JP2014180198A - 電力変換器コントローラ、電力変換器、および電力変換器の入力を検知するための方法 - Google Patents

Abstract

【課題】交流入力電圧を検知する電力変換器コントローラ、コントローラを含み交流入力電圧から動作する電力変換器、および電力変換器の入力を検知する方法が提供される。
【解決手段】電力変換器コントローラは電力変換器の入力を表わす入力検知信号を受ける入力検知回路を含む。ゼロ交差検出器は、入力検知回路に結合され、入力検知信号が第１のゼロ交差しきい値より下に下がり第２のゼロ交差しきい値より上に上昇することに応答してゼロ交差間隔を判断する。タイマ回路は、ゼロ交差検出器に結合され、ピーク間隔を判断し、入力検知回路が電力変換器の入力のピーク間隔中に電力変換器の入力を検知することを可能にするように生成されたイネーブル信号を同期させる。比較器回路は、入力検知回路およびタイマ回路に結合され、電力変換器の入力が電力変換器の入力のピーク間隔中において１つ以上のしきい値より大きいかまたは小さいかを検出する。
【選択図】図１

Description

背景情報
開示の分野
この発明は電力変換器に関する。より具体的には、この発明の例は、交流入力電圧から動作する電力変換器に関する。

背景
オフライン電力変換器のためのコントローラは、不足電圧検出、過電圧検出、および入力電圧の瞬間的損失からの高速リセットのような機能を実行するために、しばしば、交流入力電圧を測定しなければならない。交流電圧は、電力線の周波数でピークの正の値とピークの負の値との間において周期的に変動するので、交流線間電圧は典型的にはピーク電圧に比例する量として数値的に表わされる。たとえば、１２０ボルトと言及される一般的な交流電力線間電圧は、２の平方根によって除されたピーク電圧（１６９．７ボルト）の大きさから得られる正弦波の平方自乗平均（ＲＭＳ）値である。１２０ボルトＲＭＳの交流電圧が１２０ボルトの直流電圧に等価であるのは、双方が白熱灯のような同じ抵抗型負荷に適用されるときである。交流入力電圧の規定制限範囲内において特定の態様で動作することを必要とされる電力変換器のためのコントローラは、一般に、交流入力電圧のピークの大きさを判断しなければならない。

入力電圧を測定する回路は、典型的には、入力電圧の測定を、回路が取扱うのに十分に低い、入力電圧の既知の分数を与える分圧器を、入力電圧に用いることによって行なう。電源消費を低減するために、分圧器の構成要素は、入力から必要以上の電流をとらないように選択される。電源消費をさらに低減し、構成要素の数を低減するために、入力電圧を表わす電流を分圧器の代りに用いることが可能である。しかしながら、電流は、ノイズの存在において信頼性のある測定を保証するよう十分に大きい必要がある。入力電圧源からとられる電力は、電圧と電流との積に比例する。交流入力のピーク値は数百ボルトであり得るので、特に電力変換器の負荷が軽いかまたはないときは、信頼性のある測定に対して受入可能な最も小さな電流でさえ、依然として大きな電力損失をもたらす結果となり得る。電力変換器は、交流電力線を低電力消費で信頼性高く検知することが可能であるコントローラを必要とする。

図面の簡単な記載
この発明の非限定的かつ非網羅的な実施例が、添付の図面を参照して記載され、図面において、同様の参照番号は、別段の指定がない限り、さまざまな図を通じて同様の部分を指す。

この発明の教示に従う、交流入力電圧を検知するコントローラを含む例示電力変換器の概略図である。 この発明の教示に従う、低電力消費の交流電圧センサの要素を例示する例示電力変換器コントローラの機能ブロック図である。 この発明の教示に従う、低電力消費の代替的な交流電圧センサの要素を例示する例示電力変換器コントローラの機能ブロック図である。 この発明の教示に従う、低電力消費の別の代替的な交流電圧センサの要素を例示する例示電力変換器コントローラの機能ブロック図である。 この発明の教示に従って、図２Ａに示される低電力消費の例示交流電圧センサの動作を例示する例示波形を示すタイミング図である。 この発明の教示に従って、図２Ｂに示される低電力消費の代替的な例示交流電圧センサの動作を例示する例示波形を示すタイミング図である。 この発明の教示に従う、低電力消費の代替的な交流電圧センサの要素を例示する別の例示電力変換器コントローラの機能ブロック図である。 この発明の教示に従って、図４に示される低電力消費の例示交流電圧センサの動作を例示する例示波形を示すタイミング図である。 この発明の教示に従って、低電力消費で交流電圧を検知し、過電圧状態および不足電圧状態を検出する例示プロセスを例示するフロー図である。 この発明の教示に従って、低電力消費で交流電圧を検知し、過電圧状態および不足電圧状態を検出するための、図６の例示プロセスの変形例を例示するフロー図である。 この発明の教示に従って、低電力消費で交流入力電圧を検知することに加えて、低電力消費で交流入力電圧を表わす動作過電圧を検知するコントローラを含む例示電力変換器の概略図である。 寄生容量および放電電流源を示す例示電力変換器コントローラの機能ブロック図である。 この発明の教示に従う、低電力消費で交流入力電圧を検知する代替的な回路およびコントローラを示す例示電力変換器の概略図である。 この発明の教示に従う、低電力消費で交流電圧を検知する図１０の代替的な回路およびコントローラの動作を示す例示波形を示すタイミング図である。 この発明の教示に従う、低電力消費で交流入力電圧を検知する、さらに別の代替的な回路およびコントローラを示す例示電力変換器の概略図である。 この発明の教示に従う、低電力消費で交流入力電圧を検知する代替的な例示電力変換器コントローラを示す機能ブロック図である。

対応する参照符号は、図面のいくつかの図を通じて、対応する構成要素を示す。当業者であれば、図における要素が単純さおよび明瞭さのために示されており、必ずしも尺度決めされているわけではないということを理解するであろう。たとえば、図中の要素のいくつかのうちの寸法は、この発明のさまざまな実施例の理解の向上を支援するよう、他の要素に対して強調されている場合がある。さらに、商業的に実現可能な実施例において有用または必要である一般的であるがよく理解されている要素は、この発明のこれらのさまざまな実施例の表示をあまり妨げないように、しばしば示されない。

詳細な記載
以下の記載においては、この発明の完全な理解を提供するよう、多くの具体的な詳細を記載する。しかしながら、当業者であれば、これらの具体的な詳細はこの発明を実施するのに用いられることが必要ではないということが明らかであろう。他の例では、周知の材料または方法は、この発明を不明瞭にすることを回避するよう、詳細には記載されない。

この明細書を通じて、「一実施例」、「ある実施例」、「一例」または「ある例」への言及は、実施例または例に関連して記載される特定の特徴、構造または特性がこの発明の少なくとも１つの実施例に含まれることを意味する。したがって、「一実施例において」、「ある実施例において」、「一例」または「ある例」といった文言がこの明細書全体を通じてさまざまなところに現れるが、これらは必ずしもすべて同じ実施例または例を指しているわけではない。さらに、当該特定の特徴、構造または特性は、１つ以上の実施例または例における任意の好適な組合せおよび／または部分的な組合せで組合されてもよい。特定の特徴、構造または特性は、記載される機能性を提供する集積回路、電子回路、組合せ論理回路、または他の好適な構成要素に含まれてもよい。さらに、ここで提供される図は、当業者への説明目的のためであって、これらの図面は必ずしも尺度決めされていないということが理解される。

図１の概略図は、周期Ｔ_Ｌで実質的に正弦波である波形を有する交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２を受ける、交流直流電力変換器１００（交流入力、直流出力）の一例の顕著な特徴を示す。交流ライン周期Ｔ_Ｌは交流線周波数の逆数である。標準交流線周波数は、電力システムの国および位置に依存して、定格で５０ヘルツまたは６０ヘルツのいずれかである。世界中での動作のために設計される電力変換器は、典型的には、約２１ミリ秒と１６ミリ秒との間の交流ライン周期にそれぞれ対応して、４７ヘルツと６３ヘルツとの間の交流線周波数を受け入れる。図１の例示電力変換器におけるコントローラ１４６は、この発明の教示に従って交流電圧センサを含む。図１の例示交流直流電力変換器は、実質的に直流の出力電圧Ｖ_Ｏ１３０、および実質的に直流の出力電流Ｉ_Ｏ１２８を、負荷１３４に与える。

図１の例示電力変換器は、その特定の回路トポロジーのため、フライバックパワーコンバータとして公知である。調整された出力を生じさせるように制御される電力変換器は、時に、安定化電源と呼ばれる。調整された出力を生じさせるフライバックコンバータは、時に、フライバック電源と呼ばれる。当業者は、この開示において記載されるこの発明は、特定の回路トポロジーを用いる電力変換器に限定されないこと、および交流入力電圧から動作するいかなるタイプの電力変換器も、この発明の特徴から利益を得てもよいことを十分に理解する。

図１の例示電力変換器においては、全波ブリッジ整流器１０８が、線入力端子Ｌ １５４と中性入力端子Ｎ １５６との間で交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２を受けて、直流電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１１２を入力キャパシタＣ１ １１０上に生じさせる。直流電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１１２は、入力帰線１１４に関して正であり、キャパシタから電力変換器によって線間電圧波形１０２のピーク間において除去されるエネルギのため、交流線の周波数の２倍（周期の半分）で時間変動する成分を有する。バルク電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１１２の最大値は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のおおよそ最大振幅である。バルク電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１１２の最小値は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２が存在するとき、実質的に０より大きく、バルク電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１１２は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２が除去された後、最小のしきい値より下に減少するのに、何十秒も必要とするかもしれない。入力される不足電圧状態を交流入力電圧の数周期内に検出しなければならない電力変換器コントローラは、したがって、バルク電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１１２の測定値からそうすることが可能ではない。

図１の例における直流電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１１２は、時に変圧器と呼ばれる結合されたインダクタＴ１ １２０に結合される。結合されたインダクタＴ１ １２０は、図１の例においてはエネルギ伝達要素である。結合されたインダクタＴ１ １２０は、一次巻線１１８および二次巻線１２２を含む。一次巻線１１８は時に入力巻線と呼ばれ、二次巻線１２２は時に出力巻線と呼ばれる。図１の例においては、二次巻線１２２の一方の端部は出力帰線１３２に結合される。他の例では、結合されたインダクタＴ１ １２０は、出力帰線１３２に結合されたさらなる巻線、および入力帰線１１４に結合されたさらなる巻線を有してもよい。出力帰線１３２に結合されたさらなる巻線は時に出力巻線と呼ばれる。入力帰線１１４に結合されたさらなる巻線は、時にバイアス巻線、補助巻線または一次検知用巻線と呼ばれる。

一次巻線１１８の一方の端部は図１の例においては直流電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１１２を受ける。一次巻線１１８の他方の端部は、コントローラ１４６からの駆動信号に応答して開閉するスイッチＳ１ １５０に結合される。スイッチＳ１ １５０の切換から結果として生じるかもしれない過剰な電圧からスイッチＳ１ １５０を保護するために、クランプ回路１１６が一次巻線１１８の端部を横切って結合される。

ある実際的な電力変換器においては、スイッチＳ１ １５０は、典型的には、たとえば駆動信号によって制御されて開かれるかまたは閉じられるトランジスタのような半導体装置である。開いているスイッチは電流を導通させることができない。閉じられているスイッチは電流を導通してもよい。

図１の例においては、スイッチＳ１ １５０は、コントローラ１４６の駆動信号端子１４８から駆動信号を受ける。駆動信号は、切換周期である周期Ｔ_Ｓでハイの値とローの値との間において周期的に変化する。切換周期Ｔ_Ｓは交流ライン周期Ｔ_Ｌよりはるかに小さい。切換周期Ｔ_Ｓは切換周波数の逆数である。一例においては、電力変換器が負荷１３４に最大出力電力を与えているとき、切換周期Ｔ_Ｓは約１５マイクロ秒以下であり、一方、交流ライン周期Ｔ_Ｌは約２０ミリ秒である。言いかえれば、交流ライン周期Ｔ_Ｌは典型的には切換周期Ｔ_Ｓより１０００倍を超えて大きく、そのため、典型的には、１つの交流ライン周期内において１０００を超える切換周期があり得る。

図１の例示電力変換器においては、スイッチＳ１ １５０の切換は、結合されたインダクタＴ１ １２０の一次巻線１１８および二次巻線１２２においてパルス電流を生じさせる。二次巻線１２２からの電流はダイオードＤ１ １２４によって整流され、出力キャパシタＣ２ １２６によってフィルタ処理されて、出力電圧Ｖ_Ｏ１３０および出力電流Ｉ_Ｏ１２８を生じさせる。図１の例においては、出力電圧Ｖ_Ｏ１３０は出力帰線１３２に関して正である。

図１の例においては、入力帰線１１４は、出力帰線１３２から直流電気的に分離される。直流電気的分離は、電力変換器の入出力間において直流電流を防ぐ。言いかえれば、直流電気的分離を伴う電力変換器の入力端子と出力端子との間に印加される直流電圧は、電力変換器の入力端子と出力端子との間において実質的な直流電流を生じさせない。他の例では、直流電気的分離を伴わない電力変換器が、システム分離要件に依存して用いられてもよく、依然としてこの発明の教示から利益を得るであろうことが十分に理解される。

図１の例においては、コントローラ１４６は、出力電圧Ｖ_Ｏ１３０の制御のために、入力電圧検知端子１４２で入力電圧検知信号を、出力電圧検知端子１４４で出力電圧検知信号を、および電流検知端子１３８で電流検知信号を受ける。コントローラ１４６の電圧は入力帰線１１４に対して参照される。出力電圧検知端子１４４で受けられる出力電圧検知信号は、（図１において示されない）任意の公知の技術、たとえばオプトカプラの使用、たとえば変圧器上の巻線の使用、たとえば集積回路パッケージのリードフレームの一部である磁気的に結合された導体の使用、またはたとえば特別な高電圧安全キャパシタの使用などによって、出力帰線１３２から直流電気的に分離されてもよい。

多くの公知の技術をさらに適用して、電流検知端子１３８での電流検知信号のためにスイッチ電流Ｉ_Ｓ１１３６を検知してもよい。たとえば、スイッチ電流Ｉ_Ｓ１１３６は、別個の抵抗器上の電圧として、または変流器からの電流として、または金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）のオン抵抗にかかる電圧として、または電流検知電界効果トランジスタ（検知ＦＥＴ）の検知出力からの電流として、検知されてもよい。

図１の例においては、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２はダイオード１０４および１０６のカソードで、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２として検知される。ダイオード１０６のアノードは線入力端子Ｌ １５４に結合され、ダイオード１０４のアノードは中性入力端子Ｎ １５６に結合される。整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２は、入力帰線１１４に関して正である。整流された入力電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２は、コントローラ１４６の入力電圧検知端子１４２で受けられる前に、入力検知用抵抗器Ｒ１ １４０に結合される。抵抗器Ｒ１における電流は、ブリッジ整流器１０８を通って入力に戻る。

図１の例においては、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２は、全波整流された電圧である。図１の例における整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２のピークは、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の正負のピークと一致し、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２の谷は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のゼロ交差と一致する。直流バルク電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１１２とは対照的に、図１の例における整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２は、各交流ライン周期Ｔ_Ｌにおいて２回０になる。この開示において後で示される他の例では、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２は、各交流ライン周期Ｔ_Ｌにおいて１つのピーク値を有する半波整流された電圧であってもよい。

図２Ａは、この発明の教示に従って低電力消費の交流電圧センサの要素を示す図１の例示電力変換器のための例示コントローラ２０２の機能ブロック図２００である。図２Ａの例においては、コントローラ２０２は、随意の発振器２１２、タイマ２１０、ゼロ交差検出器２１６、緩衝増幅器２２６、比較器２３４、ＯＲゲート２２０、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４、ならびにトランジスタ２２７および２２８によって形成されたカレントミラーを含む集積回路である。一例においては、緩衝増幅器２２６、ＯＲゲート２２０、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４、ならびにトランジスタ２２７および２２８によって形成されたカレントミラーは、コントローラ２０２に含まれる入力検知回路の一部であるとして考えられてもよい。

随意の発振器２１２からの信号は、典型的には、同期およびタイミングのためにコントローラ２０２におけるすべての回路に利用可能である。いくつかのコントローラにおいては、同期およびタイミングのための信号は、発振器の代りに、たとえばシステムクロックのような、任意の好適な時間のマーカーから受けられてもよい。電力変換器コントローラが完全に集積回路内にある必要がないことは、当業者によって十分に理解される。たとえば、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４は集積回路の外部にある別個のトランジスタであってもよく、コントローラの他の要素は１つ以上の集積回路に含まれてもよい。

図２Ａの例においては、コントローラ２０２は、入力検知用抵抗器Ｒ１ １４０の一方の端部に結合される入力電圧検知端子１４２で、入力電圧検知信号を受ける。入力検知用抵抗器Ｒ１ １４０の他方の端部は、整流された交流入力電圧、たとえば図１の例に示されるＶ_ＲＥＣＴ１５２に結合されてもよい。図２Ａにおける例示コントローラ２０２の入力電圧検知端子１４２は、入力帰線１１４に関して高電圧端子である。集積回路の高電圧端子は、一般に、集積回路の動作に対する被害または妨害なしに接地端子に関して３０ボルトを超える電圧に耐えるよう適合されるものである。図２Ａの例においては、入力電圧検知端子１４２での電圧は、数百ボルトを超えてもよい整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２のピークと同じくらい高くてもよい。

図２Ａの例においては、入力電圧検知端子１４２は、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４のドレインＤ ２５２に結合される。一例においては、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４は、ｎチャネルエンハンスメントモード金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。図２Ａの例においては、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４は、ＯＲゲート２２０の出力に結合されたゲートＧ ２５６と、低電圧ＭＯＳＦＥＴ ２２７のドレインおよびゲートに結合されたソースＳ ２５４とを有する。

高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４がＯＮ状態にあるとき、それは、ドレインとソースとの間において電流を導通させてもよい。高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４がＯＦＦ状態にあるとき、それは電流を導通させることができない。ＯＮ状態にあるトランジスタは、閉じられているスイッチであると考えられてもよい。ＯＦＦ状態にあるトランジスタは、開いているスイッチであると考えられてもよい。高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４がＯＮ状態にあるのは、ゲートＧ ２５６における電圧が、ソースＳ ２５４における電圧よりも、しきい電圧Ｖ_Ｔを超えて大きいときである。逆に、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４がＯＦＦ状態にあるのは、ゲートＧ ２５６における電圧が、ソースＳ ２５４における電圧よりも、しきい電圧Ｖ_Ｔを超えて大きくないときである。ＯＮ状態にあるトランジスタは、時に、ＯＮであるとして言及される。ＯＦＦ状態にあるトランジスタは、時に、ＯＦＦであるとして言及される。

一例においては、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４のしきい電圧Ｖ_Ｔは、典型的には２．５ボルトである。一例においては、ＯＲゲート２２０の出力は論理ハイレベルにおいて約５．８ボルトであり、ＯＲゲート２２０の出力は論理ローレベルにおいて実質的に０ボルトである。言いかえれば、ＯＲゲート２２０の出力がハイ論理レベルにあるときは、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４は電流を導通させてもよく、ＯＲゲート２２０の出力が論理ローレベルにあるときは、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４は電流を導通させることができない。

図２Ａの例におけるＯＲゲート２２０の出力は、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４がいつＯＮであるか、および高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４がいつＯＦＦであるか、を決定する。図２Ａの例示コントローラにおける高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４がＯＮであるとき、入力電圧検知端子１４２は、交流入力Ｖ_ＡＣ１０２から入力検知用抵抗器Ｒ１ １４０を通って電流Ｉ_Ｒ１２２４を受けてもよい。高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４がＯＦＦであるとき、入力電圧検知端子１４２は交流入力Ｖ_ＡＣ１０２から実質的な電流を受けない。言いかえれば、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４がＯＮであるときに限り、図２Ａの例におけるコントローラ２０２は入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２を検知する。図２Ａの例におけるコントローラ２０２は、この発明の教示に従って入力電圧検知端子１４２が交流入力Ｖ_ＡＣ１０２から電流を受けるときを限定することによって、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２を検知する際に消費される電力を低減する。

図２Ａの例における高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４は、この発明の教示に従って、交流入力線Ｖ_ＡＣ１０２の検知を可能にするように閉じ、交流入力線Ｖ_ＡＣ１０２の検知からの電力消費を防ぐように開く、線検知スイッチと考えられてもよい。

図２Ａの例示コントローラにおける高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４がＯＮであるとき、整流された交流線間電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２を表現する電流Ｉ_Ｒ１２２４は、トランジスタ２２７のドレインに入ってもよい。トランジスタ２２７および２２８は、カレントミラーを比Ｋで形成し、それによって、トランジスタ２２７のドレインにおける電流Ｉ_Ｒ１２２４を、トランジスタ２２８のドレインにおけるＫを乗算されたＩ_Ｒ１であるミラー電流Ｉ_ＭＲ１２３０に変倍する。示された例に示されるように、ミラー電流Ｉ_ＭＲ１は緩衝増幅器２２６によって処理され、緩衝増幅器２２６は、緩衝された検知信号２３２を生成するよう結合される。図２Ａの例における緩衝増幅器２２６は、緩衝された検知信号２３２を、それを受ける回路、たとえばゼロ交差検出器２１６および比較器２３４などと適合させるよう求められるような増幅、レベルシフト、電流対電圧変換、および技術分野において公知の他の変換を与えてもよい。

ゼロ交差検出器２１６は、緩衝された検知信号２３２を受けて、タイマ２１０によって受けられるゼロ交差信号２０６を生成する。電流Ｉ_Ｒ１２２４は、図２Ａの例においては負にはならないが、電流Ｉ_Ｒ１２２４は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２が０を通過するとき、実質的に０になる。したがって、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のゼロ交差は、電流Ｉ_Ｒ１２２４が０の近くの第１のゼロ交差しきい値より下になるとき、および電流Ｉ_Ｒ１２２４が０の近くの第２のゼロ交差しきい値の上になるときから推定されてもよい。タイマ２１０はゼロ交差信号２０６を受けて、タイマ２１０を交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の周波数およびゼロ交差に同期させる。タイミング図をこの開示において後で呈示して、図２Ａの例示コントローラにおけるさまざまな信号間の関係を示す。

図２Ａの例におけるタイマ２１０は、ＯＲゲート２２０の入力で受けられるＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ（測定イネーブル）信号２０８を生成する。ＯＲゲート２２０の入力が論理ハイレベルにあるとき、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４はＯＮである。一例においては、ＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２０８は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２が０と交差すると期待される交流ライン周期のある部分中において、論理ハイレベルである。一例においては、ＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２０８は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２がピーク値に達すると期待される交流ライン周期のある部分中においても論理ハイレベルにある。言いかえれば、図２Ａの例におけるコントローラ２０２は、ＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２０８が論理ハイレベルにあるとき、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２を検知する。

図２Ａの例におけるタイマ２１０は、さらに、比較器２３４によって受けられるＣＯＭＰＡＲＥ ＥＮＡＢＬＥ（比較イネーブル）信号２１４を生成する。図２Ａの例においては、比較器２３４は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２がピーク値に達すると期待される交流ライン周期のある部分中において、緩衝された検知信号２３２の値を評価して、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２が電力変換器が動作するために指定された範囲内にあるかどうかを判断する。比較器２３４は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２が電力変換器のための指定された動作の範囲外にあるとき、ＣＯＭＰＡＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４に応答してＯＶＥＲ−ＶＯＬＴＡＧＥ（過電圧）信号２３６またはＵＮＤＥＲ−ＶＯＬＴＡＧＥ（不足電圧）信号２３８のいずれかをアサートする。

図２Ａの例においては、ＯＲゲート２２０の入力はＰＯＷＥＲ−ＵＰ（起動）信号２１８を受ける。ＰＯＷＥＲ−ＵＰ信号２１８は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の印加およびコントローラ２０２の起動直後の交流入力線の数周期中において論理ハイレベルであり、次いで、ＰＯＷＥＲ−ＵＰ信号２１８は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２が取除かれ再印加されるまで、論理ローレベルに戻る。一例においては、ＰＯＷＥＲ−ＵＰ信号２１８が論理ハイレベルであるとき、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４は継続的にＯＮであり、タイマ２１０は交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のゼロ交差に同期する。タイマ２１０が交流入力に同期された後、コントローラ２０２は、この発明の教示に従って限られたときにおいてのみ交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２から電流を受けて、低電力消費モードにおいて交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２を検知し始める。

図２Ｂは、この発明の教示に従って代替的な低電力消費の交流電圧センサの要素を示す図１の電力変換器のための例示コントローラ２４２の機能ブロック図２４０である。図２Ｂは、図２Ａの例において示された要素の多くを含む。

図２Ｂの代替的な例においては、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４のゲートＧ ２５６は調整された内部電圧Ｖ_ＤＤ２４４に結合され、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４のソースＳ ２５４は低電圧トランジスタＱ_ＬＶ２２２のドレインに結合される。一例においては、調整された内部電圧Ｖ_ＤＤ２４４は約５．８ボルトである。低電圧トランジスタＱ_ＬＶ２２２のソースは図２Ａにおけるようなカレントミラーのトランジスタ２２７に結合される。図２Ｂにおける交流電圧センサの代替的な構成の恩恵は、タイマ２１０が、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２が０と交差するよう期待される交流ライン周期のある部分中においてトランジスタをＯＮにする必要がないということである。代りに、低電圧トランジスタＱ_ＬＶ２２２がＯＦＦであるときにゼロ交差検出器２４６によって受けられてもよい電圧Ｖ_ＺＣ２５０が、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４のソースＳ ２５４に存在する。図２Ｂの交流電圧センサの代替的な構成は、ゼロ交差を判断するのに交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２からの電流を必要としないので、電圧Ｖ_ＺＣ２５０を、電源消費において不利益なくゼロ交差の表示のために継続的に監視してもよい。

低電圧トランジスタＱ_ＬＶ２２２がＯＦＦであるとき、そのドレインにおける電圧Ｖ_ＺＣ２５０は、Ｖ_ＤＤ２４４の上限から高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４のしきい電圧Ｖ_Ｔを減じたものまで、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２に従う。交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２が０を通過するとき、電圧Ｖ_ＺＣ２５０は０である。したがって、低電圧トランジスタＱ_ＬＶ２２２のドレインにおける電圧Ｖ_ＺＣ２５０を用いて交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のゼロ交差を検知してもよい。

図２Ｂの代替的な例においては、タイマ２１０は、低電圧トランジスタＱ_ＬＶ２２２のゲートに結合され比較器２３４によって受けられるＥＮＡＢＬＥ（イネーブル）信号２０９を生成する。ＥＮＡＢＬＥ信号２０９は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２がピーク値に達すると期待される交流ライン周期のある部分中において論理ハイレベルである。ＥＮＡＢＬＥ信号２０９がハイであるとき、低電圧トランジスタＱ_ＬＶ２２２はＯＮになり、コントローラ２４２が交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のピークを検知することを可能にする。ＥＮＡＢＬＥ信号２０９がローであるとき、低電圧トランジスタＱ_ＬＶ２２２はＯＦＦになり、この発明の教示に従ってコントローラ２４２が交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２から電流を受けないようにする。

図２Ｂの代替的な例における低電圧トランジスタＱ_ＬＶ２２２は、交流入力Ｖ_ＡＣ線１０２の検知を可能にするよう閉じ、検知回路が交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２から電力を消費するのを停止するよう開く線検知スイッチと考えられてもよい。

図２Ｃは、この発明の教示に従って別の代替的な低電力消費の交流電圧センサの要素を示す図１の例示電力変換器のための別の例示コントローラ２７２の機能ブロック図２７０である。図２Ｃは、図２Ａおよび図２Ｂの例において示された要素の多くを含む。

図２Ｃの代替的な例は、図２Ｂにおける高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４であるＭＯＳＦＥＴを、ｎチャネル接合電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）Ｑ_ＨＶ２７６と置換する。図２Ｂにおける高電圧ＭＯＳＦＥＴ Ｑ_ＨＶ２０４のゲートＧ ２５６は、調整された内部電圧Ｖ_ＤＤ２４４に結合されるが、図２Ｃにおける高電圧ＪＦＥＴ Ｑ_ＨＶ２７６のゲートＧ ２８０は、入力帰線１１４に結合される。

図２Ｃの代替的な例における高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２７６のドレインＤ ２７８は、入力電圧検知端子１４２に結合され、高電圧ＪＦＥＴ Ｑ_ＨＶ２７６のソースＳ ２８２は、低電圧トランジスタＱ_ＬＶ２２２に結合される。したがって、図２Ｃの例におけるＪＦＥＴ Ｑ_ＨＶ２７６は、図２ＢにおけるＭＯＳＦＥＴ Ｑ_ＨＶ２０４と同じ機能を実行する。図２Ｃの例におけるＪＦＥＴ Ｑ_ＨＶ２７６がＯＮであるのは、低電圧トランジスタＱ_ＬＶ２２２がＯＮであるときであり、図２Ｃの例におけるＪＦＥＴ Ｑ_ＨＶ２７６がＯＦＦであるのは、低電圧トランジスタＱ_ＬＶ２２２がＯＦＦであるときである。

図２Ｃの例における低電圧トランジスタＱ_ＬＶ２２２がＯＦＦであるとき、そのドレインにおける電圧Ｖ_ＺＣ２５０は、高電圧ＪＦＥＴ Ｑ_ＨＶ２７６のピンチオフ電圧である上限まで、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２に従う。一例においては、高電圧ＪＦＥＴ Ｑ_ＨＶ２７６のピンチオフ電圧は３０ボルト未満である。したがって、低電圧トランジスタＱ_ＬＶ２２２のドレインにおける電圧Ｖ_ＺＣ２５０を用いて交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のゼロ交差を検知してもよい。高電圧ＪＦＥＴ Ｑ_ＨＶ２７６のピンチオフ電圧が３０ボルトより大きい別の例においては、高電圧トランジスタが低電圧トランジスタＱ_ＬＶ２２２の代わりに用いられてもよく、ゼロ交差検出器２４６における緩衝回路が、電圧を、低電圧検出回路に対して好適な、より低い値でクランプしてもよい。

図３Ａは、図１の例示電力変換器において用いられるような、図２Ａにおいて示される低電力消費の例示交流電圧センサの動作を示す例示波形を示すタイミング図３００である。図３Ａの例示波形は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の印加からの過渡的な外乱が無視できる値にまで減少した後、およびＰＯＷＥＲ−ＵＰ信号２１８が論理ローレベルにあるときの、定常的な状態に対するものである。

図３Ａの例における波形３５２は整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２を表わす。図３Ａの例における整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２は、全波整流された電圧である。時間ｔ_０から時間ｔ_１２までの間隔は交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の１周期Ｔ_Ｌである。時間ｔ_０からｔ_６までの間隔のような、または時間ｔ_６からｔ_１２までの間隔のような、（全波）整流された電圧の周期は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の周期Ｔ_Ｌの半分である。図３Ａにおける波形３５２は、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２が時間ｔ_０、ｔ_６およびｔ_１２において０であることを示す。図３Ａにおける波形３５２は、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２が時間ｔ_３およびｔ_９においてピーク値Ｖ_Ｐ３０５に達することを示す。

図３Ａにおける波形３０８は、ＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２０８が、時間ｔ_０から時間ｔ_１まで、時間ｔ_２から時間ｔ_４まで、時間ｔ_５から時間ｔ_７まで、時間ｔ_８から時間ｔ_１０まで、時間ｔ_１１から時間ｔ_１３まで、および時間ｔ_１４において論理ハイレベルＨにあることを示す。ＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２０８は、図３Ａに示されるすべての他の時間において論理ローレベルＬにある。

図３Ａのタイミング図３００は、図２Ａにおける高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４がＯＮであるのは波形３０８におけるＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２０８がハイであるときであり、入力電圧検知端子１４２が、波形３２４に示されるように、電流Ｉ_Ｒ１２２４を受けることを可能にすることを示す。電流Ｉ_Ｒ１２２４は、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２０４がＯＮであるとき、入力検知用抵抗器Ｒ_１１４０の抵抗の逆数に比例するので、図３Ａにおける波形３２４は、電流Ｉ_Ｒ１２２４は、波形３０８におけるＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２０８ハイであるとき、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２の波形３５２に比例する包絡線３２５を辿ることを示す。

図３Ａは、タイマ２１０がＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号を測定間隔Ｔ_ＰおよびＴ_Ｚ中においてロー論理レベルＬからハイ論理レベルＨに変化させることを示す。さまざまな例において、Ｔ_Ｐ測定間隔は、電力変換器の入力における交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のピーク間隔と考えられてもよい。測定間隔Ｔ_Ｐ（たとえば時間ｔ_２から時間ｔ_４、および時間ｔ_８から時間ｔ_１０までのような）は、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２の波形３５２がピーク値Ｖ_Ｐ３０５であるときの付近で生じる。さまざまな例において、Ｔ_Ｚ測定間隔は、電力変換器の入力における交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のゼロ交差間隔と考えられてもよい。測定間隔Ｔ_Ｚ（たとえば時間ｔ_５から時間ｔ_７、および時間ｔ_１１から時間ｔ_１３までのような）は、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２の波形３５２が０であるときの付近で生じる。整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２の波形３５２が０であるときは、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２が０と交差するときに対応する。さまざまな例において示されるように、この発明の教示に従って、ＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号を結合することによって、入力検知回路をイネーブルにして、電力変換器の入力をピークＴ_Ｐおよびゼロ交差Ｔ_Ｚ測定間隔中においてのみ検知する。さまざまな例において示されるように、この発明の教示に従って、ＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号を結合することによって、入力検知回路をディスエーブルにして、電力変換器の入力をピークＴ_Ｐおよびゼロ交差Ｔ_Ｚ測定間隔以外の間隔中は検知しないようにする。この発明の教示に従って、入力検知回路をディスエーブルにして、電力変換器の入力をピークＴ_Ｐおよびゼロ交差Ｔ_Ｚ測定間隔以外の間隔中は検知しないようにすることによって、電源消費が低減される。

測定間隔Ｔ_ＰおよびＴ_Ｚは、それぞれ、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のピークおよびゼロ交差に可能な限り近いことが望ましい。図３Ａの例においては、測定間隔Ｔ_Ｐは、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のピーク値の前後の時間を含む。さらに、図３Ａの例においては、測定間隔Ｔ_Ｚは、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のゼロ交差の前後の時間を含む。一例においては、電流Ｉ_Ｒ１２２４が、指定された時間のウィンドウ内において、第１のゼロ交差しきい値より下に落ちて、第２のゼロ交差しきい値より上に上昇するとき、ゼロ交差検出器２１６はタイマ２１０にゼロ交差の発生を示してもよい。

図３Ａのタイミング図３００は、第１の待機間隔Ｔ_Ｗ１を、時間ｔ_１から時間ｔ_２まで、時間ｔ_７から時間ｔ_８まで、および時間ｔ_１３から時間ｔ_１４まで、示す。第１の待機間隔Ｔ_Ｗ１は、測定間隔Ｔ_Ｚの終わりにおいて始まる。図３Ａのタイミング図３００は、第２の待機間隔Ｔ_Ｗ２を、時間ｔ_４から時間ｔ_５まで、および時間ｔ_１０から時間ｔ_１１まで示す。第２の待機間隔Ｔ_Ｗ２は、測定間隔Ｔ_Ｐの終わりにおいて始まる。待機間隔Ｔ_Ｗ１およびＴ_Ｗ２中においては交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の測定はない。

一例においては、測定が交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のすべての周波数に対して最短の時間でとられるように、タイマ２１０は、待機間隔Ｔ_Ｗ１およびＴ_Ｗ２を、測定間隔Ｔ_ＰおよびＴ_Ｚとともに、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の周期Ｔ_Ｌに従って、調整してもよい。別の例においては、待機間隔および測定間隔は、電力線周波数の、たとえば４７Ｈｚから６３Ｈｚまでのような、ある範囲内において、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のピークおよびゼロ交差を包含するほど十分に大きい、固定値であってもよい。

図３Ａのタイミング図３００は、さらに、ＣＯＭＰＡＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４の波形３１４がピーク測定間隔Ｔ_Ｐ中においてロー論理レベルＬからハイ論理レベルＨになるのを示し、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２がピークに近いときに限り、比較器２３４が緩衝された検知信号２３２を基準値と比較することを確実にする。

図３Ｂは、図１の例示電力変換器において用いられるような、図２Ｂにおいて示される代替的な低電力消費の例示交流電圧センサの動作を示す例示波形を示すタイミング図３５０である。図３Ａからの整流された電圧_{ＶＲＥＣＴ}１５２の波形３５２は、図３Ｂにおいては基準として再生される。図３Ｂにおける波形３７０は、電流Ｉ_Ｒ１２２４がピーク測定間隔Ｔ_Ｐ中においてのみ包絡線３２５を辿るのを示し、なぜならば、図２Ｂの代替的な例示交流電圧センサは、ゼロ交差検出器２４６が交流入力Ｖ_ＡＣ１０２のゼロ交差を検知するために線検知スイッチＱ_ＬＶ２２２がＯＮであることを必要としないからである。波形３７０と整合して、波形３８０は、ＥＮＡＢＬＥ信号２０９が図３Ｂの例においてピーク測定間隔Ｔ_Ｐ中においてのみ論理ローレベルＬから論理ハイレベルＨになることを示す。

図３Ｂにおける波形３７５は、図２Ｂにおいて示される代替的な低電力消費の例示交流電圧センサにおいてゼロ交差検出器２４６によって受けられる電圧Ｖ_ＺＣ２５０を示す。電圧Ｖ_ＺＣ２５０は、波形３７５において、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２がクランプ電圧Ｖ_{ＣＬＡＭＰ}３６０の大きさを超えるまで、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２の包絡線３５５を辿るように、示される。ＥＮＡＢＬＥ信号２０９が論理ハイレベルＨになって線検知スイッチＱ_ＬＶ２２２をＯＮにするか、または全波整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２がクランプ電圧Ｖ_{ＣＬＡＭＰ}３６０より下に落ちるまで、電圧Ｖ_ＺＣ２５０はクランプ電圧Ｖ_{ＣＬＡＭＰ}３６０に留まる。電圧Ｖ_ＺＣ２５０は、常に、すべての交流ライン周期Ｔ_Ｌにおいて少なくとも一回、０とクランプ電圧Ｖ_{ＣＬＡＭＰ}３６０との間のゼロ交差しきい値３６５と交差するので、わずか１つの計時された待機間隔Ｔ_Ｗ３しか必要とされない。

電圧Ｖ_ＺＣ２５０が時間ｔ_６において交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のゼロ交差の前に来る第１のゼロ交差しきい値より下に落ちる時間ｔ_５から開始し、電圧Ｖ_ＺＣ２５０が交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のゼロ交差の後に来る第２のゼロ交差しきい値より上に上昇する時間ｔ_７までの、間隔Ｔ_Ｚが測定されてもよい。一例においては、第１のゼロ交差しきい値は、第２のゼロ交差しきい値と実質的に等しくてもよい。たとえば図３Ｂにおける、時間ｔ_１からｔ_２まで、時間ｔ_７からｔ_８まで、および時間ｔ_１３からｔ_１４までのような、Ｖ_ＺＣ２５０が、０の近くのしきい値、好ましくは第２のゼロ交差しきい値と交差するときから、ピーク測定間隔Ｔ_Ｐの開始までの、間隔を計時することが必要である。

図４は、この発明の教示に従って図２Ａおよび図２Ｂにおける例の要素を組み合わせる低電力消費の交流電圧センサを示す、別の例示コントローラ４０２の機能ブロック図４００である。図４の例は、図２Ｂの、それぞれ、トランジスタ２０４および２２２と同様の、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ４０６および低電圧トランジスタＱ_ＬＶ４２２を含む。図４の例は、さらに、図２Ａの例と同様のＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号４０８およびＰＯＷＥＲ−ＵＰ信号４１８を受けるＯＲゲート４２０を含む。図４の例においては、電流Ｉ_Ｒ１４２４がトランジスタ４２７によって受けられ、トランジスタ４２８によって、図２Ａ、図２Ｂおよび図２Ｃの例と同様である変倍された電流Ｉ_ＭＲ１４３０に鏡像される。ミラー電流Ｉ_ＭＲ１４３０は、図２Ａ、図２Ｂおよび図２Ｃの例におけるように緩衝増幅器４２６によって処理される。

図４の例における緩衝増幅器４２６は、図２Ａの例におけるように、ゼロ交差検出器４１６によって受けられる、緩衝された検知信号４３２を生成する。図４の例は、図２Ａ、図２Ｂおよび図２Ｃの例における比較器２３４を、サンプラ４３４、およびＯＶＥＲ−ＶＯＬＴＡＧＥ信号４３６またはＵＮＤＥＲ−ＶＯＬＴＡＧＥ信号４３８のいずれかをアサートしてもよいサンプルプロセッサ４４２と置換する。後で図５の波形によって説明されるように、図４の例におけるサンプリング特徴の導入は、図２Ａ、図２Ｂおよび図２Ｃの例におけるよりも少ない電力消費で、期待されるピークの近くでの交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の測定を可能にしてもよい。

サンプルプロセッサ４４２は、サンプルをさまざまな態様で解析して、ＯＶＥＲ−ＶＯＬＴＡＧＥ信号４３６またはＵＮＤＥＲ−ＶＯＬＴＡＧＥ信号４３８を用いて、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２が電力変換器の適正動作に対して高すぎるかまたは低すぎることを示すことがいつ適切であるかを判断する。一例においては、サンプルプロセッサ４４２は、サンプリングされた値の平均をとり、その平均をしきい値と比較してもよい。別の例においては、サンプルプロセッサ４４２は、増大する値および減少する値のシーケンスを探し、そのシーケンスにおける最高値をとり、その最高値をしきい値と比較してもよい。さらに別の例においては、サンプリングが交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のピーク前後に生じることをサンプルが示さない場合に、サンプリング時間の範囲内にピークを含むよう、サンプルプロセッサ４４２はタイマ４１０のタイミングを調整してもよい。

図２ＡにおけるＣＯＭＰＡＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４および図２ＢにおけるＥＮＡＢＬＥ信号２０９は、図４においては、タイマ４１０からのＳＡＭＰＬＥ ＥＮＡＢＬＥ（サンプルイネーブル）信号４１４と置換される。図４における随意の発振器４１２は、図２Ａ、図２Ｂおよび図２Ｃの例における発振器２１２と同様のタイミングおよび同期信号を与える。

図５は、図１の例示電力変換器において用いられるような、図４において示される低電力消費の例示交流電圧センサの動作を示す例示波形を示すタイミング図５００である。図３Ａの例示波形におけるように、図５の例示波形は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の印加からの過渡的な外乱が、無視できる値にまで減少した後、およびＰＯＷＥＲ−ＵＰ信号４１８が論理ローレベルにあるときの、定常的な状態に対するものである。

図５の例における波形５５２は、時間ｔ_０におけるゼロ交差から時間ｔ_６におけるゼロ交差までの交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の１つの半周期に対する整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２を表わす。図５における波形５５２は、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２が時間ｔ_３においてピーク値Ｖ_Ｐ５０５に達することを示す。図５に示された時間のスパンは交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の半周期のみを包含して、間隔Ｔ_Ｐ内において時間ｔ_３においてピーク値の付近において信号のより多くの詳細を与える。

図５における波形５０８は、図４の例におけるＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号４０８が、時間ｔ_０から時間ｔ_１まで、時間ｔ_５から時間ｔ_６まで、および時間ｔ_２と時間ｔ_４との間において間隔Ｔ_Ｐ内において複数回、論理ハイレベルＨにあることを示す。間隔Ｔ_Ｐ内における複数回のハイおよびロー論理レベルは、図３Ａにおける例示波形３０８がＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２０８を時間ｔ_２と時間ｔ_４との間において間隔Ｔ_Ｐ全体に対して論理ハイレベルに示すのとは対照的である。図５における波形５０８は、さらに、図４の例におけるＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号４０８が、図３Ａの例示波形３０８におけるＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２０８と同様に、時間ｔ_１とｔ_２との間の第１の待機間隔Ｔ_Ｗ１中において論理ローレベルＬにあり、および時間ｔ_４と時間ｔ_５との間の第２の待機間隔Ｔ_Ｗ２中において再び論理ローレベルＬにあることを示す。

図５のタイミング図５００は、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ４０６がＯＮであるのは、波形５０８におけるＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号４０８がハイであるときであり、入力電圧検知端子１４２が波形５２４において示されるように電流Ｉ_Ｒ１４２４を受けることを可能にすることを示す。電流Ｉ_Ｒ１４２４が入力検知用抵抗器Ｒ_１１４０の抵抗の逆数に比例するのは、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ４０６がＯＮであるときであるので、図５における波形５２４は、電流Ｉ_Ｒ１４２４は包絡線５２５を辿り、それは、図３Ａにおいて示された例と同様に、ＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号４０８がハイであるときに整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２の波形５５２に比例することを示す。

図５のタイミング図５００は、波形５０８におけるＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号４０８が、時間ｔ_３において生じる整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２のピーク値Ｖ_Ｐ５０５の近くの時間ｔ_２から時間ｔ_４までの間隔Ｔ_Ｐ内において、複数回、ロー論理レベルＬからハイ論理レベルＨになるのを示す。時間ｔ_２は時間ｔ_３の前に来、時間ｔ_４は時間ｔ_３の後に来る。ＳＡＭＰＬＥ ＥＮＡＢＬＥ信号４１４は、図５のタイミング図において波形５１４に示されるように、波形５０８におけるＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号４０８が間隔Ｔ_Ｐ内においてハイであるとき、サンプリング間隔Ｔ_ＰＳ５３５の間ハイになる。ＳＡＭＰＬＥ ＥＮＡＢＬＥ信号４１４がハイ論理レベルＨにあるとき、図４の例示コントローラにおけるサンプラ４３４は緩衝された検知信号４３２の値をとる。

図５のタイミング図５００は、緩衝された検知信号４３２の値が整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２のピーク前後にサンプラ４３４によってサンプリングされることを示す。図５のタイミング図５００は、さらに、緩衝された検知信号４３２の値は、必ずしも、時間ｔ_３において生じるピーク値においてサンプリングされないことを示す。図５に示されたサンプリング特徴の使用は、図２Ａ、図２Ｂおよび図２Ｃの例において示された連続的な測定より少ない電力消費で、期待されるピークの近くでの交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の測定を可能にしてもよい。時間ｔ_２からｔ_４までの間隔Ｔ_Ｐ内において獲得されるサンプル数は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の各半周期に対して、同数である必要はない。さらに、待機間隔Ｔ_Ｗ１およびＴ_Ｗ２の各々は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の異なる半周期において異なる値を有してもよい。たとえば、図５に示された５つの連続するサンプルのうち、第１の位置、第３の位置および第５の位置におけるサンプルは、１つの半周期において獲得されてもよく、残りの第２および第４の位置におけるサンプルは次の半周期において獲得されてもよい。各半周期において同数のサンプルを獲得する例では、サンプルは、１つの半周期において第１の値を有する第１の待機間隔Ｔ_Ｗ１の後に獲得されてもよく、次の半周期においては、サンプルは、第１の値とは異なる第２の値を有する第１の待機間隔Ｔ_Ｗ１の後に獲得されてもよい。各半周期中において獲得されるサンプル数における低減は、サンプリングによって消費される電力を低減するであろう。異なる待機間隔の使用は、交流入力電圧のピークにおいてサンプルを獲得する可能性を増大するであろう。

図６は、この発明の教示に従って、低電力消費で交流入力電圧を検知し、過電圧状態および不足電圧状態を検出する電力変換器コントローラの例示プロセスを例示するフロー図６００である。図６の例示フロー図は、図２Ａの例示コントローラおよび図３Ａの例示波形と整合している。ブロック６０５で、交流入力電圧が電力変換器に印加されて、開始した後、コントローラはブロック６１０において起動モードに入る。コントローラはブロック６１５において線検知スイッチを閉じて、コントローラが、交流入力電圧の数周期の間、交流入力電圧から電流を受けることを可能にする。

線検知スイッチがブロック６１５において閉じた後、コントローラは、ブロック６２０において、交流入力電圧から受けられた電流が０の近くの値になるときを検出し、その情報をブロック６２５において用いて、交流入力電圧の周波数を発見し、タイマを交流入力電圧の周波数に較正する。タイマが交流入力電圧の周波数に較正された後、コントローラは、再び、ブロック６３０においてゼロ交差の時間を推定して、タイマを交流入力電圧のゼロ交差と同期させる。一旦、タイマが較正され、交流入力電圧と同期されると、コントローラは、ブロック６３５において起動モードを終え、ブロック６４０においてゼロ交差間隔の後に低電力モードを開始し、ブロック６４５において線検知スイッチを開いて、交流入力電圧から電流を受けることを停止する。

線検知スイッチがブロック６４５において開いた後、タイマは、ブロック６５０において第１の待機間隔を計時する。第１の待機間隔の終わりで、コントローラは、ブロック６５５において、交流入力電圧のピークを含む間隔に対して、線検知スイッチを閉じる。

線検知スイッチがピーク間隔中において閉じられる間、コントローラは交流入力電圧から交流入力電圧に比例する電流を受ける。ブロック６６０において、コントローラは、交流入力電圧からの電流を最大しきい値と比較する。交流入力電圧からの電流が最大しきい値より大きい場合、コントローラはブロック６５５において過電圧信号をアサートする。交流入力電圧からの電流が最大しきい値ほど大きくない場合、コントローラはブロック６７０において交流入力電圧からの電流を最小しきい値と比較する。交流入力電圧からの電流が最小しきい値未満である場合、コントローラはブロック６７５において不足電圧信号をアサートする。ブロック６５５における過電圧信号またはブロック６７５における不足電圧信号のいずれかのアサーションの後、コントローラは、ブロック６６７において、過電圧または不足電圧状態に対する指定された応答で、動作を継続する。交流入力電圧からの電流が、最大しきい値より大きくもなく最小しきい値未満でもない場合、フローはブロック６８０に続き、コントローラは線検知スイッチを開いて、交流入力電圧から電流を受けることを停止する。

線検知スイッチがブロック６８０において開いた後、タイマはブロック６８５において第２の待機間隔を計時する。第２の待機間隔の終わりで、コントローラは、ブロック６９０において、交流入力電圧のゼロ交差を含む間隔の間、線検知スイッチを閉じる。コントローラは、線検知スイッチが閉じられている間、交流入力電圧から電流を受け、タイマは、ブロック６９５において交流入力電圧のゼロ交差と再び同期される。フローはブロック６４５に続き、線検知スイッチを開いて、コントローラが交流入力電圧から電流を受けることを停止する。

図７は、この発明の教示に従って、低電力消費で交流電圧を検知し、過電圧状態および不足電圧状態を検出するための、図６の例示プロセスの変形例を例示するフロー図７００である。図７の例示フロー図は、図４の例示コントローラおよび図５の例示波形と整合している。ブロック７０２において、交流入力電圧が電力変換器に印加されて、開始した後、コントローラはブロック７０４において起動モードに入る。コントローラはブロック７０６において線検知スイッチを閉じて、コントローラが、交流電圧の数周期の間、交流入力電圧から電流を受けることを可能にする。

線検知スイッチがブロック７０６において閉じた後、コントローラは、ブロック７０８において、交流入力電圧から受けられた電流が０の近くの値になるときを検出し、その情報をブロック７１０において用いて、交流入力電圧の周波数を発見し、タイマを交流入力電圧の周波数に較正する。タイマが交流入力電圧の周波数に較正された後、コントローラは、再び、ブロック７１２においてゼロ交差を推定して、タイマを交流入力電圧のゼロ交差と同期させる。一旦、タイマが較正され、交流入力電圧と同期されると、コントローラは、ブロック７１４において起動モードを終え、ブロック７１６においてゼロ交差間隔の後に低電力モードを開始し、ブロック７１８において線検知スイッチを開いて、交流入力電圧から電流を受けることを停止する。

線検知スイッチがブロック７１８において開いた後、タイマは、ブロック７２０において第１の待機間隔を計時する。第１の待機間隔の終わりで、コントローラは、ブロック７２２において、交流入力電圧のピークを含む間隔に対して線検知スイッチを開閉することによって、交流入力電圧から電流のサンプルを得始める。コントローラは、線検知スイッチがピーク間隔中において閉じられているとき、交流入力電圧から交流入力電圧に比例する電流のサンプルを受ける。コントローラはブロック７２４においてサンプルを解析する。

ブロック７２４からのサンプルの解析はブロック７２６において最大しきい値と比較される。サンプルの解析の結果が最大しきい値より大きい場合、コントローラはブロック７２８において過電圧信号をアサートする。サンプルの解析の結果が最大しきい値ほど大きくない場合、コントローラはブロック７３０においてサンプルの解析の結果を最小しきい値と比較する。サンプルの解析の結果が最小しきい値未満である場合、コントローラはブロック７３２において不足電圧信号をアサートする。ブロック７２８における過電圧信号またはブロック７３２における不足電圧信号のいずれかのアサーションの後、コントローラは、ブロック７２９において、過電圧または不足電圧状態に対する指定された応答で、動作を継続する。サンプルの解析の結果が、最大しきい値より大きくもなく最小しきい値未満でもない場合、フローはブロック７３４に続き、サンプリングは終了し、コントローラは線検知スイッチを開いて、交流入力電圧から電流を受けることを停止する。

線検知スイッチがブロック７３４において開いた後、タイマはブロック７３６において第２の待機間隔を計時する。第２の待機間隔の終わりで、コントローラは、ブロック７３８において、交流入力電圧のゼロ交差を含む間隔の間、線検知スイッチを閉じる。コントローラは、線検知スイッチが閉じられている間、交流入力電圧から電流を受け、タイマは、ブロック７４０において交流入力電圧のゼロ交差と再び同期される。フローはブロック７１８に続き、線検知スイッチを開いて、コントローラが交流入力電圧から電流を受けることを停止する。

低電力消費の交流入力電圧センサが交流電圧のピークの近くの交流ライン周期の一部中においてのみ交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２から電流を受けるので、潜在的に損傷を与えるような高入力電圧は、もしそれがセンサが電流を受けていない間に生じた場合、発見されないことがあり得る。センサが交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２から電流を受けていないときに生じるかもしれない高電圧からの損傷を防ぐために、コントローラは、電力変換器の出力巻線において動作過電圧として低電力消費で間接的に入力電圧を検知してもよい。

図８は、この発明の教示に従って、低電力消費で交流入力電圧を検知することに加えて、交流入力電圧を表わす動作過電圧_ＶＳＷ８５２を検知するコントローラを含む例示電力変換器の概略図８００である。バルク電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１１２の最大値はおおよそ交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の最大振幅であるので、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の最大値はバルク電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１１２の最大値として検知されてもよい。バルク電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１１２に比例する動作過電圧Ｖ_ＳＷ８５２は、図８の例示電力変換器の出力巻線１２２において利用可能である。動作過電圧Ｖ_ＳＷ８５２の大きさは交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のピークより実質的に低い電圧であるので、コントローラは低電力消費で動作過電圧Ｖ_ＳＷ８５２を検知してもよい。

図８の例示電力変換器は、図１の例から、図１の出力ダイオードＤ１ １２４を図８の出力ダイオードＤ２ ８２４の位置に配置し変えること、および修正されたコントローラ８４６で動作過電圧Ｖ_ＳＷ８５２を受けることによって、得られる。動作過電圧検知信号８５８が動作過電圧信号８５４から直流電気的に分離されるように、分離回路８５６が、入力帰線１１４と出力帰線１３２との間に直流電気的分離を与える。一例においては、分離回路８５６はオプトカプラであってもよい。別の例においては、分離回路８５６は変圧器を含んでもよい。図８に示された修正で、修正されたコントローラ８４６は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２から電流を受けていないときでさえ、入力過電圧状態を検出してもよい。他の例においては、この発明の教示から依然として利益を得ながら、図８において示される出力巻線１２２以外の別の巻線から動作過電圧Ｖ_ＳＷ８５２と類似した動作過電圧信号が得られ得ることが十分に理解される。

電気的な回路においてすべての導体は、電荷を保存するかもしれない有限の寄生容量を有する。典型的な適用例における漏洩電流は、通常、寄生容量の影響を無視できるようにするほど十分に速く寄生容量を放電する。寄生容量の影響が無視できない適用例においては、例示回路に対する相対的に小さな修正によって、それらの適用例は、この発明の教示に従って低電力消費の交流電圧センサから恩恵を受けることが可能である。ブリッジ整流器１０８のような入力ブリッジ整流器の容量および導電周期のような寄生素子の影響は、この発明の教示から依然として利益を得ながら、ゼロ交差信号またはピーク入力電圧信号の正確なタイミングに影響を及ぼすかもしれないことが理解される。

図９は、入力検知用抵抗器Ｒ１ １４０の各端部で寄生容量９１０および寄生容量９１５を放電するよう電流を与える電流源Ｉ_ＣＤ９２０を含む電力変換器コントローラ９０５の機能ブロック図９００を示す。示された例において示されるように、電流源Ｉ_ＣＤ９２０は低電圧線検知スイッチＱ_ＬＶ２２２に結合される。図９の例示コントローラは、ゼロ交差間隔中において線検知スイッチＱ_ＬＶ２２２を閉じて寄生容量９１０および寄生容量９１５を放電しないので、電圧検知端子１４２での電圧は、寄生容量を放電する電流源Ｉ_ＣＤ９２０からの電流なしには、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のゼロ交差において０にならないであろう。したがって、示された例においては、電流源Ｉ_ＣＤ９２０は、線検知スイッチＱ_ＬＶ２２２が開いているときに、寄生容量９１０および寄生容量９１５を放電するよう結合される。

交流入力電圧の半周期未満で寄生容量を放電するよう必要とされる電流は、典型的には、有意な電力を消費するほど十分に高くはない。一例においては、電流源Ｉ_ＣＤ９２０からの電流は２ミクロアンペア未満である。

図１０は、この発明の教示に従って低電力消費で交流入力電圧を検知する代替的な回路およびコントローラを示す例示電力変換器の概略図１０００である。図１０の代替的な回路例は、入力検知用抵抗器Ｒ１ １４０の端部での漂遊容量の影響が無視できない適用例において有用であってもよい。図１０の代替的な回路例は、さらに、漂遊容量が懸念事ではない適用例においても交流電圧センサの電力消費を低減してもよい。

図１０の例示電力変換器は、図８の例から、図８からダイオード１０６を除去すること、およびコントローラ８４６を修正されたコントローラ１０４６と置換することによって、得られる。図１０において示された修正で、図８の例において全波整流された電圧である整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２は、図１０の例において半波整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１０５２になる。図８の例における全波整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１５２は、すべてのライン周期Ｔ_Ｌにおいて２回そのピーク値に達し、一方、図１０の例における半波整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１０５２は、すべてのライン周期Ｔ_Ｌにおいてそのピーク値に一回だけ達する。図１１において示されるように、ピーク間の付加時間は、漂遊容量が交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のピーク値間において０ボルトに放電することを可能にしてもよい。

図１１は、この発明の教示に従って低電力消費で交流電圧を検知する図１０の代替的な回路およびコントローラの動作を示す例示波形を示すタイミング図１１００である。図１０の例示電力変換器は、図９において示される特徴を伴うコントローラを用いる。図９におけるコントローラは、その動作が図３Ｂにおいて波形によって示される、図２Ｃにおけるコントローラと多くの類似点を有する。したがって、図１１における波形は、図３Ｂにおける波形と多くの類似点を有する。

図１１は、図１０からの半波整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１０５２の波形１１５２を、限流抵抗器Ｒ１ １４０の端部での寄生容量９１０および９１５の影響とともに示す。全波整流された交流入力電圧の包絡線１１０５は、図１１において基準として与えられる。図１１の例における波形１１５２によって表わされる整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１０５２は、交流入力電圧の包絡線１１０５を、時間ｔ_０における０の値から、交流入力電圧の瞬時値が時間ｔ_１５において寄生容量９１０上の電圧より下に落ちるまで、辿る。波形１１５２によって表わされる整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１０５２が時間ｔ_１８において０に達するまで、図９のコントローラにおける電流源Ｉ_ＣＤ９２０は寄生容量を放電する。波形１１５２の実質的に線形の部分１１５４は、電流源Ｉ_ＣＤ９２０による寄生容量の放電を示す。

図１１における波形１１７０は、電流Ｉ_Ｒ１２２４が、交流ライン周期Ｔ_Ｌ中において一回だけ生じるピーク測定間隔Ｔ_Ｐ中において、全波整流された交流入力電圧の包絡線３２５を辿るのを示す。波形１１７０と整合して、波形１１８０は、図９におけるＥＮＡＢＬＥ信号２０９が、ピーク測定間隔Ｔ_Ｐ中においてのみ論理ローレベルＬから論理ハイレベルＨになることを示す。

図１１における波形１１７５は、図９において示される代替的な低電力消費の例示交流電圧センサにおいてゼロ交差検出器２４６によって受けられる電圧Ｖ_ＺＣ２５０を示す。電圧Ｖ_ＺＣ２５０は、波形１１７５において、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１０５２がクランプ電圧Ｖ_{ＣＬＡＭＰ}３６０の大きさを超えるまで、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１０５２の包絡線３５５を辿るよう、示される。一例においては、Ｖ_{ＣＬＡＭＰ}は、図９においてゼロ交差検出器２４６内に設定された電圧クランプレベルであり得る。電圧Ｖ_ＺＣ２５０は、図９におけるＥＮＡＢＬＥ信号２０９が論理ハイレベルＨになって線検知スイッチＱ_ＬＶ２２２ をＯＮにするか、または整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１０５２が時間ｔ_１６においてクランプ電圧Ｖ_{ＣＬＡＭＰ}３６０より下に落ちるまで、クランプ電圧Ｖ_{ＣＬＡＭＰ}３６０に留まる。

電圧Ｖ_ＺＣ２５０は、すべての交流ライン周期Ｔ_Ｌにおいて交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２がピークに達する前に０とクランプ電圧Ｖ_{ＣＬＡＭＰ}３６０との間の第１のゼロ交差しきい値１１６５および第２のゼロ交差しきい値３６５と常に交差するので、図３Ｂの例におけるように、わずか１つの計時された待機間隔Ｔ_Ｗ３が必要であるだけである。

間隔Ｔ_Ｚは、電圧Ｖ_ＺＣ２５０が交流入力電圧Ｖ_ＡＣのピークの後に来る第１のゼロ交差しきい値より下に落ちる時間ｔ_１７から開始して、電圧Ｖ_ＺＣ２５０が交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のゼロ交差の後に来る第２のゼロ交差しきい値より上に上昇する時間ｔ_１３まで、測定されてもよい。一例においては、図９におけるコントローラは、電流源Ｉ_ＣＤ９２０を調整して、間隔Ｔ_Ｚの最小値を得、したがってたとえば時間ｔ_０およびｔ_１２においてゼロ交差事象タイミングを可能にしてもよい。寄生容量の影響が無視できる図３Ｂの例におけるように、タイマは、たとえば図１１における時間ｔ_１からｔ_２まで、および時間ｔ_１３からｔ_１４までのような、Ｖ_ＺＣ２５０が第２のゼロ交差しきい値と交差するときからピーク測定間隔Ｔ_Ｐの開始まで行く間隔Ｔ_Ｗ３を計時することが必要である。

図１２は、この発明の教示に従って低電力消費で交流入力電圧を検知する、さらに別の代替的な回路およびコントローラを示す例示電力変換器の概略図１２００である。図１２の例示電力変換器は図１０の例からダイオード１０４を短絡回路と置換することによって得られる。図１２における示された修正で、整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ１２５２は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の負の部分中においておおよそ１つのダイオード電圧降下によって、入力帰線１１４に関して負になる。図１２の例に示された代替的な回路は、端子１４２において交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２から負の電流を受けることが可能である電力変換器コントローラとともに用いられてもよい。図１２の例における代替的な回路は入力検知用抵抗器Ｒ１ １４０の一方の端部における寄生容量９１０を放電するが、入力電圧検知端子１４２において寄生容量９１５から電荷を除去するように放電電流源Ｉ_ＣＤ９２０が依然として必要とされてもよい。

一例においては、電力変換器が軽負荷状態または無負荷状態において動作しているときに交流線検知と関連付けられるエネルギ消費を低減することが非常に重要であり、なぜならば、交流線検知により消費されるエネルギは、これらの軽負荷状態または無負荷状態の下で電力変換器によって消費される全体的な電力の、より大きなパーセンテージであるからである。たとえば図１２の例においては、そのような状態は、負荷１３４が電力変換器１２００から遮断されるとき、またはスタンバイ電力状態のような、負荷１３４が電力変換器１２００からの電力の最大電力能力の小さなパーセンテージのみを消費しているときであり得る。一例においては、コントローラ１０４６は、したがって、負荷１３４が電力変換器１２００からしきい値レベルを超える電力をとっているときに、継続的に端子１４２において入力電圧検知信号を検出してもよい。

負荷によって消費される電力または負荷レベルの検出は、負荷検出回路を用いることによって実行され得る。たとえば、一定の出力電圧を伴う電力変換器においては、出力電流の測定によって負荷レベルを測定し得る。同様に、負荷に定電流を送給する電力変換器においては、負荷レベルは出力電圧の測定によって測定することが可能である。平均切換周波数を負荷により変動させて、無負荷消費を低減する（つまり、低減する負荷で平均周波数を低減する）電力変換器では、電力変換器１２００のスイッチＳ１ １５０の平均切換周波数（言いかえれば、駆動信号１４８の周期Ｔ_Ｓの逆数）は、単純なタイマ回路を用いてＴ_Ｓを測定することによって負荷レベルを測定することが可能であるように、図１２において負荷１３４に与えられる電力の別の表示である。したがって、スイッチ１５０がオンするときの合間の間隔Ｔ_Ｓが第１のしきい値未満である場合、端子１４２での電圧検知信号を継続的に検出し得る。一例においては、切換周期Ｔ_Ｓが第２のしきい値より大きいとき、端子１４２での電圧検知信号は、周期的に検出されて、この発明の教示に従う低電力消費の交流電圧センサの別の例になり得る。一例においては、第２のしきい値は、５０マイクロ秒とおおよそ等しくなり得る。一例においては、Ｔ_Ｓの第１のしきい値と第２のしきい値との間の差は、５マイクロ秒のヒステリシスであり得る。５マイクロ秒のヒステリシスは、第２のしきい値を第１のしきい値よりも５マイクロ秒大きく設定し、第１のしきい値を第２のしきい値よりも５マイクロ秒小さく設定するだろう。一例においては、切換周期Ｔ_Ｓが第２のしきい値より大きいとき、スイッチがオフであるときの間、ちょうどスイッチが次の切換周期の開始でオンになる前に、電圧検知信号１４２を検出し得る。検出の精密な時間は、Ｔ_Ｓの値が１つの切換周期から次の切換周期に劇的に変化せず、したがって、たとえばコントローラ１０４６内のタイミング回路を用いて交流線検知信号１４２の検出を計時し得る、という仮定に基づき得る。

図１３は、電力変換器の出力電力が第１のしきい値より上にあるとき、交流線間電圧センサは継続的に線間電圧信号を検知し、電力変換器出力の出力電力が第２のしきい値より下であるとき、交流線間電圧センサは周期的に線間電圧信号を検知する、コントローラの例示機能ブロック図を示す。図１３のコントローラは図２Ａのコントローラと多くの詳細を共有し、したがって、明瞭さのために、以下の記載は相違点に焦点を当てる。以下の記載の目的のため、コントローラ１３０２は、図１２において示されるタイプの電力変換器において用いられることがさらに仮定される。特定のタイプの電力変換器が重要ではないことが十分に理解され、上記図１、図８および図１０のような別記された電力変換器にこの発明を応用することができ得る。

例示コントローラ１３０２においては、最初に、コントローラ１３０２が動作を開始するとき、ＰＯＷＥＲ−ＵＰ信号１３１８はハイであり、電力変換器が動作し始める一方でＱ_ＨＶ１３０４は継続的にオンであることを確実にする。例においては、スイッチ駆動回路１３１２は、外部スイッチ、たとえば図１２におけるＳ１ １５０に駆動信号１３４８を与える回路ブロックである。上に記載されるように、回路ブロック１３１２から導出される信号１３１４は、電力変換器の出力において負荷をかけることの表示として用いることが可能である。一例においては、タイマ回路１３１０を用いて、電力変換器出力が第１のしきい値より上にあることを信号１３１４が示すとき、継続的にハイであり、電力変換器出力電力が第２のしきい値より下であることを信号１３１４が示すとき、周期的にのみハイであるＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号１３０８を与える。ＯＲゲート１３２０の出力がハイであるとき、高電圧スイッチＱ_ＨＶ１３０４はオンであり、先の上記記載に従って、信号１３３６および１３３８は、たとえば、電力変換器の交流入力において不足電圧または過電圧状態を示すよう生成される。

一例においては、電力変換器出力電力が第２のしきい値より下であるとき、タイマ１３１０は、線検知信号１４２の信頼性のある検出に対してちょうど十分に長い持続期間に対してハイのＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号１３０８を出力することが注目される。一例においては、持続期間は１０〜５０マイクロ秒の範囲にある。一例においては、信号１３１４は駆動信号１３４８と等価であり、切換信号１３４８間の期間が約４５マイクロ秒未満であるとき、タイマ回路１３１０はＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号１３０８を継続的にハイに維持する。一例においては、タイマ回路１３１０は、切換信号１３４８間の期間が約５０マイクロ秒より大きいとき、周期的にハイであるＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号１３０８を与える。一例においては、ハイである切換信号１３４８間の時間が５０マイクロ秒より大きいとき、タイマ回路１３１０は、ＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号を再びハイにセットするように正確な時間を予測する態様として、先の切換周期においてハイである切換信号１３４８間の時間を測定する。一例においては、タイマ回路１３１０は、次のスイッチ駆動信号１３４８ハイが与えられる直前に、ハイのＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号１３０８を出力する。

一例においては、この線間電圧の検出から導出された不足電圧および過電圧情報を用いて、信号１３５０によって示されるように１つ以上のスイッチ駆動信号をディスエーブルにし得る。たとえば、これは、過電圧状態が電源の入力において検出された場合、図１２の電力変換器においてスイッチＳ１ １５０を保護するのに重要になり得る。一例においては、いかなる不足電圧または過電圧状態も直ちに検出することが可能であるように、駆動信号１３４８がハイである間、ＭＥＡＳＵＲＥ ＥＮＡＢＬＥ信号１３０８はハイに保持され、信号１３５０は電力変換器を保護するのに必要な場合にロー駆動信号１３４８を与えるよう用いられる。

図１３のコントローラ例において生成されるゼロ交差信号はないことが注目される。不足電圧状態の偽表示を防ぐために、比較器１３３４は、不足電圧状態がたとえば１つの交流ライン周期Ｔ_Ｌ全体のような最小の持続期間の間継続的に存在する場合のみ、不足電圧信号をアサートするように制限されてもよい。他の例においては、ゼロ交差検出回路を含んで、測定イネーブル信号を同期させて入力検知回路系を交流入力電圧のピークにおいてのみイネーブルにすることによって、消費電力をさらに低減し得る。

要約書に記載されるものを含む、この発明の示される例の上記の記載は、網羅的であることを意図されず、または開示されるそのものの形態に限定されることを意図されない。この発明の具体的な実施例およびこの発明に関する例は、ここにおいて例示的な目的で記載されており、この発明のより広い精神および範囲から逸脱することなく、さまざまな均等な修正例が可能である。実際は、具体的な例示的な電圧、電流、周波数、電力範囲値、時間などは、説明目的で提供されるものであり、他の値もこの発明の教示に従って他の実施例および例において用いられてもよいということが理解される。

１００ 電力変換器、１４６ コントローラ、２０２ 電力変換器コントローラ、２１０ タイマ回路、２１６ ゼロ交差検出器、２３４ 比較器回路。

Claims (43)

1. 電力変換器コントローラであって、
   電力変換器の入力を表わす入力検知信号を受ける入力検知回路と；
   前記入力検知回路に結合され、前記入力検知信号が第１のゼロ交差しきい値より下に下がり第２のゼロ交差しきい値より上に上昇することに応答して前記電力変換器の入力のゼロ交差間隔を判断するゼロ交差検出器と；
   前記ゼロ交差検出器に結合され、前記ゼロ交差間隔に応答して前記電力変換器の入力のピーク間隔を判断するタイマ回路とを含み、前記タイマ回路は前記入力検知回路が前記電力変換器の入力のピーク間隔中に前記電力変換器の入力を検知することを可能にするように生成されたイネーブル信号を同期させるよう結合され；前記電力変換器コントローラはさらに、
   前記入力検知回路および前記タイマ回路に結合される比較器回路を含み、前記比較器は、前記電力変換器の入力が前記電力変換器の入力のピーク間隔中において１つ以上のしきい値より大きいかまたは小さいかどうかを検出するよう結合される、電力変換器コントローラ。
2. 前記入力検知回路は電流入力検知回路であり、前記電力変換器の入力を表わす前記入力検知信号は電流である、請求項１に記載の電力変換器コントローラ。
3. 前記入力検知回路は、前記入力検知信号を受けるよう結合される高電圧トランジスタを含む、請求項１に記載の電力変換器コントローラ。
4. 前記入力検知回路は、前記高電圧トランジスタに結合される低電圧トランジスタをさらに含み、前記低電圧トランジスタは、前記タイマ回路に応答して切換えられるよう結合される、請求項３に記載の電力変換器コントローラ。
5. 前記低電圧トランジスタは前記ゼロ交差間隔中に開いているよう結合され、前記入力検知回路は、前記低電圧トランジスタが開いているときに寄生容量を放電するよう前記低電圧トランジスタに結合される電流源をさらに含む、請求項４に記載の電力変換器。
6. 前記高電圧トランジスタは、前記タイマ回路に応答して切換えられるよう結合される、請求項３に記載の電力変換器コントローラ。
7. 前記入力検知回路は前記電力変換器の入力を表わす前記入力検知信号を受けるよう結合されるカレントミラー回路を含み、前記カレントミラー回路は前記入力検知信号の変倍された表現を生成するよう結合される、請求項１に記載の電力変換器コントローラ。
8. 前記入力検知回路は、前記カレントミラー回路に結合される緩衝増幅器回路をさらに含み、前記緩衝増幅器回路は、前記比較器回路に前記入力検知信号の変倍された表現を出力するよう結合される、請求項７に記載の電力変換器コントローラ。
9. 前記１つ以上のしきい値は不足電圧しきい値および過電圧しきい値の１つ以上を含む、請求項１に記載の電力変換器コントローラ。
10. 電力変換器コントローラであって、
    電力変換器の入力を表わす入力検知信号を受ける入力検知回路と；
    前記入力検知回路に結合され、前記入力検知信号が第１のゼロ交差しきい値より下に下がり第２のゼロ交差しきい値より上に上昇することに応答して前記電力変換器の入力のゼロ交差間隔を判断するゼロ交差検出器と；
    前記ゼロ交差検出器に結合され、前記ゼロ交差間隔に応答して前記電力変換器の入力のピーク間隔を判断するタイマ回路とを含み、前記タイマ回路は前記入力検知回路が前記電力変換器の入力のピーク間隔中に前記電力変換器の入力を検知することを可能にするように生成されたイネーブル信号を同期させるよう結合され；前記電力変換器コントローラはさらに、
    前記入力検知回路および前記タイマ回路に結合されるサンプラ回路を含み、前記サンプラ回路は、前記タイマ回路に応答して前記ピーク間隔中に前記入力検知信号をサンプリングするよう結合される、電力変換器コントローラ。
11. 前記サンプラ回路から入力検知信号サンプルを受けるよう結合されるサンプルプロセッサ回路をさらに含み、前記サンプルプロセッサ回路は、前記サンプラ回路からの前記入力検知信号サンプルに応答して前記電力変換器の入力が１つ以上のしきい値より大きいかまたは小さいかどうかを検出するよう結合される、請求項１０に記載の電力変換器コントローラ。
12. 前記１つ以上のしきい値は不足電圧しきい値および過電圧しきい値の１つ以上を含む、請求項１１に記載の電力変換器コントローラ。
13. 前記入力検知回路は電流入力検知回路であり、前記電力変換器の入力を表わす前記入力検知信号は電流である、請求項１０に記載の電力変換器コントローラ。
14. 前記入力検知回路は、入力検知信号を受けるよう結合される高電圧トランジスタを含む、請求項１０に記載の電力変換器コントローラ。
15. 前記入力検知回路は、前記高電圧トランジスタに結合される低電圧トランジスタをさらに含み、前記低電圧トランジスタは、前記タイマ回路に応答して切換えられるよう結合される、請求項１４に記載の電力変換器コントローラ。
16. 前記入力検知回路は前記電力変換器の入力を表わす前記入力検知信号を受けるよう結合されるカレントミラー回路を含み、前記カレントミラー回路は前記入力検知信号の変倍された表現を生成するよう結合される、請求項１０に記載の電力変換器コントローラ。
17. 前記入力検知回路は、前記カレントミラー回路に結合される緩衝増幅器回路をさらに含み、前記緩衝増幅器回路は、前記サンプラ回路に前記入力検知信号の変倍された表現を出力するよう結合される、請求項１６に記載の電力変換器コントローラ。
18. 電力変換器であって、
    前記電力変換器の入力と前記電力変換器の出力との間に結合されるエネルギ伝達要素と；
    前記電力変換器の入力および前記エネルギ伝達要素に結合される電力スイッチと；
    前記電力変換器の出力を表わすフィードバック信号に応答して前記電力変換器の入力から前記電力変換器の出力へのエネルギの伝達を制御するよう前記電力スイッチの切換を制御するよう結合される駆動信号を生成するよう結合される電力変換器コントローラとを含み、前記電力変換器は：
    電力変換器の入力を表わす入力検知信号を受ける入力検知回路と；
    前記入力検知回路に結合され、前記入力検知信号が第１のゼロ交差しきい値より下に下がり第２のゼロ交差しきい値より上に上昇することに応答して前記電力変換器の入力のゼロ交差間隔を判断するゼロ交差検出器と；
    前記ゼロ交差検出器に結合され、前記ゼロ交差間隔に応答して前記電力変換器の入力のピーク間隔を判断するタイマ回路とを含み、前記タイマ回路は前記入力検知回路が前記電力変換器の入力のピーク間隔中に前記電力変換器の入力を検知することを可能にするように生成されたイネーブル信号を同期させるよう結合され；前記電力変換器はさらに、
    前記入力検知回路および前記タイマ回路に結合される比較器回路を含み、前記比較器は、前記電力変換器の入力が前記電力変換器の入力のピーク間隔中において１つ以上のしきい値より大きいかまたは小さいかどうかを検出するよう結合される、電力変換器。
19. 前記電力変換器コントローラは、前記電力スイッチを通る電流を表わす電流検知信号を受けるよう結合され、前記電力変換器コントローラは、電流検知信号に応答して前記電力変換器の入力から前記電力変換器の出力へのエネルギの伝達を制御するよう前記電力スイッチの切換を制御するよう結合される駆動信号を生成するようさらに結合される、請求項１８に記載の電力変換器。
20. 前記入力検知回路は電流入力検知回路であり、前記電力変換器の入力を表わす前記入力検知信号は電流である、請求項１８に記載の電力変換器。
21. 前記入力検知回路は、入力検知信号を受けるよう結合される高電圧トランジスタを含む、請求項１８に記載の電力変換器コントローラ。
22. 前記入力検知回路は、前記高電圧トランジスタに結合される低電圧トランジスタをさらに含み、前記低電圧トランジスタは、前記タイマ回路に応答して切換えられるよう結合される、請求項２１に記載の電力変換器コントローラ。
23. 前記低電圧トランジスタは前記ゼロ交差間隔中に開いているよう結合され、前記入力検知回路は、前記低電圧トランジスタが開いているときに寄生容量を放電するよう前記低電圧トランジスタに結合される電流源をさらに含む、請求項２２に記載の電力変換器コントローラ。
24. 前記高電圧トランジスタは、前記タイマ回路に応答して切換えられるよう結合される、請求項２２に記載の電力変換器コントローラ。
25. 前記入力検知回路は前記電力変換器の入力を表わす前記入力検知信号を受けるよう結合されるカレントミラー回路を含み、前記カレントミラー回路は前記入力検知信号の変倍された表現を生成するよう結合される、請求項１８に記載の電力変換器コントローラ。
26. 前記入力検知回路は、前記カレントミラー回路に結合される緩衝増幅器回路をさらに含み、前記緩衝増幅器回路は、前記比較器回路に前記入力検知信号の変倍された表現を出力するよう結合される、請求項２５に記載の電力変換器コントローラ。
27. 前記１つ以上のしきい値は不足電圧しきい値および過電圧しきい値の１つ以上を含む、請求項１８に記載の電力変換器コントローラ。
28. 電力変換器の入力を検知するための方法であって：
    前記電力変換器の入力を表わす入力検知信号を受けるステップと；
    前記入力検知信号が第１のゼロ交差しきい値より下に下がり第２のゼロ交差しきい値より上に上昇することに応答して交流入力電圧のゼロ交差間隔を検出するステップと；
    検出されたゼロ交差間隔に応答して前記交流入力電圧にタイマを同期させるステップと；
    交流入力線間電圧のピーク間隔中において前記入力検知信号の検知を可能にするよう、前記タイマに応答して線検知スイッチを閉じるステップと；
    前記交流入力線間電圧のピーク間隔以外の間隔中に前記入力検知信号の検知を不能化するよう前記タイマに応答して前記線検知スイッチを開くステップとを含む、方法。
29. 前記入力検知信号が第１のしきい値より大きいことに応答して過電圧信号をアサートするステップをさらに含む、請求項２８に記載の方法。
30. 前記入力検知信号が第２のしきい値未満であることに応答して不足電圧信号をアサートするステップをさらに含む、請求項２８に記載の方法。
31. 前記ピーク間隔中に前記入力検知信号をサンプリングするステップをさらに含む、請求項２８に記載の方法。
32. 過電圧状態および不足電圧状態を示すべきときを判断するよう、入力された検知信号サンプルを解析するステップをさらに含む、請求項３１に記載の方法。
33. 前記入力された検知信号サンプルを解析するステップは、前記入力された検知信号サンプルを平均するステップを含む、請求項３２に記載の方法。
34. 前記入力された検知信号サンプルを解析するステップは、前記入力された検知信号サンプルの値を増減させるシーケンスを探すステップを含む、請求項３２に記載の方法。
35. 前記入力された検知信号サンプルを解析するステップは、前記入力された検知信号サンプルに応答して前記タイマのタイミングを調整するステップを含む、請求項３２に記載の方法。
36. 電力変換器コントローラであって、
    電力変換器の入力を表わす入力検知信号を受ける入力検知回路と；
    前記電力変換器の出力における負荷を表わす信号に結合される負荷検出回路とを含み、前記入力検知回路は、前記電力変換器の出力における負荷が第１のレベルより大きいときに、前記入力検知信号を継続的に受けるよう結合されるように、前記負荷検出回路は前記入力検知回路を制御するよう結合され、前記入力検知回路は、前記電力変換器の出力における負荷が第２のレベル未満であるときに、前記入力検知信号を周期的に受けるよう結合されるように、前記負荷検出回路は前記入力検知回路を制御するよう結合され；電力変換器コントローラはさらに、
    前記入力検知回路および前記負荷検出回路に結合される比較器回路を含み、前記比較器は、前記電力変換器の入力が１つ以上の入力されるしきい値より大きいかまたは小さいかどうかを検出するよう結合される、電力変換器コントローラ。
37. スイッチによって受けられるスイッチ駆動信号を与えるよう結合されるスイッチ駆動回路をさらに含み、前記電力変換器の出力における負荷を表わす信号は、前記スイッチ駆動信号である、請求項３６に記載の電力変換器コントローラ。
38. 前記負荷検出回路はタイマ回路を含み、前記タイマ回路は、前記スイッチ駆動信号の周期が第１のしきい値より下であるときに前記入力検知回路が前記入力検知信号を継続的に受けるよう結合されるように、前記入力検知回路を制御するよう結合され、前記タイマ回路は、前記スイッチ駆動信号の周期が第２のしきい値より上にあるときに、前記入力検知回路が前記入力検知信号を周期的に受けるよう結合されるように、前記入力検知回路を制御するよう結合される、請求項３７に記載の電力変換器コントローラ。
39. 第１のしきい値周期は約４５マイクロ秒であり、第２のしきい値周期は約５０マイクロ秒である、請求項３８に記載の電力変換器コントローラ。
40. タイマ回路に結合されるゼロ交差検出回路をさらに含む、請求項３６に記載の電力変換器コントローラ。
41. 前記ゼロ交差検出回路は交流入力電圧のゼロ交差間隔を検出するよう結合される、請求項４０に記載の電力変換器コントローラ。
42. 前記タイマ回路は検出されたゼロ交差間隔に応答して前記交流入力電圧と同期されるよう結合される、請求項４１に記載の電力変換器コントローラ。
43. 前記タイマ回路は、さらに、検出されたゼロ交差間隔に応答して前記入力検知回路を制御するよう結合される、請求項４１に記載の電力変換器コントローラ。