のソレノイドコイルの周波数特性は、２点鎖線で示されている。

図２２に示すように、第１のソレノイドコイルでは、インダクタンスは、１２ｎＨであり、おおよそ一定である。これに対して、第２のソレノイドコイルでは、周波数が１００ＭＨｚ以下では、４０ｎＨ以上である。

図２３は、ノイズ抑制の指標となる、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎを示すグラフである。図２３では、横軸は周波数を示し、縦軸はＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎを示している。図２３では、第１のソレノイドコイルの周波数特性は、１点鎖線で示されており、第２のソレノイドコイルの周波数特性は、２点鎖線で示されている。

図２３に示すように、第１，２のソレノイドコイルは、ともに、１０ＭＨｚ以下では、ｖＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎが０．８パーセント以下となった。また、第２のソレノイドコイルでは、３００ＭＨｚ〜１ＧＨｚの高周波数帯域では、Ｐ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎが３０パーセント以上となった。

以上より、第２のソレノイドコイルは、信号の送信や電力送電に用いられる低周波数帯域では、高いインダクタンス値と低いＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎとを有し、ノイズとなる高い周波数帯域では、高いＰ_ｌｏｓｓ／Ｐ_ｉｎを有する特性を有することがわかった。

なお、本実施形態では、ソレノイドコイルを形成する線路は、第１の実施の形態で説明された、断面形状が四角の線路が用いられた。他の例としては、第１の実施形態で説明された、断面形状が円径の線路が用いられてもよい。または、第２の実施形態で説明された、被覆部が複数層を有する線路が用いられてもよい。これらの場合であっても、本実施形態と同様の効果が得られる。

この発明は、上述した実施の形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上述した実施の形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより種々の発明を形成できる。例えば、上述した実施の形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除しても良い。

１０…線路、２０…中心導体、３０…被覆部、５０…スパイラルインダクタ、６０…ミアンダインダクタ、７０…ソレノイドコイル。

Claims (9)

1. 中心導体と
   前記中心導体を被覆する被覆部であって、軟磁性体で形成されるとともに信号または電力供給を行う周波数における表皮深さよりも薄い層を少なくとも１層以上有する被覆部と を具備することを特徴とする線路。
2. 前記被覆部が１層のみ有する場合、前記被覆部の一軸磁気異方性の容易軸は、前記線路の長手方向に誘導される
   ことを特徴とする請求項１に記載の線路。
3. 前記被覆部が２層以上有する場合、少なくとも１層の一軸磁気異方性の容易軸方が、前記線路の長手方向に誘導される
   ことを特徴とする請求項１に記載の線路。
4. 前記軟磁性体は、当該軟磁性体の強磁性共鳴周波数が、前記表皮深さが当該軟磁性体の厚さと同じとなる周波数よりも高い
   ことを特徴とする請求項１に記載の線路。
5. 前記中心導体に流れる電流に起因して印加される磁界強度が、前記軟磁性体の異方性磁界の強度以下である
   ことを特徴とする請求項１に記載の線路。
6. 前記被覆部が２層以上有する場合、互いに接触する２層において、相対的に内側に位置する層を形成する軟磁性体の異方性磁界は、相対的に外側に位置する層を形成する軟磁性体の異方性磁界よりも高い
   ことを特徴とする請求項１に記載の線路。
7. 中心導体と、前記中心導体を被覆する被覆部であって、軟磁性体で形成されるとともに信号または電力供給を行う周波数における表皮深さよりも薄い層を少なくとも１層以上有する被覆部とを備える線路によって形成される
   ことを特徴とするスパイラルインダクタ。
8. 中心導体と、前記中心導体を被覆する被覆部であって、軟磁性体で形成されるとともに信号または電力供給を行う周波数における表皮深さよりも薄い層を少なくとも１層以上有する被覆部とを備える線路によって形成される
   ことを特徴とするミアンダインダクタ。
9. 中心導体と前記中心導体を被覆する被覆部であって、軟磁性体で形成されるとともに信号または電力供給を行う周波数における表皮深さよりも薄い層を少なくとも１層以上有する被覆部とを備える線路によって形成される
   ことを特徴とするソレノイドコイル。

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