JP2014060456A - 半導体装置及びｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】広いスイッチング周波数の実現が可能な半導体装置及びＤＣ−ＤＣコンバータを
提供する。
【解決手段】半導体基板搭載部の周囲に設けられ電流及び電圧の少なくともいずれかが供
給される供給部分及び信号が入出力される入出力部分と、電源端子と接地端子との間に接
続されたスイッチ素子と、制御回路に接続された入力端子と、を有する半導体基板と、を
備え、前記電源端子と前記供給部分との間の距離が、前記入力端子と前記入出力部分との
間の距離よりも短くなるようにした半導体装置が提供される。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体装置及びＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチ素子を含むスイッチング回路においては、
負荷変動に対する高速応答性が要求されており、スイッチング周波数が高周波化してきて
いる。また、出力電流の大電流化にともない、インダクタを駆動するスイッチ素子の寄生
容量が増加している。

このようなスイッチング回路では、出力電流や出力電圧が変化する立ち上がり及び立ち
下がりの両エッジでリンギングが発生する傾向にある。従って、利用できるスイッチング
周波数はこのリンギングが収束する時間に制限されるため、寄生容量、配線などの寄生イ
ンダクタンスに制限されることになる。

一般的には、このようなスイッチング回路を配した半導体チップは、リードフレームに
マウントして実装され、チップサイズに関わらず、この半導体チップはリードフレームの
中央にマウントされている。また基板面積を小さくするために、複数の半導体チップを基
板上に積み重ねるように搭載したチップ積層型半導体装置も知られている。この半導体装
置では、第１及び第２の半導体チップを基板上に積層する場合に、第１の半導体チップは
、その仮想中心軸を基板の中心からオフセットして配置されているものである。

特開２００５−２６５６４号公報

広いスイッチング周波数の実現が可能な半導体装置及びＤＣ−ＤＣコンバータを提供す
る。

本発明の一態様によれば、半導体基板搭載部の周囲に設けられ電流及び電圧の少なくと
もいずれかが供給される供給部分及び信号が入出力される入出力部分と、電源端子と接地
端子との間に接続されたスイッチ素子と、制御回路に接続された入力端子と、を有する半
導体基板と、を備え、前記電源端子と前記供給部分との間の距離が、前記入力端子と前記
入出力部分との間の距離よりも短くなるようにした半導体装置が提供される。

また、本発明の他の一態様によれば、上記の半導体装置と、前記制御回路の出力に接続
された第１のインダクタと、前記第１のインダクタと接地との間に接続された第１のキャ
パシタと、を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータが提供される。

本発明によれば、広いスイッチング周波数の実現が可能な半導体装置及びＤＣ−ＤＣコ
ンバータが提供される。

本発明の実施形態に係る半導体装置の構成を例示する平面模式図である。 図１に表した半導体装置を含むＤＣ−ＤＣコンバータを例示する回路図である。 第１のスイッチ素子の電流波形図であり、（ａ）はオフセット量が０μｍ、（ｂ）は同じく６００μｍの場合である。 本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを例示する回路図である。 本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを例示する回路図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。図面は模式的または
概念的なものであり、各部分の形状や縦横の寸法の関係、部分間の大きさの比率などは、
必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面に
より互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。なお、本願明細書と各図において
、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜
省略する。

図１は、本発明の実施形態に係る半導体装置の構成を例示する平面模式図である。

図１に表したように、半導体装置１は、半導体基板２、装置本体３を備える。

半導体基板２上には、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０が設けられている。また、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ制御回路３０は、検出回路１６を有する。また、半導体基板２は、四
辺を有する。

半導体基板２上には、端子ＢＯＯＴ、電源端子ＶＩＮ、第１の端子ＬＸ、及び接地端子
ＧＮＤが、第１の辺５側に設けられている。端子ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、ＥＮ、ＳＳは、第１
の辺５と対抗する側に設けられている。電源端子ＶＩＮ、第１の端子ＬＸ、接地端子ＧＮ
Ｄは、検出回路１６に接続される。端子ＢＯＯＴ、ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、ＥＮ、ＳＳはＤＣ
−ＤＣコンバータ制御回路３０に接続される。

装置本体３は、半導体基板２をマウントする（搭載する）半導体基板搭載部４と、半導
体基板搭載部４の周囲に設けられた第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４、第２の導電体Ｋ１、Ｋ５〜
Ｋ８を有する。第１及び第２の導電体Ｋ１〜Ｋ８は、複数のピンＰ１〜Ｐ８と配線Ｈ１、
第１の配線Ｈ２〜Ｈ４、配線Ｈ５〜Ｈ８とを有する。

第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４のピンＰ２〜Ｐ４は、半導体基板２と反対側から第１の導電体
Ｋ２〜Ｋ４に、電流及び電圧の少なくともいずれかが供給される部分である。また、第２
の導電体Ｋ１、Ｋ５〜Ｋ８のピンＰ１、Ｐ５〜Ｐ８は、半導体基板２と反対側から第２の
導電体Ｋ１、Ｋ５〜Ｋ８に、信号が入出力される部分である。

半導体基板２の仮想的な中心線ＤＬは、半導体基板搭載部４の仮想的な中心線ＩＬに対
して第１の辺５側にオフセット量ＤＷだけオフセットして配置されている。なお、図１に
おいては、装置本体３は、半導体基板搭載部４の両側に第１及び第２の導電体Ｋ１〜Ｋ８
を有する構成を例示している。しかし、半導体基板搭載部４の周囲に第１及び第２の電極
を設けてもよい。

端子ＢＯＯＴとピンＰ１とは、配線Ｈ１で接続されている。ピンＰ１と配線Ｈ１とは、
第２の導電体Ｋ１を構成する。端子ＢＯＯＴは、第２の導電体Ｋ１と半導体基板２との接
続部になっている。

電源端子ＶＩＮとピンＰ２とは第１の配線Ｈ２で接続されている。ピンＰ２と第１の配
線Ｈ２とは、第１の導電体Ｋ２を構成する。電源端子ＶＩＮは、第１の導電体Ｋ２と半導
体基板２との接続部になっている。第１の端子ＬＸとピンＰ３とは、第２の配線Ｈ３で接
続されている。ピンＰ３と第２の配線Ｈ３とは、第１の導電体Ｋ３を構成する。第１の端
子ＬＸは、第１の導電体Ｋ３と半導体基板２との接続部になっている。接地端子ＧＮＤと
ピンＰ４とは、第３の配線Ｈ４で接続されている。ピンＰ４と第３の配線Ｈ４とは、第１
の導電体Ｋ４を構成する。接地端子ＧＮＤは、第１の導電体Ｋ４と半導体基板２との接続
部になっている。

端子ＶＦＢとピンＰ５とは、配線Ｈ５で接続されている。ピンＰ５と配線Ｈ５とは、第
２の導電体Ｋ５を構成する。端子ＣＯＭＰとピンＰ６とは、配線Ｈ６で接続されている。
ピンＰ６と配線Ｈ６とは、第２の導電体Ｋ６を構成する。端子ＥＮとピンＰ７とは、配線
Ｈ７で接続されている。ピンＰ７と配線Ｈ７とは、第２の導電体Ｋ７を構成する。端子Ｓ
ＳとピンＰ８とは、配線Ｈ８で接続されている。ピンＰ８と配線Ｈ８とは、第２の導電体
Ｋ８を構成する。

なお、第１の配線Ｈ２〜Ｈ４、配線Ｈ１、Ｈ５〜Ｈ８は、例えばボンディングワイヤ、
金属板などで構成される。

上記の通り、半導体基板２の仮想的な中心線ＤＬが半導体基板搭載部４の仮想的な中心
線ＩＬに対して第１の辺５側にオフセットして配置されているため、配線Ｈ１、第１〜第
３の配線Ｈ２〜Ｈ４は、配線Ｈ５〜Ｈ８よりも短い。

すなわち、半導体基板２は、検出回路１６が第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４に近接するよう半
導体基板搭載部４に配設されている。そのため、半導体基板２が半導体基板搭載部４の中
央に配置されたときよりも第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４の長さが短い。

また、半導体基板２は、検出回路１６が第２の導電体Ｋ５〜Ｋ８側よりも第１の導電体
Ｋ２〜Ｋ４側に近接するように半導体基板搭載部４に配設されている。

なお、図１においては、ピンＰ１〜Ｐ８が互いに接続された半導体装置１の組み立て時
の状態を表している。組み立て完了後の半導体装置１の使用時は、ピンＰ１〜Ｐ８間のそ
れぞれの接続は切り離される。

図２は、図１に表した半導体装置を含むＤＣ−ＤＣコンバータを例示する回路図である
。

図２に表したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ６は、半導体装置１、第１のインダクタ７
、第１のキャパシタ８、帰還回路９、キャパシタ１１〜１３を備える。

第１のインダクタ７の一端は、半導体装置１のピンＰ３に接続され、第２の配線Ｈ３を
介して第１の端子ＬＸに接続されている。すなわち、第１のインダクタ７の一端は、第１
の導電体Ｋ３を介してＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路の出力に接続される。

第１のインダクタ７の他端と接地との間に、第１のキャパシタ８及び帰還回路９が並列
に接続される。また、第１のインダクタ７の他端と接地との間に、負荷回路１０が接続さ
れ、出力電圧Ｖｏｕｔが、負荷回路１０に出力される。帰還回路９は、分圧抵抗を有し、
出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した電圧を半導体装置１の第２の導電体Ｋ５、すなわちピンＰ５
に帰還する。なお、図２においては、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した電圧をピンＰ５に帰還
しているが、出力電圧ＶｏｕｔをピンＰ５に帰還してもよい。

キャパシタ１１は、半導体装置１の第２の導電体Ｋ１と第１の導電体Ｋ３との間、すな
わちピンＰ１とピンＰ３との間に接続される。キャパシタ１２は、半導体装置１の第２の
導電体Ｋ６、すなわちピンＰ６と接地との間に接続される。キャパシタ１３は、半導体装
置１の第２の導電体Ｋ８、すなわちピンＰ８と接地との間に接続される。また、半導体装
置１の第１の導電体Ｋ２、すなわちピンＰ２には、電源電圧が供給され、半導体装置１の
第１の導電体Ｋ４、すなわちピンＰ４は接地に接続される。また、ピンＰ２と接地との間
には、バイパスコンデンサとしてキャパシタ２３が接続され、ピンＰ２は交流的に接地と
接続される。半導体装置１の第２の導電体Ｋ７、すなわちピンＰ７には、イネーブル信号
が入力される。半導体装置１の各ピンＰ１〜Ｐ８の機能については、後述する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ６は、半導体装置１に電源電圧を供給して、出力電圧Ｖｏｕｔに
降圧する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０は、半導体基板２上に設けられた第１のスイッチ素
子Ｑ１、第２のスイッチ素子Ｑ２、制御回路１４をさらに有する。

第１のスイッチ素子Ｑ１は、一端が電源端子ＶＩＮに接続され、他端が第１の端子ＬＸ
に接続されている。第２のスイッチ素子Ｑ２は、一端が第１の端子ＬＸに接続され、他端
が接地端子ＧＮＤに接続されている。

上記のとおり、電源端子ＶＩＮ、第１の端子ＬＸ及び接地端子ＧＮＤは、第１の導電体
Ｋ２〜Ｋ４に接続されている。すなわち第１の配線〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４によりそれぞ
れ装置本体３のピンＰ２〜Ｐ４に接続されている。これら第１の配線〜第３の配線Ｈ２〜
Ｈ４は、電気的には寄生インダクタンスと等価である。なお、ピンＰ２〜Ｐ４の断面積は
、第１〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４よりも十分に大きく、ピンＰ２〜Ｐ４のインダクタンスは
、第１〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４のインダクタンスに対して十分小さい。そのため、第１の
導電体Ｋ２〜Ｋ４のインダクタンスは、ほぼ第１〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４のインダクタン
スに等しい。第２の導電体Ｋ１、Ｋ５〜Ｋ８についても同様である。

ピンＰ２、Ｐ４は、それぞれ外部の電源と接地に接続され、上記のとおりピンＰ２、Ｐ
４間には電源電圧が供給される。

第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は、それぞれ制御回路１４によりオン、オフの
状態に制御される。第１のスイッチ素子Ｑ１がオンで第２のスイッチ素子Ｑ２がオフの状
態の場合、第１の端子ＬＸは電源端子ＶＩＮに接続される。また第１のスイッチ素子Ｑ１
がオフで第２のスイッチ素子Ｑ２がオンの状態の場合、第１の端子ＬＸは接地端子ＧＮＤ
に接続される。

制御回路１４は、駆動回路１５、検出回路１６、電圧生成回路１７、誤差増幅回路１８
、比較回路１９、電流生成回路２０を有する。

駆動回路１５は、端子ＶＦＢに帰還される電圧が一定になるように、すなわち出力電圧
Ｖｏｕｔが一定になるように第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２をオン、オフの状態
に駆動する。検出回路１６は、電源端子ＶＩＮ、第１の端子ＬＸ、接地端子ＧＮＤに接続
され、第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４を介して第１のスイッチ素子Ｑ１を流れる電流を検出する
電流検出回路である。検出回路１６は、第１のスイッチ素子Ｑ１を流れる電流を検出する
ことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０の出力電流を検出している。検出トラン
ジスタ、抵抗、差動増幅回路により構成される。

電圧生成回路１７は、基準電圧を生成する回路であり、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて設定
される。誤差増幅回路１８は、端子ＶＦＢに入力される電圧と、電圧生成回路１７により
生成される基準電圧との誤差を増幅する。また、誤差増幅回路１８は、端子ＣＯＭＰに接
続され、配線Ｈ６を介してピンＰ６に接続される。さらに、ピンＰ６には、位相補償のた
めに、例えばキャパシタ１２が接続される。なお、位相補償のためには、他の回路構成も
可能である。

比較回路１９は、正入力端と２つの負入力端とを有する。正入力端には、検出回路１６
の出力が入力される。１つの負入力端に誤差増幅回路１８の出力が入力される。他の負入
力端は、電流生成回路２０及び端子ＳＳに接続され、配線Ｈ８を介してピンＰ８に接続さ
れる。さらにピンＰ８には、例えばキャパシタ１３が接続される。電流生成回路２０及び
キャパシタ１３は、ソフトスタート回路を構成し、起動時の出力電圧Ｖｏｕｔを制御する
。

定常状態において、キャパシタ１３は、電流生成回路２０により一定電位に充電されて
いる。比較回路１９は、検出回路１６の出力と、誤差増幅回路１８の出力とを比較する。
比較回路１９は、端子ＶＦＢに入力される電圧が基準電圧よりも低い場合ハイレベルを出
力し、高い場合ローレベルを出力する。

駆動回路１５は、比較回路１９の出力がローレベルの場合、第１のスイッチ素子Ｑ１の
オンの期間が長くなるように制御する。また比較回路１９の出力がハイレベルの場合、第
１のスイッチ素子Ｑ１のオンの期間が短くなるように制御する。

また、駆動回路１５は、端子ＥＮに接続され、第２の導電体Ｋ７、すなわち配線Ｈ７を
介してピンＰ７に接続される。ピンＰ７には、上記のとおり、外部からイネーブル信号が
入力される。駆動回路１５は、イネーブル信号がハイレベルのとき、第１及び第２のスイ
ッチ素子Ｑ１、Ｑ２をオン、オフする通常の動作モードとなる。またイネーブル信号がロ
ーレベルの場合、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２をオフの状態に制御するスタン
バイモードになる。

また、駆動回路１５は、端子ＢＯＯＴに接続され、第２の導電体Ｋ１、すなわち配線Ｈ
１を介してピンＰ１に接続される。さらに、ピンＰ１とピンＰ３との間には、例えばキャ
パシタ１１が接続される。第１のスイッチ素子Ｑ１がオフの状態のとき、キャパシタ１１
を介してピンＰ３には電流が供給される。

このように、半導体装置１のＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０は、制御回路１４によ
り、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２をオン・オフして端子ＶＦＢに帰還される電
圧を一定に制御する。従って、制御回路１４により、出力電圧は一定に制御される。

なお、図２においては、半導体装置１は、第２のスイッチ素子Ｑ２を有する構成を例示
している。しかし、第２のスイッチ素子Ｑ２は、接地端子ＧＮＤから第１の端子ＬＸの方
向に電流が流れるように接続した整流素子に置き換えてもよい。

上記のとおり、半導体装置１により、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０の出力、すな
わちピンＰ３に接続された第１の端子ＬＸには、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２
のオン・オフにより電源電位と接地電位との間でスイッチングする電圧が生成される。

上記のとおり、電源が供給されるピンＰ２と電源端子ＶＩＮとの間には、第１の配線Ｈ
２による寄生インダクタンスがある。ピンＰ３と第１の端子ＬＸとの間には、第２の配線
Ｈ３による寄生インダクタンスがある。外部の接地に接続されるピンＰ４と接地端子ＧＮ
Ｄとの間には、第３の配線Ｈ４による寄生インダクタンスがある。

また、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のドレインとバックゲートとの間には、
それぞれ寄生容量がある。図２においては、第１の端子ＬＸと接地端子ＧＮＤとの間に接
続された寄生容量２１で等価的に表されている。

出力電流が大電流化するのにともない、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の面積
が大きくなり、寄生容量２１の静電容量Ｃも大きくなる。

第１の端子ＬＸに生成される電圧には、接地電位から電源電位に変化する立ち上がり、
及び電源電位から接地電位に変化する立ち下がりの両エッジでリンギングが発生する。ま
た、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を流れる電流にもリンギングが発生する。

寄生インダクタンスＬ、寄生容量２１のキャパシタンスＣとすると、リンギング周波数
ｆ０は、（１）式となる。

寄生インダクタンスＬが大きいほど、また寄生容量２１のキャパシタンスＣが大きいほ
ど、リンギングの周期は長くなる。そのため、出力電流が大電流化するほど、電流のリン
ギングが減衰して安定するまでの時間が長くなる。

このように、寄生インダクタンスＬと寄生容量２１のキャパシタンスＣが大きくなると
、検出回路１６の出力が安定するまでの時間は長くなる。

ところで、寄生インダクタンスＬは、半導体基板２とリードフレーム３とを接続する配
線の長さにほぼ比例する。

半導体基板２の中心ＤＬのリードフレーム３に対するオフセット量ＤＷと配線長との関
係は、例えば表１のようになる。

表１において、第１列目は、半導体装置１のピンＰ１〜Ｐ８を表している。第２列目は
、半導体基板２上の端子ＢＯＯＴ、電源端子ＶＩＮ、第１の端子ＬＸ、接地端子ＧＮＤ、
端子ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、ＥＮ、ＳＳを表している。第３列目及び第４列目は、ピンＰ１〜
Ｐ８と各端子との間の配線長を、それぞれオフセット量ＤＷ＝０μｍの比較例、ＤＷ＝６
００μｍの実施例について表している。

表１に表したように、半導体基板２のオフセット量ＤＷ＝６００μｍの本実施例の場合
、配線Ｈ１、第１〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４の配線長は、ＤＷ＝０μｍの比較例に比べて短
くなる。例えば、第１の配線Ｈ２の長さは、オフセット量ＤＷ＝０μｍの比較例の場合１
．５８ｍｍであり、オフセット量ＤＷ＝６００μｍの本実施例の場合０．９９ｍｍに短く
なる。

なお、本実施例においては、オフセット量ＤＷ＝６００μｍとしているが、本発明はこ
れに限定されるものではなく、オフセット量ＤＷ＞０で設定できる。

オフセット量ＤＷ＝０μｍに配置するのは、半導体基板（チップ、ダイ）を、チップ（
ダイ）のサイズに関わらず、リードフレーム３の中心にマウントするためである。この場
合、チップ（ダイ）サイズに合わせて、リードフレーム（コム）を新規に開発しなければ
、配線を短くすることは困難である。

これに対して、本発明の実施形態に係る半導体装置１においては、半導体基板２の仮想
的な中心線ＤＬがリードフレーム３の仮想的な中心線ＩＬに対してオフセットして配置さ
れている。そのため、第１〜第３の配線Ｈ２〜Ｈ４の長さを短くでき、寄生インダクタン
スＬを小さくできる。

図３は、第１のスイッチ素子の電流波形図であり、（ａ）はオフセット量が０μｍ、（
ｂ）は同じく６００μｍの場合である。

図３においては、横軸に時間をとり、縦軸に第１のスイッチ素子の電流をとり、第１の
スイッチ素子Ｑ１がオフからオンの状態に変化するときの、第１のスイッチ素子の電流波
形を表している。

オフセット量ＤＷ＝６００μｍの本実施例の場合、第１のスイッチ素子Ｑ１の電流波形
は、オフセット量ＤＷ＝０μｍの比較例の場合と比較して短時間で収束する。

半導体装置１は、短い時間でリンギングが収束し、精度の良い、電流検出が可能である
。そのため、大電流の場合にも高いスイッチング周波数を実現することが容易になる。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ６は、大電流の場合にも高いスイッチング周波数を実現す
ることができ、応答性を高くすることができる。

さらに、ピンＰ４と接地端子ＧＮＤとの第３の配線Ｈ４の配線長も短くなる。そのため
、ピンＰ４と接地端子ＧＮＤとの間の寄生インダクタンスも小さくなり、接地端子ＧＮＤ
のコモンモードノイズが減少する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔの安定性、精度が向上す
る。

ところで、図２においては、第１のスイッチ素子Ｑ１の電流を検出して出力電圧を一定
に制御する電流モード方式の制御回路１４の構成を例示した。しかし、第２のスイッチ素
子Ｑ２の電流を検出して電流モード方式で制御することもできる。

図４は、本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを例示する回路図である。

図４に表したように、半導体装置１ａは、図２に表した半導体基板２を半導体基板２ａ
に置き換えた構成である。図示しない装置本体、第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４、第２の導電体
Ｋ１、Ｋ５〜Ｋ８については、図１に表した半導体装置１と同様である。また、第１〜第
３の配線Ｈ２〜Ｈ４、配線Ｈ１、Ｈ５〜Ｈ８、第１の端子ＬＸ、電源端子ＶＩＮ、接地端
子ＧＮＤ、端子ＢＯＯＴ、ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、ＥＮ、ＳＳについては、図１〜図２に表し
た半導体装置１と同様である。

すなわち、半導体装置１ａにおいては、半導体基板２ａ上には、ＤＣ−ＤＣコンバータ
制御回路３０ａが設けられている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０ａは、検出
回路１６ａを有する。なお、端子ＢＯＯＴ、第１の端子ＬＸ、電源端子ＶＩＮ、及び接地
端子ＧＮＤが、第１の辺（図示せず）側に設けられている。端子ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、ＥＮ
、ＳＳは、第１の辺と対抗する側に設けられている。

また、半導体基板２ａの仮想的な中心線は、半導体基板搭載部の仮想的な中心線に対し
て第１の辺側にオフセットして配置されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０ａには、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、
制御回路１４ａが設けられている。制御回路１４ａは、図２に表した制御回路１４の検出
回路１６を検出回路１６ａに置き換えた構成である。駆動回路１５、電圧生成回路１７、
誤差増幅回路１８、比較回路１９、電流生成回路２０、寄生容量２１については、図２に
表した制御回路１４と同様である。

検出回路１６ａは、電源端子ＶＩＮ、第１の端子ＬＸ、接地端子ＧＮＤに接続され、第
１の導電体Ｋ２〜Ｋ４を介して第２のスイッチ素子Ｑ２を流れる電流を検出する電流検出
回路である。検出回路１６は、第１のスイッチ素子Ｑ１を流れる電流を検出することによ
り、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０の出力電流を検出している。検出回路１６ａの構
成については、図２に表した検出回路１６と同様である。

また、半導体装置１ａを用いて、第２のスイッチ素子Ｑ２の電流を検出して制御する電
流モード方式のＤＣ−ＤＣコンバータ６ａを構成することができる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ６ａは、半導体装置１ａ、第１のインダクタ７、第１のキャパシ
タ８、帰還回路９、キャパシタ１１〜１３、２３を備える。

ＤＣ−ＤＣコンバータ６ａは、図２に表したＤＣ−ＤＣコンバータ６の半導体装置１を
、半導体装置１ａに置き換えた構成であり、第１のインダクタ７、第１のキャパシタ８、
帰還回路９、キャパシタ１１〜１３、２３については、ＤＣ−ＤＣコンバータ６と同様で
ある。

半導体装置１ａは、短い時間でリンギングが収束し、精度の良い、電流検出が可能であ
る。そのため、大電流の場合にも高いスイッチング周波数を実現することができる。

従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ６ａは、大電流の場合にも高いスイッチング周波数を実
現することができ、応答性を高くすることができる。

さらに、第１の導電体Ｋ４、すなわちピンＰ４と接地端子ＧＮＤとの第３の配線Ｈ４の
配線長も短くなる。そのため、ピンＰ４と接地端子ＧＮＤとの間の寄生インダクタンスが
小さくなり、接地端子ＧＮＤのコモンモードノイズが減少する。従って、接地端子ＧＮＤ
の一点接地が確実になり、接地電位の安定化により、出力電圧Ｖｏｕｔの安定性、精度が
向上する。

このような、接地端子ＧＮＤの電位の安定化は、半導体装置１、１ａのような電流検出
回路を有しない場合にも効果がある。

図５は、本発明の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを例示する回路図である。

図５に表したように、半導体装置１ｂは、図２に表した半導体基板２を半導体基板２ｂ
に置き換えた構成である。図示しない装置本体、第１の導電体Ｋ２〜Ｋ４、第２の導電体
Ｋ１、Ｋ５〜Ｋ８については、図１に表した半導体装置１と同様である。また、第１〜第
３の配線Ｈ２〜Ｈ４、配線Ｈ１、Ｈ５〜Ｈ８、第１の端子ＬＸ、電源端子ＶＩＮ、接地端
子ＧＮＤ、端子ＢＯＯＴ、ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、ＥＮ、ＳＳについては、図１〜図２に表し
た半導体装置１と同様である。

すなわち、半導体装置１ｂにおいては、半導体基板２ｂ上には、ＤＣ−ＤＣコンバータ
制御回路３０ｂが設けられている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０ｂは、誤差
増幅回路１８を有する。なお、端子ＢＯＯＴ、第１の端子ＬＸ、電源端子ＶＩＮ、及び接
地端子ＧＮＤが、第１の辺（図示せず）側に設けられている。端子ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、Ｅ
Ｎ、ＳＳは、第１の辺と対抗する側に設けられている。

また、半導体基板２ｂの仮想的な中心線は、半導体基板搭載部（図示せず）の仮想的な
中心線に対して第１の辺側にオフセットして配置されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３０ｂには、第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２、
制御回路１４ｂが設けられている。制御回路１４ｂは、図２に表した制御回路１４の検出
回路１６を、三角波生成回路２２に置き換えた構成である。駆動回路１５、電圧生成回路
１７、誤差増幅回路１８、比較回路１９、電流生成回路２０、寄生容量２１については、
図２に表した制御回路１４と同様である。

ここで、制御回路１４ｂは、接地端子ＧＮＤに接続され、第１の導電体Ｋ４を介して接
地電位が供給される。また、第１の導電体Ｋ４の第３の配線Ｈ４が短くなるように、半導
体基板２ｂが配置されている。そのため、一点接地が確実になり、コモンモードノイズが
減少する。また、誤差増幅回路１８は、端子ＶＦＢに帰還される電圧の誤差を検出して増
幅するため、出力電圧が安定化される。誤差増幅回路１８は、電圧を検出する検出回路と
して機能している。

三角波生成回路２２は、第１および第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波
数に同期した三角波を生成する回路である。三角波生成回路２２の出力は、比較回路１９
の正入力端に入力され、誤差電圧を時間に変換する。

すなわち、制御回路１４ｂは、誤差電圧の大きさに対応してデューティ比が変化するＰ
ＷＭ信号により第１及び第２のスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を制御する。

また、半導体装置１ｂを用いて電圧モード方式のＤＣ−ＤＣコンバータ６ｂを構成する
ことができる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ６ｂは、半導体装置１ｂ、第１のインダクタ７、第１のキャパシ
タ８、帰還回路９、キャパシタ１１〜１３、２３を備える。

ＤＣ−ＤＣコンバータ６ｂは、図２に表したＤＣ−ＤＣコンバータ６の半導体装置１を
、半導体装置１ｂに置き換えた構成であり、第１のインダクタ７、第１のキャパシタ８、
帰還回路９、キャパシタ１１〜１３、２３については、ＤＣ−ＤＣコンバータ６と同様で
ある。

半導体装置１ｂ、ＤＣ−ＤＣコンバータ６ｂは、コモンモードノイズを減少することが
でき、安定性が向上する。そのため、高いスイッチング周波数を実現することができる。

さらに、接地端子ＧＮＤとピンＰ４との第３の配線Ｈ４の配線長も短くなるため、接地
端子ＧＮＤとピンＰ４との間の寄生インダクタンスも小さくなり、接地端子ＧＮＤのコモ
ンモードノイズが減少する。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔの安定性、精度が向上する。

以上、具体例を参照しつつ本発明の実施形態について説明した。しかし、本発明は、そ
れらに限定されるものではなく、本発明の技術的思想に基づいて種々の変形が可能である
。

１、１ａ、１ｂ 半導体装置
２、２ａ、２ｂ 半導体基板
３ 装置本体
４ 半導体搭載部
５ 第１の辺
６、６ａ、６ｂ ＤＣ−ＤＣコンバータ
７ 第１のインダクタ
８ 第１のキャパシタ
９ 帰還回路
１０ 負荷回路
１１〜１３、２３ キャパシタ
１４、１４ａ、１４ｂ 制御回路
１５ 駆動回路
１６、１６ａ 検出回路（電流検出回路）
１７ 電圧生成回路
１８ 誤差増幅回路
１９ 比較回路
２０ 電流生成回路
２１ 寄生容量
２２ 三角波生成回路
３０、３０ａ、３０ｂ ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路
ＢＯＯＴ、ＶＦＢ、ＣＯＭＰ、ＥＮ、ＳＳ 端子（接続部）
ＧＮＤ 接地端子（接続部）
Ｈ１、Ｈ５〜Ｈ８ 配線
Ｈ２ 第１の配線
Ｈ３ 第２の配線
Ｈ４ 第３の配線
Ｋ１、Ｋ５〜Ｋ８ 第２の導電体
Ｋ２〜Ｋ４ 第１の導電体
ＬＸ 第１の端子（接続部）
Ｐ１〜Ｐ８ ピン
Ｑ１ 第１のスイッチ素子
Ｑ２ 第２のスイッチ素子
ＶＩＮ 電源端子（接続部）

Claims (4)

1. 半導体基板搭載部の周囲に設けられ電流及び電圧の少なくともいずれかが供給される供
   給部分及び信号が入出力される入出力部分と、
   電源端子と接地端子との間に接続されたスイッチ素子と、制御回路に接続された入力端
   子と、を有する半導体基板と、
   を備え、
   前記電源端子と前記供給部分との間の距離が、前記入力端子と前記入出力部分との間の
   距離よりも短い半導体装置。
2. 前記半導体基板は、前記半導体基板搭載部の仮想的な中心線に対し第１の辺側にオフセ
   ットして配置され、
   前記電源端子は、前記第１の辺側に設けられる請求項１記載の半導体装置。
3. 前記半導体基板は、第１の端子をさらに有し、
   前記スイッチ素子は第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子を有し、前記第１のス
   イッチ素子は、前記電源端子と前記第１の端子との間に接続され、
   前記第２のスイッチ素子は、前記第１の端子と前記接地端子との間に接続され、
   前記制御回路は、前記第１のスイッチ素子を制御する制御回路を
   有し、
   前記制御回路は、
   前記供給部分を介して前記第１のスイッチ素子に流れる電流を検出する電流検出回
   路と、
   前記接地端子を基準として、前記入出力部分を介して前記入力端子に帰還される電
   圧の誤差を検出する誤差増幅回路と、
   を有する請求項１または２に記載の半導体装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１つに記載の半導体装置と、
   前記制御回路の出力に接続された第１のインダクタと、
   前記第１のインダクタと接地との間に接続された第１のキャパシタと、
   を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ。

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