JP2014184573A - 液体吐出装置および容量性負荷駆動回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】補助電源回路50と、電圧ゼロのグランドGと、電圧ゼロ高い電圧VH/6が補助電源回路50によって印加された第1信号経路としての電源配線511と、電圧VH/6が印加された第2信号経路としての電源配線512と、制御信号Vinの電圧と圧電素子40で保持された電圧Voutとに応じて、圧電素子40と補助電源回路50との間を、グランドG、電源配線511、512を用いて電気的に接続する接続経路選択部30とを具備する。接続経路選択部50は、電圧Voutが電圧VH/6を跨いで低下するとき、圧電素子40と補助電源回路50との間を、電源配線511およびグランドGを介して電気的に接続した状態の後、電源配線511を電気的に非接続にするとともにグランドGを介して電気的に接続した状態に遷移させる。
【選択図】図4
Description
インクを吐出するために制御信号の電圧を直線的に低下させるときに、圧電素子に印加される電圧が階段状になってしまうと、キャビティからインクが段階的に突出されてしまう、端的にいえば、インクが予期せずに複数滴になって吐出されてしまうことがある。インクが複数滴になって吐出されると、ミスト(霧)となって装置内部の各所に付着し、汚れや故障の原因となるだけでなく、紙などの被記録材に着弾しないので、画質を劣化させる、という問題がある。
そこで、本発明のいくつかの態様の目的の一つは、省電力化を図るとともに、ある電圧から別の電圧に直線的に変化させる際に、圧電素子に印加される電圧が階段状にならないように制御して、インクが複数滴になってしまうことを防止した液体吐出装置および容量性負荷駆動回路を提供することにある。
なお、上記態様において、所定値としては、トランジスターAおよびトランジスターB例えばバイポーラトランジスターであれば、バイアス電圧に相当する電圧とし、例えばMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor:電界効果トランジスター)であれば、しきい値電圧に相当する電圧とするのが好ましい。
上記別態様に係る容量性負荷駆動回路によれば、容量性負荷の充電および放電については、基本的には電圧の切り替えで進行するので、電源電圧間で一気に行う従来構成と比較して、エネルギー効率が高くなり、省電力化を図ることができる。くわえて、放電によって圧電素子の保持電圧が第1電圧を跨いで低下するときに、第0信号経路および第1信号経路の双方が接続された状態を経て、第0信号経路のみが接続された状態に遷移する。
このため、上記別態様によれば、容量性負荷の保持電圧が第1電圧を跨いで低下するときに、第1信号経路のみが接続された状態を経て、第0信号経路のみが接続された状態を経る構成と比較して第1電圧近傍での段差を抑えることができる。
本発明の実施形態に係る印刷装置は、ホストコンピューターから供給された画像データに応じてインクを吐出することによって紙などの被記録材にインクドット群を形成し、これにより、当該画像データに応じた画像(文字、図形等を含む)を印刷するインクジェットプリンター、すなわち液体吐出装置である。
この図に示されるように、印刷装置1は、ホストコンピューターから供給された画像データに基づいて画像の印刷のための演算処理を実行する制御ユニット10と、複数のノズルを有する印刷ヘッド20とを含んだ構成となっている。なお、制御ユニット10と印刷ヘッド20とは、フレキシブルケーブル190を介して電気的に接続される。また、印刷ヘッド20は、被記録材の送り方向(副走査方向)に対してほぼ直交する方向(主走査方向)に移動可能なキャリッジ(図示省略)に搭載される。
主制御部120は、ホストコンピューターから取得した画像データに基づいて、画像展開処理や、色変換処理、インク色分版処理、ハーフトーン処理などの印刷のための演算処理を実行して、印刷ヘッド20のノズルからインクを吐出させるための複数種類の信号を生成する。複数種類の信号には、DAC160に供給されるデジタルの制御データdCOMや、後述するヘッド制御部220に供給される各種信号が含まれる。
なお、主制御部120が実行する印刷のための各演算処理の内容は、印刷装置の技術分野において周知の事項であるため、説明を省略する。また、印刷装置1としては、印刷ヘッド20を搭載したキャリッジを主走査方向に移動させるキャリッジモーターや、被記録材を副走査方向に搬送するための搬送モーターなどを含み、また、制御ユニット10としては、これらのモーターに駆動信号を供給する構成を含むが、同様に周知の事項であるため、説明を省略する。
主電源回路180は、制御ユニット10の各部や印刷ヘッド20に電源電圧を供給し、特に印刷ヘッド20に対して電源電圧としてVH、Gを供給する。
なお、G(グランド)は接地電位であり、この説明において特に説明のない限り、電圧ゼロの基準としている。また、電圧VHは、実施形態においてグランドGに対し高位側としている。
ヘッド制御部220は、主制御部120から供給された各種信号にしたがって選択部230の選択を制御するものである。
圧電素子40の一端は、対応するドライバー30の出力端に接続される一方、圧電素子40の他端はグランドGに共通接地されている。このため、圧電素子40に保持される電圧は、ドライバー30の出力電圧の意味を兼ねるので、電圧Voutと表記している。
補助電源回路50は、具体的な構成については後述するが、主電源回路180から供給される電源電圧VH、Gをチャージポンプ回路によって分圧・再配分することによって、電圧VH/6、2VH/6、3VH/6、4VH/6および5VH/6を生成して、複数のドライバー30にわたって共通に供給する。
図に示されるように吐出部400は、圧電素子40と振動板421とキャビティ(圧力室)431とリザーバー441とノズル451とを含む。このうち、振動板421は、図において上面に設けられた圧電素子40によって変形して、インクが充填されるキャビティ431の内部容積を拡大/縮小させる。ノズル451は、キャビティ431に連通する開口部である。
なお、圧電素子40は、ユニモルフ型に限らず、バイモルフ型や積層型など、圧電素子40を変形させてインクのような液体を吐出させることができる型であれば良い。
この図に示されるように、制御信号COMは、圧電素子40を駆動する信号の最小単位である駆動パルスPCOM1からPCOM4までが印刷周期Taにおいて時系列的に連続している。なお、制御信号COMは、実際には、当該印刷周期Taを1周期とした繰り返し波形である。
この印刷期間Taにおいて、最初の1番目の期間T1には駆動パルスPCOM1が位置し、次の2番目の期間T2には駆動パルスPCOM2が位置し、3番目の期間T3には駆動パルスPCOM3が位置し、4番目の期間T4には駆動パルスPCOM4が位置している。
ヘッド制御部220は、主制御部120から供給された各種信号にしたがって、制御信号COMをドライバー30ごとに次のように選択して制御信号Vinとして供給する。
また、あるノズルに対応する印字データが(01)のとき、ヘッド制御部220は、当該ノズルに対応するスイッチ232を、期間T3、T4においてオンさせる。このため、制御信号COMのうち、駆動パルスPCOM3、PCOM4が選択されて、制御信号Vinとなる。制御信号Vinに追従した電圧Voutによって圧電素子40が駆動されるので、当該ノズルからそれぞれに対応して中程度および小程度の量のインクが2回にわけて吐出される。したがって、被記録材上ではそれぞれのインクが着弾して合体する結果、中ドットが形成される。
そして、あるノズルに対応する印字データが(00)であれば、ヘッド制御部220は、当該ノズルに対応するスイッチ232を期間T1においてのみオンさせる。このため、制御信号COMのうち、駆動パルスPCOM1が選択されて、制御信号Vinとなる。制御信号Vinに追従した電圧Voutによって圧電素子40が駆動されるが、期間T1においてノズルの開口部付近のインクが微振動するのみである。したがって、インクは吐出されないので、被記録材上ではドットが形成されない、すなわち非記録となる。
このような印字データに応じて制御信号COMを選択して制御信号Vinとして供給することによって、大ドット、中ドット、小ドットおよび非記録の4階調が表現される。
なお、このような選択動作は、ノズル毎に同時並行的において実行される。また、図3に示した波形等は、あくまでも一例である。
ドライバー30に供給される制御信号Vinは、DAC160によって変換された駆動信号COMを、当該ドライバー30に対応するスイッチ232のオンによって抜き出した信号である。このため、制御信号Vinは、ドライバー30の前段である主制御部120、DAC160、選択部230(スイッチ232)を1つのブロックとした制御信号生成部15から当該ドライバー30に供給される、ということができる。
なお、図4において括弧書で記載されているように、ドライバー30が接続経路選択部に相当する。また、電圧VH/6、2VH/6、…のそれぞれを第1電圧、第2電圧、…としたときに、電源配線511、512、…のそれぞれが第1信号経路、第2信号経路、…に相当する。このため、便宜的にグランドGの電圧ゼロが第0電圧となり、グランドGを第0信号経路となる。
圧電素子40は、印刷ヘッド20における複数のノイズルの各々に対応して設けられるとともに、各々が組となるドライバー30によって駆動される。
この図に示されるように、ドライバー30は、オペアンプ32と、単位回路34a〜34fと、コンパレーター38au、38ad、38bu、38bd、38cu、38cd、38du、38dd、38eu、38edとを含み、制御信号Vinにしたがって圧電素子40を駆動する構成となっている。
ドライバー30は、電圧ゼロを含めると、7種類の電圧、詳細には低い順に電圧ゼロ(グランドG)、VH/6、2VH/6、3VH/6、4VH/6、5VH/6、VHを用いる。
このうち、電圧ゼロおよび電圧VHを除いた5種類の電圧は、それぞれ電源配線511、512、513、514、515を介して補助電源回路50から供給される。
オペアンプ32の電圧増幅率は、抵抗Rf、Rinによって設定することができるが、便宜上、以降においてはRfをゼロとし、Rinを無限大とする。すなわち、以降においては、オペアンプ32の電圧増幅率を「1」に設定して、制御信号Vinがそのまま単位回路34a〜34fに供給されるものとして説明する。なお、電圧増幅率が「1」以外であっても良い。
なお、単位回路34a〜34fについて、特定せずに一般的に説明するときには、単に符号を「34」として説明し、同様に、レベルシフター36a〜36fについて、特定せずに一般的に説明するときには、単に符号を「36」として説明する。
さらに、コンパレーターのペアのそれぞれは、関連した電圧よりもαだけ低位の下側閾値電圧に対応しているものと、αだけ高位の高側閾値電圧に対応しているものとである。すなわち、コンパレーターの符号38の第2番目の符号d、uは、それがdであれば下側閾値電圧に対応していることを示し、uであれば高側閾値電圧に対応していることを示している。
したがって、例えばコンパレーター38auは、電圧VH/6よりもαだけ高位の高側閾値電圧に対応していることを示し、コンパレーター38bdは、電圧2VH/6よりもαだけ低位の低側閾値電圧に対応していることを示している。
なお、レベルシフターについて、特定せずに一般的に説明するときには、符号を省略して説明することにする。
ただし、単位回路34fにおけるレベルシフター36fの負制御端はLレベルに相当する電圧ゼロのグランドGに接地される一方、単位回路34aにおけるレベルシフター36aの正制御端は、Hレベルに相当する電圧VHを供給する電源配線516に接続される。なお、単位回路34aにおけるレベルシフター36aの負制御端には、電圧VH/6の高側閾値電圧に対応しているコンパレーター38auの出力信号が供給されている。
なお、本実施形態において所定値としては、エミッタ端子に電流が流れ始めるベース・エミッタ間の電圧(バイアス電圧、約0.6ボルト)としている。すなわち、レベルシフター36における所定値は、トランジスター341、342の特性に応じて定められる性質ものである。また、後述するように所定値としてはバイアス電圧以外に設定しても良い。
各コンパレーターは、2つの入力端を有し、このうち、一端には自身に対応付けられた閾値電圧が供給され、他端には、トランジスター341、342の各エミッタ端子および圧電素子40の一端の接続部分における電圧Voutが供給される。
各コンパレーターは、入力端における他端の電圧Voutが一端の閾値電圧以上であればHレベルとし、電圧Voutが一端の閾値電圧未満であればLレベルとした信号を出力する。具体的には例えばコンパレーター38adは、電圧Voutが閾値電圧(VH/6−α)以上であればHレベルとし、閾値電圧(VH/6−α)未満であればLレベルとした信号を出力する。また例えば、コンパレーター38buは、電圧Voutが電圧(2VH/6+α)以上であればHレベルとし、電圧(2VH/6+α)未満であればLレベルとした信号を出力する。なお、各コンパレーターの出力信号の供給先は、すでに説明した通りである。
また、図5においては、各コンパレーターの入力端の一端には、自身に対応付けられた電圧が供給されているかのように図示されているが、実際には、入力端の一端に供給された電圧を内部でαだけレベルシフトするとともに、レベルシフトした電圧を閾値電圧として電圧Voutと比較する構成となっている(後述する図20、図21においても同じ)。
まず、圧電素子40で保持された電圧Voutに対して、レベルシフター36a〜36fがどのような状態になるのかについて検討する。
電圧Voutが電圧ゼロ以上閾値電圧(VH/6−α)未満であるD1状態において、コンパレーターの出力信号はすべてLレベルとなる。このため、D1状態では、レベルシフター36aのみがイネーブル状態になり、他のレベルシフター36b〜36fはディセーブル状態になる。
電圧Voutが閾値電圧(VH/6−α)以上閾値電圧(VH/6+α)未満であるD2状態において、コンパレーター38adの出力信号だけがHレベルとなり、他のコンパレーターの出力信号はLレベルとなる。したがって、D2状態では、レベルシフター36a、36bがともにイネーブル状態になり、他のレベルシフター36c〜36fはディセーブル状態になる。
電圧Voutが閾値電圧(2VH/6−α)以上閾値電圧(2VH/6+α)未満であるD4状態において、コンパレーター38ad、38au、38bdの出力信号がHレベルとなり、他のコンパレーターの出力信号はLレベルとなる。したがって、D4状態では、レベルシフター36b、36cがともにイネーブル状態になり、他のレベルシフター36a、36d〜36fはディセーブル状態になる。
このため、電圧Voutが閾値電圧(2VH/6+α)以上閾値電圧(3VH/6−α)未満のD5状態では、レベルシフター36cだけがイネーブル状態になり、他のレベルシフター36a、36b、36d〜36fはディセーブル状態になる。
電圧Voutが閾値電圧(3VH/6−α)以上閾値電圧(3VH/6+α)未満のD6状態では、レベルシフター36c、36dがともにイネーブル状態になり、他のレベルシフター36a、36b、36e、36fはディセーブル状態になる。
電圧Voutが閾値電圧(3VH/6+α)以上閾値電圧(4VH/6−α)未満のD7状態では、レベルシフター36dだけがイネーブル状態になり、他のレベルシフター36a〜36c、36e、36fはディセーブル状態になる。
電圧Voutが閾値電圧(4VH/6−α)以上閾値電圧(4VH/6+α)未満のD8状態では、レベルシフター36d、36eがともにイネーブル状態になり、他のレベルシフター36a〜36c、36fはディセーブル状態になる。
電圧Voutが閾値電圧(4VH/6+α)以上閾値電圧(5VH/6−α)未満のD9状態では、レベルシフター36eだけがイネーブル状態になり、他のレベルシフター36a〜36d、36fはディセーブル状態になる。
電圧Voutが閾値電圧(5VH/6−α)以上閾値電圧(5VH/6+α)未満のD10状態では、レベルシフター36e、36fがともにイネーブル状態になり、他のレベルシフター36a〜36dはディセーブル状態になる。
電圧Voutが閾値電圧(5VH/6+α)以上閾値電圧VH未満のD11状態では、レベルシフター36fだけがイネーブル状態になり、他のレベルシフター36a〜36eはディセーブル状態になる。
なお、D1状態からD11状態までについては電圧Voutで規定しているが、これは、圧電素子40に保持(蓄積)された電荷の状態と言い換えることができる。
したがって、D1状態において、電圧Voutを制御信号Vinに一致させるような制御が実行されることになる。
ここでは、D1状態であるときについて説明しているが、D3状態、D5状態、D7状態、D9状態、D11状態についても同様な動作となる。詳細には、圧電素子40で保持された電圧Voutに応じて、単位回路34a〜34fのいずれか1つが有効になるとともに、有効になった単位回路のトランジスター341、342が電圧Voutを制御信号Vinに一致させるように制御する。
したがって、D2状態においても、電圧Voutを制御信号Vinに一致させるような制御が実行されることになる。
ただし、本実施形態では、D2状態においてはレベルシフター36aだけでなくレベルシフター36bもイネーブル状態にある。D2状態においてレベルシフター36bによって制御信号Vinをマイナス方向にレベルシフトされた電圧は、すなわち単位回路34bにおけるトランジスター341のベース端子に供給される電圧は、当該トランジスター341のコレクタ端子の電圧2VH/6とは離れている上に、当該トランジスター341のベース・エミッタ間の電圧についても、単位回路34aのトランジスター341と比較して大きい。このため、単位回路34bにおけるトランジスター341では、単位回路34aにおけるトランジスター341と比較して、電流が流れ出しやすい状況にある、ということができる。
ただし、本実施形態では、D2状態においてレベルシフター36aもイネーブル状態にあるので、レベルシフター36aによって制御信号Vinをプラス方向にレベルシフトされた電圧は、すなわち単位回路34aにおけるトランジスター342のベース端子に供給される電圧は、当該トランジスター342のコレクタ端子の電圧ゼロとは離れている上に、当該トランジスター342のベース・エミッタ間の電圧についても、単位回路34bのトランジスター341と比較して大きい。このため、単位回路34aにおけるトランジスター342では、単位回路34bにおけるトランジスター342と比較して、電流が流れ込みやすい状況にある、ということができる。
なお、D2状態において、単位回路34a、34b以外の単位回路34c〜34fでは、トランジスター341、342がオフするので、電圧Voutの制御には関与しないことになる。
またここでは、D2状態であるときについて説明しているが、D4状態、D6状態、D8状態、D10状態についても同様な動作となる。詳細には、圧電素子40で保持された電圧Voutに応じて、単位回路34a〜34fのうち、隣り合う2つが有効になるとともに、有効になった単位回路34のトランジスター341、342が電圧Voutを制御信号Vinに一致させるように制御する。
したがって、図7の(a)に示されるように、制御信号Vinが例えば電圧ゼロから電圧VHまで上昇するとき、電圧Voutも制御信号Vinに追従して電圧ゼロから電圧VHまで変化する。また、同図の(b)に示されるように、制御信号Vinが電圧VHから電圧ゼロまで低下するとき、電圧Voutも制御信号Vinに追従して電圧VHから電圧ゼロまで変化する。
制御信号Vinの電圧が電圧ゼロから電圧VHまで上昇するとき、電圧Voutも制御信号Vinに追従して上昇する。この上昇の過程において、電圧Voutが閾値電圧(VH/6+α)未満であるとき、レベルシフター36aがイネーブル状態になる。このため、図8の(a)で示されるように、レベルシフター36aによってトランジスター341のベース端子に供給される電圧(図において「P型」と表記)は、制御信号Vinをマイナス方向に所定値だけシフトさせた電圧となり、トランジスター342のベース端子に供給される電圧(N型と表記)は、制御信号Vinをプラス方向に所定値だけシフトさせた電圧となる。
一方、電圧Voutが閾値電圧(VH/6+α)以上であるとき、レベルシフター36aがディセーブル状態になるので、トランジスター341のベース端子に供給される電圧はVHとなり、トランジスター342のベース端子に供給される電圧はゼロとなる。
電圧Voutの上昇過程において、同図の(b)はレベルシフター36bが出力する電圧波形を示し、同図の(c)はレベルシフター36fが出力する電圧波形を示す。
また、制御信号Vinの電圧(または電圧Vout)の変化に対するレベルシフター36c〜36eの動作についての説明についても省略する。
D1状態では、レベルシフター36aだけがイネーブル状態になり、他のレベルシフター36b〜36fはディセーブル状態になるので、単位回路34aのみに着目すれば良い。D1状態において制御信号Vinの電圧が電圧Voutよりも高いとき、単位回路34aのトランジスター341はベース・エミッタ間の電圧に応じた電流を流す。このときに、電流は、図において矢印で示されるように電源配線511→(単位回路34aの)トランジスター341→圧電素子40という経路で流れて、これにより、圧電素子40に電荷が充電される。この充電により電圧Voutが上昇する。
D2状態では、レベルシフター36a、36bがともにイネーブル状態になるので、単位回路34a、34bに着目する必要がある。
D2状態において制御信号Vinの電圧が電圧Voutよりも高いとき、単位回路34aにおけるトランジスター341はベース・エミッタ間の電圧に応じた電流を流し、同様に、単位回路34bにおけるトランジスター342もベース・エミッタ間の電圧に応じた電流を流す。このときに、電流は、図において矢印で示されるように電源配線511→(単位回路34aの)トランジスター341→圧電素子40という経路のほかに、電源配線512→(単位回路34bの)トランジスター341→圧電素子40という経路の2つによって流れて、これにより、圧電素子40に電荷が充電される。この充電により電圧Voutが上昇する。
このように、電圧Voutの上昇時においてD1状態からD2状態に移行すると、電流の供給元が電源配線511のみの1経路から、電源配線512を併用した2経路へと切り替わる。
D3状態では、レベルシフター36bだけがイネーブル状態になるので、単位回路34bのみに着目すれば良い。D3状態において制御信号Vinの電圧が電圧Voutよりも高いとき、単位回路34bのトランジスター341はベース・エミッタ間の電圧に応じた電流を流す。このときに、電流は、図において矢印で示されるように電源配線512→(単位回路34bの)トランジスター341→圧電素子40という経路で流れて、これにより、圧電素子40に電荷が充電される。この充電により電圧Voutが上昇する。
このように、電圧Voutの上昇時においてD2状態からD3状態に移行すると、電流の供給元が電源配線511、512を併用した2経路から、電源配線512のみの1経路へと切り替わる。
そして、電圧Voutが閾値電圧を超えるごとにD4状態からD11状態まで段階的に移行する。
D3状態では、レベルシフター36bだけがイネーブル状態になる。この状態において、制御信号Vinが電圧Voutよりも低いとき、単位回路34bのトランジスター342はベース・エミッタ間の電圧に応じた電流を流す。このとき、電流は、図において矢印で示されるように、圧電素子40→(単位回路34bの)トランジスター342→電源配線511という経路で流れて、これにより、圧電素子40から電荷が放電される。このため、D3状態において圧電素子40から電荷が放電されるとき、圧電素子40の一端は、電源配線511に当該トランジスター342を介して電気的に接続されて、圧電素子40からの電流(電荷)が補助電源回路50に回収されることになる。なお、回収された電荷は、後述する補助電源回路50によって再分配、再利用される。
また、電圧Voutが制御信号Vinの電圧に一致したとき、単位回路34bのトランジスター342がオフするので、圧電素子40からの放電が停止する。
一方で、制御信号Vinが閾値電圧(VH/6+α)未満に低下するとき、電圧Voutも制御信号Vinに追従して閾値電圧(VH/6+α)未満になるので、D3状態からD2状態に移行する。
D2状態では、レベルシフター36a、36bがともにイネーブル状態になるので、単位回路34a、34bに着目する必要がある。 D2状態において制御信号Vinの電圧が電圧Voutよりも低いとき、単位回路34bにおけるトランジスター342はベース・エミッタ間の電圧に応じた電流を流し、同様に、単位回路34aにおけるトランジスター342もベース・エミッタ間の電圧に応じた電流を流す。このときに、電流は、図において矢印で示されるように圧電素子40→(単位回路34bの)トランジスター342→電源配線511という経路のほかに、圧電素子40→(単位回路34aの)トランジスター342→グランドGという経路の2つによって流れて、これにより、圧電素子40の電荷が放電される。このため、単位回路34aにおけるトランジスター342がトランジスターAとして機能し、単位回路34bにおけるトランジスター342がトランジスターBとして機能する。このようにD2状態において圧電素子40から電荷が放電されるとき、圧電素子40の一端は、2つのトランジスター342を介して電源配線511およびグランドGに電気的に接続されて、このうち、電源配線511を介して電荷が補助電源回路50に回収されることになる。なお、回収された電荷は、後述する補助電源回路50によって再分配、再利用される。
このように、電圧Voutの下降時においてD3状態からD2状態に移行すると、電荷の回収先が電源配線511のみの1経路から、グランドGを併用した2経路へと切り替わる。
一方で、制御信号Vinが閾値電圧(VH/6+α)未満に低下するとき、電圧Voutも制御信号Vinに追従して閾値電圧(VH/6+α)未満になるので、D2状態からD1状態に移行する。
D1状態では、レベルシフター36aがイネーブル状態になる。この状態において、制御信号Vinが電圧Voutよりも低いとき、単位回路34aのトランジスター342はベース・エミッタ間の電圧に応じた電流を流す。このとき、電流は、図において矢印で示されるように、圧電素子40→(単位回路34aの)トランジスター342→グランドGという経路で流れて、これにより、圧電素子40から電荷が放電される。
一般に、圧電素子40のような容量性負荷の容量をCとし、電圧振幅をEとしたときに、容量性負荷に蓄えられるエネルギーPは、
P=(C・E2)/2
で表される。
圧電素子40は、このエネルギーPによって変形して仕事をするが、インクを吐出させる仕事量は、エネルギーPに対して1%以下である。したがって、圧電素子40は、単なる容量とみなすことができる。容量Cを一定の電源で充電すると、(C・E2)/2と同等のエネルギーが充電回路によって消費される。放電するときにも同等のエネルギーが放電回路によって消費される。
一方、本実施形態では、放電時においても段階的となるので、放電時の損失は、図16の(b)においてハッチングが付された領域の面積に相当する分で示されるように、電圧VHから電圧ゼロまで一気に放電するリニア方式と比較して、同様に6/36(=16.7%)で済む。
ただし、本実施形態では、放電時の損失として計上された電荷のうち、電圧VH/6から電圧ゼロまで放電する場合を除き、後述する補助電源回路50に回収されて再分配、再利用されるので、さらなる低消費電力化を図ることができる。
なお、図16は、ドライバー30よる圧電素子40の駆動動作を説明するための概念図に過ぎない。圧電素子40は、実際には、制御信号COMのうち、駆動パルスPCOM1からPCOM4までのうち選択されたもので駆動されるので、常に電圧ゼロから電圧VHまでの振幅で駆動されるわけではない。
しかしながら、実際のD級増幅では、出力段の能動素子の抵抗は、飽和状態でもゼロではない、磁界が漏れる、インダクターLの抵抗成分によって損失が発生する、変調時にインダクターLが飽和する場合がある、などの問題がある。特に、印刷ヘッド20において共通の制御信号COMから選択部230で選択して複数の圧電素子40に供給する構成では、制御信号COMからみた負荷容量の総量が一定でないので、飽和しないインダクターLが増える。
D級増幅では、さらに波形品質が悪い、EMIの対策が必要である、という問題がある。波形品質については、ダミーの容量やフィルターを追加することによって改善することができるが、追加した分だけ消費電力の増加やコスト高を招く。EMIについては、D級増幅のスイッチングという根本的な問題による。すなわち、スイッチングしたときに、オン時に流れる電流がリニア増幅と比較して数倍から10数倍程度までになるだけでなく、これに伴って放射される磁界の量も多くなるからである。EMIの対策のために、フィルターを追加するなどが必要となり、コスト高を招く。
また、本実施形態では、電圧Voutについて、単なる電圧VH/6、2VH/6、3VH/6、4VH/6、5VH/6への切り替えではなく、制御信号Vinの電圧に追従させるので、圧電素子40を精細に制御することができる。
詳細には、図22に示される構成において、コンパレーター38a〜38eのそれぞれは、7種類の電圧のうち、電圧ゼロおよび電圧VHを除いた5種類の電圧に、一対一に対応して設けられ、2つの入力端に供給された電圧同士の高低を比較して、その比較結果を示す信号を出力する。
ここで、コンパレーター38a〜38eにおける2つの入力端のうち、一端は、自身に対応する電圧を供給する電源配線に接続され、他端は、トランジスター341、342の各エミッタ端子とともに圧電素子40の一端に共通接続される。例えば電圧VH/6に対応するコンパレーター38aにおいて、2つの入力端のうち、一端は、自身に対応する電圧VH/6を供給する電源配線511に接続され、また、例えば電圧2VH/6に対応するコンパレーター38bにおいて、2つの入力端のうち、一端は、自身に対応する電圧2VH/6を供給する電源配線512に接続される。
また、5種類の電圧のうち、1つの電圧に着目したとき、当該着目した電圧に対応するコンパレーターの出力信号は、当該電圧を高位側電圧とする単位回路のレベルシフター36の負入力端と、当該電圧を低位側電圧とする単位回路のレベルシフター36の正入力端とにそれぞれ供給される。例えば、電圧VH/6に対応するコンパレーター38aの出力信号は、当該電圧VH/6を高位側電圧として対応付けられた単位回路34aのレベルシフター36aの負入力端と、当該電圧VH/6を低位側電圧として対応付けられた単位回路34bのレベルシフター36bの正入力端とにそれぞれ供給される。また例えば、電圧2VH/6に対応するコンパレーター38bの出力信号は、当該電圧2VH/6を高位側電圧として対応付けられた単位回路34bのレベルシフター36bの負入力端と、当該電圧2VH/6を低位側電圧として対応付けられた単位回路34cのレベルシフター36cの正入力端とにそれぞれ供給される。
図22におけるレベルシフター36a〜36fは、図5に示した構成と同一である。ただし、コンパレーター38a〜38eによって閾値判別が異なる点については上述した通りである。そこで次に、比較例において、コンパレーター38a〜38eによってレベルシフター36a〜36fが電圧Voutに対し、どのような状態となるかについて検討する。
電圧Voutが電圧ゼロ以上電圧VH/6未満の状態にあれば、コンパレーター38a〜38eの出力信号はすべてLレベルとなるので、この電圧状態では、レベルシフター36aのみがイネーブル状態になり、他のレベルシフター36b〜36fはディセーブル状態になる。
電圧Voutが電圧VH/6以上電圧2VH/6未満の状態にあれば、コンパレーター38aの出力信号だけがHレベルとなり、他のコンパレーター38b〜38eの出力信号はLレベルとなる。したがって、この電圧状態では、レベルシフター36bのみがイネーブル状態になり、他のレベルシフター36a、36c〜36fはディセーブル状態になる。
同様にして、電圧Voutが電圧2VH/6以上電圧3VH/6未満の状態にあれば、レベルシフター36cのみがイネーブル状態になり、電圧3VH/6以上電圧4VH/6未満の状態にあれば、レベルシフター36dのみがイネーブル状態になり、電圧4VH/6以上電圧5VH/6未満の状態にあれば、レベルシフター36eのみがイネーブル状態になり、電圧5VH/6以上の状態にあれば、レベルシフター36fのみがイネーブル状態になる。
このように、比較例においてレベルシフター36a〜36fは、図5に示した構成と比較して、電圧Voutに応じていずれか1つのみがイネーブル状態になる。
電圧Voutが制御信号Vinに追従して上昇する際に、電圧VH/6未満であれば、レベルシフター36aがイネーブル状態になる。このため、同図の(a)で示されるように、レベルシフター36aによってトランジスター341のベース端子に供給される電圧は、制御信号Vinをマイナス方向に所定値だけシフトさせた電圧(P型と表記)となり、トランジスター342のベース端子に供給される電圧(N型と表記)は、制御信号Vinをプラス方向に所定値だけシフトさせた電圧となる。一方、電圧Voutが電圧VH/6以上であれば、レベルシフター36aがディセーブル状態になるので、トランジスター341のベース端子に供給される電圧はVHとなり、トランジスター342のベース端子に供給される電圧はゼロとなる。
電圧Voutの上昇過程において、同図の(b)はレベルシフター36bが出力する電圧波形を示し、同図の(c)はレベルシフター36fが出力する電圧波形を示す。レベルシフター36bは、電圧Voutが電圧2VH/6以上電圧2VH/6未満であればイネーブル状態になり、レベルシフター36fは、電圧Voutが電圧5VH/6以上電圧VH未満でればイネーブル状態になる点について留意すれば、特段の説明は要しないであろう。
また、制御信号Vinの電圧(または電圧Vout)の上昇過程におけるレベルシフター36c〜36eの動作についての説明や、制御信号Vinの電圧(または電圧Vout)の下降過程におけるレベルシフター36a〜36fの動作の説明についても省略する。
電圧Voutが電圧VH/6未満であればレベルシフター36aのみがイネーブル状態である。制御信号Vinの電圧が電圧Voutよりも高いとき、単位回路34aにおけるトランジスター341は、ベース・エミッタ間の電圧に応じた電流をエミッタ端子に供給する。このときに、制御信号Vin(ベース端子に供給される信号)の電圧が上昇する結果、コレクタ端子の電圧VH/6に近づくと、当該トランジスターの駆動能力が低下して、電流が流れにくくなる状態が発生する。
一方、電圧Voutが電圧VH/6以上電圧2VH/6未満であればレベルシフター36bのみがイネーブル状態である。制御信号Vinの電圧が電圧Voutよりも低いとき、単位回路34bにおけるトランジスター342は、ベース・エミッタ間の電圧に応じた電流をエミッタ端子の圧電素子40から流すが、電圧Voutが低下して電圧VH/6に近づくと、同様に電流が流れにくくなる状態が発生する。
このように、上昇する場合にしても下降する場合にしても、電圧Voutが電圧VH/6に接近するときに圧電素子40または電源配線511の一方から他方に電流が流れにくくなる。このように電流が流れにくなる現象は、電圧Voutが電圧VH/6だけでなく、電圧2VH/6、3VH/6、4VH/6、5VH/6に接近するときにも同様に発生する。
電圧Voutの波形は、同図において破線で示される制御信号Vinの電圧波形に一致するのが理想的である。しかしながら、電圧Voutが電圧VH/6、2VH/6、3VH/6、4VH/6、5VH/6を跨ぐ際に、上述したように電流が流れにくく状態が発生する。このため、制御信号Vinの電圧が直線的に変化する場合であっても、実際の電圧Voutでは、同図において実線で示されるように跨ぐ際に、電流が流れにくくなることに起因して段差が発生する。
また、制御信号Vinが、電圧変化から上記5種類の電圧近辺で一定に転じるときにも電流が流れにくくなるので、電圧Voutが、その一定となる電圧になかなか到達しない。
このように比較例に係るドライバーから出力される電圧Voutには、制御信号Vinの電圧波形と比較して局所的に乱れる箇所がある。
このような波形の乱れにおいて印刷装置において特に問題となるのが、図において符号Sが付された段差、すなわち電圧Voutが急峻に立ち下がるときに生じる段差であり、上述したように、インクが複数滴になって吐出される原因となる。
同様に、D4状態、D6状態、D8状態、D10状態では、隣り合う2つのレベルシフター36をイネーブル状態とさせているので、電圧を跨ぐ際であってもに電流が流れにくくなるのを抑えることができる。
このため、比較例に係るドライバーでは、制御信号Vinの電圧波形(入力)に対する電圧Vout(出力)の波形乱れが抑えられるので、インクが予期せずに複数滴になって吐出されることが防止される。このため、本実施形態によれば、装置内部の汚れや故障の発生を抑えるとともに、インクの未着弾による画質の劣化を防止することができるのである。
図において(a)は、トランジスター341がオンする領域について、制御信号Vinが電圧(Vout−β)より低くなる領域に設定するとともに、トランジスター342がオンする領域について、制御信号Vinが電圧(Vout+β)よりも高くなる領域に設定した場合の例である。この例では、電圧Voutを制御信号Vinに追従させる制御によって、制御信号Vinの電圧と電圧Voutとの差がβ以内になれば、トランジスター341、342がともにオフする。このため、電源配線間に貫通電流が流れる状態が避けられるので、消費電力の観点からいえば有利である。
一方で、トランジスター341、342のオフによって電流制御できない領域(不感帯)が発生するので、制御信号Vinに対する電圧Voutの追従性が低下する。ただし、電源配線511〜515の電圧を跨ぐときに2つのトランジスターがオンするので、電圧Voutにおける段差の発生は抑えられる。
なお、同図の(a)において、電圧Voutが閾値電圧(VH/6−α)以上閾値電圧(VH/6+α)未満のD2状態であって、かつ、制御信号Vinが電圧(Vout−β)よりも低ければ、単位回路34aのトランジスター341と単位回路34bのトランジスター341とが重複してオンし、制御信号Vinが電圧(Vout+β)よりも低ければ、単位回路34aのトランジスター342と単位回路34bのトランジスター342とが重複してオンすることなる。
なお、同図の(b)において、電圧Voutが閾値電圧(VH/6−α)以上閾値電圧(VH/6+α)未満のD2状態であって、かつ、制御信号Vinの電圧と電圧Voutとの差がβ以内の状態では、単位回路34aのトランジスター341、342と単位回路34bのトランジスター341、342との計4つが重複してオンすることなる。
図18は、補助電源回路50の構成の一例を示す図である。
この図に示されるように、補助電源回路50は、スイッチSw1d、Sw1u、Sw2d、Sw2u、Sw3d、Sw3u、Sw4d、Sw4u、Sw5d、Sw5uと、容量素子C12、C23、C34、C45、C56、C1、C2、C3、C4、C5、C6とを含んだ構成となっている。
これらのうち、スイッチは、いずれも単極双投であり、共通端子を制御信号A/Bにしたがって端子a、bのいずれかに接続する。制御信号A/Bは、簡略化して説明すれば、例えばデューティ比が約50%のパルス信号であり、その周波数は、制御信号COMの周波数に対して例えば20倍程度に設定される。このような制御信号A/Bは、補助電源回路50における内部発振器(図示省略)により生成しても良いし、フレキブルケーブル190を介して制御ユニット10から供給しても良い。
一方、容量素子C12、C23、C34、C45、C56は電荷移動用であり、容量素子C1、C2、C3、C4、C5はバックアップ用である。なお、容量素子C6は、電源電圧VHの供給用である。
上記スイッチは、実際には半導体集積回路においてトランジスターを組み合わせて構成され、容量素子は、当該半導体集積回路に対して外付けで実装される。なお、上記半導体集積回路には、上述した複数個のドライバー30についても形成される構成が望ましい。
なお、スイッチSw5u、Sw4u、Sw3u、Sw2u、Sw1uの各端子bは、スイッチSw1dの端子aとともに、容量素子C1の一端に接続される。また、容量素子C6、C5、C4、C3、C2、C1の各他端と、スイッチSw5d、Sw4d、Sw3d、Sw2d、Sw1dの各端子bとは、グランドGに共通接地される。
各スイッチは、制御信号A/Bによって共通端子が端子aに接続される状態(状態A)と、共通端子が端子bに接続される状態(状態B)との2状態をとる。同図の(a)は、補助電源回路50における状態Aの接続を、(b)は、状態Bの接続を、それぞれ等価回路で簡易的に示したものである。
状態Aでは、容量素子C56、C45、C34、C23、C12、C1が電圧VHからグランドGまでの間で直列に接続される。状態Bでは、容量素子C56、C45、C34、C23、C12、C1の一端同士が接続されるので、これらの容量素子は並列に接続されて、保持電圧が均等化される。
一方、ドライバー30によって圧電素子40が放電されると、容量素子C1〜C5のうち保持電圧が上昇するものが現れるが、状態Aの直列接続で電荷が吐き出されるとともに、状態Bの並列接続による再配分で均等化されるので、補助電源回路50の全体でみれば、電圧VH/6、2VH/6、3VH/6、4VH/6、5VH/6に保つようにバランスする。なお、吐き出される電荷が容量素子C56、C45、C34、C23、C12、C1で吸収できずに余ったとき、余った電荷は、容量素子C6に吸収される、すなわち電源系へに回生される。このため、圧電素子40以外の他の負荷があれば、その負荷の駆動に用いられる。他の負荷がなければ、容量素子C6を含む他の容量素子に吸収されるので、電源電圧VHが上昇する、すなわちリップルが発生することになるが、容量素子C6を含めてカップリングコンデンサの容量を大きくすることによって実用的には回避できる。
図3に示した制御信号COM(Vin)の電圧波形を見ても判るように、インクを引き込むための電圧上昇と、インクを吐出させるための電圧下降とがセットであり、印刷動作では、当該セットが繰り返される。このため、補助電源回路50では、圧電素子40の放電によって回収された電荷が、次回以降における充電に際して利用される。
したがって、本実施形態では、印刷装置1の全体でみたときに、圧電素子40から放電された電荷の回収・再利用と、ドライバー30における段階的な充電・放電(図16参照)とによって、消費される電力を低く抑えることができるのである。
このため、スイッチの切り替え時には、一旦、端子a、bのいずれにも接続しない中立状態を経て、上記短絡の発生を抑える構成が好ましい。
本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、例えば次に述べるような各種の応用・変形が可能である。なお、次に述べる応用・変形の態様は、任意に選択された一または複数を適宜に組み合わせることもできる。
図20は、実施形態の応用例(その1)に係るドライバー30の構成の一例を示す図である。この図に示されるように、この応用例では、圧電素子40の一端の電圧Voutがオペアンプ32の入力端(−)に負帰還される構成となっている。この構成では、制御信号Voutの電圧と電圧Voutとに相違しているときに、その相違をなくす方向にトランジスター341、342が制御される。このため、レベルシフター36a〜36fやトランジスター341、342の応答特性が悪い場合でも、制御信号Vinに電圧Voutを比較的迅速に、高精度に追従させることができる。
なお、負帰還量については、レベルシフター36a〜36fやトランジスター341、342の特性に合わせて適切に設定可能な構成が好ましい。例えば、図の例では、オペアンプ32は、制御信号Vinの電圧から電圧Voutを差し引いた電圧を出力する構成であるが、この差し引いた電圧に適切な係数を乗算してレベルシフター36a〜36fに供給する構成としても良い。
MOSFET351、352を用いる場合、各ドレイン端子と圧電素子40の一端との間に、それぞれ逆流防止用のダイオードを設ければ良い。また、MOSFET351、352を用いる場合、レベルシフター36a〜36fについては、イネーブル状態にあれば、制御信号Vinの電圧をマイナス方向に所定値として閾値電圧に相当する分だけシフトさせてPチャネル型のMOSFET351のゲート端子に供給する一方、制御信号Vinの電圧をプラス方向に閾値電圧に相当する分だけシフトさせてNチャネル型のMOSFET352のゲート端子に供給する構成となる。
また、MOSFET351、352を用いる場合に、図20に示したような、電圧Voutを負帰還する構成を適用しても良い。
実施形態では、ドライバー30の駆動対象としてインクを吐出する圧電素子40を例にとって説明した。本発明では、駆動対象として圧電素子40に限られず、例えば超音波モーターや、タッチパネル、平面スピーカー、液晶などのディスプレイなどの容量性成分を有する負荷のすべてに適用可能である。
実施形態において、7種類の電圧のうち、互いに隣り合う2つの電圧に対応するように電圧の低い順に単位回路34a〜34fの6段を設けた構成であったが、本発明では、単位回路の段数は、これに限られず、2段以上であれば良い。また、電圧については、必ずしも等間隔である必要はない。
実施形態では、D1状態からD11状態までを10個のコンパレーター38によって検出する構成であった。詳細には、すべてのコンパレーター38の判別結果が偽(出力信号がLレベル)であれば、D1状態であると検出し、以下、閾値電圧が低いものに対応したコンパレーター38の判別結果が順に真(出力信号がHレベル)となるごとに、D2状態からD11状態であると検出する構成であった。換言すれば、D1状態からD11状態までを検出する構成は、それぞれ別体ではなく、10個のコンパレーター38の全体で検出する構成であった。これに限られず、各状態を個別に検出する構成であっても良い。
実施形態において、ディセーブル状態のレベルシフター36a〜36fは、トランジスター341(351)のベース(ゲート)端子に電圧ゼロを供給し、トランジスター342(352)のベース(ゲート)端子に電圧VHを供給する構成としたが、トランジスター341、342をオフさせることができれば、これに限定されない。例えば、レベルシフター36a〜36fは、ディセーブル状態のときに、制御信号Vinの電圧をプラス方向にシフトさせたオフ信号を、トランジスター341(351)のベース(ゲート)端子に供給し、制御信号Vinの電圧をマイナス方向にシフトさせたオフ信号を、トランジスター342(351)のベース(ゲート)端子に供給する構成としても良い。
この構成によれば、トランジスター341(351)、342(352)の耐圧が低くて済むので、半導体基板に形成するときのトランジスターサイズを小さくすることができる。
Claims (5)
- 液体を吐出するノズルと、前記ノズルに連通する圧力室と、前記圧力室毎に設けられる圧電素子と、を含む吐出部と、
電荷を供給する一方で電荷を回収する補助電源と、
前記第0電圧の第0信号経路と、
前記第0電圧よりも高い第1電圧が前記補助電源によって印加された第1信号経路と、
前記第1電圧よりも高い第2電圧の第2信号経路と、
制御信号の電圧と前記圧電素子の保持電圧とに応じて、前記圧電素子と前記補助電源との間を、前記第0信号経路、第1信号経路および前記第2信号経路を用いて電気的に接続する接続経路選択部と、
を具備し、
前記接続経路選択部は、
前記圧電素子の保持電圧が前記第1電圧を跨いで低下するとき、
前記圧電素子と前記補助電源との間を、
前記第1信号経路および前記第0信号経路を介して電気的に接続した状態の後、
前記第1信号経路を電気的に非接続にするとともに前記第0信号経路を介して電気的に接続した状態に遷移させる
ことを特徴とする液体吐出装置。 - 請求項1記載の液体吐出装置において、
前記圧電素子の保持電圧が、
前記第1電圧よりも予め定められた値だけ高い第1低側閾値電圧未満であるか否か、または、前記第1電圧よりも予め定められた値だけ低い第1高側閾値電圧以上であるか否か、を検出する検出部
を有することを特徴する液体吐出装置。 - 請求項1または2記載の液体吐出装置において、
前記接続経路選択部は、
前記圧電素子の保持電圧が前記第1低側閾値電圧以上であって前記第1高側閾値電圧未満であるときに、前記圧電素子から前記第0信号経路および前記第1信号経路に放電される電荷を、前記制御信号の電圧に応じて制御し、
前記圧電素子の保持電圧が前記第1低側閾値電圧未満であるときに、前記圧電素子から前記第0信号経路に放電される電荷を、前記制御信号の電圧に応じて制御する
ことを特徴する液体吐出装置。 - 請求項1乃至3のいずれかに記載の液体吐出装置において、
前記接続経路選択部は、
トランジスターAおよびトランジスターBを含み、
前記圧電素子の保持電圧が前記第1低側閾値電圧以上であって前記第1高側閾値電圧未満であるときに、
前記トランジスターAは、前記圧電素子から前記第0信号経路に放電される電荷を前記制御信号の電圧に応じて制御し、
前記トランジスターBは、前記圧電素子から前記第1信号経路に放電される電荷を前記制御信号の電圧に応じて制御し、
前記圧電素子の保持電圧が前記第1低側閾値電圧未満であるときに、
前記トランジスターAは、前記圧電素子から前記第0信号経路に放電される電荷を前記制御信号の電圧に応じて制御する
ことを特徴する液体吐出装置。 - 容量性負荷に充電と放電とを繰り返させる容量性負荷駆動回路であって、
電荷を供給する一方で電荷を回収する補助電源と、
前記第0電圧の第0信号経路と、
前記第0電圧よりも高い第1電圧が前記補助電源によって印加された第1信号経路と、
前記第1電圧よりも高い第2電圧の第2信号経路と、
制御信号の電圧と前記容量性負荷の保持電圧とに応じて、前記容量性負荷と前記補助電源との間を、前記第0信号経路、第1信号経路および前記第2信号経路を用いて電気的に接続する接続経路選択部と、
を具備し、
前記接続経路選択部は、
前記容量性負荷の保持電圧が前記第1電圧を跨いで低下するとき、
前記容量性負荷と前記補助電源との間を、
前記第1信号経路および前記第0信号経路を介して電気的に接続した状態の後、
前記第1信号経路を電気的に非接続にするとともに前記第0信号経路を介して電気的に接続した状態に遷移させる
ことを特徴とする容量性負荷駆動回路。
Priority Applications (1)
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JP2013059209A JP6155733B2 (ja) | 2013-03-22 | 2013-03-22 | 液体吐出装置および容量性負荷駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
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