JP2014163886A

JP2014163886A - アブソリュートエンコーダ

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Publication number: JP2014163886A
Application number: JP2013037228A
Authority: JP
Inventors: Makiko Ogasawara; 真貴子小笠原
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 2013-02-27
Filing date: 2013-02-27
Publication date: 2014-09-08
Anticipated expiration: 2033-02-27
Also published as: EP2962071A1; EP2962071A4; WO2014132631A1; US20150338239A1; JP6161325B2

Abstract

【課題】演算に要する時間の点で有利なアブソリュートエンコーダを提供する。
【解決手段】絶対位置を表す符号列に対応した複数のマークが第１ピッチで第１方向に沿って配列されたスケールＳＣＬと、第１ピッチより小さいピッチで第１方向に沿って配列された複数の光電変換素子によって符号列に対応する幅で複数のマークを検出する検出器ＰＤＡと、検出器ＰＤＡの出力に基づいてスケールＳＣＬまたは検出器ＰＤＡの第１方向における絶対位置を求める処理部は、検出器ＰＤＡから出力されたマークの信号を量子化することによってデータ列を生成し、第１ピッチを配列単位とする符号列に対応する第１位置データを生成し、マークの信号のうち検出器ＰＤＡで全幅にわたって検出されなかった両端部のマークの信号の値を低減して得られた信号の位相に対応する第２位置データを生成し、第１位置データと第２位置データとを合成して絶対位置を表すデータを生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、アブソリュートエンコーダに関する。

従来、対象物の位置や回転角（以下、位置及び回転角等の総称または上位概念として「位置」を用いるものとする）を計測する目的で、インクリメンタルエンコーダやアブソリュートエンコーダが用いられている。インクリメンタルエンコーダは、スケールまたはディスク等に設けられた一定周期の格子の移動を光学的または磁気的に読み取り、原点情報を利用して、対象物の絶対位置を計測する。なお、近年は、格子ピッチを８０ミクロン程度にまで高精細化し、更に電気分割器にて１ピッチを約１００００分割して位相情報を内挿するため、８ナノメートル程度の分解能を実現している。また、格子線複数本を並行して光学的に読み取ることにより、格子のパターン誤差の影響が軽減され、高精度な計測値を得ている。しかし、原点を検出しないと絶対位置情報を得られないため、例えば工作機械やロボット分野への応用は限られていた。

一方、アブソリュートエンコーダは、グレイコードやＭ系列コード等に対応するスケール上のパターンをＣＣＤ等の撮像素子や受光素子アレイで読み取ることで、原点を検出することなく絶対位置を計測することができる。特許文献１は、インクリメンタルスケールの反射（透過）格子および非反射（透過）格子のうちの反射（透過）格子の反射（透過）率に差異をつけ、２つの値で構成された巡回符号としてのアブソリュートコードを表現するアブソリュートスケールを構成している。この方式では、受光素子アレイを用いて、スケールに光を投影して得られた明暗周期パターンをデータとして取得する。この波形データの振幅の情報からアブソリュートコードを求め、また、複数の標準波形のそれぞれのデータと波形データとの積和で得られる値から位相情報を求めている。この積和演算は、得られた波形データのままでは誤差が発生しやすいため、波形データの振幅を規格化して周期関数とみなせる状態にしてから行われていた。

特開２０１２−３７３９２号明細書

しかしながら、特許文献１の方法では、波形データの振幅を規格化するために除算を行うため、絶対位置を得る処理に要する時間の点で不利であった。

本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、例えば、演算に要する時間の点で有利なアブソリュートエンコーダを提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は、絶対位置を表す符号列に対応した複数のマークが第１ピッチで第１方向に沿って配列されたスケールと、第１ピッチより小さいピッチで第１方向に沿って配列された複数の光電変換素子を含み、複数の光電変換素子によって符号列に対応する幅で複数のマークを検出する検出器と、検出器の出力に基づいてスケールまたは検出器の第１方向における絶対位置を求める処理部と、を備え、処理部は、検出器から出力されたマークの信号を量子化することによってデータ列を生成し、データ列に基づいて、第１ピッチを配列単位とする符号列に対応する第１位置データを生成し、マークの信号のうち検出器で全幅にわたって検出されなかった両端部のマークの信号の値を低減して得られた信号の位相に対応する第２位置データを生成し、第１位置データと第２位置データとを合成して絶対位置を表すデータを生成する。

本発明によれば、例えば、絶対位置を得る処理に要する時間の点で有利なアブソリュートエンコーダを提供することができる。

本発明のエンコーダの全体の構成を示す図である。本発明のスケールＳＣＬを示す図である。本発明の一実施形態に係る階調変調を有する周期信号の例を示す図である。一般的な窓関数の例を示す図である。本発明の一実施形態に係るｂｉｔ数と比率の関係を示す図である。本発明の一実施形態に係る内挿誤差の例を示す図である。本発明の一実施形態に係る誤差と比率の関係を示す図である。本発明の一実施形態に係る透過率差と誤差／比率の関係を示す図である。本発明の一実施形態に係る透過型スケールの例を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面などを参照して説明する。

（第１実施形態）
図１に示すように、ＬＥＤ等の点光源から射出した発散光束を、コリメータレンズＬＮＳにて平行光に変換する。平行光は、Ｍビットのアブソリュートコード（絶対位置を表す符号列）に対応する複数のマークが配列されたスケールＳＣＬに照明される。なお、スケールＳＣＬは、直動または回動可能となっている。回動する場合、スケールは、ディスクに形成されうる。また、スケールは固定され、光源および後述の検出器が移動する構成であってもよい。スケールＳＣＬには、少なくとも２種類のマークを含む複数のマークが一定の周期（第１ピッチ）で一方向（第１方向）に沿って配列されている。スケールＳＣＬは、図２に示すように、透過率Ｔ１および透過率Ｔ２のスリットをピッチＰｓで有するスリットＧＴと、非透過部を備える。透過率Ｔ１及び透過率Ｔ２の２種類のスリットが２種類のマークを構成し、２種類のスリットが複数配列されてアブソリュートコードを表現している。２種類のマークは、形状は、同一であるが、透過率が互いに異なり、かつ、２種類のマークのそれぞれはマーク内において一様の透過率を有している。

スケールＳＣＬの透過率Ｔ１及び透過率Ｔ２のスリットからなるマークを透過した光は検出器（受光素子アレイ）ＰＤＡによって受光される。受光素子アレイＰＤＡは、マークの周期より小さいピッチでマークの配列方向と同じ方向に沿って配列された複数の光電変換素子によって所定の数のマークの列を検出する。受光素子アレイＰＤＡは、１個のマークに対してＮ個の光電変換素子が対応するように配置されていて、各光電変換素子から出力される位相が等間隔にずれているように構成されている。本実施形態では、１個のマークに対し、１２個の光電変換素子が対応することとする。これらの受光素子アレイＰＤＡへの入射光の明暗分布はＧＲＰＨ０のようになる。これらの受光素子アレイＰＤＡの複数信号を一旦レジスタＲＥＧに収容し、クロック信号をトリガにしてシリアル転送する場合の信号波形も図１のＧＲＰＨ１のようになる。ＧＲＰＨ１の波形は、受光素子アレイＰＤＡに入射する光の光量分布を示すＧＲＰＨ０と同じである。アナログ信号状態では、図に示す波形が直接観測でき、ＡＤ変換後のデジタル信号状態では、デジタル値から構成される仮想波形（デジタルデータ列）になるが、どちらでも技術的には等価である。図１の波形ＧＲＰＨ０は、正弦波波形の振幅がアブソリュートコードにより変調されたものとして示す。

算出部ＣＵＬＣは、受光素子アレイＰＤＡの出力するシリアル転送波形ＧＲＰＨ１に基づいて受光素子アレイＰＤＡに対するスケールＳＣＬの上記第１方向における絶対位置を算出する。シリアル転送波形ＧＲＰＨ１は、算出部ＣＵＬＣの中の第１算出部ＣＵＬＣ１と第２算出部ＣＵＬＣ２とによって処理される。第１算出部ＣＵＬＣ１は、受光素子アレイＰＤＡから出力された１２個の周期信号（１周期分の信号）それぞれの振幅を量子化することによって１２個のデータで構成されるデータ列（第１位置データ）を生成する。すなわち、第１算出部ＣＵＬＣ１は、まず、中心の光電変換素子およびその近傍の所定の数（例えば、隣接する５個）の光電変換素子の出力の総和の信号を算出し、シリアル転送波形ＧＲＰＨ１をＧＲＰＨ２のような波形に変換する。第１算出部ＣＵＬＣ１は、更に、ＧＲＰＨ２の信号を基準値（中間強度）と比較することで量子化（２値化）してＧＲＰＨ３のようなデジタル信号波形を得る。このＧＲＰＨ３の波形は仮のアブソリュートコード（絶対位置の整数部）に相当する。この仮のアブソリュートコードは、マークの周期を配列単位（分解能）とする第１位置データとなる。

第２算出部ＣＵＬＣ２は、第１演算部ＣＵＬＣ２．１にて、受光素子アレイＰＤＡからのシリアル転送波形ＧＲＰＨ１に、後述する窓関数データを乗算する。そうすることで、第２算出部ＣＵＬＣ２は、ＧＲＰＨ４のような周期信号を生成する。第２算出部ＣＵＬＣ２は、第２演算部ＣＵＬＣ２．２にて、第１演算部ＣＵＬＣ２．１で生成された周期信号を２つの信号に分配後、それぞれに後述する演算を行い、波形ＧＲＰＨ５を生成する。その後、第２算出部ＣＵＬＣ２は、第２演算部ＣＵＬＣ２．２にて、更にアークタンジェント演算ＡＴＮを行う。このようにして、第２算出部ＣＵＬＣ２は、振幅が一様なインクリメンタルエンコーダの周期信号の場合と同等の位相ＰＨＳの情報（第２位置データ、または絶対位置の小数部）を得ることができる。また、第２算出部ＣＵＬＣ２で得られたデータは、マークの信号のうち、受光素子アレイＰＤＡで全幅にわたり検出されなかった両端部のマークの信号の値を低減して得た信号の位相に対するデータとも言える。なお、第２算出部ＣＵＬＣ２の詳細は、後述する。

第３算出部ＣＵＬＣ３は、第１算出部ＣＵＬＣ１により得られた第１位置データと第２算出部ＣＵＬＣ２により得られた第２位置データとを合成してスケールＳＣＬの絶対位置を表すデータを生成する。第３算出部ＣＵＬＣ３は、生成されたスケールＳＣＬの絶対位置を表すデータをアブソリュートエンコーダの最終コードとしてレジスタＲＥＧに保管する。このレジスタＲＥＧに収容されたデータは、要求に応じてシリアル出力される。

以下に、第２演算部ＣＵＬＣ２の詳細について述べる。ＣＵＬＣ２は、データ前処理ＣＵＬＣ２．１（第１演算部）と位相情報演算ＣＵＬＣ２．２（第２演算部）の二つのブロック（工程）に分かれている。演算に使用するｉ番目（１≦ｉ≦６０）の標準波形データＳ（ｉ）、Ｃ（ｉ）の位相をθｐ（ｉ）とすると、ｉ番目の波形データＩ（ｉ）の位相θｓ（ｉ）を使用して位相情報φは以下の式（１）ように表される。

図３は、受光素子アレイにて取得した波形データＩ（ｉ）の一例を示す。この例において、明暗１周期を１２分割するように配置された受光素子アレイにて明暗５周期分の波形データＩ（ｉ）が取得される。この場合、波形データＩ（ｉ）は、以下の式（２）ように定義できる。

ここで、ｍは波形データＩ（ｉ）に係るマーク（の波形）の識別番号であり、左から右に向かって番号付けをする。Ｔｍは、ｍ番目のマークの透過率を示す。もっとも左のマーク（図３では１周期分のデータが取得できていないマーク）の識別番号をｍ＝０とした。図３の例では、透過率Ｔｍは、表１に示すようになる。

次に、二つの正弦波状の基準波形データ（第１及び第２波形データ）Ｓ（正弦波データ）とＣ（余弦波データ）を以下の式（３）ように定義する。

受光素子にて得られた波形データＩ（ｉ）と基準波形Ｓ（ｉ）、Ｃ（ｉ）それぞれとの積和演算を行うことにより、Ａ（第１相信号）・Ｂ（第２相信号）を以下の式（４）のように求めることができる。

式（４）で求めたＡ、Ｂ用いて、次の逆正接演算を行い、位相情報φ´を得る。

式（４）のＡ、Ｂどちらにおいても、第２項は、５周期分の波形データＩ（ｉ）の左端が０になっていない場合に値が０にならない項である。

第２項は、透過率Ｔ_０＝Ｔ_５または求めたい位相情報φ＝０の場合には０となり、その場合、位相情報φ´＝位相情報φとなる。しかし、透過率Ｔ_０≠Ｔ_５かつ位相情報φ≠０の場合は、式（４）のＡ、Ｂともに第２項の値が０にならず、式（５）の演算を行うと、位相情報φ´≠位相情報φとなる。ここで、位相情報φと位相情報φ´の差分を誤差Ｅａと定義し、０≦φ＜２πにおける誤差Ｅａの最大値を内挿誤差Ｅｄと定義する。

よって、式（４）の第２項が０にならない場合、内挿誤差Ｅｄが発生することになる。そこで、本発明では、以下のように窓関数データＷ（ｉ）を用いて式（４）における２つの第２項の寄与率を下げることにより、求められる位相情報φの誤差を低減する。すなわち、式（４）に替えて、Ａ’（第１データ）及びＢ’（第２データ）を表す次の式（６）を用いる。

式(６)で適用する窓関数データに関して以下に詳細を述べる。

図４（ａ）に窓関数データの例を示す。図４（ｂ）は、ハン窓関数と、ハン窓関数のうち波形データＩ（ｉ）のｉ＝１およびｉ＝６０の二つのデータ端部それぞれから１周期分に相当する領域（ハッチング部）とを示す。この領域が窓関数データ全体に占める面積の比率Ｒは、以下の式（７）で求めることができる。

また、式（７）を、一般的に書き換えると以下の式（８）ようになる。

式中、ｎは、明暗１周期あたりの受光素子数を示し、Ｍは、位相演算で使用する明暗周期数を示す。ここで、式（４）の第２項が０でない値を有するのに寄与する波形データＩ（ｉ）の領域は、ｉ＝１およびｉ＝Ｍ×ｎの二つのデータ端部それぞれから１周期分に必ず入る。そのため、この領域の全領域に対する比率Ｒをもって、式（４）の第１項に対する第２項の比率を近似することができる。よって、ｉ＝１およびｉ＝Ｍ×ｎの二つのデータ端部それぞれから１周期分の領域を考慮することとする。この比率Ｒが小さくなると内挿誤差Ｅｄが減少するから、窓関数データＷは、比率Ｒが小さくなるようなプロファイルとする。なお、位相演算で使用する明暗周期数Ｍ（アブソリュートコードのビット数）を増やすことにより、比率Ｒを小さくすることも可能である。図５は、式（８）の比率ＲとＭとの関係を示す。Ｍが大きくなるにつれ、比率Ｒは小さくなる。また、窓関数を適用しない場合に相当する矩形窓と比較すると、その他の窓関数は、同じＭの値に対して、比率Ｒを小さくできる。

次に、図６では、比率Ｒと内挿誤差Ｅｄとの相関を示す。ここで、２種類のマークの透過率の差を透過率差ΔＴと定義する。また、内挿誤差Ｅｄは、スケールの明暗パターン周期λに対する比率で表す。また、ここで使用したコードは、一つのデータ端部での値が１で、他のデータ端部での値が０となるコードである。式（４）より明らかであるように、このコードでの内挿誤差Ｅｄが最大となる。図６（ａ）は、透過率差ΔＴ＝０．３［ａ．ｕ．］、（ｂ）は、透過率差ΔＴ＝０．５［ａ．ｕ．］、そして、（ｃ）は、透過率差ΔＴ＝０．７［ａ．ｕ．］における相関を示す。（ａ）、（ｂ）および（ｃ）において、各窓関数データの比率Ｒが小さくなるにつれ、内挿誤差Ｅｄも徐々に減少する。また、各透過率差ΔＴでの結果を比較すると透過率差ΔＴが小さくなるにつれ、内挿誤差Ｅｄも減少している。これは、式（４）のＡ、Ｂ両方の第二項の係数である透過率差が減少することと合致する。また、図６において、内挿誤差Ｅｄに対して、窓関数データとして最適解がない領域を斜線部で示す。

図７は、透過率差ΔＴと、比率Ｒに関する内挿誤差Ｅｄの傾きとの相関を示す。各透過率差ΔＴでの傾きの最小値が最適解の存在する領域の境界値となっており、図７において、窓関数データとして最適解が存在しない領域を斜線部で示す。上述のように、式（６）の窓関数データＷとして、比率Ｒが図７の斜線部以外の領域となるプロファイルを有する窓関数を選択することが可能である。具体的な条件を以下の式（９）で示す。

ここで、式（９）は、図７の斜線部以外の部分を示す式であり、この式を満たす範囲内で窓関数の係数（値）の変更が可能である。

以下、窓関数データＷの選定例を説明する。透過率差ΔＴ＝０．５とし、許容できる誤差（内挿精度）を０．００１λとすると、比率Ｒが０．１７より小さくなる窓関数データＷを適用すればよい。この条件を満たすハン窓関数を窓関数データとして適用する。図８は、本実施形態において０≦φ＜２πの範囲で式（４）でＡ、Ｂを求めた場合と、式（６）の窓関数データＷとしてハン窓関数を使ってＡ´、Ｂ´を求めた場合とで、内挿誤差Ｅｄを比較した図である。図８において、波線は、許容できる誤差０．００１λを示し、ハン窓関数を適用すると、誤差０．００１λ以下を達成し、窓関数を使わなかった場合に対して誤差が約１/１０に減少することが分かる。

同様に、ブラックマン窓関数、ｓｉｎ窓関数、Ｖｏｒｂｉｓ窓関数など、比率Ｒが式（９）を満たすような窓関数を窓関数データＷとして選択することにより、計測時の誤差を許容範囲内とすることができる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態を以下に示す。装置の構成及び、窓関数データＷの条件は、第１実施形態と同一であるため、省略する。
第１実施形態においては、式（３）及び式（６）を使用して演算を行う方法を記載したが、第２実施形態は、あらかじめ標準波形として以下の式（１０）を保持する。

このように窓関数データＷと基準波形データＳ、Ｃとを掛け合わせて得られたデータを保持しておくことで、必要なメモリの領域を削減することができる。また、処理時間のさらなる短縮にも有利となり得る。

（その他の実施形態）
本発明は、以下のような様々な場合においても適用可能である。
図９に示すような透過格子を等間隔で配置したスケールを備えたエンコーダにも適用が可能である。この場合の光量分布は、図２のスケールからの光量分布を上下反転させたものになり、スケールによる光量の変調量は、透過部（光量が極大値をとる部分）で極小値をとる。

また、反射型スケールのエンコーダにも適用が可能である。その場合は、スケール上の基準の格子を非反射部もしくは全反射部とし、その間に反射率Ｒ１の格子（マーク）または反射率Ｒ２の格子（マーク）を挿入してアブソリュートコードを表現すればよい。
本発明は、２値（２階調）のみならず判別可能な３値（３階調）以上の階調を有するスケールを備えたエンコーダにも適用が可能である。

また、スケールと受光素子との間隔の変動により、受光素子アレイ上への光投影パターンが歪む場合が想定される。このような場合の光投影パターンには、一般的に３倍の高調波成分が発生することが知られている。しかし、３倍の高調波成分の有無は、式（４）の演算において影響しない。このことは、以下の式（１１）の演算結果が０となることから理解される。

よって、本実施形態に係る構成によれば、高調波成分の影響を効果的に低減でき、もって高精度に位相を求められる。なお、明暗１周期を検出するための受光素子アレイＰＤＡの素子数は、必要精度や受光素子アレイの入手性を勘案し、変更してもよい。

また、受光素子アレイの素子の感度バラツキや光学系に起因する光量ムラを考慮して本実施形態で演算に用いた数式および値の少なくとも一方を変更してもよい。また、必要精度に応じて近似値を適用してもよい。

また、図１の信号処理部は、同等の機能を他の構成や、アルゴリズム、フローで実現してもよい。例えば、受光素子アレイからの信号を並列アナログ回路で加減乗算処理する方式や、直列アナログ回路で加減乗算処理またはフィルタリング処理する方式で実現してもよい。またさらに、受光素子アレイの信号をＡＤ変換して得られたデジタル信号をＦＰＧＡまたはＡＳＩＣ等の集積回路で演算処理する方式としてもよい。

さらに、本実施形態では、スケールに平行光を入射させて等倍でスケールを検出する光学系を用いた。しかし、スケールに発散光を入射させて拡大してスケールを検出する光学系や、スケールからの光を、結像光学系を介して検出する光学系等、他の光学系も採用可能である。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、これらの実施形態に限定されず、その要旨の範囲内で種々の変形および変更が可能である。

ＳＣＬスケール
ＰＤＡ受光素子アレイ
ＣＵＬＣ１第１算出部
ＣＵＬＣ２第２算出部
ＣＵＬＣ３第３算出部

Claims

絶対位置を表す符号列に対応した複数のマークが第１ピッチで第１方向に沿って配列されたスケールと、
前記第１ピッチより小さいピッチで前記第１方向に沿って配列された複数の光電変換素子を含み、前記複数の光電変換素子によって前記符号列に対応する幅で複数のマークを検出する検出器と、
前記検出器の出力に基づいて前記スケールまたは前記検出器の前記第１方向における絶対位置を求める処理部と、を備え、
前記処理部は、
前記検出器から出力された前記マークの信号を量子化することによってデータ列を生成し、前記データ列に基づいて、前記第１ピッチを配列単位とする前記符号列に対応する第１位置データを生成し、
前記マークの信号のうち前記検出器で全幅にわたって検出されなかった両端部のマークの信号の値を低減して得られた信号の位相に対応する第２位置データを生成し、
前記第１位置データと前記第２位置データとを合成して前記絶対位置を表すデータを生成する、
ことを特徴とするアブソリュートエンコーダ。
前記処理部は、前記両端部のマークの信号の値の低減を窓関数に基づいて行う、ことを特徴とする請求項１に記載のアブソリュートエンコーダ。
前記処理部は、前記窓関数として、ハン窓関数、ブラックマン窓関数、ｓｉｎ窓関数およびＶｏｒｂｉｓ窓関数の少なくとも１つに基づいて前記低減を行う、ことを特徴とする請求項２に記載のアブソリュートエンコーダ。
前記処理部は、前記低減して得られた信号と前記第１ピッチに対応する周期をそれぞれ有する正弦波データおよび余弦波データとの間でそれぞれ積和演算により得られた２つの値の比に基づいて前記第２位置データを生成する、ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のうちいずれか１項に記載のアブソリュートエンコーダ。
前記処理部は、前記検出器から出力された前記マークの信号と前記第１ピッチに対応する周期をそれぞれ有する正弦波データおよび余弦波データの前記両端部のマークの信号に対応する部分をそれぞれ低減して第１データおよび第２データとの間でそれぞれ積和演算により得られた２つの値の比に基づいて前記第２位置データを生成する、ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のうちいずれか１項に記載のアブソリュートエンコーダ。
前記処理部は、前記第２位置データの誤差が許容範囲内となるように、前記低減を行う、ことを特徴とする請求項１ないし請求項５のうちいずれか１項に記載のアブソリュートエンコーダ。