JP2014128126A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換回路のスイッチング開始直後に発生する突入電流を抑えられる電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１は、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄをブリッジ接続して構成される整流回路１０を有している。整流回路１０の交流端にはコンデンサ１２０ｂが、直流端にはコンデンサ１３０ｂがそれぞれ並列接続されている。制御回路は、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄとＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃを、交流電源の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる直前であって、交流電源の電圧がピーク値を含む所定範囲内となるタイミングで、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄ又はＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃをオンさせる。これにより、整流回路１０の直流端と交流端の電圧差を小さくした状態で、スイッチングを開始できる。そのため、スイッチング開始直後に発生する突入電流を抑えられる。
【選択図】図５

Description

本発明は、ダイオードが逆並列接続された４つのスイッチング素子をブリッジ接続して構成される電力変換回路を備えた電力変換装置に関する。

従来、ダイオードが逆並列接続された４つのスイッチング素子をブリッジ接続して構成される電力変換回路を備えた電力変換装置として、例えば以下に示す特許文献１に開示されている電力変換装置がある。

この電力変換装置は、交流電源から供給される交流を直流に変換して２次電池に供給する装置である。また、逆に、２次電池から供給される直流を交流に変換して交流電源に供給する装置でもある。電力変換装置は、整流回路と、昇降圧コンバータ回路と、フィルタ回路と、制御装置とを備えている。

整流回路は、交流端がフィルタ回路を介して交流電源に、直流端が昇降圧コンバータ回路にそれぞれ接続され、交流電源から供給される交流を直流に変換して昇降圧コンバータ回路に供給する回路である。また、逆に、昇降圧コンバータ回路から供給される直流を交流に変換して交流電源に供給する回路でもある。整流回路は、ダイオードが逆並列接続された４つのスイッチング素子を備えている。４つのスイッチング素子は、ブリッジ接続されている。整流回路は、スイッチング素子をオフすることで、ダイオードによって、交流電源から供給される交流を直流に変換して昇降圧コンバータ回路に供給する。また、スイッチング素子を所定のタイミングでスイッチングすることで、昇降圧コンバータ回路から供給される直流を交流に変換して交流電源に供給する。

昇降圧コンバータ回路は、整流回路と２次電池にそれぞれ接続され、整流回路から供給される直流を昇圧又は降圧して２次電池に供給する回路である。また、逆に、２次電池から供給される直流を昇圧又は降圧して整流回路に供給する回路でもある。

フィルタ回路は、交流電源と整流回路の間に接続され、交流電源から整流回路に供給される交流に含まれる所定の周波数成分を除去する回路である。フィルタ回路は、リアクトルと、コンデンサとを備えている。例えば、リアクトルは、交流電源と整流回路の交流端の間に接続されている。コンデンサは、整流回路の交流端に並列接続されている。

制御装置は、整流回路と昇降圧コンバータ回路にそれぞれ接続され、整流回路と昇降圧コンバータ回路を制御する装置である。制御装置は、交流電源から供給される交流を直流に変換して２次電池に供給するとき、整流回路のスイッチング素子をオフさせるとともに、昇降圧コンバータ回路を制御する。整流回路は、ダイオードによって、交流電源から供給される交流を直流に変換して昇降圧コンバータ回路に供給する。昇降圧コンバータ回路は、整流回路から供給される直流を昇圧又は降圧して２次電池に供給する。制御装置は、２次電池から供給される直流を交流に変換して交流電源に供給するとき、昇降圧コンバータ回路を制御するとともに、整流回路の対角に配置されたスイッチング素子からなるスイッチング素子対のうち、一方のスイッチング素子対を構成するスイッチング素子と、他方のスイッチング素子対を構成するスイッチング素子を相補的にスイッチングさせる。例えば、交流電源の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる。昇降圧コンバータ回路は、２次電池から供給される直流を昇圧又は降圧して整流回路に供給する。整流回路は、昇降圧コンバータ回路から供給される直流を交流に変換して交流電源に供給する。

特開２０１２−０８５３９７号公報

ところで、配線の浮遊インダクタンス等の影響により、スイッチング素子のスイッチングに伴ってサージ電圧が発生する。そのため、サージ電圧を抑え、スイッチング素子を保護するため、スナバ回路が用いられる。スナバ回路は、例えば、抵抗と、コンデンサとによって構成されている。抵抗及びコンデンサは、直列接続され、整流回路の直流端に並列接続される。その結果、整流回路の交流端にはフィルタ回路のコンデンサが、整流回路の直流端にはスナバ回路のコンデンサがそれぞれ並列接続されることになる。

電力変換装置が動作していない状態において、フィルタ回路のコンデンサには、交流電源から供給される交流電圧が印加されている。スナバ回路のコンデンサには、整流回路のダイオードによって変換された直流電圧が印加され、コンデンサが充電されている。そのため、整流回路の交流端には交流電圧が、整流回路の直流端には直流電圧がそれぞれ印加された状態となっている。

２次電池から供給される直流を交流に変換して交流電源に供給する場合、制御装置は、整流回路の対角に配置されたスイッチング素子からなるスイッチング素子対のうち、一方のスイッチング素子対を構成するスイッチング素子と、他方のスイッチング素子対を構成するスイッチング素子を、交流電源の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる。前述したように、整流回路の交流端には交流電圧が、整流回路の直流端には直流電圧がそれぞれ印加されている。そのため、整流回路の直流端と交流端の電圧差によって、スイッチング開始直後に、スナバ回路のコンデンサから整流回路を経てフィルタ回路のコンデンサに至る経路に突入電流が流れてしまうという問題があった。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、電力変換回路のスイッチング開始直後に発生する突入電流を抑えることができる電力変換装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するためになされた本発明は、ダイオードが逆並列接続された４つのスイッチング素子をブリッジ接続して構成され、スイッチング素子をオフすることで、ダイオードによって、交流端に接続された交流電源から供給される交流を直流に変換して直流端に接続された直流電源に供給、又は、スイッチング素子をスイッチングすることで、直流電源から供給される直流を交流に変換して交流電源に供給する電力変換回路と、電力変換回路の交流端に並列接続される第１コンデンサと、電力変換回路の直流端に並列接続される第２コンデンサと、電力変換回路に接続され、交流電源から供給される交流を直流に変換して直流電源に供給するときには、電力変換回路のスイッチング素子をオフし、直流電源から供給される直流を交流に変換して交流電源に供給するときには、電力変換回路の対角に配置されたスイッチング素子からなるスイッチング素子対のうち、一方のスイッチング素子対を構成するスイッチング素子と、他方のスイッチング素子対を構成するスイッチング素子を、交流電源の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる制御回路と、を備えた電力変換装置において、制御回路は、直流電源から供給される直流を交流に変換して交流電源に供給するとき、一方のスイッチング素子対を構成するスイッチング素子と、他方のスイッチング素子対を構成するスイッチング素子を、交流電源の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる直前であって、交流電源の電圧がピーク値を含む所定範囲内となるタイミングで、一方のスイッチング素子対を構成するスイッチング素子、又は、他方のスイッチング素子対を構成するスイッチング素子をオンさせることを特徴とする。

この構成によれば、電力変換回路の直流端と交流端の電圧差を小さくした状態で、スイッチングを開始することができる。そのため、スイッチング開始直後に発生する突入電流を抑えることができる。

第１実施形態における電力変換装置の回路図である。 図１における制御回路の昇降圧コンバータ回路制御に関するブロック図である。 図１における制御回路の整流回路制御に関するブロック図である。 第１実施形態における電力変換装置の交流電源の電圧及び駆動信号の波形図である。 第１実施形態における電力変換装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。 従来の電力変換装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。 第２実施形態における電力変換装置の回路図である。 図６における整流回路用の駆動回路の詳細な回路図である。 図６における制御回路の整流回路制御に関するブロック図である。 第２実施形態における電力変換装置の交流電源の電圧及び駆動信号の波形図である。 第２実施形態における電力変換装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。

次に、実施形態を挙げ、本発明をより詳しく説明する。実施形態では、本発明に係る電力変換装置を、家庭用の交流電源と、電気自動車やハイブリッド車に搭載された車載バッテリとの間で、双方向に電力を変換して供給する電力変換装置に適用した例を示す。

（第１実施形態）
まず、図１を参照して第１実施形態の電力変換装置の構成について説明する。

図１に示す電力変換装置１は、家庭用の交流電源ＡＣ１から供給される交流を直流に変換して車載バッテリＢ１に供給する装置である。また、逆に、車載バッテリＢ１から供給される直流を交流に変換して家庭用の交流電源ＡＣ１に供給する装置でもある。つまり、家庭用の交流電源ＡＣ１と車載バッテリＢ１の間で、双方向に電力を変換して供給する装置である。電力変換装置１は、整流回路１０（電力変換回路）と、昇降圧コンバータ回路１１（直流電源）と、フィルタ回路１２と、スナバ回路１３と、平滑コンデンサ１４と、制御回路１５とを備えている。

整流回路１０は、交流端がフィルタ回路１２を介して交流電源ＡＣ１に、直流端が昇降圧コンバータ回路１１にそれぞれ接続され、交流電源ＡＣ１から供給される交流を直流に変換して昇降圧コンバータ回路１１に供給する回路である。また、逆に、昇降圧コンバータ回路１１から供給される直流を交流に変換して交流電源ＡＣ１に供給する回路でもある。整流回路１０は、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄ（スイッチング素子）と、ダイオード１００ｅ〜１００ｈとを備えている。

ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｂ及びＩＧＢＴ１００ｃ、１００ｄは、それぞれ直列接続されている。具体的には、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｃのエミッタが、ＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｄのコレクタにそれぞれ接続されている。直列接続されたＩＧＢＴ１００ａ、１００ｂ及びＩＧＢＴ１００ｃ、１００ｄは、並列接続されている。具体的には、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｃのエミッタとＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｄのコレクタがそれぞれ接続されている。つまり、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄは、ブリッジ接続されている。ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｂ及びＩＧＢＴ１００ｃ、１００ｄの接続点は、交流端を形成し、フィルタ回路１２を介して交流電源ＡＣ１にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｃのコレクタ及びＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｄのエミッタは、直流端を形成し、昇降圧コンバータ回路１１及びスナバ回路１３にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄのゲートは、制御回路１５にそれぞれ接続されている。

ダイオード１００ｅ〜１００ｈのアノードはＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄのエミッタに、カソードはＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄのコレクタにそれぞれ接続されている。つまり、ダイオード１００ｅ〜１００ｈは、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄに逆並列接続されている。

整流回路１０は、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄをオフすることで、ダイオード１００ｅ〜１００ｈによって、交流電源ＡＣ１から供給される交流を直流に変換して昇降圧コンバータ回路１１に供給する。また、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄを所定のタイミングでスイッチングすることで、昇降圧コンバータ回路１１から供給される直流を交流に変換して交流電源ＡＣ１に供給する。

昇降圧コンバータ回路１１は、整流回路１０と車載バッテリＢ１にそれぞれ接続され、整流回路１０から供給される直流を昇圧又は降圧して車載バッテリＢ１に供給する回路である。また、逆に、車載バッテリＢ１から供給される直流を昇圧又は降圧して整流回路１０に供給する回路でもある。昇降圧コンバータ回路１１は、ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄと、ダイオード１１０ｅ〜１１０ｈと、リアクトル１１０ｉとを備えている。

ＩＧＢＴ１１０ａ、１１０ｂ及びＩＧＢＴ１１０ｃ、１１０ｄは、それぞれ直列接続されている。具体的には、ＩＧＢＴ１１０ａ、１１０ｃのエミッタが、ＩＧＢＴ１１０ｂ、１１０ｄのコレクタにそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ１１０ａ、１１０ｂの接続点はリアクトル１１０ｉの一端に、ＩＧＢＴ１１０ｃ、１１０ｄの接続点はリアクトル１１０ｉの他端にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ１１０ａのコレクタはＩＧＢＴ１００ａ、１００ｃのコレクタに、ＩＧＢＴ１１０ｂのエミッタはＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｄのエミッタにそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ１１０ｃのコレクタは車載バッテリＢ１の正極端に、ＩＧＢＴ１１０ｄのエミッタはＩＧＢＴ１１０ｂのエミッタと車載バッテリＢ１の負極端にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄのゲートは、制御回路１５にそれぞれ接続されている。

ダイオード１１０ｅ〜１１０ｈのアノードはＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄのエミッタに、カソードはＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄのコレクタにそれぞれ接続されている。つまり、ダイオード１１０ｅ〜１１０ｈは、ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄに逆並列接続されている。

昇降圧コンバータ回路１１は、ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄを所定のタイミングでスイッチングすることで、整流回路１０から供給される直流を昇圧又は降圧して車載バッテリＢ１に供給する。また、ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄを所定のタイミングでスイッチングすることで、車載バッテリＢ１から供給される直流を昇圧又は降圧して整流回路１０に供給する。

フィルタ回路１２は、交流電源ＡＣ１と整流回路１０の交流端の間に接続され、交流に含まれる所定の周波数成分を除去する回路である。具体的には、高周波成分を除去する回路である。フィルタ回路１２は、リアクトル１２０ａと、コンデンサ１２０ｂ（第１コンデンサ）とを備えている。リアクトル１２０ａの一端は交流電源ＡＣ１の一端に、他端はＩＧＢＴ１００ａ、１００ｂの接続点にそれぞれ接続されている。コンデンサ１２０ｂの一端はリアクトル１２０ａの他端に、他端は交流電源ＡＣ１の他端とＩＧＢＴ１００ｃ、１００ｄの接続点にそれぞれ接続されている。つまり、コンデンサ１２０ｂは、整流回路１０の交流端に並列接続されている。

スナバ回路１３は、配線の浮遊インダクタンス等の影響によりＩＧＢＴのスイッチングに伴って発生するサージ電圧を抑え、ＩＧＢＴを保護するための回路である。スナバ回路１３は、抵抗１３０ａと、コンデンサ１３０ｂ（第２コンデンサ）とを備えている。抵抗１３０ａとコンデンサ１３０ｂは、直列接続されている。具体的には、抵抗１３０ａの一端が、コンデンサ１３０ｂの一端に接続されている。抵抗１３０ａの他端はＩＧＢＴ１００ａ、１００ｃのコレクタに、コンデンサ１３０ｂの他端はＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｄのエミッタにそれぞれ接続されている。つまり、コンデンサ１３０ｂは、抵抗１３０ａを介して整流回路１０の交流端に並列接続されている。

平滑コンデンサ１４は、昇降圧コンバータ回路１１と車載バッテリＢ１に接続され、直流を平滑化する素子である。平滑コンデンサ１４の一端は、ＩＧＢＴ１１０ｃのコレクタと車載バッテリＢ１の正極端に、他端はＩＧＢＴ１１０ｄのエミッタと車載バッテリＢ１の負極端にそれぞれ接続されている。

制御回路１５は、整流回路１０と昇降圧コンバータ回路１１にそれぞれ接続され、整流回路１０と昇降圧コンバータ回路１１を制御する装置である。

制御回路１５は、交流電源ＡＣ１から供給される交流を直流に変換して車載バッテリＢ１に供給するときには、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄをオフさせるとともに、ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄを所定のタイミングでスイッチングさせる。

一方、車載バッテリＢ１から供給される直流を交流に変換して交流電源ＡＣ１に供給するときには、ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄを所定のタイミングでスイッチングさせるとともに、整流回路１０の対角に配置されたＩＧＢＴからなるスイッチング素子対のうち、一方のスイッチング素子対を構成するＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄと、他方のスイッチング素子対を構成するＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃを、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる。

その際、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄとＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃを、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる直前であって、交流電源ＡＣ１の電圧がピーク値を含む所定範囲内となるタイミングで、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄ又はＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃをオンさせる。具体的には、交流電源ＡＣ１の電圧がピーク値を含む所定範囲内となるタイミングから、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングまで、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄ、又は、ＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃをオンさせる。

ここで、所定範囲とは、ピーク値の９５％〜１００％の範囲である。これは、突入電流が、実用上問題ない範囲内となるよう決定された値である。制御回路１５は、電流センサ１５０、１５１と、電圧センサ１５２、１５３と、駆動回路１５４、１５５と、マイクロコンピュータ１５６とを備えている。

電流センサ１５０は、交流電源ＡＣ１からフィルタ回路１２を介して整流回路１０に供給される交流電流、又は、整流回路１０からフィルタ回路１２を介して交流電源ＡＣ１に供給される交流電流を検出し、検出結果を出力する素子である。電流センサ１５０は、交流電源ＡＣ１とフィルタ回路１２を接続する配線に、配線をクランプするように設けられている。電流センサ１５０の出力端は、マイクロコンピュータ１５６に接続されている。

電流センサ１５１は、リアクトル１１０ｉに流れる電流を検出し、検出結果を出力する素子である。電流センサ１５１は、ＩＧＢＴ１１０ａ、１１０ｂの接続点とリアクトル１１０ｉを接続する配線に、配線をクランプするように設けられている。電流センサ１５１の出力端は、マイクロコンピュータ１５６に接続されている。

電圧センサ１５２は、交流電源ＡＣ１からフィルタ回路１２を介して整流回路１０に供給される交流電圧、又は、整流回路１０からフィルタ回路１２を介して交流電源ＡＣ１に供給される交流電圧を検出し、検出結果を出力する素子である。電圧センサ１５２は、交流電源ＡＣ１の一端及び他端にそれぞれ接続されている。電圧センサ１５２の出力端は、マイクロコンピュータ１５６に接続されている。

電圧センサ１５３は、昇降圧コンバータ回路１１から車載バッテリＢ１に供給される直流電圧、又は、車載バッテリＢ１から昇降圧コンバータ回路１１に供給される直流電圧を検出し、検出結果を出力する素子である。電圧センサ１５３は、車載バッテリＢ１の正極端及び負極端にそれぞれ接続されている。電圧センサ１５３の出力端は、マイクロコンピュータ１５６に接続されている。

駆動回路１５４は、マイクロコンピュータ１５６から入力される駆動信号に基づいてＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄのゲートに電圧を供給し、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄを駆動する回路である。具体的には、駆動信号がハイレベルのとき、ＩＧＢＴをオンする回路である。駆動回路１５４は、マイクロコンピュータ１５６、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄのゲート及びエミッタにそれぞれ接続されている。

駆動回路１５５は、マイクロコンピュータ１５６から入力される駆動信号に基づいてＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄのゲートに電圧を供給し、ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄを駆動する回路である。具体的には、駆動信号がハイレベルのとき、ＩＧＢＴをオンする回路である。駆動回路１５５は、マイクロコンピュータ１５６、ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄのゲート及びエミッタにそれぞれ接続されている。

マイクロコンピュータ１５６は、電流センサ１５０、１５１及び電圧センサ１５２、１５３の検出結果に基づいて、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄ、１１０ａ〜１１０ｄを駆動するための駆動信号を生成し出力する素子である。

マイクロコンピュータ１５６は、交流電源ＡＣ１から供給される交流を直流に変換して車載バッテリＢ１に供給するときには、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄをオフさせる駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成し出力するとともに、車載バッテリＢ１に供給される直流電圧が所定電圧となるように、電流センサ１５０、１５１及び電圧センサ１５２、１５３の検出結果に基づいて、ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄを所定のタイミングでスイッチングさせる駆動信号ＰＷＭ３Ｈ、ＰＷＭ３Ｌ、ＰＷＭ４Ｈ、ＰＷＭ４Ｌを生成し出力する。

一方、車載バッテリＢ１から供給される直流を交流に変換して交流電源ＡＣ１に供給するときには、整流回路１０に供給される直流電圧が交流電源ＡＣ１の交流電圧の瞬時値に対応した電圧となるように、電流センサ１５０、１５１及び電圧センサ１５２、１５３の検出結果に基づいて、ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄを所定のタイミングでスイッチングさせる駆動信号ＰＷＭ３Ｈ、ＰＷＭ３Ｌ、ＰＷＭ４Ｈ、ＰＷＭ４Ｌを生成し出力するとともに、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄとＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃを、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成し出力する。

その際、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄとＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃを、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる直前であって、交流電源ＡＣ１の電圧がピーク値を含む所定範囲内となるタイミングから、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングまで、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄ又はＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃをオンさせる駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成する。

ここで、駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌが、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄに対する駆動信号である。また、駆動信号ＰＷＭ３Ｈ、ＰＷＭ３Ｌ、ＰＷＭ４Ｈ、ＰＷＭ４Ｌが、ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄに対する駆動信号である。マイクロコンピュータ１５６は、電流センサ１５０、１５１及び電圧センサ１５２、１５３の出力端にそれぞれ接続されている。また、駆動回路１５４、１５５にそれぞれ接続されている。

図２に示すように、マイクロコンピュータ１５６は、車載バッテリＢ１から供給される直流を交流に変換して交流電源ＡＣ１に供給するときに、ＩＧＢＴ１１０ａ、１１０ｂの駆動信号ＰＷＭ３Ｈ、ＰＷＭ３Ｌを生成するため、除算部１５６ａと、乗算部１５６ｂと、駆動信号生成部１５６ｃと、ＮＯＴ回路部１５６ｄとを備えている。また、ＩＧＢＴ１１０ｃ、１１０ｄの駆動信号ＰＷＭ４Ｈ、ＰＷＭ４Ｌを生成するため、除算部１５６ｅと、偏差演算部１５６ｆと、ＰＩ演算部１５６ｇと、加算部１５６ｈと、除算部１５６ｉと、駆動信号生成部１５６ｊと、ＮＯＴ回路部１５６ｋとを備えている。除算部１５６ａ、乗算部１５６ｂ、駆動信号生成部１５６ｃ、ＮＯＴ回路部１５６ｄ、除算部１５６ｅ、偏差演算部１５６ｆ、ＰＩ演算部１５６ｇ、加算部１５６ｈ、除算部１５６ｉと、駆動信号生成部１５６ｊ及びＮＯＴ回路部１５６ｋは、ソフトウェアによって構成されている。

除算部１５６ａは、電圧センサ１５３の検出結果から求めた車載バッテリＢ１の電圧Ｖｄｃを、電圧センサ１５２の検出結果から求めた交流電源ＡＣ１の交流電圧の振幅Ｖａｃ＿ａｍｐで除算し、Ｖｄｃ／Ｖａｃ＿ａｍｐを求め出力するブロックである。

乗算部１５６ｂは、除算部１５６ａの出力に係数ｋを乗算し、オンデューティ比（Ｖｄｃ／Ｖａｃ＿ａｍｐ）・ｋを求め出力するブロックである。ここで、係数ｋは０．９〜１．０の所定値に設定されている。

駆動信号生成部１５６ｃは，乗算部１５６ｂの出力するオンデューティ比（Ｖｄｃ／Ｖａｃ＿ａｍｐ）・ｋに応じたパルス信号を、ＩＧＢＴ１１０ａの駆動信号ＰＷＭ３Ｈとして出力するブロックである。

ＮＯＴ回路部１５６ｄは、駆動信号生成部１５６ｃの出力するパルス信号を反転して、ＩＧＢＴ１１０ｂの駆動信号ＰＷＭ３Ｌとして出力するブロックである。

除算部１５６ｅは、整流回路１０から交流電源ＡＣ１に供給される交流電流の絶対値の目標値｜Ｉａｃ｜＊を、駆動信号ＰＷＭ３Ｈのオンデューティ比ＰＷＭ３Ｈ＿ｄｕｔｙで除算し、｜Ｉａｃ｜＊／ＰＷＭ３Ｈ＿ｄｕｔｙを、リアクトル１１０ｉに流れる電流の目標値ＩＬ＊として出力するブロックである。

偏差演算部１５６ｆは、除算部１５６ｅの出力するリアクトル１１０ｉに流れる電流の目標値ＩＬ＊と、電流センサ１５１の検出結果から求めたリアクトル１１０ｉに流れる電流ＩＬの偏差を演算し、偏差ΔＩＬとして出力するブロックである。

ＰＩ演算部１５６ｇは、偏差演算部１５６ｆの出力する偏差ΔＩＬを比例、積分演算し、ＩＧＢＴ１１０ｃ、１１０ｄの接続点の電圧の目標値として出力するブロックである。

加算部１５６ｈは、ＰＩ演算部１５６ｇの出力に、電圧センサ１５２の検出結果から求めた交流電源ＡＣ１の交流電圧の絶対値｜Ｖａｃ｜と、駆動信号ＰＷＭ３Ｈのオンデューティ比ＰＷＭ３Ｈ＿ｄｕｔｙを乗算したものをフィードフォワード項として加算し、ＩＧＢＴ１１０ｃ、１１０ｄの接続点の電圧の新たな目標値Ｖ＊として出力するブロックである。

除算部１５６ｉは、加算部１５６ｈの出力する電圧の目標値Ｖ＊を、電圧センサ１５３の検出結果から求めた車載バッテリＢ１の電圧Ｖｄｃで除算し、オンデューティ比Ｖ＊／Ｖｄｃを求め出力するブロックである。

駆動信号生成部１５６ｊは、除算部１５６ｉの出力するオンデューティ比Ｖ＊／Ｖｄｃに応じたパルス信号を、ＩＧＢＴ１１０ｃの駆動信号ＰＷＭ４Ｈとして出力するブロックである。

ＮＯＴ回路部１５６ｋは、駆動信号生成部１５６ｊの出力するパルス信号を反転して、ＩＧＢＴ１１０ｄの駆動信号ＰＷＭ４Ｌとして出力するブロックである。

図３に示すように、マイクロコンピュータ１５６は、車載バッテリＢ１から供給される直流を交流に変換して交流電源ＡＣ１に供給するときに、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄの駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成するため、極性判定部１５６ｌと、ピーク検出部１５６ｍと、ＮＯＴ回路部１５６ｎと、ＡＮＤ回路部１５６ｏ、１５６ｐとを備えている。極性判定部１５６ｌ、ピーク検出部１５６ｍ、ＮＯＴ回路部１５６ｎ及びＡＮＤ回路部１５６ｏ、１５６ｐは、ソフトウェアによって構成されている。

極性判定部１５６ｌは、電圧センサ１５２の検出結果から交流電源ＡＣ１の電圧Ｖａｃの極性を判定し、交流電源ＡＣ１の電圧Ｖａｃが正のときにはハイレベルを、交流電源ＡＣ１の電圧が０又は負のときにはローレベルを出力するブロックである。

ピーク検出部１５６ｍは、電圧センサ１５２の検出結果から、交流電源ＡＣ１の電圧Ｖａｃがピーク値を含む所定範囲内となるタイミングを検出し、検出して以降、ハイレベルを出力するブロックである。具体的には、交流電源ＡＣ１の電圧Ｖａｃがピーク値の９５％〜１００％の範囲内となったとき、ハイレベルとなり、以降、ハイレベルを出力するブロックである。

ＮＯＴ回路部１５６ｎは、極性判定部１５６ｌの出力を反転して出力するブロックである。つまり、極性判定部１５６ｌの出力がハイレベルのときにはローレベルを、極性判定部１５６ｌの出力がローレベルのときにはハイレベルを出力するブロックである。

ＡＮＤ回路部１５６ｏは、ピーク検出部１５６ｍの出力がハイレベルのときに、極性判定部１５６ｌの出力するパルス信号を、ＩＧＢＴ１００ａの駆動信号ＰＷＭ１Ｈ及びＩＧＢＴ１００ｄの駆動信号ＰＷＭ２Ｌとして出力するブロックである。

ＡＮＤ回路部１５６ｐは、ピーク検出部１５６ｍの出力がハイレベルのときに、極性判定部１５６ｌの出力を反転したＮＯＴ回路部１５６ｎの出力するパルス信号を、ＩＧＢＴ１００ｂの駆動信号ＰＷＭ１Ｌ及びＩＧＢＴ１００ｃの駆動信号ＰＷＭ２Ｈとして出力するブロックである。

次に、図１〜図６を参照して第１実施形態の電力変換装置の動作について説明する。

交流電源ＡＣ１から供給される交流を直流に変換して車載バッテリＢ１に供給する場合、図１に示すマイクロコンピュータ１５６は、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄをオフさせる駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成し出力する。

駆動回路１５４は、マイクロコンピュータ１５６から入力される駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌに基づいてＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄのゲートへの電圧供給を停止し、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄをオフする。

整流回路１０は、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄをオフすることで、ダイオード１００ｅ〜１００ｈによって、交流電源ＡＣ１から供給される交流を直流に変換して昇降圧コンバータ回路１１に供給する。

また、マイクロコンピュータ１５６は、車載バッテリＢ１に供給される直流電圧が所定電圧となるように、電流センサ１５０、１５１及び電圧センサ１５２、１５３の検出結果に基づいて、ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄを所定のタイミングでスイッチングさせる駆動信号ＰＷＭ３Ｈ、ＰＷＭ３Ｌ、ＰＷＭ４Ｈ、ＰＷＭ４Ｌを生成し出力する。

駆動回路１５５は、マイクロコンピュータ１５６から入力される駆動信号ＰＷＭ３Ｈ、ＰＷＭ３Ｌ、ＰＷＭ４Ｈ、ＰＷＭ４Ｌに基づいてＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄのゲートに電圧を供給し、ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄを所定のタイミングでスイッチングさせる。

昇降圧コンバータ回路１１は、駆動信号ＰＷＭ３Ｈ、ＰＷＭ３Ｌ、ＰＷＭ４Ｈ、ＰＷＭ４Ｌに基づいてＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄを所定のタイミングでスイッチングすることで、整流回路１０から供給される直流を昇圧又は降圧して車載バッテリＢ１に供給する。これにより、交流電源ＡＣ１から供給される交流を直流に変換して車載バッテリＢ１に供給することができる。

一方、車載バッテリＢ１から供給される直流を交流に変換して家庭用の交流電源ＡＣ１に供給する場合、マイクロコンピュータ１５６は、整流回路１０に供給される直流電圧が交流電源ＡＣ１の交流電圧の瞬時値に対応した電圧となるように、電流センサ１５０、１５１及び電圧センサ１５２、１５３の検出結果に基づいて、ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄを所定のタイミングでスイッチングさせる駆動信号ＰＷＭ３Ｈ、ＰＷＭ３Ｌ、ＰＷＭ４Ｈ、ＰＷＭ４Ｌを生成し出力する。

図２に示す除算部１５６ａは、電圧センサ１５３の検出結果から求めた車載バッテリＢ１の電圧Ｖｄｃを、電圧センサ１５２の検出結果から求めた交流電源ＡＣ１の交流電圧の振幅Ｖａｃ＿ａｍｐで除算し、Ｖｄｃ／Ｖａｃ＿ａｍｐを求め出力する。乗算部１５６ｂは、除算部１５６ａの出力に係数ｋを乗算し、オンデューティ比（Ｖｄｃ／Ｖａｃ＿ａｍｐ）・ｋを求め出力する。

そして、駆動信号生成部１５６ｃは、乗算部１５６ｂの出力するオンデューティ比（Ｖｄｃ／Ｖａｃ＿ａｍｐ）・ｋに応じたパルス信号を、ＩＧＢＴ１１０ａの駆動信号ＰＷＭ３Ｈとして出力する。ＮＯＴ回路部１５６ｄは、駆動信号生成部１５６ｃの出力するパルス信号を反転して、ＩＧＢＴ１１０ｂの駆動信号ＰＷＭ３Ｌとして出力する。

除算部１５６ｅは、整流回路１０から交流電源ＡＣ１に供給される交流電流の絶対値の目標値｜Ｉａｃ｜＊を、駆動信号ＰＷＭ３Ｈのオンデューティ比ＰＷＭ３Ｈ＿ｄｕｔｙで除算し、｜Ｉａｃ｜＊／ＰＷＭ３Ｈ＿ｄｕｔｙを、リアクトル１１０ｉに流れる電流の目標値ＩＬ＊として出力する。偏差演算部１５６ｆは、除算部１５６ｅの出力するリアクトル１１０ｉに流れる電流の目標値ＩＬ＊と、電流センサ１５１の検出結果から求めたリアクトル１１０ｉに流れる電流ＩＬの偏差を演算し、偏差ΔＩＬとして出力する。ＰＩ演算部１５６ｇは、偏差演算部１５６ｆの出力する偏差ΔＩＬを比例、積分演算し、ＩＧＢＴ１１０ｃ、１１０ｄの接続点の電圧の目標値として出力する。

加算部１５６ｈは、ＰＩ演算部１５６ｇの出力に、電圧センサ１５２の検出結果から求めた交流電源ＡＣ１の交流電圧の絶対値｜Ｖａｃ｜と、駆動信号ＰＷＭ３Ｈのオンデューティ比ＰＷＭ３Ｈ＿ｄｕｔｙを乗算したものを、フィードフォワード項として加算し、ＩＧＢＴ１１０ｃ、１１０ｄの接続点の電圧の新たな目標値Ｖ＊として出力する。除算部１５６ｉは、加算部１５６ｈの出力する電圧の目標値Ｖ＊を、電圧センサ１５３の検出結果から求めた車載バッテリＢ１の電圧Ｖｄｃで除算し、オンデューティ比Ｖ＊／Ｖｄｃを求め出力する。

そして、駆動信号生成部１５６ｊは、除算部１５６ｉの出力するオンデューティ比Ｖ＊／Ｖｄｃに応じたパルス信号を、ＩＧＢＴ１１０ｃの駆動信号ＰＷＭ４Ｈとして出力する。ＮＯＴ回路部１５６ｋは、駆動信号生成部１５６ｊの出力するパルス信号を反転して、ＩＧＢＴ１１０ｄの駆動信号ＰＷＭ４Ｌとして出力する。

図１に示す駆動回路１５５は、マイクロコンピュータ１５６から入力される駆動信号ＰＷＭ３Ｈ、ＰＷＭ３Ｌ、ＰＷＭ４Ｈ、ＰＷＭ４Ｌに基づいてＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄのゲートに電圧を供給し、ＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄを所定のタイミングでスイッチングさせる。

昇降圧コンバータ回路１１は、駆動信号ＰＷＭ３Ｈ、ＰＷＭ３Ｌ、ＰＷＭ４Ｈ、ＰＷＭ４Ｌに基づいてＩＧＢＴ１１０ａ〜１１０ｄを所定のタイミングでスイッチングすることで、車載バッテリＢ１から供給される直流を昇圧又は降圧して整流回路１０に供給する。これにより、交流電源ＡＣ１の交流電圧の瞬時値に対応した電圧が整流回路１０に供給される。

また、マイクロコンピュータ１５６は、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄとＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃを、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成し出力する。その際、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄとＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃを、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる直前であって、交流電源ＡＣ１の電圧がピーク値を含む所定範囲内となるタイミングから、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングまで、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄ又はＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃをオンさせる駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成する。

図３に示す極性判定部１５６ｌは、電圧センサ１５２の検出結果から交流電源ＡＣ１の電圧Ｖａｃの極性を判定し、交流電源ＡＣ１の電圧Ｖａｃが正のときにはハイレベルを、交流電源ＡＣ１の電圧が０又は負のときにはローレベルを出力する。その後、ピーク検出部１５６ｍは、所定のタイミングで動作を開始し、電圧センサ１５２の検出結果から、交流電源ＡＣ１の電圧Ｖａｃがピーク値の９５％〜１００％の範囲内となったとき、ハイレベルとなり、以降、ハイレベルを出力する。ＮＯＴ回路部１５６ｎは、極性判定部１５６ｌの出力を反転して出力する。

そして、ＡＮＤ回路部１５６ｏは、ピーク検出部１５６ｍの出力がハイレベルのときに、極性判定部１５６ｌの出力するパルス信号を、ＩＧＢＴ１００ａの駆動信号ＰＷＭ１Ｈ及びＩＧＢＴ１００ｄの駆動信号ＰＷＭ２Ｌとして出力する。ＡＮＤ回路部１５６ｐは、ピーク検出部１５６ｍの出力がハイレベルのときに、極性判定部１５６ｌの出力を反転したＮＯＴ回路部１５６ｎの出力するパルス信号を、ＩＧＢＴ１００ｂの駆動信号ＰＷＭ１Ｌ及びＩＧＢＴ１００ｃの駆動信号ＰＷＭ２Ｈとして出力する。

その結果、図４に示すように、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングである時刻ｔ１以降、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して、駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ２Ｌと駆動信号ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈのレベルが相補的に切り替わる。その際、時刻ｔ１の直前であって、交流電源ＡＣ１の電圧がピーク値を含む所定範囲内、具体的にはピーク値の９５％〜１００％の範囲内となるタイミングである時刻ｔ２から時刻ｔ１まで、駆動信号ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈがハイレベルとなる。

図１に示す駆動回路１５４は、マイクロコンピュータ１５６から入力される駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌに基づいてＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄのゲートに電圧を供給し、ＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄを所定のタイミングでスイッチングさせる。

整流回路１０は、駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌに基づいてＩＧＢＴ１００ａ〜１００ｄを所定のタイミングでスイッチングすることで、昇降圧コンバータ回路１１から供給される直流を交流に変換して交流電源ＡＣ１に供給する。これにより、車載バッテリＢ１から供給される直流を交流に変換して家庭用の交流電源ＡＣ１に供給することができる。

ところで、電力変換装置１が動作していない状態において、フィルタ回路１２のコンデンサ１２０ｂには、交流電源ＡＣ１から供給される交流電圧が印加されている。スナバ回路１３のコンデンサ１３０ｂには、整流回路１０のダイオード１００ｅ〜１００ｈによって変換された直流電圧が印加され、コンデンサ１３０ｂが充電されている。そのため、整流回路１０の交流端には交流電圧が、整流回路１０の直流端には直流電圧がそれぞれ印加された状態となっている。

車載バッテリＢ１から供給される直流を交流に変換して家庭用の交流電源ＡＣ１に供給する場合、制御回路１５は、図５に示すように、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングである時刻ｔ１以降、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期してＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄとＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃを相補的にスイッチングさせる。その際、時刻ｔ１の直前であって、交流電源ＡＣ１の電圧がピーク値を含む所定範囲内、具体的にはピーク値の９５％〜１００％の範囲内となるタイミングである時刻ｔ２から時刻ｔ１まで、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄ又はＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃをオンさせる。この場合は、ＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃをさせている。

仮に、制御回路１５が、図６に示すように、時刻ｔ０から時刻ｔ１までは何もせず、時刻ｔ１以降、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期してＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄとＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃを相補的にスイッチングさせるようにしていた場合、時刻ｔ１において、整流回路１０の交流端に接続されたコンデンサ１２０ｂの電圧と、整流回路１０の直流端に接続されたコンデンサ１３０ｂの電圧に電圧差が発生する。この状態でＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄをオンすると、スイッチング開始直後に、コンデンサ１３０ｂから整流回路１０を経てコンデンサ１２０ｂに至る経路に突入電流が流れてしまう。

しかし、制御回路１５は、図５に示すように、時刻ｔ１の直前であって、交流電源ＡＣ１の電圧がピーク値を含む所定範囲内となるタイミングである時刻ｔ２から時刻ｔ１まで、ＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃをオンさせている。そのため、整流回路１０の交流端に接続されたコンデンサ１２０ｂの電圧と、整流回路１０の直流端に接続されたコンデンサ１３０ｂの電圧の電圧差を小さくした状態で、スイッチングを開始することができる。そのため、スイッチング開始直後に発生する突入電流を抑えることができる。

次に、第１実施形態の電力変換装置における効果について説明する。

第１実施形態によれば、制御回路１５は、車載バッテリＢ１から供給される直流を交流に変換して交流電源ＡＣ１に供給するとき、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄとＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃを、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングである時刻ｔ１に同期して相補的にスイッチングさせる直前であって、交流電源ＡＣ１の電圧がピーク値を含む所定範囲内となるタイミングである時刻ｔ２で、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄ又はＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃをオンさせる。そのため、整流回路１０の交流端に接続されたコンデンサ１２０ｂの電圧と、整流回路１０の直流端に接続されたコンデンサ１３０ｂの電圧の電圧差を小さくした状態で、スイッチングを開始することができる。そのため、スイッチング開始直後に発生する突入電流を抑えることができる。

第１実施形態によれば、制御回路１５は、交流電源ＡＣ１の電圧がピーク値を含む所定範囲内となるタイミングである時刻ｔ２から、交流電源ＡＣ１の電圧の極性が切り替わるタイミングである時刻ｔ１まで、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄ又はＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃをオンさせる。そのため、整流回路１０の交流端に接続されたコンデンサ１２０ｂの電圧と、整流回路１０の直流端に接続されたコンデンサ１３０ｂの電圧の電圧差をより小さくした状態で、スイッチングを開始することができる。そのため、スイッチング開始直後に発生する突入電流を確実に抑えることができる。

第１実施形態によれば、電力変換装置１は、交流電源ＡＣ１と整流回路１０の交流端の間に接続され、交流に含まれる所定の周波数成分を除去するフィルタ回路１２を有している。そして、フィルタ回路１２を構成するコンデンサ１２０ｂが、整流回路１０の交流端に並列接続されている。そのため、コンデンサ１２０ｂに起因して突入電流が発生する。しかし、突入電流を抑えることができる。そのため、コンデンサ１２０ｂを保護することができる。

第１実施形態によれば、電力変換装置１は、整流回路１０の直流端に接続されるスナバ回路１３を有している。そして、スナバ回路１３を構成するコンデンサ１３０ｂが、整流回路１０の直流端に接続されている。そのため、コンデンサ１３０ｂに起因して突入電流が発生する。しかし、突入電流を抑えることができる。そのため、コンデンサ１３０ｂを保護することができる。

第１実施形態によれば、スナバ回路１３は、コンデンサ１３０ｂに直列接続される抵抗１３０ａを有している。そのため、抵抗１３０ａによって突入電流をより確実に抑えることができる。

第１実施形態によれば、交流電源ＡＣ１の電圧がピーク値の９５％〜１００％の範囲内となるタイミングである時刻ｔ２で、ＩＧＢＴ１００ａ、１００ｄ又はＩＧＢＴ１００ｂ、１００ｃをオンさせる。そのため、整流回路１０の交流端に接続されたコンデンサ１２０ｂの電圧と、整流回路１０の直流端に接続されたコンデンサ１３０ｂの電圧の電圧差を実用上問題ない範囲まで小さくした状態で、スイッチングを開始することができる。そのため、スイッチング開始直後に発生する突入電流を実用上問題ない範囲内に抑えることができる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態の電力変換装置について説明する。第２実施形態の電力変換装置は、第１実施形態の電力変換装置に対して、制御回路に、ブートストラップ回路を備えるとともに、それに伴って、制御回路の動作を一部変更したものである。

まず、図７を参照して第２実施形態の電力変換装置の構成について説明する。

図７に示す電力変換装置２は、家庭用の交流電源ＡＣ２から供給される交流を直流に変換して車載バッテリＢ２に供給する装置である。また、逆に、車載バッテリＢ２から供給される直流を交流に変換して家庭用の交流電源ＡＣ２に供給する装置でもある。電力変換装置２は、整流回路２０（電力変換回路）と、昇降圧コンバータ回路２１と、フィルタ回路２２と、スナバ回路２３と、平滑コンデンサ２４と、制御回路２５とを備えている。

整流回路２０（電力変換回路）は、ＩＧＢＴ２００ａ〜２００ｄ（スイッチング素子）と、ダイオード２００ｅ〜２００ｈとを備えている。昇降圧コンバータ回路２１は、ＩＧＢＴ２１０ａ〜２１０ｄと、ダイオード２１０ｅ〜２１０ｈと、リアクトル２１０ｉとを備えている。フィルタ回路２２は、リアクトル２２０ａと、コンデンサ２２０ｂ（第１コンデンサ）とを備えている。スナバ回路２３は、抵抗２３０ａと、コンデンサ２３０ｂ（第２コンデンサ）とを備えている。整流回路２０、昇降圧コンバータ回路２１、フィルタ回路２２、スナバ回路２３及び平滑コンデンサ２４は、第１実施形態の整流回路１０、昇降圧コンバータ回路１１、フィルタ回路１２、スナバ回路１３及び平滑コンデンサ１４と同一構成であるため説明を省略する。

制御回路２５は、電流センサ２５０、２５１と、電圧センサ２５２、２５３と、駆動回路２５４、２５５と、マイクロコンピュータ２５６とを備えている。電流センサ２５０、２５１、電圧センサ２５２、２５３及び駆動回路２５５は、第１実施形態の電流センサ１５０、１５１、電圧センサ１５２、１５３及び駆動回路と同一構成であるため説明を省略する。

図８及び図９を参照して第１実施形態の電力変換装置と異なる駆動回路及びマイクロコンピュータの構成について説明する。

図８に示すように、駆動回路２５４は、マイクロコンピュータ２５６から入力される駆動信号に基づいてＩＧＢＴ２００ａ〜２００ｄのゲートに電圧を供給し、ＩＧＢＴ２００ａ〜２００ｄを駆動する回路である。駆動回路２５４は、ドライブ回路２５４ａ〜２５４ｄと、電源２５４ｅと、ブートストラップ回路２５４ｆ、２５４ｇとを備えている。

ドライブ回路２５４ａは、マイクロコンピュータ２５６から入力される駆動信号に基づいてブートストラップ回路２５４ｆから供給される電圧をＩＧＢＴ２００ａのゲートに供給し、ＩＧＢＴ２００ａを駆動する回路である。ドライブ回路２５４ｄは、ブートストラップ回路２５４ｆに接続されている。また、マイクロコンピュータ２５６及びＩＧＢＴ２００ａのゲートにそれぞれ接続されている。

ドライブ回路２５４ｂは、マイクロコンピュータ２５６から入力される駆動信号に基づいて電源２５４ｅから供給される電圧をＩＧＢＴ２００ｂのゲートに供給し、ＩＧＢＴ２００ｂを駆動する回路である。ドライブ回路２５４ｂは、電源２５４ｅに接続されている。また、マイクロコンピュータ２５６及びＩＧＢＴ２００ｂのゲートにそれぞれ接続されている。

ドライブ回路２５４ｃは、マイクロコンピュータ２５６から入力される駆動信号に基づいてブートストラップ回路２５４ｇから供給される電圧をＩＧＢＴ２００ｃのゲートに供給し、ＩＧＢＴ２００ｃを駆動する回路である。ドライブ回路２５４ｃは、ブートストラップ回路２５４ｇに接続されている。また、マイクロコンピュータ２５６及びＩＧＢＴ２００ｃのゲートにそれぞれ接続されている。

ドライブ回路２５４ｄは、マイクロコンピュータ２５６から入力される駆動信号に基づいて電源２５４ｅから供給される電圧をＩＧＢＴ２００ｄのゲートに供給し、ＩＧＢＴ２００ｄを駆動する回路である。ドライブ回路２５４ｄは、電源２５４ｅに接続されている。また、マイクロコンピュータ２５６及びＩＧＢＴ２００ｄのゲートにそれぞれ接続されている。

電源２５４ｅは、ＩＧＢＴ２００ｂ、２００ｄの駆動に必要な電圧をドライブ回路２５４ｂ、２５４ｄに供給する電源である。電源の２５４ｅ正極端及び負極端は、ドライブ回路２５４ｂ、２５４ｄにそれぞれ接続されている。電源２５４ｅの負極端は、ＩＧＢＴ２００ｂ、２００ｄのエミッタに接続されている。

ブートストラップ回路２５４ｆは、低電位側のＩＧＢＴ２００ｂがオンすることで電源２５４ｅによって充電され、高電位側のＩＧＢＴ２００ａの駆動に必要な電圧をドライブ回路２５４ａに供給する回路である。ブートストラップ回路２５４ｆは、ダイオード２５４ｈと、コンデンサ２５４ｉとを備えている。ダイオード２５４ｈのアノードは電源２５４ｅの正極端に接続されている。コンデンサ２５４ｉの一端はダイオード２５４ｈのカソードに、他端はＩＧＢＴ２００ａのエミッタにそれぞれ接続されている。コンデンサ２５４ｉの一端及び他端はドライブ回路２５４ａにそれぞれ接続されている。

ブートストラップ回路２５４ｇは、低電位側のＩＧＢＴ２００ｄがオンすることで電源２５４ｅによって充電され、高電位側のＩＧＢＴ２００ｃの駆動に必要な電圧をドライブ回路２５４ｃに供給する回路である。ブートストラップ回路２５４ｇは、ダイオード２５４ｊと、コンデンサ２５４ｋとを備えている。ダイオード２５４ｊのアノードは電源２５４ｅの正極端に接続されている。コンデンサ２５４ｋの一端はダイオード２５４ｊのカソードに、他端はＩＧＢＴ２００ｃのエミッタにそれぞれ接続されている。コンデンサ２５４ｋの一端及び他端はドライブ回路２５４ｃにそれぞれ接続されている。

マイクロコンピュータ２５６は、電流センサ２５０、２５１及び電圧センサ２５２、２５３の検出結果に基づいて、ＩＧＢＴ２００ａ〜２００ｄ、２１０ａ〜２１０ｄを駆動するための駆動信号を生成し出力する素子である。

マイクロコンピュータ２５６は、交流電源ＡＣ２から供給される交流を直流に変換して車載バッテリＢ２に供給するときには、ＩＧＢＴ２００ａ〜２００ｄをオフさせる駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成し出力するとともに、車載バッテリＢ２に供給される直流電圧が所定電圧となるように、電流センサ２５０、２５１及び電圧センサ２５２、２５３の検出結果に基づいて、ＩＧＢＴ２１０ａ〜２１０ｄを所定のタイミングでスイッチングさせる駆動信号ＰＷＭ３Ｈ、ＰＷＭ３Ｌ、ＰＷＭ４Ｈ、ＰＷＭ４Ｌを生成し出力する。

一方、車載バッテリＢ２から供給される直流を交流に変換して交流電源ＡＣ２に供給するときには、整流回路２０に供給される直流電圧が交流電源ＡＣ２の交流電圧の瞬時値に対応した電圧となるように、電流センサ２５０、２５１及び電圧センサ２５２、２５３の検出結果に基づいて、ＩＧＢＴ２１０ａ〜２１０ｄを所定のタイミングでスイッチングさせる駆動信号ＰＷＭ３Ｈ、ＰＷＭ３Ｌ、ＰＷＭ４Ｈ、ＰＷＭ４Ｌを生成し出力するとともに、ＩＧＢＴ２００ａ、２００ｄとＩＧＢＴ２００ｂ、２００ｃを、交流電源ＡＣ２の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成し出力する。

その際、ＩＧＢＴ２００ａ、２００ｄとＩＧＢＴ２００ｂ、２００ｃを、交流電源ＡＣ２の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる直前であって、交流電源ＡＣ２の電圧がピーク値を含む所定範囲内となるタイミングから、交流電源ＡＣ２の電圧の極性が切り替わるタイミングまで、ＩＧＢＴ２００ａ、２００ｄ又はＩＧＢＴ２００ｂ、２００ｃをオンさせる駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成する。

さらに、交流電源ＡＣ２の電圧がピーク値を含む所定範囲内となるタイミングで、ＩＧＢＴ２００ａ、２００ｄ又はＩＧＢＴ２００ｂ、２００ｃをオンさせる前に、低電位側のスイッチング素子であるＩＧＢＴ２００ｂ又はＩＧＢＴ２００ｄをオンさせるように駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成する。

ここで、駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌが、ＩＧＢＴ２００ａ〜２００ｄに対する駆動信号である。また、駆動信号ＰＷＭ３Ｈ、ＰＷＭ３Ｌ、ＰＷＭ４Ｈ、ＰＷＭ４Ｌが、ＩＧＢＴ２１０ａ〜２１０ｄに対する駆動信号である。

マイクロコンピュータ２５６は、電流センサ２５０、２５１及び電圧センサ２５２、２５３の出力端にそれぞれ接続されている。また、駆動回路２５４、２５５にそれぞれ接続されている。

図９に示すように、マイクロコンピュータ２５６は、車載バッテリＢ２から供給される直流を交流に変換して交流電源ＡＣ２に供給するときに、ＩＧＢＴ２００ａ〜２００ｄの駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成するため、極性判定部２５６ｌと、ピーク検出部２５６ｍと、ＮＯＴ回路部２５６ｎと、ＡＮＤ回路部２５６ｏ、２５６ｐとを備えている。極性判定部２５６ｌ、ピーク検出部２５６ｍ、ＮＯＴ回路部２５６ｎ及びＡＮＤ回路部２５６ｏ、２５６ｐは、ソフトウェアによって構成されている。

極性判定部２５６ｌ、ピーク検出部２５６ｍ、ＮＯＴ回路部２５６ｎ及びＡＮＤ回路部２５６ｏ、２５６ｐのブロック構成は、第１実施形態の極性判定部１５６ｌ、ピーク検出部１５６ｍ、ＮＯＴ回路部１５６ｎ及びＡＮＤ回路部１５６ｏ、１５６ｐのブロック構成と同一である。しかし、ＡＮＤ回路部２５６ｏの出力するパルス信号ではなく、極性判定部２５６ｌの出力するパルス信号がＩＧＢＴ２００ｄの駆動信号ＰＷＭ２Ｌとして用いられている。それ以外は、第１実施形態のマイクロコンピュータ１５６と同一のブロック構成であるため説明を省略する。

次に、図７〜図１１を参照して第２実施形態の電力変換装置の動作について説明する。

交流電源ＡＣ２から供給される交流を直流に変換して車載バッテリＢ２に供給する場合の動作は、第１実施形態の電力変換装置１と同一であるため説明を省略する。また、車載バッテリＢ２から供給される直流を交流に変換して家庭用の交流電源ＡＣ２に供給する場合において、昇降圧コンバータ回路２１の制御動作も、第１実施形態の電力変換装置１と同一であるため説明を省略する。車載バッテリＢ２から供給される直流を交流に変換して家庭用の交流電源ＡＣ２に供給する場合において、整流回路２０の制御動作について説明する。

車載バッテリＢ２から供給される直流を交流に変換して家庭用の交流電源ＡＣ２に供給する場合、図７に示すマイクロコンピュータ２５６は、ＩＧＢＴ２００ａ、２００ｄとＩＧＢＴ２００ｂ、２００ｃを、交流電源ＡＣ２の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成し出力する。その際、ＩＧＢＴ２００ａ、２００ｄとＩＧＢＴ２００ｂ、２００ｃを、交流電源ＡＣ２の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる直前であって、交流電源ＡＣ２の電圧がピーク値を含む所定範囲内となるタイミングから、交流電源ＡＣ２の電圧の極性が切り替わるタイミングまで、ＩＧＢＴ２００ａ、２００ｄ又はＩＧＢＴ２００ｂ、２００ｃをオンさせるように駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成する。さらに、交流電源ＡＣ２の電圧がピーク値を含む所定範囲内となるタイミングで、ＩＧＢＴ２００ａ、２００ｄ又はＩＧＢＴ２００ｂ、２００ｃをオンさせる前に、低電位側のスイッチング素子であるＩＧＢＴ２００ｂ又はＩＧＢＴ２００ｄをオンさせるように駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌを生成する。

図９に示す極性判定部２５６ｌは、電圧センサ２５２の検出結果から交流電源ＡＣ２の電圧Ｖａｃの極性を判定し、交流電源ＡＣ２の電圧Ｖａｃが正のときにはハイレベルを、交流電源ＡＣ２の電圧が０又は負のときにはローレベルを出力する。また、その出力するパルス信号を、ＩＧＢＴ２００ｄの駆動信号ＰＷＭ２Ｌとして出力する。ピーク検出部２５６ｍは、電圧センサ２５２の検出結果から、交流電源ＡＣ２の電圧Ｖａｃがピーク値の９５％〜１００％の範囲内となったとき、ハイレベルとなり、以降、ハイレベルを出力する。ＮＯＴ回路部２５６ｎは、極性判定部２５６ｌの出力を反転して出力する。

そして、ＡＮＤ回路部２５６ｏは、ピーク検出部２５６ｍの出力がハイレベルのときに、極性判定部２５６ｌの出力するパルス信号を、ＩＧＢＴ２００ａの駆動信号ＰＷＭ１Ｈとして出力する。ＡＮＤ回路部２５６ｐは、ピーク検出部２５６ｍの出力がハイレベルのときに、極性判定部２５６ｌの出力を反転したＮＯＴ回路部２５６ｎの出力するパルス信号を、ＩＧＢＴ２００ｂの駆動信号ＰＷＭ１Ｌ及びＩＧＢＴ２００ｃの駆動信号ＰＷＭ２Ｈとして出力する。

その結果、図１０に示すように、交流電源ＡＣ２の電圧の極性が切り替わるタイミングである時刻ｔ１以降、交流電源ＡＣ２の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して、駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ２Ｌと駆動信号ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈのレベルが相補的に切り替わる。その際、時刻ｔ１の直前であって、交流電源ＡＣ２の電圧がピーク値を含む所定範囲内、具体的にはピーク値の９５％〜１００％の範囲内となるタイミングである時刻ｔ２から時刻ｔ１まで、駆動信号ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈがハイレベルとなる。さらに、時刻ｔ２以前の時刻ｔ３から時刻ｔ２まで、駆動信号ＰＷＭ２Ｌのレベルが交流電源ＡＣ２の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して切り替わる。

図７に示す駆動回路２５４は、マイクロコンピュータ２５６から入力される駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌに基づいてＩＧＢＴ２００ａ〜２００ｄのゲートに電圧を供給し、ＩＧＢＴ２００ａ〜２００ｄを所定のタイミングでスイッチングさせる。

整流回路２０は、駆動信号ＰＷＭ１Ｈ、ＰＷＭ１Ｌ、ＰＷＭ２Ｈ、ＰＷＭ２Ｌに基づいてＩＧＢＴ２００ａ〜２００ｄを所定のタイミングでスイッチングすることで、昇降圧コンバータ回路２１から供給される直流を交流に変換して交流電源ＡＣ２に供給する。

これにより、車載バッテリＢ２から供給される直流を交流に変換して家庭用の交流電源ＡＣ２に供給する場合、制御回路２５は、図１１に示すように、交流電源ＡＣ２の電圧の極性が切り替わるタイミングである時刻ｔ１以降、交流電源ＡＣ２の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期してＩＧＢＴ２００ａ、２００ｄとＩＧＢＴ２００ｂ、２００ｃを相補的にスイッチングさせる。その際、時刻ｔ１の直前であって、交流電源ＡＣ２の電圧がピーク値を含む所定範囲内、具体的にはピーク値の９５％〜１００％の範囲内となるタイミングである時刻ｔ２から時刻ｔ１まで、ＩＧＢＴ２００ａ、２００ｄ又はＩＧＢＴ２００ｂ、２００ｃをオンさせる。さらに、時刻ｔ２以前の時刻ｔ３から時刻ｔ２まで、低電位側のスイッチング素子であるＩＧＢＴ２００ｄをオンさせる。

時刻ｔ３から時刻ｔ２まで低電位側のＩＧＢＴ２００ｄがオンすることで、図８に示すコンデンサ２５４ｋがダイオード２５４ｊを介して電源２５４ｅに接続される。その結果、コンデンサ２５４ｋが電源２５４ｅによって充電され、ブートストラップ回路２５４ｇは、高電位側のＩＧＢＴ２００ｃの駆動に必要な電圧をドライブ回路２５４ｃに供給することができる。

その後、時刻ｔ２から時刻ｔ１まで低電位側のＩＧＢＴ２００ｂがオンすることで、コンデンサ２５４ｉがダイオード２５４ｈを介して電源２５４ｅに接続される。その結果、コンデンサ２５４ｉが電源２５４ｅによって充電され、ブートストラップ回路２５４ｆは、高電位側のＩＧＢＴ２００ａの駆動に必要な電圧をドライブ回路２５４ａに供給することができる。

そのため、時刻ｔ２以降は、第１実施形態の電力変換装置１と同様に動作させることができる。従って、ブートストラップ回路２５４ｆ、２５４ｇを備えている場合においても、スイッチング開始直後に発生する突入電流を抑えることができる。

次に、第２実施形態の電力変換装置における効果について説明する。

第２実施形態によれば、第１実施形態と同一な構成を有することとにより、その同一構成に対応した第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

さらに、第２実施形態によれば、制御回路２５は、整流回路２０を構成するＩＧＢＴのうち低電位側のＩＧＢＴがオンすることで高電位側のＩＧＢＴの駆動に必要な電圧を供給するブートストラップ回路２５４ｆ、２５４ｇを有している。そして、車載バッテリＢ２から供給される直流を交流に変換して家庭用の交流電源ＡＣ２に供給する場合、交流電源ＡＣ２の電圧がピーク値を含む所定範囲内となるタイミングである時刻ｔ２で、ＩＧＢＴ２００ａ、２００ｄ又はＩＧＢＴ２００ｂ、２００ｃをオンさせる前に、低電位側のスイッチング素子であるＩＧＢＴ２００ｄをオンさせる。そのため、高電位側のＩＧＢＴ２００ｃの駆動に必要な電圧をドライブ回路２５４ｃに供給することができる。従って、時刻ｔ２以降、第１実施形態の電力変換装置１と同様に動作させることができ、ブートストラップ回路２５４ｆ、２５４ｇを備えている場合においても、スイッチング開始直後に発生する突入電流を抑えることができる。

１・・・電力変換装置、１０・・・整流回路（電力変換回路）、１００ａ〜１００ｄ・・・ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１００ｅ〜１００ｈ・・・ダイオード、１１・・・昇降圧コンバータ回路（直流電源）、１１０ａ〜１１０ｄ・・・ＩＧＢＴ、１１０ｅ〜１１０ｈ・・・ダイオード、１１０ｉ・・・リアクトル、１２・・・フィルタ回路、１２０ａ・・・リアクトル、１２０ｂ・・・コンデンサ（第１コンデンサ）、１３・・・スナバ回路、１３０ａ・・・抵抗、１３０ｂ・・・コンデンサ（第２コンデンサ）、１５・・・制御回路、ＡＣ１・・・交流電源、Ｂ１・・・車載バッテリ（直流電源）

Claims (7)

1. ダイオードが逆並列接続された４つのスイッチング素子をブリッジ接続して構成され、前記スイッチング素子をオフすることで、前記ダイオードによって、交流端に接続された交流電源から供給される交流を直流に変換して直流端に接続された直流電源に供給、又は、前記スイッチング素子をスイッチングすることで、前記直流電源から供給される直流を交流に変換して前記交流電源に供給する電力変換回路（１０）と、
   前記電力変換回路の交流端に並列接続される第１コンデンサ（１２０ｂ）と、
   前記電力変換回路の直流端に並列接続される第２コンデンサ（１３０ｂ）と、
   前記電力変換回路に接続され、前記交流電源から供給される交流を直流に変換して前記直流電源に供給するときには、前記電力変換回路の前記スイッチング素子をオフし、前記直流電源から供給される直流を交流に変換して前記交流電源に供給するときには、前記電力変換回路の対角に配置された前記スイッチング素子からなるスイッチング素子対のうち、一方のスイッチング素子対を構成する前記スイッチング素子と、他方のスイッチング素子対を構成する前記スイッチング素子を、前記交流電源の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる制御回路（１５）と、
   を備えた電力変換装置において、
   前記制御回路は、前記直流電源から供給される直流を交流に変換して前記交流電源に供給するとき、前記一方のスイッチング素子対を構成する前記スイッチング素子と、前記他方のスイッチング素子対を構成する前記スイッチング素子を、前記交流電源の電圧の極性が切り替わるタイミングに同期して相補的にスイッチングさせる直前であって、前記交流電源の電圧がピーク値を含む所定範囲内となるタイミングで、前記一方のスイッチング素子対を構成する前記スイッチング素子、又は、前記他方のスイッチング素子対を構成する前記スイッチング素子をオンさせることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御回路（２５）は、前記電力変換回路を構成する前記スイッチング素子のうち低電位側の前記スイッチング素子がオンすることで高電位側の前記スイッチング素子の駆動に必要な電圧を供給するブートストラップ回路（２５４ｆ、２５４ｇ）を有し、前記交流電源の電圧がピーク値を含む前記所定範囲内となるタイミングで、前記一方のスイッチング素子対を構成する前記スイッチング素子、又は、前記他方のスイッチング素子対を構成する前記スイッチング素子をオンさせる前に、低電位側の前記スイッチング素子をオンさせることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御回路は、前記交流電源の電圧がピーク値を含む前記所定範囲内となるタイミングから、前記交流電源の電圧の極性が切り替わるタイミングまで、前記一方のスイッチング素子対を構成する前記スイッチング素子、又は、前記他方のスイッチング素子対を構成する前記スイッチング素子をオンさせることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記交流電源と前記電力変換回路の交流端の間に接続され、交流に含まれる所定の周波数成分を除去するフィルタ回路（１２）を有し、
   前記第１コンデンサ（１２０ｂ）は、前記フィルタ回路を構成する素子であること特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換回路の直流端に接続されるスナバ回路（１３）を有し、
   前記第２コンデンサ（１３０ｂ）は、前記スナバ回路を構成する素子であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記スナバ回路（１３）は、前記第２コンデンサに直列接続される抵抗（１３０ａ）を有することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記所定範囲は、ピーク値の９５％〜１００％の範囲であることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。