CN104052309A - 具有低功率消耗的交流电压传感器 - Google Patents

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Abstract

一种功率转换器控制器，包括输入感测电路以接收表示功率转换器的输入的一个输入感测信号。零交叉检测器被联接至该输入感测电路，以响应于该输入感测信号下降到第一零交叉阈以下和上升到第二零交叉阈以上来确定零交叉区间。定时器电路被联接至该零交叉检测器，以确定峰区间并且同步一个使能信号，该使能信号被生成以使得该输入感测电路能够在该功率转换器的输入的该峰区间中感测该功率转换器的输入。比较器电路被联接至该输入感测电路和该定时器电路，以在该功率转换器的输入的该峰区间中检测该功率转换器的输入是否大于或小于一个或更多个阈。

Description

具有低功率消耗的交流电压传感器
技术领域
本发明涉及功率转换器。更具体地，本发明的实施例涉及用交流输入电压运行的功率转换器。
背景技术
用于离线功率转换器的控制器常常必须测量交流输入电压来执行下述功能，诸如欠电压检测、过电压检测以及从暂时丢失输入电压进行快速复位。由于交流电压以电力线路的频率在峰正值和峰负值之间周期性地变化，该交流线路电压通常在数值上被表示为与峰电压成正比的一个量。例如，被称为120伏特的常用交流功率线路电压是正弦波的均方根（rms）值，该正弦波的均方根值是通过将峰电压的量值（169.7伏特）除以2的平方根获得的。当120伏特rms的交流电压和120伏特的直流电压二者都被施加至相同的电阻式负载（诸如白炽灯）时，120伏特rms的交流电压相当于120伏特的直流电压。用于要求在交流输入电压的指定限度内以特定方式运行的功率转换器的控制器，通常必须确定交流输入电压的峰的量值。
测量输入电压的电路通常通过在该输入电压上使用分压器来测量输入电压，该分压器提供足够低到供该电路处理的该输入电压的一个已知部分。为了降低功率消耗，该分压器的部件被选择以从输入取得不多于必要的电流。为了进一步降低功率消耗并减少部件数目，可使用表示该输入电压的一个电流来代替分压器。然而，该电流需要足够大，以保证存在噪声时的可靠测量。从输入电压的源取得的功率与该电压和该电流的乘积成正比。由于交流输入的峰值可以是数百伏特，所以甚至对于可靠测量可接受的最小电流仍可以导致显著的功率损失，尤其是当功率转换器具有轻负载或无负载时。功率转换器需要能够以低功率消耗可靠地感测交流电力线路的控制器。
附图说明
参照下列图描述本发明的非限制性和非穷举性的实施方案，其中在各个视图中，相同的参考数字指代相同的部分，除非另有指定。
图1是根据本发明的教导的一个示例性功率转换器的示意图，该功率转换器包含感测交流输入电压的控制器。
图2A是根据本发明的教导的一个示例性功率转换器控制器的功能框图，例示了具有低功率消耗的一个交流电压传感器的元件。
图2B是根据本发明的教导的一个示例性功率转换器控制器的功能框图，例示了具有低功率消耗的一个替代的交流电压传感器的元件。
图2C是根据本发明的教导的一个示例性功率转换器控制器的功能框图，例示了具有低功率消耗的另一个替代的交流电压传感器的元件。
图3A是根据本发明的教导的示出了示例性波形的时序图，该波形例示了图2A中示出的具有低功率消耗的示例性交流电压传感器的运行。
图3B是根据本发明的教导的示出了示例性波形的时序图，该波形例示了图2B中示出的具有低功率消耗的替代示例性交流电压传感器的运行。
图4是根据本发明的教导的另一个示例性功率转换器控制器的功能框图，例示了具有低功率消耗的一个替代的交流电压传感器的元件。
图5是根据本发明的教导的示出了示例性波形的时序图，该波形例示了图4中示出的具有低功率消耗的示例性交流电压传感器的运行。
图6是根据本发明的教导的流程图，该流程图例示了用于以低功率消耗感测交流电压以及检测过电压状况和欠电压状况的一个示例性过程。
图7是根据本发明的教导的流程图，该流程图例示了图6的用于以低功率消耗感测交流电压以及检测过电压状况和欠电压状况的示例性过程的一种变型。
图8是根据本发明的教导的一个示例性功率转换器的示意图，该功率转换器包含控制器，该控制器除了以低功率消耗感测交流输入电压以外，还以低功率消耗感测表示交流输入电压的开关电压。
图9是一个示例性功率转换器控制器的功能框图，例示了寄生电容和放电电流源。
图10是根据本发明的教导的一个示例性功率转换器的示意图，示出了一个替代电路和以低功率消耗感测交流输入电压的控制器。
图11是根据本发明的教导的示出了示例性波形的时序图，该波形例示了图10的替代电路和以低功率消耗感测交流电压的控制器的运行。
图12是根据本发明的教导的一个示例性功率转换器的示意图，示出了又另一个替代电路和以低功率消耗感测交流输入电压的控制器。
图13是根据本发明的教导的功能框图，示出了以低功率消耗感测交流输入电压的一个替代的示例性功率转换器控制器。
在附图的这几个视图中，对应的参考字符指示对应的部件。技术人员将意识到，这些图中的元件是为了简化和清楚起见被例示的，且未必按比例绘制。例如，在这些图中，一些元件的尺度可能相对于其他元件被夸大，以帮助增进对本发明的多种实施方案的理解。而且，通常未描绘在商业可行的实施方案中有用或必要的那些常用但众所周知的元件，以免妨碍对本发明的这些实施方案的观察。
具体实施方式
在下列描述中，阐述了众多具体细节，以提供对本发明的透彻理解。然而，应明了，对于本领域普通技术人员，实践本发明不必需采用该具体细节。在其他场合，未详细描述众所周知的材料或方法，以免模糊本发明。
本说明书通篇提及的“一个实施方案”、“一实施方案”、“一个实施例”或“一实施例”意味着结合该实施方案或实施例描述的具体特征、结构或特性被包含在本发明的至少一个实施方案中。因而，在本说明书通篇各处出现的短语“在一个实施方案中”、“在一实施方案中”、“一个实施例”或“一实施例”未必都指代相同的实施方案或实施例。此外，该具体特征、结构或特性可以在一个或更多个实施方案或实施例中以任何合适的组合和/或子组合进行组合。该具体特征、结构或特性可以被包含在集成电路、电子电路、组合逻辑电路、或提供所描述的功能性的其他合适的部件中。另外，应意识到，这里提供的这些图是为了向本领域普通技术人员解释，并且这些绘图未必按比例绘制。
图1的示意图示出了交流-直流功率转换器100（交流输入、直流输出）的一个实施例的突出特征，该功率转换器100接收具有周期为TL的基本正弦波形的交流输入电压VAC102。交流线路周期TL是交流线路频率的倒数。标准交流线路频率是标称50赫兹或60赫兹，取决于电力系统的国家和地区。为世界各地运行而设计的功率转换器通常接受47赫兹与63赫兹之间的交流线路频率，分别对应于约21微秒与16微秒之间的交流线路周期。图1的示例性功率转换器中的控制器146包含根据本发明的教导的交流电压传感器。图1的示例性交流-直流功率转换器向负载134提供基本直流的输出电压VO130和基本直流的输出电流IO128。
图1的示例性功率转换器因其具体的电路拓扑而被已知为回扫型（flyback）功率转换器。被控制以产生经调节的输出的功率转换器有时被称作经调节的电源。产生经调节的输出的回扫型转换器有时被称作回扫型电源。本领域的技术人员应意识到，在本公开文本中描述的本发明不限于使用特定电路拓扑的功率转换器，且用交流输入电压运行的任何类型的功率转换器都可以受益于本发明的特征。
在图1的示例性功率转换器中，全波桥式整流器108在线路输入端子L154与中性输入端子（neutral input terminal）N156之间接收交流输入电压VAC102，以在输入电容器C1110上产生直流电压VBULK112。直流电压VBULK112相对于输入返回114是正的，且具有以该交流线路的两倍频率（半周期）随时间变化的分量，因为在线路电压波形102的峰之间该功率转换器从该电容器移除能量。体电压（bulk voltage）VBULK112的最大值约为交流输入电压VAC102的峰量值。当交流输入电压VAC102存在时，体电压VBULK112的最小值基本大于零，且在交流输入电压VAC102被移除之后，体电压VBULK112可能需要数十秒以衰减到最小阈值以下。因此，必须在交流输入电压的几个周期内检测输入欠电压状况的功率转换器控制器，不能通过测量体电压VBULK112来做到这一点。
图1的实施例中的直流电压VBULK112被联接至耦合电感器T1120，该耦合电感器T1120有时被称为变压器。耦合电感器T1120是图1的实施例中的能量传递元件。耦合电感器T1120包含初级绕组118和次级绕组122。初级绕组118有时被称为输入绕组，且次级绕组122有时被称为输出绕组。在图1的实施例中，次级绕组122的一端被联接至输出返回132。在其他实施例中，耦合电感器T1120可以具有联接至输出返回132的附加的绕组，以及联接至输入返回114的附加的绕组。联接至输出返回132的附加的绕组有时被称为输出绕组。联接至输入返回114的附加的绕组有时被称为偏压绕组、辅助绕组或初级感测绕组。
在图1的实施例中，初级绕组118的一端接收直流电压VBULK112。初级绕组118的另一端被联接至开关S1150，该开关S1150响应于来自控制器146的驱动信号来断开和闭合。钳位电路116被联接在初级绕组118的两端，以保护开关S1150免受可能由开关S1150的切换导致的过高的电压。
在实际的功率转换器中，开关S1150通常是半导体器件，诸如像由驱动信号控制以断开或闭合的晶体管。断开的开关不能传导电流。闭合的开关可以传导电流。
在图1的实施例中，开关S1150从控制器146的驱动信号端子148接收驱动信号。该驱动信号以周期TS在高值和低值之间周期性地变化，该周期TS是切换周期。切换周期TS远小于交流线路周期TL。切换周期TS是切换频率的倒数。在一个实施例中，当该功率转换器向负载134提供最大输出功率时，切换周期TS是大约15微秒或更小，而交流线路周期TL是大约20毫秒。换言之，交流线路周期TL一般比切换周期TS大1000倍以上，使得在一个交流线路周期内一般可以存在多于1000个切换周期。
在图1的示例性功率转换器中，开关S1150的切换在耦合电感器T1120的初级绕组118和次级绕组122中产生脉动电流。来自次级绕组122的电流被二极管D1124整流且被输出电容器C2126滤波，以产生输出电压VO130和输出电流IO128。在图1的实施例中，输出电压VO130相对于输出返回132是正的。
在图1的实施例中，输入返回114与输出返回132流电隔离。流电隔离防止了功率转换器的输入与输出之间的直流电流。换言之，施加在具有流电隔离的功率转换器的输入端子与输出端子之间的直流电压将在该功率转换器的输入端子与输出端子之间基本不产生直流电流。应意识到，在其他实施例中，根据系统隔离需要也可以使用不具有流电隔离的功率转换器，且仍会受益于本发明的教导。
在图1的实施例中，控制器146在输入电压感测端子142处接收输入电压感测信号，在输出电压感测端子144处接收输出电压感测信号，以及在电流感测端子138处接收用于调节输出电压VO130的电流感测信号。控制器146的电压以输入返回114作为参考。在输出电压感测端子144处接收的输出电压感测信号可以通过下列任何已知的技术（图1中未示出）与输出返回132流电隔离，该已知的技术包含：诸如像通过使用光耦合器、或像通过使用变压器上的绕组、或像通过使用作为集成电路封装体的引脚框架的一部分的磁耦合导体、或像通过使用专用高电压安全电容器。
也可以应用许多已知的技术，来感测开关电流IS1136以在电流感测端子138处获得电流感测信号。例如，开关电流IS1136可以作为分立电阻器（discrete resistor）上的电压被感测、或作为来自电流变换器（current transformer）的电流被感测、或作为金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）的导通电阻两端的电压被感测、或作为来自电流感测场效应晶体管（感测FET）的感测输出的电流被感测。
在图1的实施例中，交流输入电压VAC102作为在二极管104和106的阴极处的经整流的电压VRECT152被感测。二极管106的阳极被联接至线路输入端子L154，且二极管104的阳极被联接至中性输入端子N156。经整流的输入电压VRECT152相对于输入返回114是正的。经整流的输入电压VRECT152被联接至输入感测电阻器R1140，之后它在控制器146的输入电压感测端子142处被接收。电阻器R1中的电流通过桥式整流器108返回到输入。
在图1的实施例中，经整流的电压VRECT152是经全波整流的电压。图1的实施例中的经整流的电压VRECT152的峰与交流输入电压VAC102的正峰和负峰一致，且经整流的电压VRECT152的谷与交流输入电压VAC102的零交叉（zero-crossing）一致。与直流体电压VBULK112形成对照，图1的实施例中的经整流的电压VRECT152在每个交流线路周期TL内变到零两次。在本公开文本中稍后例示的其他实施例中，经整流的电压VRECT152可以是在每个交流线路周期TL内具有一个峰值的经半波整流的电压。
图2A是根据本发明的教导的用于图1的示例性功率转换器的示例性控制器202的功能框图200，例示了具有低功率消耗的一个交流电压传感器的元件。在图2A的实施例中，控制器202是集成电路，该集成电路包含可选的振荡器212、定时器210、零交叉检测器216、缓冲放大器226、比较器234、“或”门220、高电压晶体管QHV204以及由晶体管227和228形成的电流镜。在一个实施例中，缓冲放大器226、“或”门220、高电压晶体管QHV204以及由晶体管227和228形成的电流镜可以被认为是包含在控制器202中的输入感测电路的一部分。
来自可选的振荡器212的信号一般是控制器202中的所有电路都可用的，以进行同步和定时。在一些控制器中，用于同步和定时的信号可以是从任何合适的时间标记器（诸如像系统时钟）而不是从振荡器接收的。本领域的技术人员应意识到，功率转换器控制器不需要完全在一个集成电路内。例如，高电压晶体管QHV204可以是集成电路外部的一个分立晶体管，且控制器的其他元件可以被包含在一个或更多个集成电路中。
在图2A的实施例中，控制器202在输入电压感测端子142处接收输入电压感测信号，该输入电压感测端子142被联接至输入感测电阻器R1140的一端。输入感测电阻器R1140的另一端可以被联接至经整流的交流输入电压，例如图1的实施例中示出的VRECT152。图2A中的示例性控制器202的输入电压感测端子142相对于输入返回114是高电压端子。该集成电路的高电压端子通常适合于承受相对于接地端子而言大于30伏特的电压，而不损害或破坏集成电路的运行。在图2A的实施例中，输入电压感测端子142处的电压可以与经整流的电压VRECT152的峰一样高，该经整流的电压VRECT152的峰可能会超过数百伏特。
在图2A的实施例中，输入电压感测端子142被耦合至高电压晶体管QHV204的漏极D252。在一个实施例中，高电压晶体管QHV204是n沟道增强型金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）。在图2A的实施例中，高电压晶体管QHV204的栅极G256联接至“或”门220的输出，且高电压晶体管QHV204的源极S254联接至低电压MOSFET227的漏极和栅极。
当高电压晶体管QHV204处于导通（ON）状态时，它可以在漏极与源极之间传导电流。当高电压晶体管QHV204处于截止（OFF）状态时，它不能传导电流。处于导通状态的晶体管可以被认为是闭合的开关。处于截止状态的晶体管可以被认为是断开的开关。当栅极G256处的电压比源极S254处的电压大得多于一个阈电压VT时，高电压晶体管QHV204处于导通状态。相反，当栅极G256处的电压不比源极S254处的电压大得多于一个阈电压VT时，高电压晶体管QHV204处于截止状态。处于导通状态的晶体管有时被称为是导通的。处于截止状态的晶体管有时被称为是截止的。
在一个实施例中，高电压晶体管QHV204的阈电压VT一般是2.5伏特。在一个实施例中，“或”门220的输出在逻辑高电平时是约5.8伏特，且“或”门220的输出在逻辑低电平时是基本零伏特。换言之，当“或”门220的输出处于逻辑高电平时，高电压晶体管QHV204可以传导电流，且当“或”门220的输出处于逻辑低电平时，高电压晶体管QHV204不能传导电流。
图2A的实施例中的“或”门220的输出确定何时高电压晶体管QHV204导通以及何时高电压晶体管QHV204截止。当图2A的示例性控制器中的高电压晶体管QHV204导通时，输入电压感测端子142可以通过输入感测电阻器R1140从交流输入VAC102接收电流IR1224。当高电压晶体管QHV204截止时，输入电压感测端子142基本不从交流输入VAC102接收电流。换言之，图2A的实施例中的控制器202仅在高电压晶体管QHV204导通时才感测输入电压VAC102。根据本发明的教导，图2A的实施例中的控制器202通过限制输入电压感测端子142从交流输入VAC102接收电流的时间，来降低在感测交流输入电压VAC102中消耗的功率。
根据本发明的教导，图2A的实施例中的高电压晶体管QHV204可以被认为是一个线路感测开关，该线路感测开关闭合以允许对交流输入线路VAC102的感测，且该线路感测开关断开以防止功率消耗对交流输入线路VAC102的感测。
当图2A的示例性控制器中的高电压晶体管QHV204导通时，表示经整流的交流线路电压VRECT152的电流IR1224可以进入晶体管227的漏极。晶体管227和228形成一个具有比率K的电流镜，该电流镜将晶体管227的漏极中的电流IR1224缩放成晶体管228的漏极中的镜像电流IMR1230，该镜像电流IMR1230是IR1乘以K。如所描绘的实施例中示出的，镜像电流IMR1被缓冲放大器226处理，该缓冲放大器226被联接以产生经缓冲的感测信号232。图2A的实施例中的缓冲放大器226可以根据需要提供放大、电平移动、电流-电压转换以及本领域中已知的任何其他转变，以使经缓冲的感测信号232与接收它的电路（诸如像零交叉检测器216和比较器234）兼容。
零交叉检测器216接收经缓冲的感测信号232，以产生被定时器210接收的零交叉信号206。在图2A的实施例中，电流IR1224不变成负，但当交流输入电压VAC102穿过零时，电流IR1224基本变至零。因此，可以由电流IR1224变到零附近的第一零交叉阈以下的时间、和电流IR1224变到零附近的第二零交叉阈以上的时间来推断交流输入电压VAC102的零交叉。定时器210接收零交叉信号206，以将定时器210与交流输入电压VAC102的频率和零交叉同步。稍后在本公开文本中给出了时序图，以例示图2A的示例性控制器中的一些信号之间的关系。
图2A的实施例中的定时器210产生“测量使能”信号208，该“测量使能”信号208在“或”门220的一个输入处被接收。当“或”门220的一个输入处于逻辑高电平时，高电压晶体管QHV204导通。在一个实施例中，在预计所述交流输入电压VAC102将与零相交的那一部分交流线路周期期间，“测量使能”信号208是逻辑高电平。在一个实施例中，在预计所述交流输入电压VAC102将达到峰值的那一部分交流线路周期期间，“测量使能”信号208也处于逻辑高电平。换言之，当“测量使能”信号208处于逻辑高电平时，图2A的实施例中的控制器202感测交流输入电压VAC102。
图2A的实施例中的定时器210还产生由比较器234接收的“比较使能”信号214。在图2A的实施例中，在预计所述交流输入电压VAC102达到峰值的那一部分交流线路周期期间，比较器234评估经缓冲的感测信号232的值，以确定交流输入电压VAC102是否在用于功率转换器的运行的指定范围内。当交流输入电压VAC102在用于功率转换器的运行的指定范围之外时，比较器234响应于“比较使能”信号214来断言“过电压”信号236或“欠电压”信号238。
在图2A的实施例中，“或”门220的一个输入接收“上电”信号218。在交流输入电压VAC102被施加之后紧接着的交流输入线路的几个周期期间，“上电”信号218是逻辑高电平且控制器202上电，然后“上电”信号218返回到逻辑低电平，直到交流输入电压VAC102被移除和被再次施加。在一个实施例中，当“上电”信号218是逻辑高电平时，高电压晶体管QHV204持续地导通，且定时器210与交流输入电压VAC102的零交叉同步。根据本发明的教导，在定时器210与该交流输入同步之后，控制器202开始以低功率消耗模式感测交流输入电压VAC102，从而仅在有限的时间接收来自交流输入电压VAC102的电流。
图2B是根据本发明的教导的用于图1中的功率转换器的一个示例性控制器242的功能框图240，例示了具有低功率消耗的一个替代的交流电压传感器的元件。图2B包含图2A的实施例中例示的许多元件。
在图2B的替代实施例中，高电压晶体管QHV204的栅极G256被联接至经调节的内部电压VDD244，且高电压晶体管QHV204的源极S254被联接至低电压晶体管QLV222的漏极。在一个实施例中，经调节的内部电压VDD244是约5.8伏特。低电压晶体管QLV222的源极被联接至如图2A中的电流镜的晶体管227。图2B中的交流电压传感器的替代配置的一个好处是，在预计所述交流输入电压VAC102与零相交的那一部分交流线路周期期间，定时器210不必接通晶体管。相反，当低电压晶体管QLV222截止时，在高电压晶体管QHV204的源极S254处出现电压VZC250，该电压VZC250可以被零交叉检测器246接收。由于图2B的交流电压传感器的该替代配置不要求使用来自交流输入电压VAC102的电流来确定零交叉，所以电压VZC250可以被持续地监测，以指示零交叉而不会以功率消耗为代价。
当低电压晶体管QLV222截止时，在其漏极处的电压VZC250跟随经整流的电压VRECT152到达一个上限，该上限是VDD244减去高电压晶体管QHV204的阈电压VT。当交流输入电压VAC102穿过零时，电压VZC250为零。因此，低电压晶体管QLV222的漏极处的电压VZC250可以被用来感测交流输入电压VAC102的零交叉。
在图2B的替代实施例中，定时器210产生“使能”信号209，该“使能”信号209被联接至低电压晶体管QLV222的栅极且被比较器234接收。在预计所述交流输入电压VAC102达到峰值的那一部分交流线路周期期间，“使能”信号209是逻辑高电平。当“使能”信号209为高时，低电压晶体管QLV222接通，从而允许控制器242感测交流输入电压VAC102的峰。根据本发明的教导，当“使能”信号209为低时，低电压晶体管QLV222关断，从而防止控制器242接收来自交流输入电压VAC102的电流。
在图2B的替代实施例中的低电压晶体管QLV222可以被认为是一个线路感测开关，该线路感测开关闭合以允许感测交流输入线路VAC102，且该线路感测开关断开以阻止该感测电路消耗来自交流输入电压VAC102的功率。
图2C是根据本发明的教导的用于图1中的示例性功率转换器的另一个示例性控制器272的功能框图270，例示了具有低功率消耗的另一个替代交流电压传感器的元件。图2C包含图2A和图2B的实施例中例示的许多元件。
图2C的替代实施例将图2B中是高电压晶体管QHV204的MOSFET替换成n沟道结型场效应晶体管（JFET）QHV276。然而，图2B中的高电压MOSFET QHV204的栅极G256被联接至经调节的内部电压VDD244，图2C中的高电压JFET QHV276的栅极G280被联接至输入返回114。
图2C的替代实施例中的高电压晶体管QHV276的漏极D278被联接至输入电压感测端子142，且高电压JFET QHV276的源极S282被联接至低电压晶体管QLV222。这样，图2C的实施例中的JFET QHV276执行和图2B中的MOSFET QHV204相同的功能。当低电压晶体管QLV222导通时，图2C的实施例中的JFET QHV276导通，且当低电压晶体管QLV222截止时，图2C的实施例中的JFET QHV276截止。
当图2C的实施例中的低电压晶体管QLV222截止时，在其漏极处的电压VZC250跟随经整流的电压VRECT152到达一个上限，该上限是高电压JFET QHV276的夹断（pinch-off）电压。在一个实施例中，高电压JFET QHV276的夹断电压小于30伏特。因此，在低电压晶体管QLV222的漏极处的电压VZC250可以被用来感测交流输入电压VAC102的零交叉。在高电压JFET QHV276的夹断电压大于30伏特的另一个实施例中，高电压晶体管可以代替低电压晶体管QLV222，且零交叉检测器246中的缓冲电路可以将该电压钳位在适于低电压检测器电路的较低值。
图3A是示出了示例性波形的时序图300，例示了如图1的示例性功率转换器中使用的图2A中示出的具有低功率消耗的示例性交流电压传感器的运行。图3A的示例性波形针对的是由交流输入电压VAC102的施加引起的瞬时干扰已经衰减到可忽略的值以后、且当“上电”信号218处于逻辑低电平时的稳态状况。
图3A的实施例中的波形352表示经整流的电压VRECT152。图3A的实施例中的经整流的电压VRECT152是经全波整流的电压。从时间t0至时间t12的区间是交流输入电压VAC102的一个周期TL。经（全波）整流的电压的周期（诸如从时间t0至t6的区间，或诸如从t6至t12的区间）是交流输入电压VAC102的周期TL的一半。图3A中的波形352显示，经整流的电压VRECT152在时间t0、t6和t12处为零。图3A中的波形352显示，经整流的电压VRECT152在时间t3和t9处达到峰值VP305。
图3A中的波形308显示，“测量使能”信号208从时间t0至时间t1、从时间t2至时间t4、从时间t5至时间t7、从时间t8至时间t10、从时间t11至时间t13以及在时间t14处于逻辑高电平H。“测量使能”信号208在图3A中示出的所有其他时间处于逻辑低电平L。
图3A的时序图300显示，当波形308中的“测量使能”信号208为高时，图2A中的高电压晶体管QHV204导通，从而允许输入电压感测端子142接收如波形324中所示的电流IR1224。由于当高电压晶体管QHV204导通时，电流IR1224与输入感测电阻器R1140的电阻的倒数成正比例，所以图3A中的波形324显示，当波形308中的“测量使能”信号208为高时，电流IR1224跟随与经整流的电压VRECT152的波形352成正比例的包络（envelope）325。
图3A显示，在测量区间TP和TZ期间，定时器210将“测量使能”信号从低逻辑电平L变化到高逻辑电平H。在一些实施例中，TP测量区间可以被认为是功率转换器的输入处的交流输入电压VAC102的峰区间。测量区间TP（诸如像从时间t2至时间t4、以及从时间t8至时间t10）出现在当经整流的电压VRECT152的波形352处于峰值VP305的时间附近。在一些实施例中，TZ测量区间可以被认为是该功率转换器的输入处的交流输入电压VAC102的零交叉区间。测量区间TZ（诸如像从时间t5至时间t7、以及从时间t11至时间t13）出现在经整流的电压VRECT152的波形352为零的时间附近。当经整流的电压VRECT152的波形352为零时的时间对应于当交流输入电压VAC102与零相交时的时间。如将在一些实施例中示出的，根据本发明的教导，该“测量使能”信号被联接以使能该输入感测电路仅在峰TP和零交叉TZ测量区间中感测功率转换器的输入。在这一些实施例中，根据本发明的教导，该“测量使能”信号被联接以禁止该输入感测电路在除了峰TP和零交叉TZ测量区间之外的区间中感测该功率转换器的输入。根据本发明的教导，通过禁止该输入感测电路在除了峰TP和零交叉TZ测量区间之外的区间中感测该功率转换器的输入，降低了功率消耗。
期望测量区间TP和TZ分别尽可能接近交流输入电压VAC102的峰和零交叉。在图3A的实施例中，测量区间TP包含交流输入电压VAC102的峰值之前的时间和交流输入电压VAC102的峰值之后的时间。也在图3A的实施例中，测量区间TZ包含交流输入电压VAC102的零交叉之前的时间和交流输入电压VAC102的零交叉之后的时间。在一个实施例中，当电流IR1224在指定时间窗内下降到第一零交叉阈值以下并且上升到第二零交叉阈值以上时，零交叉检测器216可以向定时器210指示发生零交叉。
图3A的时序图300示出了从时间t1至时间t2、从时间t7至时间t8和从时间t13至时间t14的第一等待区间TW1。第一等待区间TW1在测量区间TZ结束时开始。图3A的时序图示出了从时间t4至时间t5，以及从时间t10至时间t11的第二等待区间TW2。第二等待区间TW2在测量区间TP结束时开始。在等待区间TW1和TW2期间，不存在对交流输入电压VAC102的测量。
在一个实施例中，定时器210可以根据交流输入电压VAC102的周期TL来调整等待区间TW1和TW2以及测量区间TP和TZ，使得在最短时间内为交流输入电压VAC102的每个频率进行测量。在另一个实施例中，该等待区间和该测量区间可以是固定值，该固定值大到足以覆盖交流输入电压VAC102的在一个电力线路频率范围内（诸如像从47Hz至63Hz）的峰和零交叉。
图3A的时序图300也示出了“比较使能”信号214的波形314，该“比较使能”信号214在峰测量区间TP期间从低逻辑电平L变到逻辑高电平H，以确保仅当交流输入电压VAC102在峰附近时，比较器234才将经缓冲的感测信号232与参考值进行比较。
图3B是示出了示例性波形的时序图350，例示了如图1的示例性功率转换器中使用的图2B中示出的具有低功率消耗的替代示例性交流电压传感器的运行。来自图3A的经整流的电压VRECT152的波形352重现在图3B中作为参考。图3B中的波形370示出仅在峰测量区间TP期间才跟随包络325的电流IR1224，因为图2B的替代示例性交流电压传感器不需要线路感测开关QLV222导通来使零交叉检测器246感测交流输入VAC102的零交叉。与波形370相符，波形380显示，在图3B的实施例中，“使能”信号209仅在峰测量区间TP期间才从逻辑低电平L变成逻辑高电平H。
图3B中的波形375示出电压VZC250，该电压VZC250被图2B中示出的具有低功率消耗的替代示例性交流电压传感器中的零交叉检测器246接收。电压VZC250在波形375中被示出为跟随经整流的电压VRECT152的包络355，直到经整流的电压VRECT152超过钳位电压VCLAMP360的量值。电压VZC250维持在钳位电压VCLAMP360处，直到使能信号209变成接通线路感测开关QLV222的逻辑高电平H，或直到经全波整流的电压VRECT152下降到钳位电压VCLAMP360以下。由于电压VZC250在每个交流线路周期TL内总会和在零与钳位电压VCLAMP360之间的零交叉阈365相交至少一次，所以仅需要一个定时的等待区间TW3。
区间TZ可以被测量为从时间t5（此时电压VZC250下降到第一零交叉阈以下，这在交流输入电压VAC102在时间t6处的零交叉之前到来）开始至时间t7（此时电压VZC250上升到第二零交叉阈以上，这在交流输入电压VAC102的零交叉以后到来）。在一个实施例中，第一零交叉阈可以基本等于第二零交叉阈。有必要对从VZC250与零附近的一个阈（优选地是第二零交叉阈）相交的时间、到峰测量区间TP开始之间的区间进行定时，诸如像图3B中的从时间t1至t2，从时间t7至t8以及从时间t13至t14。
图4是根据本发明的教导的另一个示例性控制器402的功能框图400，例示了具有低功率消耗的一个交流电压传感器，该交流电压传感器结合了图2A和图2B中的实施例的元件。图4的实施例包含高电压晶体管QHV406和低电压晶体管QLV422，它们分别类似于图2B中的晶体管204和222。图4的实施例还包含接收“测量使能”信号408和“上电”信号418的“或”门420，类似于图2A的实施例。在图4的实施例中，电流IR1424被晶体管427接收，且被晶体管428镜像映射到经缩放的电流IMR1430，类似于图2A、图2B和图2C的实施例。如在图2A、图2B和图2C的实施例中，镜像电流IMR1430被缓冲放大器426处理。
图4的实施例中的缓冲放大器426产生经缓冲的感测信号432，经缓冲的感测信号432被如图2A的实施例中的零交叉检测器416接收。图4的实施例将图2A、图2B和图2C的实施例中的比较器234替换成采样器434和样本处理器（sample processor）442，该采样器434和样本处理器可以断言过电压信号436或欠电压信号438。如稍后将通过图5的波形解释的，图4的实施例中的采样特征的引入可以允许比图2A、图2B和图2C的实施例中以更少的功率消耗来测量在预计的峰附近的交流输入电压VAC102。
样本处理器442可以以多种方式分析样本，以确定何时适宜用过电压信号436或欠电压信号438来指示交流输入电压VAC102对于功率转换器的适当运行而言太高或太低。在一个实施例中，样本处理器442可以取得采样值的平均值，且将该平均值与一个阈进行比较。在另一个实施例中，样本处理器442可以查找增大和减小的值的一个序列，取得该序列中的最高值，且将该最高值与一个阈进行比较。在又另一个实施例中，如果样本不指示采样发生在交流输入电压VAC102的峰之前和之后，则样本处理器442可以调整定时器410的时序，以在采样时间的范围内包含峰。
图2A中的“比较使能”信号214和图2B中的“使能”信号209在图4中被替换成来自定时器410的“采样使能”信号414。类似于图2A、图2B和图2C的实施例中的振荡器212，图4中的可选的振荡器412提供了时序信号和同步信号。
图5是示出了示例性波形的时序图500，该波形例示了如图1的示例性功率转换器中使用的图4中示出的具有低功率消耗的示例性交流电压传感器的运行。如在图3A的示例性波形中，图5的示例性波形针对的是由交流输入电压VAC102的施加引起的瞬时干扰已经衰减到可忽略的值之后、且当“上电”信号418处于逻辑低电平时的稳态状况。
图5的实施例中的波形552表示对于交流输入电压VAC102的从时间t0处的零交叉到时间t6处的零交叉的一个半周期的经整流的电压VRECT152。图5中的波形552显示，在时间t3处，经整流的电压VRECT152达到峰值VP505。图5中例示的时间跨度仅覆盖了交流输入电压VAC102的半周期，以提供区间TP内的时间t3处在峰值附近的信号的更多细节。
图5中的波形508显示，图4的实施例中的“测量使能”信号408从时间t0至时间t1、从时间t5至时间t6、以及在时间t2与时间t4之间的区间TP内的多个时间为逻辑高电平H。区间TP内的高逻辑电平和低逻辑电平的多个实例与图3A的示例性波形308形成对照，该图3A的示例性波形308显示“测量使能”信号208在时间t2与时间t4之间的整个区间TP都处于逻辑高电平。图5中的波形508还显示，图4的实施例中的“测量使能”信号408在时间t1与t2之间的第一等待区间TW1期间为逻辑低电平L，且在时间t4与t5之间的第二等待区间TW2期间再次为逻辑低电平L，类似于图3A的示例性波形308中的“测量使能”信号208。
图5的时序图500显示，当波形508中的“测量使能”信号408为高时，高电压晶体管QHV406导通，从而允许输入电压感测端子142接收如波形524中所示的电流IR1424。由于当高电压晶体管QHV406导通时电流IR1424与输入感测电阻器R1140的电阻的倒数成正比例，所以图5中的波形524显示，电流IR1424跟随包络525，当“测量使能”信号408为高时，该包络525与经整流的电压VRECT152的波形552成正比例，类似于图3A中例示的实施例。
图5的时序图500示出了波形508中的“测量使能”信号408的多个实例，该测量使能信号408在经整流的电压VRECT152的峰值VP505（它在时间t3处发生）附近在从时间t2至时间t4的区间TP内从低逻辑电平L变到高逻辑电平H。时间t2在时间t3之前到来，且时间t4在时间t3之后到来。如图5的时序图中的波形514中所示出的，当波形508中的“测量使能”信号408在区间TP内为高时，“采样使能”信号414对于采样区间TPS535变高。当“采样使能”信号414为高逻辑电平H时，图4的示例性控制器中的采样器434取得经缓冲的感测信号432的值。
图5的时序图500例示了经缓冲的感测信号432的值是由采样器434在经整流的电压VRECT152的峰之前和之后采样的。图5的时序图还例示了，经缓冲的感测信号432的值不必在峰值处（发生在时间t3处）被采样。图5中例示的采样特征的使用可以允许比图2A、图2B和图2C的实施例中例示的连续测量以更小的功率消耗来测量在预计的峰附近的交流输入电压VAC102。在从时间t2至t4的区间TP内获取的样本的数目对于交流输入电压VAC102的每个半周期而言不必是相同的数目。此外，在交流输入电压VAC102的不同的半周期内，等待区间TW1和TW2中的每个可以具有不同的值。例如，对于图5中例示的五个相继的样本，在第一、第三和第五位置的样本可以是在一个半周期中获取的，且在剩余的第二位置和第四位置中的样本可以是在下一个半周期中获取的。在每个半周期内需要相同数目的样本的实施例中，样本可以在第一等待区间TW1（它在一个半周期中具有第一值）之后被获取，且在下一个半周期中样本可以在第一等待区间TW1（它具有不同于第一值的第二值）之后被获取。在每个半周期期间获取的样本的数目的减少可以降低采样所消耗的功率。不同等待区间的使用可以增加在交流输入电压的峰处获取样本的可能性。
图6是例示了根据本发明的教导的用于功率转换器控制器的一个示例性过程的流程图600，该功率转换器控制器以低功率消耗感测交流输入电压并检测过电压和欠电压的状况。图6的示例性流程图与图2A的示例性控制器相符，且与图3A的示例性波形相符。在框605中启动（向该功率转换器施加交流输入电压）以后，在框610中该控制器进入上电模式。在框615中，该控制器闭合线路感测开关，以允许该控制器在该交流输入电压的数个周期上接收来自该交流输入电压的电流。
在框615中线路感测开关闭合以后，在框620中该控制器检测从该交流输入电压接收的电流何时变到零附近的一个值，且在框625中使用该信息来发现该交流输入电压的频率并将该定时器校准到该交流输入电压的频率。在该定时器被校准到该交流输入电压的频率之后，在框630中该控制器再次推断零交叉的时间，以使该定时器与该交流输入电压的零交叉同步。一旦该定时器被校准且与该交流输入电压同步，在框635中该控制器结束上电模式，在框640中在零交叉区间之后开始低功率模式，且在框645中断开该线路感测开关以停止接收来自该交流输入电压的电流。
在框645中该线路感测开关断开之后，在框650中该定时器对第一等待区间进行定时。在该第一等待区间结束时，在框655中该控制器在包含该交流输入电压的一个峰的区间上闭合该线路感测开关。
虽然在峰区间中该线路感测开关是闭合的，但该控制器接收来自该交流输入电压的与该交流输入电压成正比例的电流。在框660中，该控制器将来自该交流输入电压的电流与一个最大阈值进行比较。如果来自该交流输入电压的电流大于该最大阈值，则在框655中该控制器断言一个过电压信号。如果来自该交流输入电压的电流不大于该最大阈值，则在框670中该控制器将来自该交流输入电压的电流与一个最小阈值进行比较。如果来自该交流输入电压的电流小于该最小阈值，则在框675中该控制器断言一个欠电压信号。在框655中断言过电压信号或在框675中断言欠电压信号之后，在框667中，该控制器以针对该过电压或该欠电压状况所指定的响应继续运行。如果来自该交流输入电压的电流既不大于该最大阈值也不小于该最小阈值，则该流程继续到框680，在框680中该控制器断开该线路感测开关以停止接收来自该交流输入电压的电流。
在框680中该线路感测开关断开之后，在框685中，该定时器对第二等待区间进行定时。在该第二等待区间结束时，在框690中，该控制器在包含该交流输入电压的一个零交叉的区间上闭合该线路感测开关。当该线路感测开关闭合时，该控制器接收来自该交流输入电压的电流，且在框695中该定时器再次与该交流输入电压的零交叉同步。该流程继续到框645，在框645中该线路感测开关被断开以使该控制器停止接收来自该交流输入电压的电流。
图7是根据本发明的教导的流程图700，例示了用于以低功率消耗感测交流电压并检测过电压状况和欠电压状况的图6的示例性过程的一种变型。图7的示例性流程图与图4的示例性控制器相符，且与图5的示例性波形相符。在框702中启动（向功率转换器施加交流输入电压）以后，在框704中该控制器进入上电模式。在框706中，该控制器闭合线路感测开关，以允许该控制器在该交流输入电压的数个周期上接收来自该交流输入电压的电流。
在框706中该线路感测开关闭合之后，在框708中该控制器检测从该交流输入电压接收的电流何时变到零附近的一个值，且在框710中使用该信息来发现该交流输入电压的频率并将该定时器校准到该交流输入电压的频率。在该定时器被校准到该交流输入电压的频率之后，在框712中该控制器再次推断零交叉，以使该定时器与该交流输入电压的零交叉同步。一旦该定时器被校准且与该交流输入电压同步，在框714中该控制器结束上电模式，在框716中在零交叉区间之后开始低功率模式，且在框718中断开该线路感测开关以停止接收来自该交流输入电压的电流。
在框718中该线路感测开关断开之后，在框720中该定时器对第一等待区间进行定时。在该第一等待区间结束时，在框722中，该控制器通过在包含该交流输入电压的一个峰的区间上断开和闭合该线路感测开关，开始获得来自该交流输入电压的电流的样本。在峰区间中，当该线路感测开关闭合时，该控制器接收来自该交流输入电压的与该交流输入电压成比例的电流的一个样本。在框724中该控制器分析这些样本。
在框726中，来自框724的样本的分析被与一个最大阈值进行比较。如果样本分析的结果大于该最大阈值，则在框728中该控制器断言一个过电压信号。如果样本分析的结果不大于该最大阈值，则在框730中该控制器将样本分析的结果与一个最小阈值进行比较。如果样本分析的结果小于该最小阈值，则在框732中该控制器断言一个欠电压信号。在框728中断言过电压信号或在框732中断言欠电压信号之后，在框729中该控制器以针对该过电压或该欠电压状况所指定的响应继续运行。如果样本分析的结果既不大于该最大阈值也不小于该最小阈值，则该流程继续到框734，在框734中该采样结束且该控制器断开该线路感测开关以停止接收来自该交流输入电压的电流。
在框734中该线路感测开关断开之后，在框736中该定时器对第二等待区间进行定时。在该第二等待区间结束时，在框738中，该控制器在包含该交流输入电压的一个零交叉的区间上闭合该线路感测开关。当该线路感测开关闭合时，该控制器接收来自交流输入电压的电流，且在框740中该定时器再次与该交流输入电压的零交叉同步。该流程继续到框718，在框718中该线路感测开关被断开以停止该控制器从该交流输入电压接收电流。
由于具有低功率消耗的该交流输入电压传感器仅在该交流电压的峰附近的那一部分交流线路周期期间接收来自交流输入电压VAC102的电流，所以如果在该传感器不接收电流的时间期间发生潜在的破坏性高输入电压，则该破坏性高输入电压可能不会被检测到。为了防止当该传感器不接收来自交流输入电压VAC102的电流时可能发生的高电压导致的损害，该控制器可以作为该功率转换器的输出绕组处的切换电压来以低功率消耗间接感测该输入电压。
图8是根据本发明的教导的包含控制器的一个示例性功率转换器的示意图800，该控制器除了以低功率消耗感测交流输入电压之外还感测表示交流输入电压的切换电压VSW852。由于体电压VBULK112的最大值约是交流输入电压VAC102的峰量值，所以可以作为体电压VBULK112的最大值来感测交流输入电压VAC102的最大值。在图8的示例性功率转换器的输出绕组122处可得到与体电压VBULK112成正比例的切换电压VSW852。由于切换电压VSW852的量值是比交流输入电压VAC102的峰低得多的电压，所以该控制器可以以低功率消耗感测切换电压VSW852。
图8的示例性功率转换器是通过将图1的输出二极管D1124重新安置到图8的输出二极管D2824的位置，且通过用改型的控制器846接收切换电压VSW852而从图1的实施例获得的。隔离电路856提供输入返回114与输出返回132之间的流电隔离，使得切换电压感测信号858与切换电压信号854流电隔离。在一个实施例中，隔离电路856可以是光耦合器。在另一个实施例中，隔离电路856可以包含变压器。通过图8中例示的改型，经修改的控制器846甚至可以在该控制器不接收来自交流输入电压VAC102的电流时检测输入过电压状况。应意识到，在其他实施例中，还可以从除了图8中示出的输出绕组122之外的一个分离绕组（separate winding）获得类似于切换电压VSW852的切换电压信号，而仍受益于本发明的教导。
电路中的每个导体都具有可以储存电荷的有限的寄生电容。典型的应用中的漏电流通常使该寄生电容足够快地放电，以使该寄生电容的影响可忽略。在寄生电容的影响不可忽略的应用中，对该示例性电路的相对小的修改可以允许这些应用受益于根据本发明的教导的具有低功率消耗的交流电压传感器。应意识到，寄生元件（诸如电容）的影响和输入桥式整流器（诸如桥式整流器108）的传导周期可以影响零交叉信号或峰输入电压信号的确切时序，而仍受益于本发明的教导。
图9示出了包含电流源ICD920的功率转换器控制器905的功能框图900，该电流源ICD920提供电流以使在输入感测电阻器R1140的每端的寄生电容910和寄生电容915放电。如所描绘的实施例中示出的，电流源ICD920被联接至低电压线路感测开关QLV222。由于图9的示例性控制器在零交叉区间中不闭合线路感测开关QLV222以使寄生电容910和寄生电容915放电，所以在没有来自电流源ICD920的电流使该寄生电容放电的情况下，电压感测端子142处的电压可能在交流输入电压VAC102的零交叉处不变到零。因此，在所描绘的实施例中，电流源ICD920被联接以当该线路感测开关QLV222断开时使寄生电容910和寄生电容915放电。
在少于该交流输入电压的半周期内使该寄生电容放电所需的电流一般没有高到足以消耗显著的功率。在一个实施例中，来自电流源ICD920的电流小于2微安。
图10是根据本发明的教导的一个示例性功率转换器的示意图1000，该示例性功率转换器示出了一个替代电路和以低功率消耗感测交流输入电压的控制器。图10的替代电路的实施例在输入感测电阻器R1140的两端处的杂散电容（stray capacitance）的影响不可忽略的应用中可以是有用的。图10的替代电路的实施例还可以在杂散电容不成问题的应用中进一步降低该交流电压传感器的功率消耗。
图10的示例性功率转换器是通过从图8中移除二极管106以及通过将控制器846替换成改型的控制器1046而从图8的实施例获得的。通过图10中例示的改型，经整流的电压VRECT152（在图8的实施例中是经全波整流的电压）变成图10的实施例中的经半波整流的电压VRECT1052。图8的实施例中的经全波整流的电压VRECT152在每个线路周期TL内达到其峰值两次，而图10的实施例中的经半波整流的电压VRECT1052在每个线路周期TL内仅达到其峰值一次。峰值之间的附加时间允许该杂散电容在交流输入电压VAC102的峰值之间放电到零伏特，如图11中例示的。
图11是根据本发明的教导的示出了示例性波形的时序图1100，该波形例示了图10的以低功率消耗感测交流电压的替代电路和控制器的运行。图10的示例性功率转换器使用具有图9中示出的特征的控制器。图9中的控制器与图2C中的控制器具有许多相似之处，图2C中的控制器的运行由图3B中的波形例示。这样，图11中的波形与图3B的波形具有许多相似之处。
图11示出了来自图10的经半波整流的电压VRECT1052在限流电阻R1140的末端处的寄生电容910和915的影响下的波形1152。图11中提供了经全波整流的交流输入电压的包络1105作为参考。由图11的实施例中的波形1152表示的经整流的电压VRECT1052跟随交流输入电压的包络1105，从在时间t0处的零值直到该交流输入电压的瞬时值在时间t15处下降到寄生电容910上的电压以下。图9的控制器中的电流源ICD920使该寄生电容放电，直到由波形1152表示的经整流的电压VRECT1052在时间t18处达到零。波形1152的基本线性部分1154指示该寄生电容通过电流源ICD920的放电。
图11中的波形1170示出了在峰测量区间TP期间跟随经全波整流的交流输入电压的包络325的电流IR1224，该峰测量区间TP在一个交流线路周期TL期间仅出现一次。与波形1170相符，波形1180示出图9中的“使能”信号209仅在峰测量区间TP期间从逻辑低电平L变到逻辑高电平H。
图11中的波形1175示出了由图9中示出的具有低功率消耗的替代示例性交流电压传感器中的零交叉检测器246接收的电压VZC250。电压VZC250在波形1175中被示出为跟随经整流的电压VRECT1052的包络355，直到经整流的电压VRECT1052超过钳位电压VCLAMP360的量值。在一个实施例中，VCLAMP可以是在图9中的零交叉检测器246内设置的电压钳位电平。电压VZC250维持在钳位电压VCLAMP360，直到图9中的“使能”信号209变到将线路感测开关QLV222接通的逻辑高电平H，或直到经整流的电压VRECT1052在时间t16处下降到钳位电压VCLAMP360以下。
由于在每个交流线路周期TL内，在交流输入电压VAC102达到峰之前，电压VZC250将总会和在零与钳位电压VCLAMP360之间的第一零交叉阈1165和第二零交叉阈365相交，所以如在图3B的实施例中一样仅需要一个定时的等待区间TW3。
区间TZ可以被测量为从时间t17（此时电压VZC250下降到第一零交叉阈以下，这在交流输入电压VAC的峰之后到来）开始到时间t13（此时电压VZC250上升到第二零交叉阈以上，这在交流输入电压VAC102的零交叉之后到来）。在一个实施例中，图9中的控制器可以调整电流源ICD920以获得区间TZ的最小值，从而允许零交叉事件定时在例如时间t0时和t12处。如在图3B的实施例中（其中寄生电容的影响是可忽略的），该定时器有必要对区间TW3进行定时，该区间TW3始于VZC250与第二零交叉阈相交的时间直到峰测量区间TP的开始，诸如像从时间t1至t2，以及图11中的从时间t13至t14。
图12是根据本发明的教导的示例性功率转换器的示意图1200，该示例性功率转换器示出了以低功率消耗感测交流输入电压的又另一个替代电路和控制器。图12的示例性功率转换器是通过将二极管104替换成短路来从图10的实施例获得的。通过图12中例示的改型，在交流输入电压VAC102的负部分（negative portions）期间，经整流的电压VRECT1252将相对于输入返回114变为负（负的程度为约一个二极管压降）。图12的实施例中例示的替代电路可以与能够在端子142处接收来自交流输入电压VAC102的负电流的功率转换器控制器一起使用。尽管图12的实施例中的替代电路在输入感测电阻器R1140的一端处使寄生电容910放电，但可能仍需要放电电流源ICD920以在输入电压感测端子142处移除来自寄生电容915的电荷。
在一个实施例中，最为重要的是当功率转换器在轻负载状况或无负载状况运行时降低与交流线路感测关联的能量消耗，因为在这些轻负载状况或无负载状况下由于交流线路感测消耗的能量占该功率转换器消耗的全部功率的较大百分比。例如在图12的实施例中，这样的状况可能是，当负载134与功率转换器1200脱离时，或当负载134正在消耗来自功率转换器1200的最大供电能力的功率的仅小百分比时（诸如待机功率状况）。因此，在一个实施例中，当负载134正在从功率转换器1200获得大于阈水平的功率时，控制器1046可以持续检测在端子142处的输入电压感测信号。
可以通过使用负载检测电路来检测由负载消耗的功率或负载电平。例如，在具有恒定输出电压的功率转换器中，可以通过测量输出电流来测量负载电平。类似地，在向负载传送恒定电流的功率转换器中，可以通过测量输出电压来测量负载电平。在随着负载而改变平均切换频率以降低无负载消耗（即，随着负载减小而降低平均频率）的功率转换器中，功率转换器1200的开关S1150的平均切换频率（换言之，驱动信号148的周期TS的倒数）是被提供至图12中的负载134的功率的另一种表示，使得可以通过使用简单的定时电路测量TS来测量该负载电平。因此，如果开关150接通的时间之间的区间TS小于第一阈值，则可以持续地检测端子142处的电压感测信号。在一个实施例中，当切换周期TS大于第二阈值时，可以周期性地检测端子142处的电压感测信号，以变成根据本发明的教导的具有低功率消耗的交流电压传感器的另一个实施例。在一个实施例中，该第二阈值可以约等于50微秒。在一个实施例中，TS的第一阈值与第二阈值之间的差异可以是5微秒的迟滞。5微秒的迟滞会使该第二阈值比该第一阈值大5微秒，且该第一阈值比该第二阈值小5微秒。在一个实施例中，当切换周期TS大于该第二阈值时，可以在该开关截止的时间期间，在下一个切换周期开始时在该开关刚要接通之前，检测到电压感测信号142。确切的检测时间可以基于如下假定：从一个切换周期到下一个切换周期，TS的值不显著变化，因此例如控制器1046中的定时电路可以被用来对交流线路感测信号142的检测进行定时。
图13示出了控制器的一个示例性功能框图，其中当功率转换器的输出功率在第一阈值以上时，交流线路电压传感器持续地感测线路电压信号，且当该功率转换器输出的输出功率在第二阈值以下时，该交流线路电压传感器周期性地感测该线路电压信号。图13的控制器与图2A的控制器共同具有许多细节，且为了简明，下面的描述关注的是差异。为了下面的描述，也假定控制器1302被用在图12中示出的类型的功率转换器中。应意识到，功率转换器的具体类型不是关键，本发明可以被应用至在其他地方（诸如上面的图1、图8和图10）描述的功率转换器。
在示例性控制器1302中，当控制器1302开始运行时，“上电”信号1318初始为高，并确保当该功率转换器开始运行时QHV1304持续导通。在该实施例中，开关驱动电路1312是向外部开关（例如图12中的S1150）提供驱动信号1348的电路框。如上面所描述的，得自电路框1312的信号1314可以被用作对该功率转换器的输出处的负载的指示。在一个实施例中，定时器电路1310被用来提供一个“测量使能”信号1308，当信号1314指示功率转换器功率输出在第一阈以上时，该“测量使能”信号1308持续为高；且当信号1314指示功率转换器输出功率在第二阈值以下时，该“测量使能”信号1308仅周期性为高。当“或”门1320的输出为高时，高电压开关QHV1304导通，且根据上面的先前描述，信号1336和1338例如被生成以指示在该功率转换器的交流输入处的欠电压状况或过电压状况。
将注意到在一个实施例中，当该功率转换器的输出功率在第二阈值以下时，定时器1310将在对线路感测信号142的可靠检测而言刚好足够长的一个持续时间上输出高的“测量使能”信号1308。在一个实施例中，该持续时间在10-50微秒的范围内。在一个实施例中，信号1314与驱动信号1348相当，且当切换信号1348之间的时间段小于约45微秒时，定时器电路1310维持“测量使能”信号1308持续为高。在一个实施例中，当切换信号1348之间的时间段大于约50微秒时，定时器电路1310提供周期性为高的“测量使能”信号1308。在一个实施例中，当切换信号1348为高之间的时间大于50微秒时，定时器电路1310测量在先前的切换周期上切换信号1348为高之间的时间，以预测再次将测量使能信号设置成高的正确时间。在一个实施例中，恰好在下一个高的切换驱动信号1348被提供之前，定时器电路1310将输出高的“测量使能”信号1308。
在一个实施例中，从对该线路电压的检测中得出的欠电压信息和过电压信息可以被用于禁止如由信号1350指示的一个或更多个开关驱动信号。例如，如果在电源的输入处检测到过电压状况，则这对于保护图12的功率转换器中的开关S1150可能是重要的。在一个实施例中，当驱动信号1348为高时，“测量使能”信号1308被保持为高，使得可以立刻检测到任何欠电压状况或过电压状况，且如果有必要则使用信号1350提供低驱动信号1348来保护该功率转换器。
将注意到，图13的控制器实施例中没有生成零交叉信号。为了防止对欠电压状况的错误指示，比较器1334可以被限制为仅当欠电压状况持续存在一个最小的持续时间（诸如像一整个交流线路周期TL）才断言欠电压信号。在其他实施例中，可以包含零交叉检测电路，以通过将测量使能信号同步来仅在交流输入电压的峰处使能输入感测电路系统，从而进一步降低功率消耗。
上面对本发明的所例示的实施例的描述，包含在摘要中描述的内容，不旨在是穷举性的或是对所公开的精确形式的限制。尽管本发明的具体实施方案和针对本发明的实施例在这里是为了例示而被描述的，但在不脱离本发明的较宽泛的精神和范围的前提下，多种等同变型是可能的。其实，应意识到，具体示例性的电压、电流、频率、功率范围值、时间等是为了解释而被提供的，且根据本发明的教导，在其他实施方案和实施例中也可以采用其他值。

Claims (43)

1.一种功率转换器控制器，包括：
输入感测电路，以接收表示功率转换器的输入的一个输入感测信号；
零交叉检测器，被联接至该输入感测电路，以响应于该输入感测信号下降到第一零交叉阈以下和上升到第二零交叉阈以上来确定该功率转换器的输入的零交叉区间；
定时器电路，被联接至该零交叉检测器，以响应于该零交叉区间来确定该功率转换器的输入的峰区间，该定时器电路被联接以同步一个使能信号，该使能信号被生成以使得该输入感测电路能够在该功率转换器的输入的该峰区间中感测该功率转换器的输入；
比较器电路，被联接至该输入感测电路和该定时器电路，其中该比较器被联接以在该功率转换器的输入的该峰区间中检测该功率转换器的输入是否大于或小于一个或更多个阈。
2.根据权利要求1所述的功率转换器控制器，其中该输入感测电路是电流输入感测电路，且其中表示该功率转换器的输入的该输入感测信号是电流。
3.根据权利要求1所述的功率转换器控制器，其中输入感测电路包括高电压晶体管，该高电压晶体管被联接以接收该输入感测信号。
4.根据权利要求3所述的功率转换器控制器，其中该输入感测电路还包括低电压晶体管，该低电压晶体管被联接至该高电压晶体管，其中该低电压晶体管被联接以响应于该定时器电路而被切换。
5.根据权利要求4所述的功率转换器控制器，其中该低电压晶体管被联接成在该零交叉区间中断开，其中该输入感测电路还包括电流源，该电流源被联接至该低电压晶体管以当该低电压晶体管断开时使寄生电容放电。
6.根据权利要求3所述的功率转换器控制器，其中该高电压晶体管被联接以响应于该定时器电路而被切换。
7.根据权利要求1所述的功率转换器控制器，其中该输入感测电路包括电流镜电路，该电流镜电路被联接以接收表示该功率转换器的输入的该输入感测信号，其中该电流镜电路被联接以生成一个按比例表示的该输入感测信号。
8.根据权利要求7所述的功率转换器控制器，其中该输入感测电路还包括缓冲放大器电路，该缓冲放大器电路被联接至该电流镜电路，其中该缓冲放大器电路被联接以向该比较器电路输出该按比例表示的该输入感测信号。
9.根据权利要求1所述的功率转换器控制器，其中该一个或更多个阈包含欠电压阈和过电压阈中的一个或更多个。
10.一种功率转换器控制器，包括：
输入感测电路，以接收表示功率转换器的输入的一个输入感测信号；
零交叉检测器，被联接至该输入感测电路，以响应于该输入感测信号下降到第一零交叉阈以下和上升到第二零交叉阈以上来确定该功率转换器的输入的零交叉区间；
定时器电路，被联接至该零交叉检测器，以响应于该零交叉区间来确定该功率转换器的输入的峰区间，该定时器电路被联接以同步一个使能信号，该使能信号被生成以使得该输入感测电路能够在该功率转换器的输入的该峰区间中感测该功率转换器的输入；
采样器电路，被联接至该输入感测电路和该定时器电路，其中该采样器电路被联接以响应于该定时器电路来在该峰区间中采样该输入感测信号。
11.根据权利要求10所述的功率转换器控制器，还包括样本处理器电路，该样本处理器电路被联接以接收来自该采样器电路的输入感测信号样本，其中该样本处理器电路被联接以响应于来自该采样器电路的该输入感测信号样本来检测该功率转换器的输入是否大于或小于一个或更多个阈。
12.根据权利要求11所述的功率转换器控制器，其中该一个或更多个阈包含欠电压阈和过电压阈中的一个或更多个。
13.根据权利要求10所述的功率转换器控制器，其中该输入感测电路是电流输入感测电路，且其中表示该功率转换器的输入的该输入感测信号是电流。
14.根据权利要求10所述的功率转换器控制器，其中输入感测电路包括高电压晶体管，该高电压晶体管被联接以接收输入感测信号。
15.根据权利要求14所述的功率转换器控制器，其中输入感测电路还包括低电压晶体管，该低电压晶体管被联接至该高电压晶体管，其中该低电压晶体管被联接以响应于该定时器电路而被切换。
16.根据权利要求10所述的功率转换器控制器，其中该输入感测电路包括电流镜电路，该电流镜电路被联接以接收表示该功率转换器的输入的该输入感测信号，其中该电流镜电路被联接以生成一个按比例表示的该输入感测信号。
17.根据权利要求16所述的功率转换器控制器，其中该输入感测电路还包括缓冲放大器电路，该缓冲放大器电路被联接至该电流镜电路，其中该缓冲放大器电路被联接以向该采样器电路输出该按比例表示的该输入感测信号。
18.一种功率转换器，包括：
能量传递元件，被联接在该功率转换器的输入与该功率转换器的输出之间；
功率开关，被联接至该功率转换器的输入和该能量传递元件；以及
功率转换器控制器，被联接以生成驱动信号，该驱动信号被联接以响应于表示该功率转换器的输出的反馈信号来控制该功率开关的切换，从而控制从该功率转换器的输入至该功率转换器的输出的能量传递，其中该功率转换器包含：
输入感测电路，以接收表示功率转换器的输入的一个输入感测信号；
零交叉检测器，被联接至该输入感测电路，以响应于该输入感测信号下降到第一零交叉阈以下和上升到第二零交叉阈以上来确定该功率转换器的输入的零交叉区间；
定时器电路，被联接至该零交叉检测器，以响应于该零交叉区间来确定该功率转换器的输入的峰区间，该定时器电路被联接以同步一个使能信号，该使能信号被生成以使得该输入感测电路能够在该功率转换器的输入的该峰区间中感测该功率转换器的输入；
比较器电路，被联接至该输入感测电路和该定时器电路，其中该比较器被联接以在该功率转换器的输入的该峰区间中检测该功率转换器的输入是否大于或小于一个或更多个阈。
19.根据权利要求18所述的功率转换器，其中该功率转换器控制器被联接以接收表示通过该功率开关的电流的电流感测信号，其中该功率转换器控制器还被联接以生成该驱动信号，该驱动信号被联接以响应于电流感测信号来控制该功率开关的切换，从而控制从该功率转换器的输入到该功率转换器的输出的能量传递。
20.根据权利要求18所述的功率转换器，其中该输入感测电路是电流输入感测电路，且其中表示该功率转换器的输入的该输入感测信号是电流。
21.根据权利要求18所述的功率转换器，其中输入感测电路包括高电压晶体管，该高电压晶体管被联接以接收输入感测信号。
22.根据权利要求21所述的功率转换器，其中输入感测电路还包括低电压晶体管，该低电压晶体管被联接至该高电压晶体管，其中该低电压晶体管被联接以响应于该定时器电路而被切换。
23.根据权利要求22所述的功率转换器，其中该低电压晶体管被联接成在该零交叉区间中断开，其中该输入感测电路还包括电流源，该电流源被联接至该低电压晶体管以当该低电压晶体管断开时使寄生电容放电。
24.根据权利要求22所述的功率转换器，其中该高电压晶体管被联接以响应于该定时器电路而被切换。
25.根据权利要求18所述的功率转换器，其中该输入感测电路包括电流镜电路，该电流镜电路被联接以接收表示该功率转换器的输入的该输入感测信号，其中该电流镜电路被联接以生成一个按比例表示的该输入感测信号。
26.根据权利要求25所述的功率转换器，其中该输入感测电路还包括缓冲放大器电路，该缓冲放大器电路被联接至该电流镜电路，其中该缓冲放大器电路被联接以向该比较器电路输出该按比例表示的该输入感测信号。
27.根据权利要求18所述的功率转换器，其中该一个或更多个阈包含欠电压阈和过电压阈中的一个或更多个。
28.一种用于感测功率转换器的输入的方法，包括：
接收表示该功率转换器的输入的一个输入感测信号；
响应于该输入感测信号下降到第一零交叉阈以下和上升到第二零交叉阈以上来检测交流输入电压的零交叉区间；
响应于检测到的零交叉区间，使定时器与该交流输入电压同步；
响应于该定时器来闭合一个线路感测开关，以在该交流输入线路电压的峰区间中使能对该输入感测信号的感测；以及
响应于该定时器来断开该线路感测开关，以在除了该交流输入线路电压的该峰区间之外的区间中禁止对该输入感测信号的感测。
29.根据权利要求28所述的方法，还包括响应于该输入感测信号大于第一阈来断言过电压信号。
30.根据权利要求28所述的方法，还包括响应于该输入感测信号小于第二阈来断言欠电压信号。
31.根据权利要求28所述的方法，还包括在该峰区间中采样该输入感测信号。
32.根据权利要求31所述的方法，还包括分析该输入感测信号样本，以确定何时指示过电压状况和欠电压状况。
33.根据权利要求32所述的方法，其中分析该输入感测信号样本包括对该输入感测信号样本进行平均。
34.根据权利要求32所述的方法，其中分析该输入感测信号样本包括查找该输入感测信号样本的增大的值和减小的值的序列。
35.根据权利要求32所述的方法，其中分析该输入感测信号样本包括响应于该输入感测信号样本来调整该定时器的时序。
36.一种功率转换器控制器，包括：
输入感测电路，以接收表示功率转换器的输入的一个输入感测信号；
负载检测电路，被联接至表示该功率转换器的输出处的负载的信号，其中该负载检测电路被联接以控制该输入感测电路，使得当该功率转换器的输出处的该负载大于第一水平时，该输入感测电路被联接以持续地接收该输入感测信号，其中该负载检测电路被联接以控制该输入感测电路，使得当该功率转换器的输出处的该负载小于第二水平时，该输入感测电路被联接以周期性地接收该输入感测信号；
比较器电路，被联接至该输入感测电路和该负载检测电路，其中该比较器被联接以检测该功率转换器的输入是否大于或小于一个或更多个输入阈。
37.根据权利要求36所述的功率转换器控制器，还包括开关驱动电路，该开关驱动电路被联接以提供待要被开关接收的开关驱动信号，其中表示该功率转换器的输出处的负载的信号是该开关驱动信号。
38.根据权利要求37所述的功率转换器控制器，其中该负载检测电路包括定时器电路，该定时器电路被联接以控制该输入感测电路，使得当该开关驱动信号的一个时段在第一阈值以下时，该输入感测电路被联接以持续地接收该输入感测信号，且其中该定时器电路被联接以控制该输入感测电路，使得当该开关驱动信号的该时段在第二阈值以上时，该输入感测电路被联接以周期性地接收该输入感测信号。
39.根据权利要求38所述的功率转换器控制器，其中第一阈时段是约45微秒，且第二阈时段是约50微秒。
40.根据权利要求36所述的功率转换器控制器，还包括零交叉检测电路，该零交叉检测电路被联接至定时器电路。
41.根据权利要求40所述的功率转换器控制器，其中该零交叉检测电路被联接以检测交流输入电压的零交叉区间。
42.根据权利要求41所述的功率转换器控制器，其中该定时器电路被联接以响应于检测到的零交叉区间而与该交流输入电压同步。
43.根据权利要求41所述的功率转换器控制器，其中该定时器电路还被联接以响应于检测到的零交叉区间来控制该输入感测电路。
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