JP2014082884A

JP2014082884A - 電源装置

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Publication number: JP2014082884A
Application number: JP2012230082A
Authority: JP
Inventors: Kazunori Oshima; 一則大嶋; Hironobu Masuoka; 宏信増岡; Koji Miyaoka; 幸治宮岡; Mitsuyuki Tsujisaka; 光幸辻坂; Akira Nakayama; 旭中山
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2012-10-17
Filing date: 2012-10-17
Publication date: 2014-05-08
Anticipated expiration: 2032-10-17
Also published as: JP5573916B2

Abstract

【課題】コンバータのスイッチ素子をＰＷＭ制御しつつ、電流連続モードおよび電流不連続モードのいずれのモードにおいても確実にゼロボルトスイッチングさせる。
【解決手段】スイッチ素子１６、スイッチ素子１６に直列に接続された第２インダクタ１５、およびスイッチ素子１６に並列に接続された並列コンデンサ１７を備え、スイッチ素子１６のオン・オフ動作によって電力を供給するＬＣ共振型のコンバータ２と、コンバータ２の直流出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて一定周波数のパルス幅変調信号Ｓ２を生成する信号生成回路４と、スイッチ素子１６の両端間電圧Ｖ１とゼロボルト検出用の閾値とを比較して両端間電圧Ｖ１がこの閾値以下のときにパルス信号Ｓ３を出力するゼロボルト検出回路５と、パルス幅変調信号Ｓ２とパルス信号Ｓ３の論理積に基づいてスイッチ素子１６をオン・オフ動作させる駆動信号Ｓ４を生成する駆動信号生成回路６とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチ素子をＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）しつつ、ゼロボルトスイッチングさせる電源装置に関するものである。

この種の電源装置として、下記の特許文献１において開示された電源装置（スイッチング電源）が知られている。この電源装置は、コンバータにおけるスイッチ素子の両端に印加される電圧の最低点を検出してスイッチ素子をターンオンするように構成された電圧共振型のスイッチング電源装置であって、トランスの２次側電流がゼロになっている状態においてトランスの１次巻線のインダクタンスとスイッチ素子に並列に接続されている共振用のコンデンサとによってトランスの１次側に発生する電圧共振に起因してスイッチ素子（ターンオフしている）の両端に印加される電圧の最低点を実質的に検出する手段と、スイッチ素子のターンオンと同時に起動されて所定の時間信号を出力する時間信号発生手段と、この時間信号発生手段から時間信号が出力されている間は最低点検出信号に基づくスイッチ素子のターンオンを禁止する手段とを備えている。

また、この特許文献１では、モノマルチ回路、カウンタ、およびアナログ的な時定数回路で時間信号を出力する時間信号発生手段を構成すると共に、スイッチ素子のターンオンを禁止する手段としてＤタイプフリップフロップを用いて、そのＤ入力端子に時間信号を入力する。また、スイッチ素子の両端に印加される電圧における共振時の波形についての交流成分（余弦波）のゼロクロスを、バイアス巻線とゼロクロス検出回路とを用いて検出して、ゼロクロスに同期したパルス信号を出力する。また、このパルス信号を遅延回路で上記の余弦波の周期（共振周期）の１／４に相当する期間だけ遅延させて、ターンオフ状態のスイッチ素子の両端に印加される共振時の波形の最低点に同期したパルス信号を生成し、このパルス信号をＤタイプフリップフロップのクロック端子にクロックとして入力する。これにより、Ｄタイプフリップフロップの出力パルスは、禁止期間中（時間信号がＬレベルの期間中）に加えられる最初のクロックの立ち上がりでＬレベルになり、禁止期間の終了後に加えられる最初のクロックの立ち上がりでＨレベルになる。制御回路は、この出力パルスの各立ち上がりに同期して、スイッチ素子をオンにするトリガをかける。

この構成により、この電源装置では、スイッチ素子のスイッチング周期は、禁止期間（時間信号がＬレベルの期間）と、禁止期間の終了時点から（時間信号がＨレベルとなった時点から）最初のクロックの立ち上がりまでの期間とを合計した長さとなるが、一般に後者の期間の長さはスイッチング周期の数分の１であり、この結果、スイッチング周期の変化率は数１０％程度に抑えることができ、かつスイッチ素子の両端に印加される電圧の最低点に同期してスイッチ素子をターンオンさせることができる。したがって、スイッチ素子を実質的にＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）しつつ、ゼロボルトスイッチングさせることが可能となっている。

特許第３１１６３３８号公報（第３−４頁、第１−２図）

しかしながら、上記の従来の電源装置には、以下のような改善すべき課題が存在している。すなわち、この電源装置では、トランスの２次側電流がゼロになっている状態においてトランスの１次側に発生する電圧共振に起因してスイッチ素子の両端に印加される電圧の最低点を検出すると共に、この最低点に同期してスイッチ素子をオンにするという電流不連続モードを前提とした構成となっている。しかしながら、この種の電源装置では、負荷に供給される出力電流が多いときには、コンバータが電流連続モードで動作し、一方、出力電流が少ないときには、電流不連続モードで動作するというように、動作モードが切り替わる場合があるため、この電源装置には、コンバータが電流連続モードで動作しているときには、ゼロボルトスイッチングを実行することができないという解決すべき課題が存在している。

本発明は、かかる課題を改善するためになされたものであり、コンバータのスイッチ素子をＰＷＭ制御しつつ、電流連続モードおよび電流不連続モードのいずれのモードにおいても確実にゼロボルトスイッチングさせ得る電源装置を提供することを主目的とする。

上記目的を達成すべく、本発明に係る電源装置は、スイッチ素子、当該スイッチ素子に直列に接続されたインダクタ、および当該スイッチ素子に並列に接続されたコンデンサを備え、前記スイッチ素子のオン・オフ動作によって電力を供給するＬＣ共振型のコンバータと、前記コンバータの出力電圧に基づいて一定周波数のパルス幅変調信号を生成する信号生成回路と、前記スイッチ素子の両端間電圧とゼロボルト検出用の閾値とを比較して当該両端間電圧が当該閾値以下のときにパルス信号を出力するゼロボルト検出回路と、前記パルス幅変調信号と前記パルス信号の論理積に基づいて前記スイッチ素子をオン・オフ動作させる駆動信号を生成する駆動信号生成回路とを備えている。

本発明の電源装置によれば、ゼロボルト検出回路および駆動信号生成回路を備えたことにより、コンバータが電流連続モードおよび電流不連続モードのいずれの動作モードで動作していたとしても、コンバータのスイッチ素子を実質的に一定の周波数でＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）しつつ、コンバータのスイッチ素子を確実にゼロボルトスイッチングさせることができる。したがって、この電源装置によれば、スイッチング損失を低減することができることから効率を十分に向上させることができると共に電界によるノイズ発生を十分に抑えることができる。

電源装置１の構成を示す構成図である。ゼロボルト検出回路５の回路図である。電源装置１の電流連続モード時の動作を説明するための各部の波形図である。電源装置１の電流不連続モード時の動作を説明するための各部の波形図である。他のゼロボルト検出回路５Ａの回路図である。電源装置１Ａの構成を示す構成図である。

以下、電源装置の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。

最初に、電源装置１の構成について図面を参照して説明する。図１に示す電源装置１は、一例として、コンバータ２、誤差増幅回路３、信号生成回路４、ゼロボルト検出回路５および駆動信号生成回路６を備えている。

コンバータ２は、一対の入力端子１１ａ，１１ｂ（以下、特に区別しないときには「入力端子１１」ともいう）、入力コンデンサ１２、第１インダクタ１３、ダイオード１４、第２インダクタ１５、スイッチ素子１６、並列コンデンサ１７、出力コンデンサ１８および一対の出力端子１９ａ，１９ｂ（以下、特に区別しないときには「出力端子１９」ともいう）を備え、ＬＣ共振型の非絶縁型昇圧コンバータとして構成されている。

具体的には、一対の入力端子１１ａ，１１ｂ間には、基準電位（グランドＧ）に接続された入力端子１１ｂを低電位側として、直流入力電圧Ｖｉｎが入力される。入力コンデンサ１２は、この入力端子１１ａ，１１ｂ間に接続されている。第１インダクタ１３は、一端が入力端子１１ａに接続され、他端がダイオード１４のアノード端子に接続されている。ダイオード１４は、カソード端子が出力端子１９ａに接続されている。第２インダクタ１５は、第１インダクタ１３のインダクタンス値（Ｌ１）よりも十分に小さなインダクタンス値（Ｌ２）に規定されると共に、一端が第１インダクタ１３とダイオード１４との接続点（第１インダクタ１３の他端）に接続されている。また、第２インダクタ１５は、「スイッチ素子に直列に接続されたインダクタ」の一例であって、並列コンデンサ１７と共に高い周波数での電圧共振（自由振動）を発生させる素子であるため、第２インダクタ１５を構成するコアには鉄損の少ないＮｉ−Ｚｎ系コアを使用するのが好ましい。

スイッチ素子１６は、本例では一例として、ＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴで構成されているが、バイポーラトランジスタなどの他の制御端子付き半導体スイッチ素子を用いることもできる。また、スイッチ素子１６は、ドレイン端子が第２インダクタ１５の他端に接続され、ソース端子がグランドＧに接続されている。この構成により、スイッチ素子１６は第２インダクタ１５と直列に接続された状態で、第１インダクタ１３の他端（第１インダクタ１３とダイオード１４との接続点）と、グランドＧとの間に接続されている。

並列コンデンサ１７は、入力コンデンサ１２および出力コンデンサ１８の容量値（Ｃ１）と比較して、十分に小さな容量値（Ｃ２）に規定されると共に、スイッチ素子１６に並列に接続されている。本例では、並列コンデンサ１７は、一端がスイッチ素子１６のドレイン端子に接続され、他端がスイッチ素子１６のソース端子に接続されて、スイッチ素子１６に並列接続されている。なお、本例のように、スイッチ素子１６がＭＯＳ型ＦＥＴで構成されているときには、このＦＥＴのドレイン端子とソース端子との間に形成されている寄生容量で代用することもできる。出力コンデンサ１８は、一対の出力端子１９ａ，１９ｂ間に接続されている。

以上の構成により、コンバータ２は、スイッチ素子１６がオン・オフ動作することにより、入力端子１１に入力されている直流入力電圧Ｖｉｎを直流出力電圧Ｖｏｕｔに昇圧して、出力端子１９ｂを低電位側として出力端子１９から出力する。

誤差増幅回路３は、一例として、コンバータ２の直流出力電圧Ｖｏｕｔを一定の分圧比で分圧すると共に、分圧によって生成された電圧（以下、「比較電圧」ともいう）と予め規定された基準電圧（直流出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧を上記の分圧比で分圧して得られるる電圧）とを比較して、比較電圧と基準電圧の電位差に応じた（つまり、直流出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧の電位差に応じた）電圧の誤差信号Ｓ１を出力する。本例では一例として、誤差増幅回路３は、比較電圧と基準電圧の電位差がゼロのとき（直流出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧のとき）には予め規定された直流電圧になり、比較電圧が基準電圧を下回っているとき（直流出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧を下回っているとき）には、両者の電位差に比例した電圧だけ上記の直流電圧から上昇し、逆に、比較電圧が基準電圧を上回っているとき（直流出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧を上回っているとき）には、両者の電位差に比例した電圧だけ上記の直流電圧から低下する誤差信号Ｓ１を出力する。

信号生成回路４は、内部において一定周波数（例えば、１００ｋＨｚ。スイッチ素子１６のスイッチング周波数ｆｓでもある）の三角波信号（図示せず）を生成すると共に、この三角波信号と誤差信号Ｓ１とを比較して、パルス幅変調信号Ｓ２（三角波信号と同じ周波数のＰＷＭ信号）を生成して出力する。本例では一例として、信号生成回路４は、論理ゲートの入力電圧範囲に適合する電圧レベルで、スイッチ素子１６をオン状態に移行させるための期間（本例では、誤差信号Ｓ１が三角波信号以上となる期間）においてはＨレベルとなり、スイッチ素子１６をオフ状態に移行させるための期間（本例では、誤差信号Ｓ１が三角波信号未満となる期間）においてはＬレベルとなるようにパルス幅変調信号Ｓ２を生成して出力する。この構成により、信号生成回路４は、パルス幅変調信号Ｓ２のＨレベルの期間（パルス幅の期間）について、直流出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と同じときには変化させずに、直流出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧を下回っているときには伸長（増加）させ、直流出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧を上回っているときには短縮（減少）させるようにパルス幅を変調する。すなわち、信号生成回路４は、直流出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて一定周波数のパルス幅変調信号Ｓ２を生成する。

ゼロボルト検出回路５は、一例として、図２に示すように、スイッチ素子１６の両端間電圧Ｖ１についてのゼロボルト検出用の閾値である閾値電圧Ｖｔｈを生成する基準電源２１と、コンパレータ２２とを備えている。この場合、閾値電圧Ｖｔｈは、基準電位（グランドＧの電位）近傍、つまり、ゼロボルト近傍の正電位（例えば、０．５Ｖなどの１Ｖ未満の電圧）に規定されている。また、コンパレータ２２の非反転入力端子には、この閾値電圧Ｖｔｈが入力され、反転入力端子には、スイッチ素子１６の両端間電圧Ｖ１が入力されている。これにより、コンパレータ２２は、両端間電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈを超えているときには、論理ゲートにおけるＬレベルの電圧を出力し、両端間電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈ以下のときには、論理ゲートにおけるＨレベルの電圧を出力する。この構成により、ゼロボルト検出回路５は、両端間電圧Ｖ１と閾値電圧Ｖｔｈとを比較して、両端間電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈ以下のときにはＨレベルとなり、両端間電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈを超えるときにはＬレベルとなるパルス信号Ｓ３を生成して出力する。

駆動信号生成回路６は、本例では一例として、図１に示すように、１つのＡＮＤ論理ゲートで構成されている。また、このようにＡＮＤ論理ゲートで構成された駆動信号生成回路６の２つの入力端子のうちの一方にはパルス幅変調信号Ｓ２が入力され、他方にはパルス信号Ｓ３が入力されている。このように構成された駆動信号生成回路６は、パルス幅変調信号Ｓ２およびパルス信号Ｓ３の論理積を演算して、スイッチ素子１６をオン・オフ動作させる駆動信号Ｓ４を生成して出力する。なお、図示はしないが、駆動信号生成回路６に駆動回路をさらに配設して、ＡＮＤ論理ゲートから出力される信号をこの駆動回路で増幅して、駆動信号Ｓ４としてスイッチ素子１６に出力する構成を採用することもできる。また、本例では、最も簡易な構成である１つのＡＮＤ論理ゲートで駆動信号生成回路６を構成しているが、パルス幅変調信号Ｓ２およびパルス信号Ｓ３に基づいて、同じ論理で駆動信号Ｓ４を生成し得る構成の回路であれば、公知の種々の回路（組み合わせ論理回路や順序回路）を採用することもできる。

次いで、電源装置１の動作について図面を参照して説明する。

最初に、図３に示すように、出力端子１９から不図示の負荷への供給電流（出力電流Ｉｏｕｔ）が多いため、第１インダクタ１３に流れる電流ＩＬがゼロにならずに連続して変化しているときのコンバータ２の動作（電流連続モードでの動作）について説明する。この場合、コンバータ２のスイッチ素子１６のオフ期間Ｔｏｆｆでの直流出力電圧Ｖｏｕｔは、図示はしないが、大きな電圧勾配で低下し続けて、目標電圧を下回る状態に短時間に移行し、次のオン期間Ｔｏｎの始期（ターンオン時）では、目標電圧との電位差が大きな状態になっている。したがって、誤差増幅回路３は、上記のようにして、誤差信号Ｓ１の電圧を上記の直流電圧から上昇させ、また信号生成回路４は、この誤差信号Ｓ１と三角波信号を比較することにより、パルス幅変調信号Ｓ２のＨレベルの期間（パルス幅）を伸長させる。このようにして、スイッチ素子１６を駆動する駆動信号Ｓ４の元になるパルス幅変調信号Ｓ２のパルス幅が広い状態になるため、駆動信号Ｓ４のデューティ比も大きな状態になっている。

この電流連続モードでの各構成要素についての動作について、電源装置１の特徴点であるスイッチ素子１６のオフ期間Ｔｏｆｆでの動作を主として説明する。

オン期間Ｔｏｎでは、スイッチ素子１６がオン状態に移行しているため、両端間電圧Ｖ１はゼロボルト（またはゼロボルトに近い電圧）になっており、入力端子１１ａからコンバータ２に流入する電流は、第１インダクタ１３、第２インダクタ１５、スイッチ素子１６および入力端子１１ｂの経路で流れる。

この状態では、図３に示すように、入力端子１１ａから流入する電流、つまり第１インダクタ１３に流れる電流ＩＬは、主として第１インダクタ１３のインダクタンス値と、直流入力電圧Ｖｉｎとで規定されるほぼ一定の電圧勾配で上昇する。また、ゼロボルト検出回路５は、両端間電圧Ｖ１と閾値電圧Ｖｔｈとを比較して、両端間電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈ以下（ゼロボルトまたはゼロボルトに近い電圧）のときに、Ｈレベルのパルス信号Ｓ３を出力している。また、信号生成回路４は、Ｈレベルのパルス幅変調信号Ｓ２を出力している。したがって、駆動信号生成回路６がＨレベルの駆動信号Ｓ４を出力しているため、スイッチ素子１６のオン状態が維持されている。

次いで、この状態において、信号生成回路４がパルス幅変調信号Ｓ２の電圧レベルをＨレベルからＬレベルに切り替えたときには、駆動信号生成回路６がＬレベルの駆動信号Ｓ４の出力を開始する。このため、スイッチ素子１６はオフ状態（ターンオフ状態）に移行する。

この電流連続モードでのスイッチ素子１６のオフ期間Ｔｏｆｆでは、第１インダクタ１３が、オン期間Ｔｏｎ中に蓄積されていたエネルギーをダイオード１４を介して出力端子１９側に放出する動作をオフ期間Ｔｏｆｆ全体に亘って継続する。第１インダクタ１３は、このエネルギーの放出が完了するまでは誘導電圧ＶＬ１を発生させる電圧源として機能して、図３に示すように、ほぼ一定の電圧勾配で低下する電流ＩＬを出力端子１９側に供給する。これにより、このオフ期間Ｔｏｆｆでは、オフ期間Ｔｏｆｆ全体に亘って、入力端子１１ａから流入する電流と電流ＩＬとが出力電流Ｉｏｕｔとして出力される。

一方、第１インダクタ１３が蓄積したエネルギーをオフ期間Ｔｏｆｆ全体に亘って継続して出力しているため、オフ状態になったスイッチ素子１６および並列コンデンサ１７には、直流入力電圧Ｖｉｎに上記の誘導電圧ＶＬ１が加算された電圧（Ｖｉｎ＋ＶＬ１）が第１インダクタ１３から継続して印加される。これにより、第２インダクタ１５から、並列コンデンサ１７、出力コンデンサ１８およびオン状態のダイオード１４を経由して第２インダクタ１５に至る経路（第１の共振経路）内において、印加された電圧（Ｖｉｎ＋ＶＬ１）をエネルギー源として、第２インダクタ１５と並列コンデンサ１７とによる電圧共振（両端間電圧Ｖ１の自由振動）がオフ期間Ｔｏｆｆ全体に亘って継続して発生する。

この場合、この経路内に含まれる抵抗成分Ｒ（配線抵抗など）が十分に小さいときには、第２インダクタ１５のインダクタンス値Ｌ２をある程度大きくすることで、共振回路のＱ値（＝１／Ｒ×√（Ｌ２／Ｃ２））を高くできるため、図３に示すように、オフ期間Ｔｏｆｆにおいて、減衰の少ない状態で電圧共振が発生する。例えば、上記の抵抗成分Ｒが０．１Ωであり、インダクタンス値Ｌ２を２．２μＨとし、容量値Ｃ２を１０００ｐＦとしたときには、Ｑ値を４６９という高い値に規定できるため、減衰の少ない状態で電圧共振を発生させることが可能となる。このときの共振周波数ｆｒｅ１（＝１／（２π√（Ｌ２×Ｃ２））は、約３ＭＨｚとなり、スイッチ素子１６の上記したスイッチング周波数ｆｓ（１００ｋＨｚ）と比較して十分に高い周波数になる。また、発生する電圧（つまり、両端間電圧Ｖ１）の波形は、図３に示すように、直流出力電圧Ｖｏｕｔを中心とした振幅が直流出力電圧Ｖｏｕｔの２倍の電圧波形になる。

このため、ゼロボルト検出回路５は、オフ期間Ｔｏｆｆにおいて、両端間電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈ以下になる状態を一定の周期Ｔ１（＝１／ｆｒｅ１）で検出して、図３に示すように、この周期Ｔ１でパルス信号Ｓ３を出力する。一方、信号生成回路４は、Ｌレベルのパルス幅変調信号Ｓ２を出力している。このため、駆動信号生成回路６は、信号生成回路４からＬレベルのパルス幅変調信号Ｓ２が出力されている期間では、駆動信号Ｓ４をＬレベルで出力している。これにより、スイッチ素子１６のオフ状態が維持されている。

その後、信号生成回路４は、オン期間Ｔｏｎの開始時点から一定の時間（１／ｆｓ）が経過したときに、Ｈレベルのパルス幅変調信号Ｓ２の出力を開始する。この場合、駆動信号生成回路６は、図３に示すように、パルス幅変調信号Ｓ２のＨレベルへの移行後において、パルス信号Ｓ３が最初にＨレベルに移行した時点で、Ｈレベルの駆動信号Ｓ４の出力を開始する。

この構成により、スイッチ素子１６は、パルス幅変調信号Ｓ２のＨレベルへの移行のタイミングに拘わらず、常に、オン期間Ｔｏｎの開始時点から一定の時間（１／ｆｓ）が経過した後であってパルス信号Ｓ３が最初にＨレベルに移行した時点、すなわち、両端間電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈ以下（ゼロボルトまたはゼロボルトに近い電圧）のときにオン状態にスイッチング（ゼロボルトスイッチング）させられる。このため、スイッチ素子１６でのオン時のスイッチングロス（スイッチング損失）が十分に低減されている。また、パルス幅変調信号Ｓ２のＨレベルへの移行時点から、駆動信号Ｓ４のＨレベルへの移行までの遅延時間Ｔｄは、１周期Ｔ１未満の時間であって、上記のように、共振周波数ｆｒｅ１がスイッチング周波数ｆｓに対して十分に高い構成（つまり、周期Ｔ１がスイッチング周期１／ｆｓに対して十分に短い構成）のため、スイッチング周期１／ｆｓに対して十分に短い時間になっている。このため、スイッチ素子１６は、そのオン状態への移行がパルス信号Ｓ３によって制御されていたとしても、実質的に一定のスイッチング周波数ｆｓでＰＷＭ制御されて、オン・オフ動作する。

次に、図４に示すように、出力端子１９から負荷への供給電流（出力電流Ｉｏｕｔ）が少ないため、第１インダクタ１３に流れる電流ＩＬがオフ期間Ｔｏｆｆにおいてゼロになるときのコンバータ２の動作（電流不連続モードでの動作）について説明する。この場合、コンバータ２のスイッチ素子１６のオフ期間Ｔｏｆｆでの直流出力電圧Ｖｏｕｔは、図示はしないが、目標電圧から大きくは低下しないため、次のオン期間Ｔｏｎの始期では、目標電圧との電位差が小さい状態になっている。したがって、誤差増幅回路３は、上記のようにして、誤差信号Ｓ１の電圧を上記の直流電圧から低下させ、また信号生成回路４は、この誤差信号Ｓ１と三角波信号を比較することにより、パルス幅変調信号Ｓ２のＨレベルの期間（パルス幅）を短縮させる。このようにして、スイッチ素子１６を駆動する駆動信号Ｓ４の元になるパルス幅変調信号Ｓ２のパルス幅が短い状態になるため、駆動信号Ｓ４のデューティ比も小さな状態になっている。

この電流不連続モードでの各構成要素についての動作について説明する。

オン期間Ｔｏｎでは、各構成要素は、上記した電流連続モードと同様にして動作して、駆動信号生成回路６がＨレベルの駆動信号Ｓ４を出力している。このため、スイッチ素子１６のオン状態が維持されている。

次いで、この状態から、信号生成回路４がパルス幅変調信号Ｓ２の電圧レベルをＨレベルからＬレベルに切り替えたときには、駆動信号生成回路６がＬレベルの駆動信号Ｓ４の出力を開始する。このため、スイッチ素子１６はオフ状態に移行する。この電流不連続モードでのスイッチ素子１６のオフ期間Ｔｏｆｆでは、両端間電圧Ｖ１は後述するように、異なる２種類の共振周波数で電圧共振する。

まず、オン期間Ｔｏｎ中に第１インダクタ１３に蓄積されていたエネルギーをダイオード１４を介して出力端子１９側に放出している期間Ｔａでは、各構成要素は、上記した電流連続モードでのオフ期間Ｔｏｆｆのときと同様にして動作する。このため、第２インダクタ１５から、並列コンデンサ１７、出力コンデンサ１８およびオン状態のダイオード１４を経由して第２インダクタ１５に至る経路（第１の共振経路）内において、印加された電圧（Ｖｉｎ＋ＶＬ１）をエネルギー源として、第２インダクタ１５と並列コンデンサ１７とによる電圧共振（共振周波数ｆｒｅ１での電圧共振（両端間電圧Ｖ１の自由振動））が期間Ｔａ全体に亘って継続して発生する。

これにより、図４に示すように、期間Ｔａでは、ゼロボルト検出回路５は、パルス信号Ｓ３を周期Ｔ１で出力する。一方、信号生成回路４は、Ｌレベルのパルス幅変調信号Ｓ２を出力しているため、駆動信号生成回路６は、Ｌレベルの駆動信号Ｓ４を出力する。これにより、スイッチ素子１６のオフ状態が維持されている。

次いで、第１インダクタ１３によるダイオード１４を介しての出力端子１９側へのエネルギーの放出が完了した後の期間Ｔｂでは、ダイオード１４がオフ状態になる。このため、第２インダクタ１５に残存しているエネルギーが、第２インダクタ１５から、並列コンデンサ１７、入力コンデンサ１２および第１インダクタ１３を経由して第２インダクタ１５に至る経路内に送り込まれて、この経路（第２の共振経路）内において、主として第１インダクタ１３と並列コンデンサ１７とによる電圧共振（共振周波数ｆｒｅ２での両端間電圧Ｖ１の自由振動）が発生する。

この場合の共振周波数ｆｒｅ２（＝１／（２π√（Ｌ１×Ｃ２））は、第１インダクタ１３のインダクタンス値Ｌ１を２２μＨとしたときには約１ＭＨｚとなり、共振周波数ｆｒｅ１よりは低くなるものの、スイッチ素子１６の上記したスイッチング周波数ｆｓ（１００ｋＨｚ）と比較して十分に高い周波数になる。また、発生する電圧（つまり、両端間電圧Ｖ１）の波形は、図４に示すように、直流出力電圧Ｖｏｕｔの半分の電圧を中心とした振幅が直流出力電圧Ｖｏｕｔの電圧波形になる。

このため、ゼロボルト検出回路５は、期間Ｔｂにおいて、両端間電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈ以下になる状態を一定の周期Ｔ２（＝１／ｆｒｅ２）で検出して、図４に示すように、この周期Ｔ２でパルス信号Ｓ３を出力する。一方、信号生成回路４は、Ｌレベルのパルス幅変調信号Ｓ２を出力しているため、駆動信号生成回路６は、Ｌレベルの駆動信号Ｓ４をする。これにより、スイッチ素子１６のオフ状態が維持されている。

その後、信号生成回路４は、オン期間Ｔｏｎの開始時点から一定の時間（１／ｆｓ）が経過したときに、Ｈレベルのパルス幅変調信号Ｓ２の出力を開始する。この場合、駆動信号生成回路６は、図４に示すように、パルス幅変調信号Ｓ２のＨレベルへの移行後において、パルス信号Ｓ３が最初にＨレベルに移行した時点で、Ｈレベルの駆動信号Ｓ４の出力を開始する。

この構成により、スイッチ素子１６は、パルス幅変調信号Ｓ２のＨレベルへの移行のタイミングに拘わらず、常に、オン期間Ｔｏｎの開始時点から一定の時間（１／ｆｓ）が経過した後であってパルス信号Ｓ３が最初にＨレベルに移行した時点、すなわち、両端間電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈ以下（ゼロボルトまたはゼロボルトに近い電圧）のときにオン状態にスイッチング（ゼロボルトスイッチング）させられる。このため、スイッチ素子１６でのオン時のスイッチングロス（スイッチング損失）が十分に低減されている。また、パルス幅変調信号Ｓ２のＨレベルへの移行時点から、駆動信号Ｓ４のＨレベルへの移行までの遅延時間Ｔｄは、１周期Ｔ２未満の時間であって、上記のように、共振周波数ｆｒｅ２がスイッチング周波数ｆｓに対して十分に高い構成（つまり、周期Ｔ２がスイッチング周期１／ｆｓに対して十分に短い構成）のため、スイッチング周期１／ｆｓに対して十分に短い時間になっている。このため、スイッチ素子１６は、そのオン状態への移行がパルス信号Ｓ３によって制御されていたとしても、実質的に一定の周波数ｆｓでＰＷＭ制御されて、オン・オフ動作する。

このように、この電源装置１によれば、スイッチ素子１６に直列に第２インダクタ１５を接続することによって、第１インダクタ１３が蓄積したエネルギーをスイッチ素子１６のオフ期間Ｔｏｆｆにおいて出力端子１９側に放出している状態のときにスイッチ素子１６の両端間電圧Ｖ１を電圧共振（自由振動）させると共に、上記のゼロボルト検出回路５および駆動信号生成回路６を備えたことにより、コンバータ２の動作モードの如何に拘わらず（電流連続モードおよび電流不連続モードのいずれの動作モードで動作していたとしても）、コンバータ２を実質的にＰＷＭ制御しつつ、コンバータ２のスイッチ素子１６を確実にゼロボルトスイッチングさせることができるため、スイッチング損失を低減することができることから効率を十分に向上させることができると共に、スイッチング時におけるｄｖ／ｄｔを低減できる（電圧の急峻な変化を低減することができる）ことから電界によるノイズ発生を十分に抑えることができる。

なお、上記のゼロボルト検出回路５に代えて、図５に示す構成のゼロボルト検出回路５Ａを用いることもできる。このゼロボルト検出回路５Ａは、同図に示すように、コンデンサ３１、抵抗３２，３３およびトランジスタ（一例として、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ）３４を備えている。この場合、コンデンサ３１は、一端に両端間電圧Ｖ１が入力され、他端が抵抗３２の一端に接続されている。また、抵抗３２は、他端がトランジスタ３４のベース端子に接続されている。また、トランジスタ３４は、エミッタ端子がグランドＧに接続され、コレクタ端子が抵抗３３を介して電源（パルス信号Ｓ３のＨレベルと同じ電圧Ｖｃｃを供給する電源）に接続されている。

このゼロボルト検出回路５Ａも、上記の構成により、両端間電圧Ｖ１がゼロボルトまたはゼロボルトに近い電圧になったときに、トランジスタ３４がオフ状態に移行して、Ｈレベルのパルス信号Ｓ３を出力し、両端間電圧Ｖ１がゼロボルトまたはゼロボルトに近い電圧以外のときには、トランジスタ３４がオン状態に移行して、Ｌレベル（電圧Ｖｃｃ）のパルス信号Ｓ３を出力する。したがって、ゼロボルト検出回路５Ａもゼロボルト検出回路５と同じタイミングでパルス信号Ｓ３を出力するため、このゼロボルト検出回路５Ａを用いる電源装置１においても、コンバータ２の動作モードの如何に拘わらず（電流連続モードおよび電流不連続モードのいずれの動作モードで動作していたとしても）、コンバータ２を実質的にＰＷＭ制御しつつ、コンバータ２のスイッチ素子１６を確実にゼロボルトスイッチングさせて、スイッチング損失を低減することができるため、効率を十分に向上させることができる。

また、上記の電源装置１では、ＬＣ共振型の非絶縁型昇圧コンバータであるコンバータ２を用いる構成を採用しているが、図６に示す電源装置１Ａのように、ＬＣ共振型の非絶縁型降圧コンバータであるコンバータ２Ａを用いる構成を採用することができる。以下、電源装置１Ａについて説明する。なお、電源装置１と同一の構成については同一の符号を付して重複する説明を省略する。

コンバータ２Ａは、同図に示すように、入力コンデンサ１２が、入力端子１１ａ，１１ｂ間に接続されている。第２インダクタ１５は、一端が入力端子１１ａに接続され、他端がスイッチ素子１６のドレイン端子に接続されている。また、スイッチ素子１６は、ソース端子が第１インダクタ１３の一端に接続されると共に、ダイオード１４のカソード端子に接続されている。また、第１インダクタ１３は、他端が出力端子１９ａに接続されている。また、ダイオード１４は、アノード端子がグランドＧに接続されている。また、並列コンデンサ１７は、スイッチ素子１６に並列接続され、出力コンデンサ１８は、出力端子１９ａ，１９ｂ間に接続されている。

この電源装置１Ａにおいても、上記の電源装置１と同様にして、スイッチ素子１６に直列に第２インダクタ１５を接続することによって、第１インダクタ１３が蓄積したエネルギーをスイッチ素子１６のオフ期間Ｔｏｆｆにおいて出力端子１９側に放出している状態のときにスイッチ素子１６の両端間電圧Ｖ１を電圧共振（自由振動）させると共に、ゼロボルト検出回路５（または５Ａ）および駆動信号生成回路６を備えたことにより、コンバータ２Ａの動作モードの如何に拘わらず（電流連続モードおよび電流不連続モードのいずれの動作モードで動作していたとしても）、コンバータ２Ａを実質的にＰＷＭ制御しつつ、コンバータ２Ａのスイッチ素子１６を確実にゼロボルトスイッチングさせることができるため、スイッチング損失を低減することができることから効率を十分に向上させることができると共に電界によるノイズ発生を十分に抑えることができる。

また、上記の電源装置１，１Ａでは、負荷の軽重の如何に拘わらず、一定のスイッチング周波数ｆｓでスイッチ素子１６をオン・オフ動作させる構成を採用しているが、図示はしないが、信号生成回路４が生成する三角波信号の周波数を、負荷の重いときには高い周波数（例えば、１００ｋＨｚ）に設定し、負荷の軽いときには低い周波数（例えば、３０ｋＨｚ）に設定することを可能にして、負荷の軽重に応じてスイッチング周波数ｆｓを変更し得る構成を採用することもできる。

この構成を採用した電源装置においても、電源装置１，１Ａと同様にして、スイッチ素子１６に直列に第２インダクタ１５を接続することによって、第１インダクタ１３が蓄積したエネルギーをスイッチ素子１６のオフ期間Ｔｏｆｆにおいて出力端子１９側に放出している状態のときにスイッチ素子１６の両端間電圧Ｖ１を電圧共振（自由振動）させると共に、ゼロボルト検出回路５（５Ａ）および駆動信号生成回路６を備えて構成することにより、パルス幅変調信号Ｓ２のＨレベルへの移行のタイミングに拘わらず、パルス幅変調信号Ｓ２がＨレベルに移行した後に、パルス信号Ｓ３が最初にＨレベルに移行した時点、すなわち、両端間電圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｔｈ以下（ゼロボルトまたはゼロボルトに近い電圧）のときに、スイッチ素子１６を常にオン状態にスイッチング（ゼロボルトスイッチング）させることができる。

したがって、この構成の電源装置によれば、スイッチング周波数ｆｓが高い状態のとき、および低い状態のときのいずれのときであっても、またコンバータ２（または２Ａ）の動作モードの如何に拘わらず（電流連続モードおよび電流不連続モードのいずれの動作モードで動作していたとしても）、コンバータ２（または２Ａ）を実質的にＰＷＭ制御しつつ、コンバータ２（または２Ａ）のスイッチ素子１６を確実にゼロボルトスイッチングさせることができるため、スイッチング損失を低減することができることから効率を十分に向上させることができると共に電界によるノイズ発生を十分に抑えることができる。

１，１Ａ電源装置
２，２Ａコンバータ
４信号生成回路
５，５Ａゼロボルト検出回路
６駆動信号生成回路
１５第２インダクタ
１６スイッチ素子
１７並列コンデンサ
Ｓ２パルス幅変調信号
Ｓ３パルス信号
Ｓ４駆動信号
Ｖ１両端間電圧
Ｖｏｕｔ直流出力電圧
Ｖｔｈ閾値電圧

Claims

スイッチ素子、当該スイッチ素子に直列に接続されたインダクタ、および当該スイッチ素子に並列に接続されたコンデンサを備え、前記スイッチ素子のオン・オフ動作によって電力を供給するＬＣ共振型のコンバータと、
前記コンバータの出力電圧に基づいて一定周波数のパルス幅変調信号を生成する信号生成回路と、
前記スイッチ素子の両端間電圧とゼロボルト検出用の閾値とを比較して当該両端間電圧が当該閾値以下のときにパルス信号を出力するゼロボルト検出回路と、
前記パルス幅変調信号と前記パルス信号の論理積に基づいて前記スイッチ素子をオン・オフ動作させる駆動信号を生成する駆動信号生成回路とを備えている電源装置。