JP2014060131A - 点灯装置及び照明器具 - Google Patents

Abstract

【課題】ＬＥＤに供給される電流を検出して、その電流が調光目標の電流値と一致するようにインバータ制御を行うＬＥＤの点灯装置において、消費電力を改善する。
【解決手段】ＬＥＤ光源８に供給される脈流をカレントトランス２３の１次側コイル４２に流すことにより、カレントトランス２３の２次側コイル４１に誘導電流が発生する。検出抵抗２４の電圧降下を利用し、発生した誘導電流を検出し、検出した誘導電流に基づき、ＬＥＤに供給される電流が検出される。カレントトランス２３の２次側コイル４１と１次側コイル４２との巻数比を変えることで、検出抵抗２４に流れる誘導電流を減らし、検出抵抗２４における消費電力を改善することが可能である。
【選択図】図１

Description

本発明は、点灯装置及び照明器具に関するものである。本発明は、特に、ＬＥＤの点灯装置に関するものである。

絶縁トランスによって、絶縁トランスの１次側と２次側とが電気的に絶縁された絶縁型のインバータ方式の点灯装置でＬＥＤを点灯させる場合、ＬＥＤに直流電流を供給するために、絶縁トランスの２次側（ＬＥＤ側）にダイオードブリッジが挿入される。そして、絶縁型のインバータ方式の点灯装置において、ＬＥＤを調光する場合に、ＬＥＤに供給される電流を検出し、その電流が調光目標の電流値（ＬＥＤにより調光目標の照度が得られる電流値）と一致するようにインバータ制御を行う必要がある。
また、調光しない場合でも、ＬＥＤに供給される電流が一定になるようにインバータ制御することにより、複数の照明器具間の照度のバラツキをなくすことができる。

そして、絶縁トランスの２次側（ＬＥＤ側）のＬＥＤに供給される電流を検出し、１次側（インバータ回路側）の動作を制御する技術が知られている（例えば、特許文献１）。

特開２００７−８０７７１号公報

従来は、絶縁トランスに加え、２次側の電流検出部分と、１次側の動作制御部分とを電気的に絶縁する為にフォトカプラを用いている。しかし、フォトカプラはスイッチング特性が劣っているために、検出した電流値を正確に伝達出来ない。その為、従来は、ＬＥＤに供給される電流を正確に検出出来ないという課題がある。
また、従来は、ＬＥＤに供給される直流電流をそのまま利用して、電流検出用の抵抗素子に流し、当該抵抗素子における電圧降下に基づき、電流値を検出している。そして、ＬＥＤに供給される直流電流がそのまま電流検出用の抵抗素子に流される為、当該抵抗素子において発生する消費電力の調整が出来ず、点灯装置の消費電力が大きくなるという課題がある。

本発明は、例えば、点灯装置の消費電力を改善することを主な目的とする。

本発明に係る点灯装置は、
直流により発光する発光素子を点灯させる点灯装置において、
直流を供給する直流供給部と、
前記直流供給部により供給される直流を、制御を受けることにより、前記制御に応じた特性の交流に変換する交流変換部と、
前記交流変換部により変換される交流を整流して大きさが経時変動する脈流に変換し、変換した脈流を前記発光素子に供給する負荷整流回路部と、
前記負荷整流回路部により前記発光素子に供給される脈流の大きさを、当該脈流により発生する磁束を利用して検出する脈流検出部と、
前記脈流検出部により検出される脈流の大きさを監視し、監視している脈流の大きさに応じて前記交流変換部を制御する交流変換制御部とを備えることを特徴とする。

本発明に係る点灯装置は、脈流により発生する磁束を利用して発光素子に供給される脈流の大きさ検出する。すなわち、本発明に係る点灯装置は、発光素子に供給される脈流の検出において当該脈流をそのまま利用せず、当該脈流がそのまま電流検出用の抵抗素子に流されることも無い。その為、点灯装置の消費電力を改善することが可能である。

実施の形態１を示す図で、カレントトランスを利用した点灯装置の構成を示す図。 実施の形態１を示す図で、電流検出用の抵抗素子を利用した点灯装置の第１の構成を示す図。 実施の形態１を示す図で、電流検出用の抵抗素子を利用した点灯装置の第２の構成を示す図。 実施の形態２を示す図で、カレントトランスを利用した点灯装置の構成を示す図。 実施の形態３を示す図で、ＬＥＤ電流検出回路の構成の第１の例を示す図（（ａ）は、脈流の通電期間を示す図、（ｂ）は、脈流の停止期間を示す図）。 実施の形態３を示す図で、半波の脈流が流れた場合の入力電圧と検出電圧とを示す図（（ａ）は脈流を示す図、（ｂ）は入力電圧と検出電圧とを示す図）。 実施の形態３を示す図で、ＬＥＤ電流検出回路の構成の第２の例を示す図。 実施の形態３を示す図で、電圧抑制回路により逆方向誘導電圧が抑制された場合の入力電圧と検出電圧とを示す図（（ａ）は脈流を示す図、（ｂ）は入力電圧と検出電圧とを示す図）。 実施の形態４を示す図で、ＬＥＤ電流検出回路の構成の第３の例を示す図。 実施の形態４を示す図で、電圧抑制回路により逆方向誘導電圧が抑制された場合の入力電圧と検出電圧とを示す図（（ａ）は脈流を示す図、（ｂ）は入力電圧と検出電圧とを示す図）。

実施の形態１．
実施の形態１において、点灯装置が、ＬＥＤに供給される電流をカレントトランスにより検出する第１の構成を説明する。

（点灯装置の構成）
図１は、カレントトランス２３を利用した点灯装置１００の構成を示す図である。
点灯装置１００は、電源整流回路２、アクティブフィルタ回路３、インバータ回路４（インバータ回路部）、電流共振回路５（共振回路部）、負荷整流回路６（負荷整流回路部）、平滑用コンデンサ７、ＬＥＤ電流検出回路２１、基準電圧回路１２、比較器１３、インバータ制御回路１４を備える。

ここで、電源整流回路２とアクティブフィルタ回路３とは、直流供給部を構成する。

インバータ回路４は、第一のスイッチング素子１５と第二のスイッチング素子１６とを備える。
電流共振回路５は、共振用コンデンサ１７とインダクタ１８とを備える。
ここで、インバータ回路４と電流共振回路５とは、交流変換部を構成する。

また、ＬＥＤ光源８は、１つ以上のＬＥＤ（発光素子）から構成される。ここで、ＬＥＤは、直流により発光する発光素子である。なお、直流は、電流の流れる方向が一定（時間によって変化しない）であり、直流には脈流も含まれる。
そして、点灯装置１００は、発光素子としてＬＥＤ光源８（１つ以上のＬＥＤ）を点灯させる。つまり、点灯装置１００は、ＬＥＤ光源８（１つ以上のＬＥＤ）を発光素子とする照明器具に備えられる。

ＬＥＤ電流検出回路２１と比較器１３とは、脈流検出部を構成する。ＬＥＤ電流検出回路２１は、カレントトランス２３（脈流検出素子）と検出電流整流ダイオード２５とコンデンサ２６と検出抵抗２４とを備える。
また、基準電圧回路１２と比較器１３とインバータ制御回路１４とは、交流変換制御部を構成する。
比較器１３は、例えばオペアンプなどを用いた電圧コンパレータである。また、インバータ制御回路１４は、例えばＩＣ（集積回路）化されたマイクロコンピュータである。

（点灯装置の動作）
点灯装置１００を構成する各部の動作について説明する。

（電源整流回路２とアクティブフィルタ回路３との動作）
点灯装置１００は、商用電源１に接続される。商用電源１は、例えばコンセントなどの交流電源である。
電源整流回路２は、ノイズフィルタとダイオードブリッジとで構成され、商用電源１から交流が供給され、供給された交流のノイズを除去し、更に、整流を行ってアクティブフィルタ回路３に出力する。

アクティブフィルタ回路３は、電源整流回路２により出力された出力電圧の変化に応じて（出力波形に沿って）スイッチングを行い、電源整流回路２により出力された出力電圧を所定の直流電圧に昇圧する。同時に、アクティブフィルタ回路３は、電源整流回路２により出力された出力電流の位相を調整することで（電流波形を整形することで）力率を改善し、また、高調波を抑制する。そして、アクティブフィルタ回路３は、力率が改善され、高調波が抑制された所定の直流電圧をインバータ回路４に出力する。

すなわち、電源整流回路２とアクティブフィルタ回路３とは、直流をインバータ回路４に供給する。

（インバータ回路４と電流共振回路５との動作）
インバータ回路４（第一のスイッチング素子１５と第二のスイッチング素子１６）は、アクティブフィルタ回路３で昇圧された直流電圧から高周波電圧を発生させる。

具体的には、インバータ回路４は、ＬＥＤ光源８に調光目標の電流値の電流が供給されるように、インバータ制御回路１４の制御を受ける。ここで、調光目標の電流値とは、調光目標のＬＥＤ光源８の照度（照明器具の照度）を得るために、ＬＥＤ光源８に流すことが必要な電流値である。
その為に、インバータ制御回路１４は、インバータ回路４の制御を行うための、所定の周波数と所定のデューティー比との矩形波電圧を生成する。

そして、第一のスイッチング素子１５と第二のスイッチング素子１６とは、インバータ制御回路１４により、インバータ制御回路１４が生成した矩形波電圧がスイッチング素子間で逆極性となるように印加される。
そして、第一のスイッチング素子１５と第二のスイッチング素子１６とは、インバータ制御回路１４が生成した矩形波電圧に応じて交互にスイッチングする。その為、インバータ回路４は、インバータ制御回路１４が生成した矩形波電圧に応じた高周波電圧（交流）を発生する。換言すると、インバータ回路４は、電源整流回路２とアクティブフィルタ回路３とにより供給される直流を、インバータ制御回路１４の制御に応じた特性の高周波電圧（交流）、すなわち、インバータ制御回路１４により設定された数値（周波数およびデューティー比）の特性を有する高周波電圧（交流）に変換する。

電流共振回路５は、共振用コンデンサ１７とインダクタ１８とにより決定される共振特性（インピーダンスの周波数特性）を有する。
そして、インダクタ１８は、絶縁トランス２０と共振用インダクタ１９とから構成される。
ここで、共振用インダクタ１９は、絶縁トランス２０の漏れインダクタであってもよい。その場合、インダクタ１８は、絶縁トランス２０と共振用インダクタ１９（漏れインダクタ）との一体型となる。
あるいは、共振用インダクタ１９は、絶縁トランス２０とは別のインダクタ素子であってもよい。その場合、インダクタ１８は、絶縁トランス２０と共振用インダクタ１９（インダクタ素子）との２つから構成される。

そして、電流共振回路５には、インバータ回路４の出力電圧が印加され、印加された出力電圧の周波数における電流共振回路５のインピーダンスに応じた電流が流れる。
絶縁トランス２０は、電流共振回路５に流れる電流に応じた電圧を点灯装置１００の２次側回路に出力する。
つまり、電流共振回路５は、共振特性を利用して、インバータ回路４により変換された交流の大きさ（交流電圧）を、当該交流の周波数に応じて変更している。
換言すると、電流共振回路５は、インバータ制御回路１４の制御に応じて、点灯装置１００の２次側回路（後述）に出力される交流の特性（電圧）を調整している。

すなわち、インバータ回路４と電流共振回路５とは、電源整流回路２とアクティブフィルタ回路３とにより供給される直流を、インバータ制御回路１４の制御を受けることにより、当該制御に応じた特性（周波数、デューティー比、電圧）の交流に変換する。

なお、前述の点灯装置１００の２次側回路とは、負荷整流回路６と平滑用コンデンサ７とＬＥＤ光源８とのことである。
一方、商用電源１、電源整流回路２、アクティブフィルタ回路３、インバータ回路４、電流共振回路５、ＬＥＤ電流検出回路２１、基準電圧回路１２、比較器１３、インバータ制御回路１４を「点灯装置１００の１次側回路」と称する。
すなわち、絶縁トランス２０は、点灯装置１００の１次側回路と２次側回路とを電気的に絶縁している。

（負荷整流回路６と平滑用コンデンサ７とＬＥＤ光源８との動作）
負荷整流回路６は、４つのダイオードからなるブリッジ回路である。負荷整流回路６は、電流共振回路５により大きさが変更され、絶縁トランス２０から出力された交流を整流して、脈流に変換する回路である。更に、具体的には、負荷整流回路６は、絶縁トランス２０から出力された交流を全波整流して、全波波形の脈流（全波波形の直流）に変換する。全波波形の脈流を「全波の脈流」とも称する。
変換された脈流は、ＬＥＤ光源８に供給される。ここで、脈流とは、直流のうち、大きさ（電流値、電圧値）が時間の経過とともに変動（経時変動）するものである。

すなわち、負荷整流回路６は、インバータ回路４と電流共振回路５とにより変換される交流を整流して、脈流に変換し、変換した脈流をＬＥＤ光源８に供給する。
なお、ＬＥＤ光源８には、平滑用コンデンサ７が並列に接続されている。その為、負荷整流回路６により変換された脈流は、平滑用コンデンサ７により平滑化され、高周波成分がカットされた状態でＬＥＤ光源８に供給される。すなわち、平滑用コンデンサ７は、ＬＥＤ光源８に直流電流を流すためのものである。

（ＬＥＤ電流検出回路２１と比較器１３との動作）
カレントトランス２３は、ＬＥＤ光源８に供給される電流を精度よく検出し、かつ、点灯装置１００の１次側回路と点灯装置１００の２次側回路との電気的な絶縁を確保するための素子である。
カレントトランス２３は、点灯装置１００の１次側回路に接続される２次側コイル４１（第２の通電部、第２のコイル）と、点灯装置１００の２次側回路に接続される１次側コイル４２（第１の通電部、第１のコイル）とを有する。
そして、カレントトランス２３は、カレントトランス２３の１次側コイル４２に流れる脈流もしくは交流を検出する。

カレントトランス２３の１次側コイル４２は、ＬＥＤ光源８と平滑用コンデンサ７との並列回路と、負荷整流回路６との間に直列に接続される。
図１において、カレントトランス２３の１次側コイル４２は、ＬＥＤ光源８のカソード側に接続されることで、ＬＥＤ光源８から帰還される電流を検出する箇所に配置されている。すなわち、図１のカレントトランス２３の１次側コイル４２には、平滑用コンデンサ７によりカットされた高周波成分の電流と、ＬＥＤ光源８に流れた電流とが合流し、全波波形となった電流が流れる。
一方、カレントトランス２３の１次側コイル４２は、ＬＥＤ光源８のアノード側に接続されてもよい。この場合、カレントトランス２３の１次側コイル４２には、負荷整流回路６から出力され、平滑用コンデンサ７とＬＥＤ光源８とに流れ込む全波波形の電流が流れる。

つまり、カレントトランス２３の１次側コイル４２が、ＬＥＤ光源８のカソード側とアノード側とのいずれに接続されても、カレントトランス２３の１次側コイル４２には、全波波形の電流が流れる。そして、全波波形の電流は、脈流である為、カレントトランス２３により検出可能である。
そして、カレントトランス２３は、平滑用コンデンサ７とＬＥＤ光源８とに流れる電流、すなわち全波波形の電流を負荷整流回路６によりＬＥＤ光源８に供給される電流（脈流）として検出する。

また、平滑用コンデンサ７とＬＥＤ光源８とにおける分流比は、既知である。
その為、カレントトランス２３が、カレントトランス２３の１次側コイル４２に流れる全波波形の電流を検出することにより、ＬＥＤ光源８に流れる電流を検出することが可能である。

そして、カレントトランス２３の１次側コイル４２に脈流（ここでは全波波形の電流）が通電すると、カレントトランス２３の１次側コイル４２には、脈流の大きさ（全波波形の電流の大きさ）の経時変動に応じて、経時変動する磁束が発生する。
ここで、カレントトランス２３は、カレントトランス２３の１次側コイル４２に流れる電流（脈流）の大きさを、当該電流（脈流）により発生する磁束を利用して検出する。

そして、カレントトランス２３の２次側コイル４１には、カレントトランス２３の１次側コイル４２に発生する磁束の経時変動に応じて誘導電流が発生する。
ここで、カレントトランス２３は、カレントトランス２３の２次側コイル４１に発生する誘導電流を用いて、カレントトランス２３の１次側コイル４２に流れる電流（脈流）の大きさを検出する。
なお、カレントトランス２３の１次側コイル４２とカレントトランス２３の２次側コイル４１とは、電気的に接続されておらず、カレントトランス２３は、点灯装置１００の１次側回路と点灯装置１００の２次側回路との電気的な絶縁を確保している。

そして、カレントトランス２３の２次側コイル４１が発生した誘導電流は、検出電流整流ダイオード２５とコンデンサ２６とにより、平滑化された後、検出抵抗２４に流れる。そして、検出抵抗２４に電流が流れることにより、検出抵抗２４の両端に電位差が発生する。この検出抵抗２４の両端に発生する電位差を「検出電圧（もしくは抵抗両端電圧）」と称する。

そして、比較器１３は、この検出電圧の値を検出する。
ここで、検出抵抗２４の抵抗値は既知であり、比較器１３は、検出電圧の値に基づき、検出抵抗２４に流れる誘導電流の値を検出可能である。

ここで、カレントトランス２３の１次側コイル４２に電流が流れると、２次側コイル４１に流れる誘導電流は、以下の式で示される。
「２次側コイル４１の誘導電流値＝１次側コイル４２の電流値×１次側コイル４２の巻き数÷２次側コイル４１の巻き数」
すなわち、２次側コイル４１に発生する誘導電流と、１次側コイル４２に流れる電流とは比例関係である。その為、比較器１３は、２次側コイル４１に発生する誘導電流を検出することにより、１次側コイル４２に流れる電流を検出可能である。換言すると、比較器１３は、検出電圧の値を１次側コイル４２に流れる電流（脈流）の大きさとして検出することが出来る。

（基準電圧回路１２と比較器１３とインバータ制御回路１４との動作）
比較器１３は、前述の通り、検出電圧の値を検出する。
更に、比較器１３は、検出した検出電圧の値と、予め設定された基準電圧の値との比較を行う。そして、比較器１３は、比較結果に応じた電圧をインバータ制御回路１４に出力する。ここで、基準電圧は、基準電圧回路１２により入力される。

基準電圧回路１２は、基準電圧を発生する回路である。基準電圧回路１２には調光目標のＬＥＤ光源８の照度を示す信号が入力されており、基準電圧回路１２は、調光目標のＬＥＤ光源８の照度に対応する基準電圧を発生する。すなわち、基準電圧は、調光目標の電流値にも対応する。
そして、ＬＥＤ光源８により、調光目標の照度が得られている場合、検出抵抗２４で検出される検出電圧と基準電圧とは等しくなる。

比較器１３は、例えば、検出電圧の値と基準電圧の値との差を演算し、その演算結果をインバータ制御回路１４に出力する。
例えば、比較器１３により、検出電圧の値が基準電圧の値よりも小さいと演算された場合、ＬＥＤ光源８に供給される電流を多くする必要がある。その為に、インバータ制御回路１４は、その差分値に応じて、周波数とデューティー比との少なくともいずれかの数値を大きくした矩形波電圧を生成する。
ここで、インバータ制御回路１４は、周波数とデューティー比との少なくともいずれかの数値を予め設定された一定量大きくした矩形波電圧を生成してもよい。また、インバータ制御回路１４は、比較器１３の演算結果の差分値に応じた周波数とデューティー比との少なくともいずれかの数値の補正量を演算し、その補正量分大きくした矩形波電圧を生成してもよい。
そして、インバータ制御回路１４は、生成した矩形波電圧によりインバータ回路４を制御する。
すなわち、インバータ制御回路１４は、検出電圧の値と基準電圧の値とに基づいてインバータ回路４を制御する。

一方、比較器１３により、検出電圧の値が基準電圧の値よりも大きいと演算された場合、ＬＥＤ光源８に供給される電流を少なくする必要がある。その為に、インバータ制御回路１４は、周波数とデューティー比との少なくともいずれかの数値を小さくした矩形波電圧を生成し、インバータ回路４を制御する。数値の縮小分は、前述と同様に、予め設定された一定量でもよいし、インバータ制御回路１４により演算された補正量でもよい。

つまり、インバータ制御回路１４は、検出電圧（すなわち、ＬＥＤ光源８に供給される電流）を監視し、監視している検出電圧の大きさに応じてインバータ回路４を制御する。具体的には、インバータ制御回路１４は、インバータ回路４が出力する交流の周波数とデューティー比との少なくともいずれかの数値を設定し、設定した数値に基づいてインバータ回路４を制御する。

（カレントトランスを使用しない点灯装置の構成）
ここで、比較の為に、カレントトランスを使用しない点灯装置の構成を説明する。
図２は、電流検出用の抵抗素子を利用した点灯装置の第１の構成を示す図である。
図３は、電流検出用の抵抗素子を利用した点灯装置の第２の構成を示す図である。
なお、図２と図３とにおいて、本実施の形態１の回路（図１）と共通する部分については、同一の符号を付して説明する。

まず、図２の構成を説明する。
図２において、図１の構成と異なるものとして、電流検出抵抗９、Ｉ−Ｖ変換回路１０（電流−電圧変換回路）、フォトカプラ１１がある。
電流検出抵抗９は、ＬＥＤ光源８と直列に接続され、電流検出抵抗９には、ＬＥＤ光源８に供給され電流がそのまま流れる。
Ｉ−Ｖ変換回路１０は、電流検出抵抗９に流れる電流により発生する電流検出抵抗９の両端の電位差を検出し、この検出電圧に応じて、フォトカプラ１１のフォトダイオードに電流を流す。
フォトカプラ１１は、フォトダイオードに電流が流されることで、フォトダイオードが発光する。そして、フォトカプラ１１のフォトトランジスタが動作し、比較器１３にＶｃｃから電圧が入力される。
フォトカプラ１１によって、点灯装置１００ａの１次側回路と点灯装置１００ａの２次側回路とが電気的に絶縁される。

図２の構成は、Ｉ−Ｖ変換回路１０（電流検出部）の基準電位が回路のグランドでないため（電流検出抵抗９の両端のいずれもグランドでないため）、安定性に欠けている。
また、Ｉ−Ｖ変換回路１０は、オペアンプ等の比較素子からなることが一般的であり、この比較素子は、駆動するための電源が必要である。この電源は、２次側回路で生成して供給することは可能であるが、負荷変動に影響するため、安定した電源の供給が出来ない。
また、一般的に、１次側回路にも電源を生成する回路が備えられるため、単純に、電源を生成する回路の追加となる。一方、１次側回路で生成した電源を比較素子に供給することも可能ではあるが、１次側回路から伝送するための部品が必要になるため、部品点数が大幅に増加し、近年の小型化の要求に対応することが厳しくなる。
また、１次側回路で生成した電源を２次側回路に伝送させるには、基板のパターン及び部品配置の設計が困難になる。
また、一般的にフォトカプラ１１はＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などに比べスイッチング特性が劣っているため、検出された電流値を比較器１３に正確に伝達できないという課題がある。

次に、図３の構成を説明する。
図３は、フォトカプラ１１を使用することなくＬＥＤ光源８に供給される電流の検出を行う場合の構成である。
図３において、図１及び図２の構成と異なるものとして、スイッチング素子駆動インダクタ２２がある。
スイッチング素子駆動インダクタ２２は、インバータ制御回路１４の出力する電圧をインバータ回路４に伝達している。
図３の構成では、図１、図２と異なり、インバータ制御回路１４、比較器１３、基準電圧回路１２が点灯装置１００ｂの２次側回路となっている。そして、スイッチング素子駆動インダクタ２２によって、点灯装置１００ｂの１次側回路と点灯装置１００ｂの２次側回路とが電気的に絶縁される。

図３の構成は、２次側回路（ＬＥＤ光源８側）の部品が大幅に増え、１次側回路（インバータ回路４側）と分離する面積が増えるため、基板のパターン及び部品配置の設計が困難になる。また、上記図２の課題でも説明した通り、インバータ制御回路１４及び比較器１３の電源を２次側回路（ＬＥＤ光源８側）で生成するか、１次側回路（インバータ回路４側）から伝送する必要があるため、部品点数が大幅に増加し、近年の小型化の要求に対応することが、厳しくなる。

（実施の形態１の効果）
前述の図２、図３の構成を踏まえた上で、実施の形態１（図１）の効果を説明する。

図２及び図３の構成の場合、ＬＥＤ光源８に供給される電流を検出する素子は電流検出抵抗９である。そして、電流検出抵抗９には、ＬＥＤに供給される電流がそのまま流れる。つまり、電流検出抵抗９に流れる電流を調整することが出来ず、電流検出抵抗９における消費電力の改善が出来ない。
一方、実施の形態１の点灯装置１００は、最終的に検出抵抗２４により電流を検出するが、カレントトランス２３により、検出抵抗２４に流れる電流を調整可能である。
具体的には、前述の式「２次側コイル４１の誘導電流値＝１次側コイル４２の電流値×１次側コイル４２の巻き数÷２次側コイル４１の巻き数」に示されるように、カレントトランス２３は、１次側コイル４２の巻き数より２次側コイル４１の巻き数を多くすることで、２次側コイル４１に発生する誘導電流を減らすことが出来る。その為、実施の形態１の点灯装置１００は、検出抵抗２４で消費する消費電力、すなわち、電源効率を改善することが可能である。

更に、実施の形態１の点灯装置１００は、カレントトランス２３を使用することにより、１次側回路と２次側回路との電気的絶縁を確実に確保している。そして、実施の形態１の点灯装置１００は、フォトカプラ１１を使用しない為に、精度良くＬＥＤ光源８に供給される電流を検出することが出来る。
また、実施の形態１の点灯装置１００は、検出電圧の基準電位が回路のグランドであるため（検出抵抗２４の一端がグランドであるため）、安定性に優れている。
また、実施の形態１の点灯装置１００は、２次側回路に配置される部品が、１次側回路に配置される部品よりも極めて少ない為に、基板のパターン及び部品配置の設計が容易である。

実施の形態２．
実施の形態２において、点灯装置が、ＬＥＤに供給される電流をカレントトランスにより検出する第２の構成を説明する。
本実施の形態２について、主に実施の形態１との差異を説明する。
なお、実施の形態１と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。

図４は、カレントトランス２３を利用した点灯装置２００の構成を示す図である。
実施の形態１と異なるのは、カレントトランス２３の配置である。
点灯装置２００も、ＬＥＤ光源８（１つ以上のＬＥＤ）を発光素子とする照明器具に備えられる。
なお、実施の形態２では、負荷整流回路６の４つのダイオードを、第一のダイオード２７、第二のダイオード２８、第三のダイオード２９、第四のダイオード３０と区別して説明を行う。

第一のダイオード２７〜第四のダイオード３０は、各々が交流を半波整流して半波波形の脈流に変換する整流素子である。半波波形の脈流を「半波の脈流」とも称する。
負荷整流回路６は、第一のダイオード２７〜第四のダイオード３０の各々が変換した半波の脈流をＬＥＤ光源８に全波の脈流として供給する。

具体的には、第一のダイオード２７〜第四のダイオード３０のカソード端では、半波の脈流が流れている。
そして、第一のダイオード２７と第三のダイオード２９との接続部において、第一のダイオード２７で整流された半波の脈流と第三のダイオード２９で整流された半波の脈流とが合成されて、全波の脈流として平滑用コンデンサ７とＬＥＤ光源８とに供給される。すなわち、第一のダイオード２７と第三のダイオード２９との接続部から平滑用コンデンサ７までのラインには、全波の脈流が流れている。第二のダイオード２８と第四のダイオード３０との接続部から平滑用コンデンサ７までのラインも同様に全波の脈流が流れている。

そして、カレントトランス２３の１次側コイル４２は、半波の脈流が流れている箇所に接続され、第一のダイオード２７〜第四のダイオード３０のいずれかにより半波整流された半波の脈流を通電する。
つまり、カレントトランス２３の１次側コイル４２は、第一のダイオード２７〜第四のダイオード３０のいずれかのカソード端と直列に接続され、半波の電流（脈流）を検出する。

図４は、カレントトランス２３の１次側コイル４２が第四のダイオード３０のカソード端と絶縁トランス２０の出力の一端との間に直列に接続された構成である。
そして、カレントトランス２３の１次側コイル４２に脈流（ここでは半波波形の電流）が通電すると、カレントトランス２３の１次側コイル４２には、脈流の大きさ（半波波形の電流の大きさ）の経時変動に応じて、経時変動する磁束が発生する。
以降の動作は、実施の形態１と同様である為、説明を省略する。

（実施の形態２の効果）
実施の形態２の点灯装置２００は、カレントトランス２３で検出する電流が半波波形であり、全波波形の場合と比べて、カレントトランス２３の１次側コイル４２に流れる電流が半減する。その為、実施の形態２の点灯装置２００は、更なる消費電力の改善が可能である。
また、カレントトランス２３の１次側コイル４２の接続箇所の選択肢が増える為、実施の形態２の点灯装置２００は、基板のパターン及び部品配置の設計が更に容易である。

実施の形態３．
実施の形態３において、点灯装置が、カレントトランスに発生する逆方向誘導電圧を所定の電圧以下に抑制する構成を説明する。
本実施の形態３について、主に実施の形態２との差異を説明する。
なお、実施の形態２と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。

（ＬＥＤ電流検出回路の構成）
ここで、改めてＬＥＤ電流検出回路２１の構成を説明する。
図５は、ＬＥＤ電流検出回路２１の構成の第１の例を示す図である（（ａ）は、脈流の通電期間を示す図、（ｂ）は、脈流の停止期間を示す図）。
図５に示すＬＥＤ電流検出回路２１（脈流検出部）は、図４に示す点灯装置２００におけるＬＥＤ電流検出回路２１と同じである。更には、図５に示すＬＥＤ電流検出回路２１は、図１に示す点灯装置１００におけるＬＥＤ電流検出回路２１とも同じである。

カレントトランス２３は、ＬＥＤ光源８に供給された電流が流れる１次側コイル４２（第１の通電部）と、１次側コイル４２と磁気的に結合している２次側コイル４１（第２の通電部）とを有する。
２次側コイル４１の一方の端には、検出電流整流ダイオード２５のアノードが接続されており、２次側コイル４１の他方の端は、接地（グランド接続）されている。
検出電流整流ダイオード２５のカソードには、コンデンサ２６の一方の端が接続されている。そして、コンデンサ２６の他方の端は、接地されている。
更に、コンデンサ２６には、検出抵抗２４が並列に接続されている。すなわち、検出抵抗２４の一方の端がコンデンサ２６の一方の端に接続されており、検出抵抗２４の他方の端は、接地されている。

なお、検出電流整流ダイオード２５とコンデンサ２６と検出抵抗２４とから成る部分の回路は、当該回路に流れる電流を平均化（平滑化）して、平均化した電流を検出する。そして、検出電流整流ダイオード２５とコンデンサ２６と検出抵抗２４とから成る部分の回路を平均検出部２６０と称する。
検出電流整流ダイオード２５とコンデンサ２６と検出抵抗２４とから成る回路は、平均検出部２６０の一例であって、平均検出部２６０は例えばオペアンプなどにより構成されていてもよい。

（逆方向誘導電圧の発生について）
次に、逆方向誘導電圧の発生について説明する。
まず、図５（ａ）を用いて、１次側コイル４２にＬＥＤ光源８に供給された脈流が流れている場合の説明をする。
１次側コイル４２には、ＬＥＤ光源８に供給された脈流が流れる。図５（ａ）では、脈流を「Ｉ２」として図示している。すなわち、脈流Ｉ２は、図５（ａ）に示す矢印の方向に流れる。
つまり、ＬＥＤ電流検出回路２１が図１の点灯装置１００に用いられる場合、図５（ａ）において脈流Ｉ２が流入する１次側コイル４２の端子は、平滑用コンデンサ７とＬＥＤ光源８とが接続された端子（図１）に対応する。そして、図５（ａ）において脈流Ｉ２が流出する１次側コイル４２の端子は、負荷整流回路６に接続された端子（図１）に対応する。
一方、ＬＥＤ電流検出回路２１が図４の点灯装置２００に用いられる場合、図５（ａ）において脈流Ｉ２が流入される１次側コイル４２の端子は、第四のダイオード３０のカソードが接続された端子（図４）に対応する。そして、図５（ａ）において脈流Ｉ２が流出する１次側コイル４２の端子は、第三のダイオード２９のアノードと絶縁トランス２０とに接続された端子（図１）に対応する。
そして、１次側コイル４２に脈流が流れる（通電する）と、磁気的に結合している２次側コイル４１には誘導電流が流れる。図５（ａ）では、この誘導電流を「Ｉ１」として図示している。

ここで、カレントトランス２３の極性は、図５（ａ）に示す黒点の通りであり、１次側コイル４２に矢印方向の脈流Ｉ２が流れると、２次側コイル４１には、矢印方向の誘導電流Ｉ１が流れる。
換言すると、１次側コイル４２に矢印方向の脈流Ｉ２が通電している場合に２次側コイル４１には、矢印方向の誘導電流Ｉ１を生じさせる誘導電圧ＶＦが発生する。
そして、この時、図５（ａ）の電圧Ｖ１には、誘導電圧ＶＦが現れる。ここで、電圧Ｖ１は、平均検出部２６０の入力電圧（平均検出部２６０に印加される電圧）である。以下、この電圧Ｖ１を入力電圧Ｖ１と記載する。

次に、図５（ｂ）を用いて、１次側コイル４２に通電していた脈流の通電が停止した場合の説明をする。
１次側コイル４２に通電していた脈流の通電が停止すると、電磁誘導の作用により、誘導電圧ＶＦとは逆極性の逆方向誘導電圧ＶＲが発生する。換言すると、１次側コイル４２に通電していた脈流の流れが停止した直後、２次側コイル４１の逆起電力により、瞬間的に逆方向誘導電圧ＶＲが発生する。
なお、検出電流整流ダイオード２５は、逆回復時間よりも短い時間に発生するパルス状の逆方向電圧が印加された場合に、逆方向の電流を通電する。その為、逆方向誘導電圧ＶＲが発生する瞬間的な時間が検出電流整流ダイオード２５の逆回復時間よりも短い場合に、この逆方向誘導電圧ＶＲにより生じる逆方向誘導電流ＩＲが図５（ｂ）の矢印方向に流れる。すなわち、逆方向誘導電流ＩＲは、コンデンサ２６、検出電流整流ダイオード２５、２次側コイル４１の経路で流れる。
そして、この時、図５（ｂ）の入力電圧Ｖ１には、逆方向誘導電圧ＶＲが現れる。
以降、逆方向誘導電圧ＶＲが発生する時間は、検出電流整流ダイオード２５の逆回復時間よりも短いものとして説明を進める。

図６は、半波の脈流が流れた場合の入力電圧と検出電圧とを示す図である（（ａ）は脈流を示す図、（ｂ）は入力電圧と検出電圧とを示す図）。
ここで、図６（ａ）に示すように、カレントトランス２３の１次側コイル４２に、実施の形態２と同様の半波の脈流Ｉ２が流れる場合を説明する。
半波の脈流Ｉ２の瞬時値は、図６（ａ）の実線に示すような値となる。
半波の脈流Ｉ２においては、１次側コイル４２に脈流が通電している通電期間Ｔ１と、１次側コイル４２への脈流の通電が停止している停止期間Ｔ２とがある。そして、通電期間Ｔ１と停止期間Ｔ２とが１周期であり、この周期が繰り返される。
なお、ＬＥＤ電流検出回路２１は、脈流の大きさとして、図６（ａ）の破線に示すような半波の脈流Ｉ２の平均値を検出する。すなわち、脈流の大きさとは脈流の平均値を意味する。図示は省略するが、全波の脈流も同様である。
なお、脈流の大きさを脈流の平均値とするのは、一例であり、脈流の大きさは脈流の最大値でもよい。あるいは脈流の最大値をある定数で除した値でもよい。つまり脈流の大きさとは、脈流ごとに特定できる値であり、脈流ごとに同一の決め方で得られる値であればよい。

そして、図６（ｂ）の縦軸は電圧を示し、図６（ａ）の実線は、入力電圧Ｖ１を示す。
半波の脈流Ｉ２の通電期間Ｔ１においては、１次側コイル４２に流れる脈流Ｉ２によって、２次側コイル４１の両端に誘導電圧ＶＦ（誘導起電力）が発生し、入力電圧Ｖ１には誘導電圧ＶＦが現れる。
一方、１次側コイル４２に通電していた脈流Ｉ２の通電が停止する度に（脈流Ｉ２の電流値がゼロになる度に）、逆方向誘導電圧ＶＲが発生する。
ここで、２次側コイル４１は、図６（ｂ）に示すように、１次側コイル４２に通電していた脈流Ｉ２の通電の停止時から通電の停止中の所定の期間（停止期間Ｔ２の開始時から所定の期間）において逆方向誘導電圧ＶＲを発生する。この所定の期間を逆方向誘導電圧発生期間Ｔ３と称する。
逆方向誘導電圧ＶＲは誘導電圧ＶＦと逆極性である為、図６（ｂ）に示すように、停止期間Ｔ２内の逆方向誘導電圧発生期間Ｔ３において、入力電圧Ｖ１には誘導電圧ＶＦと逆極性の逆方向誘導電圧ＶＲが現れる。

なお、逆方向誘導電圧ＶＲは、例えば、プリント基板のパターンの引き回し方や、カレントトランス２３のリーケージ等の要因により、図６（ｂ）の逆方向誘導電圧９０１〜９０３に示すように、電圧値が安定しなかったり、振動して（リップルが生じて）しまったりする。
また、逆方向誘導電圧発生期間Ｔ３も均一で無い場合もある。

（平均検出部２６０の動作）
図５と図６とを用いて、平均検出部２６０の動作を説明する。
平均検出部２６０は、前述の通り、平均検出部２６０に流れる電流を平均化する。そして、平均検出部２６０は、平均化した電流を検出抵抗２４の両端電圧として検出する。この平均検出部２６０が検出する電圧を検出電圧と称する。
ここで、検出電流整流ダイオード２５とコンデンサ２６とが平滑回路を構成している。そして、平均検出部２６０に例えば矩形波の誘導電圧ＶＦに対応した矩形波の電流Ｉ１が流れる場合、検出電流整流ダイオード２５とコンデンサ２６とにより矩形波の瞬時値が平均化された直流に変換される。なお、平均化された電流は、コンデンサ２６の充電および放電の特性に応じて脈流となる場合もあるが、コンデンサ２６の容量値を最適化することで、検出抵抗２４に流れる電流は、リップル（脈流成分）の少ない直流となる。以降、平均化された電流は、直流として説明を進める。

図６（ｂ）において、逆方向誘導電圧ＶＲ（逆方向誘導電圧９０１〜９０３）が図示されているが、この逆方向誘導電圧ＶＲが仮に無い場合（図５（ａ）の状態のみ場合）、誘導電圧ＶＦにより生じる誘導電流Ｉ１のみが平均検出部２６０に流れる。そして、誘導電流Ｉ１が平均検出部２６０により平均化される。図６（ｂ）において誘導電流Ｉ１の図示は、省略するが、誘導電流Ｉ１は、入力電圧Ｖ１と同様の矩形波で平均検出部２６０に流入し、コンデンサ２６の充電と放電とにより平均化（平滑化）されて直流になる。
平均化された電流は、検出抵抗２４の両端に直流電圧として現れ、検出電圧Ｖａ（図６（ｂ）の破線）として検出される。
そして、誘導電圧ＶＦ（もしくは誘導電流Ｉ１）の瞬時値が平均化された値と検出電圧Ｖａの電圧値とは比例関係となる。なお、図６（ｂ）において、検出電圧Ｖａの電圧値は、誘導電圧ＶＦのピーク値の約半分として図示しているが、検出電圧Ｖａの電圧値は検出抵抗２４の値に依存する為、必ずしも、誘導電圧ＶＦのピーク値の半分になる訳ではない。

そして、実施の形態１で説明の通り、１次側コイル４２に流れる電流（脈流Ｉ２）と２次側コイル４１に流れる誘導電流Ｉ１とは２次側コイル４１と１次側コイル４２との巻き数比によって決定される比例関係である。また、誘導電流Ｉ１と検出電圧Ｖａとも検出抵抗２４の抵抗値によって決定される比例関係である。
すなわち、脈流Ｉ２の大きさ（平均値）と検出電圧Ｖａとは予め設定されている比例関係で対応付けられている。
その為、逆方向誘導電圧ＶＲが無い（０Ｖ（ゼロボルト）である）場合、検出電圧Ｖａを検出することで、脈流Ｉ２の大きさを検出することが可能である。

一方、図６（ｂ）の図示の通り、逆方向誘導電圧ＶＲが有る場合（図５（ａ）と図５（ｂ）との状態が混在する場合）、誘導電流Ｉ１と逆方向誘導電流ＩＲとが平均検出部２６０により平均化される。逆方向誘導電流ＩＲも、図６（ｂ）において図示は省略するが、逆方向誘導電圧ＶＲと同様の波形である。
通電期間Ｔ１においては、誘導電流Ｉ１による電荷がコンデンサ２６に充電される。
一方、停止期間Ｔ２においては、逆方向誘導電圧ＶＲが発生し、逆方向誘導電圧ＶＲの大きさに応じた逆方向誘導電流ＩＲが、前述の通り、コンデンサ２６、検出電流整流ダイオード２５、２次側コイル４１の経路で流れる。そのため、通電期間Ｔ１においてコンデンサ２６に充電された電荷が、逆方向誘導電流ＩＲの大きさに応じた量（逆方向誘導電圧ＶＲの大きさに応じた量）だけ放電される。

そして、検出抵抗２４で検出される電圧は、前述の検出電圧Ｖａよりもコンデンサ２６から放電された電荷に相当する電圧の分だけ低くなった電圧である検出電圧Ｖｂ（図６（ｂ）の一点鎖線）となる。
なお、逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値は、安定しない為、検出抵抗２４で検出される検出電圧Ｖｂの電圧値は、周期ごとに異なってしまう。
そして、検出抵抗２４で検出される検出電圧Ｖｂの電圧値は逆方向誘導電圧ＶＲによる誤差を含んでおり、脈流Ｉ２の大きさとは対応しない。
その為、逆方向誘導電圧ＶＲが発生する場合においては、検出電圧Ｖｂを検出しても、脈流Ｉ２の大きさと一致しない。
ここで、逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値が一定であれば、予め逆方向誘導電圧ＶＲによる誤差を考慮することにより、検出電圧Ｖｂを検出することで、脈流Ｉ２の大きさを検出することも可能であるが、前述の通り、逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値は、安定しない。
そこで、本実施の形態では、逆方向誘導電圧ＶＲを０Ｖ（ゼロボルト）に抑圧するＬＥＤ電流検出回路２１１を説明する。

（本実施の形態におけるＬＥＤ電流検出回路）
図７は、ＬＥＤ電流検出回路の構成の第２の例を示す図である。
図示は、省略するが、図４に示す点灯装置２００が、ＬＥＤ電流検出回路２１の代わりに、図７のＬＥＤ電流検出回路２１１を有する場合を以下に説明する。
なお、ＬＥＤ電流検出回路２１のカレントトランス２３とＬＥＤ電流検出回路２１１のカレントトランス２３とは同じものであり、図１及び図４におけるカレントトランス２３の１次側コイル４２の接続は、前述の説明と同様である。

ＬＥＤ電流検出回路２１１の２次側コイル４１には、電圧抑制回路２５０が並列に接続されている。この電圧抑制回路２５０は、２次側コイル４１が逆方向誘導電圧ＶＲを発生すると、２次側コイル４１により発生された逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値を所定の電圧値以下に抑制する回路である。電圧抑制回路２５０は、例えば、スナバ回路である。図７の電圧抑制回路２５０は、逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値を０Ｖ（ゼロボルト）に抑制する。
具体的には、電圧抑制回路２５０は、コンデンサ２２０と抵抗２２１との並列回路に対し、ダイオード２２２のアノード側が直列に接続された回路である。コンデンサ２２０と抵抗２２１とダイオード２２２のアノードとが接続されている点を接続点ｂとする。
ダイオード２２２のカソードは、２次側コイル４１の一方の端（誘導電圧ＶＦが発生する場合の高電位側）に接続されている。ダイオード２２２のカソードと２次側コイル４１の一方の端が接続されている点を接続点ｄとする。
そして、コンデンサ２２０と抵抗２２１との並列回路においてダイオード２２２のアノードに接続されていない側の端子は２次側コイル４１の他方の端（誘導電圧ＶＦが発生する場合の低電位側）と共に接地されている。抵抗２２１が接地されている点を接続点ｃ、コンデンサ２２０が接地されている点を接続点ａとする。なお、接続点ｃと接続点ａとは区別されていなくてもよい。

（電圧抑制回路の動作の説明）
図８は、電圧抑制回路２５０により逆方向誘導電圧が抑制された場合の入力電圧と検出電圧とを示す図である（（ａ）は脈流を示す図、（ｂ）は入力電圧と検出電圧とを示す図）。
図７と図８とを用いて、電圧抑制回路２５０の説明を行う。

まず、通電期間Ｔ１において、誘導電流Ｉ１が流れた場合、ダイオード２２２が有るため、誘導電流Ｉ１は電圧抑制回路２５０側には流れない。
すなわち、誘導電流Ｉ１は平均検出部２６０に流れる。誘導電流Ｉ１が平均検出部２６０に流れた場合の平均検出部２６０の動作は前述の通りである。

一方、停止期間Ｔ２内の逆方向誘導電圧発生期間Ｔ３において、２次側コイル４１が逆方向誘導電圧ＶＲを発生する。そして、逆方向誘導電圧ＶＲが電圧抑制回路２５０に印加され、接続点ａ、コンデンサ２２０、接続点ｂ、ダイオード２２２、接続点ｄ、２次側コイル４１という経路を流れる逆方向誘導電流ＩＲが生じる。なお、逆方向誘導電圧発生期間Ｔ３は、非常に短い期間であり、逆方向誘導電流ＩＲは瞬発的（瞬間的）に流れるパルス状の電流である。そのため、逆方向誘導電流ＩＲは、接続点ａを介して、コンデンサ２２０に流入し、コンデンサ２２０により充電される。
そして、逆方向誘導電圧ＶＲの発生が停止する期間において、逆方向誘導電圧ＶＲが電圧抑制回路２５０に印加されなくなる。ここで、逆方向誘導電圧ＶＲの発生が停止する期間とは、停止期間Ｔ２内の逆方向誘導電圧発生期間Ｔ３経過後の期間（停止期間Ｔ２内の逆方向誘導電圧発生期間Ｔ３以外の期間）である。また、逆方向誘導電圧ＶＲの発生が停止する期間に通電期間Ｔ１が含まれてもよい。
その為、逆方向誘導電圧ＶＲの発生が停止する期間において、コンデンサ２２０は、逆方向誘導電圧発生期間Ｔ３において充電した電流を放電する。

この時、放電される電流のルートは次のようになる。コンデンサ２２０は、接続点ｂ側よりも接続点ａ側の方が高電位となっている。そのため、コンデンサ２２０から放電された電流は、接続点ａと接続点ｃとを介し、抵抗２２１に流入する。
すなわち、抵抗２２１は、コンデンサ２２０により放電された電流を通電する。そして、抵抗２２１は、通電した電流を消費する。具体的には、抵抗２２１は、通電した電流を熱エネルギーに変換する。

このように、抵抗２２１が逆方向誘導電圧ＶＲにより生じる逆方向誘導電流ＩＲを消費することで、電圧抑制回路２５０は、逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値を所定の電圧値以下、具体的には、逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値を０Ｖ（ゼロボルト）に抑制する。
図８（ｂ）に入力電圧Ｖ１を示す。電圧抑制回路２５０により逆方向誘導電圧ＶＲが０Ｖ（ゼロボルト）に抑制されているため、入力電圧Ｖ１には誘導電圧ＶＦしか現れない。つまり、検出抵抗２４に反映される逆方向誘導電圧ＶＲは、０Ｖ（ゼロボルト）に抑制される。

なお、逆方向誘導電流ＩＲの一部は、接続点ａ、コンデンサ２２０、接続点ｂ、ダイオード２２２、接続点ｄ、２次側コイル４１という逆方向誘導電流ＩＲが流れる経路において、例えば、２次側コイル４１などで消費されてもよい。

（実施の形態３の効果）
実施の形態３の点灯装置は、逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値を０Ｖ（ゼロボルト）に抑制するＬＥＤ電流検出回路２１１を有するため、逆方向誘導電圧ＶＲの影響を受けることなく、脈流Ｉ２の大きさを精度良く検出することが可能である。
なお、実施の形態３においては、脈流Ｉ２が半波の脈流の場合を説明したが、脈流Ｉ２が全波の脈流であっても、１次側コイル４２における脈流の通電が停止するタイミング（脈流がゼロとなるタイミング）が存在し、２次側コイル４１に逆方向誘導電圧ＶＲが発生する場合がある。その為、脈流Ｉ２が全波の脈流であっても、同様の効果を得ることが可能であり、図１に示す点灯装置１００がＬＥＤ電流検出回路２１の代わりにＬＥＤ電流検出回路２１１を有していてもよい。

実施の形態４．
実施の形態４において、点灯装置が、カレントトランスに発生する逆方向誘導電圧を所定の電圧に抑制する構成を説明する。
本実施の形態４について、主に実施の形態３との差異を説明する。
なお、実施の形態３と共通する部分については、同一の符号を付し、説明を省略する。

図９は、ＬＥＤ電流検出回路の構成の第３の例を示す図である。
図示は、省略するが、図４に示す点灯装置２００が、ＬＥＤ電流検出回路２１の代わりに、図９のＬＥＤ電流検出回路２１２を有する場合を以下に説明する。
なお、ＬＥＤ電流検出回路２１のカレントトランス２３とＬＥＤ電流検出回路２１２のカレントトランス２３とは同じものであり、図１及び図４におけるカレントトランス２３の１次側コイル４２の接続は、前述の説明と同様である。

ＬＥＤ電流検出回路２１２の２次側コイル４１には、電圧抑制回路２５１が並列に接続されている。この電圧抑制回路２５１は、２次側コイル４１が逆方向誘導電圧ＶＲを発生すると、２次側コイル４１により発生された逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値を所定の電圧値に抑制する回路である。電圧抑制回路２５１は、例えば、スナバ回路である。
具体的には、電圧抑制回路２５１は、直列に接続されたダイオード２２２と定電圧ダイオード２２３とから構成されている。ここでダイオード２２２のアノードと定電圧ダイオード２２３のアノードとが接続されている。定電圧ダイオード２２３は、ツェナーダイオードとも称し、所定の降伏電圧（ツェナー電圧）を持つダイオード素子である。この降伏電圧をＶｄとする。
また、ダイオード２２２のカソードは、２次側コイル４１の一方の端（誘導電圧ＶＦが発生する場合の高電位側）に接続されている。ダイオード２２２のカソードと２次側コイル４１の一方の端が接続されている点を接続点ｆとする。
そして、定電圧ダイオード２２３のカソードは、２次側コイル４１の他方の端（誘導電圧ＶＦが発生する場合の低電位側）と共に接地されている。定電圧ダイオード２２３のカソードが接地されている点を接続点ｅとする。

（電圧抑制回路の動作の説明）
図１０は、電圧抑制回路により逆方向誘導電圧が抑制された場合の入力電圧と検出電圧とを示す図である（（ａ）は脈流を示す図、（ｂ）は入力電圧と検出電圧とを示す図）。
図９と図１０とを用いて、電圧抑制回路２５１の説明を行う。

まず、通電期間Ｔ１において、誘導電流Ｉ１が流れた場合、実施の形態３と同じである。つまり、ダイオード２２２が有るため、誘導電流Ｉ１は電圧抑制回路２５１側には流れない。
すなわち、誘導電流Ｉ１は平均検出部２６０に流れる。

一方、停止期間Ｔ２内の逆方向誘導電圧発生期間Ｔ３において、２次側コイル４１が逆方向誘導電圧ＶＲを発生する。
ここで、２次側コイル４１が発生する逆方向誘導電圧ＶＲは、電圧抑制回路２５１（定電圧ダイオード２２３及びダイオード２２２）に印加される。この時、定電圧ダイオード２２３のカソード側（接続点ｅ側）が高電位となり、定電圧ダイオード２２３は、逆方向誘導電圧ＶＲに対して逆方向に接続されている。
そして、印加された逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値が定電圧ダイオード２２３の降伏電圧の電圧値Ｖｄよりも大きい場合に、定電圧ダイオード２２３は、逆方向誘導電圧ＶＲにより生じる逆方向誘導電流ＩＲを通電する。なお、逆方向誘導電流ＩＲは、接続点ｅ、定電圧ダイオード２２３、ダイオード２２２、接続点ｆ、２次側コイル４１の経路で流れる。そして、ダイオード２２２においても順方向電圧に相当する電位差が生じるが、定電圧ダイオード２２３の降伏電圧の電圧値Ｖｄに比べて無視出来る大きさである。
ここで、定電圧ダイオード２２３の両端の電圧、すなわち、逆方向誘導電流ＩＲにより生じる電位差は、降伏電圧の電圧値Ｖｄに保たれる。換言すると、定電圧ダイオード２２３の両端の電圧は、一定値に保たれる。
なお、印加された逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値が定電圧ダイオード２２３の降伏電圧の電圧値Ｖｄよりも小さい場合には、逆方向誘導電流ＩＲは流れない。

そして、定電圧ダイオード２２３は、逆方向誘導電圧ＶＲが降伏電圧の電圧値Ｖｄよりも大きい場合は、逆方向誘導電圧ＶＲの大きさに関わらず、逆方向誘導電流ＩＲにより生じる電位差を降伏電圧の電圧値Ｖｄに保つ。換言すると、定電圧ダイオード２２３は、逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値を安定させる。
なお、逆方向誘導電圧ＶＲと降伏電圧の電圧値Ｖｄとの差分のエネルギーは、定電圧ダイオード２２３により例えば熱エネルギーに変換され、消費される。

この時、定電圧ダイオード２２３が保っている電圧は、アノード側よりもカソード側（接続点ｅ側）の方が高電位となっており、逆方向誘導電圧ＶＲと同じ極性である。
すなわち、定電圧ダイオード２２３は、通電した逆方向誘導電流ＩＲにより生じる電位差を降伏電圧の電圧値Ｖｄに保つことで、逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値（ピーク値）を降伏電圧の電圧値Ｖｄに抑制する。
なお、前述の通り、ダイオード２２２の順方向電圧は、降伏電圧の電圧値Ｖｄに比べて無視出来る大きさである。その為、換言すると、電圧抑制回路２５１が、逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値を降伏電圧の電圧値Ｖｄに抑制する。
図１０（ｂ）に入力電圧Ｖ１を示す。入力電圧Ｖ１には、通電期間Ｔ１において、誘導電圧ＶＦが現れ、停止期間Ｔ２において降伏電圧の電圧値Ｖｄに保たれた逆方向誘導電圧ＶＲが現れる。そして、図示は省略するが、降伏電圧の電圧値Ｖｄに保たれた逆方向誘導電圧ＶＲにより生じる逆方向誘導電流ＩＲ（逆方向誘導電流ＩＲのピーク値）も一定に保たれる。

そして、停止期間Ｔ２において、降伏電圧の電圧値Ｖｄに保たれた逆方向誘導電圧ＶＲが入力電圧Ｖ１として、コンデンサ２６に印加される。
逆方向誘導電圧ＶＲがコンデンサ２６に印加される点は、前述の図６（ｂ）を用いた説明と同様であるが、電圧抑制回路２５１により逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値が一定となっている。そして、逆方向誘導電圧ＶＲにより生じる逆方向誘導電流ＩＲの電流値も一定である。その為、通電期間Ｔ１においてコンデンサ２６に充電された電荷が、放電される量は一定であり、検出抵抗２４で検出される検出電圧Ｖｂの電圧値も一定となる。
すなわち、検出抵抗２４で検出される電圧は、前述の検出電圧Ｖａよりも一定電圧分（降伏電圧の電圧値Ｖｄに基づく電圧分）低い検出電圧Ｖｂ（図１０（ｂ）の一点鎖線）となる。
そして、検出電圧Ｖａと検出電圧Ｖｂとの差分の電圧である差分電圧は、降伏電圧の電圧値Ｖｄから算出可能である。その為、基準電圧回路１２（図４）により発生される基準電圧の電圧値が予め、当該差分電圧の分、低く設定されていれば、比較器１３（図４）は、当該差分電圧の影響を相殺して、脈流の大きさを検出することが可能である。
換言すると、逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値が一定であるため、予め逆方向誘導電圧ＶＲによる誤差を考慮しておけば、検出電圧Ｖｂを検出することで、脈流Ｉ２の大きさを検出することが可能である。

なお、逆方向誘導電流ＩＲの一部は、接続点ｅ、定電圧ダイオード２２３、ダイオード２２２、接続点ｆ、２次側コイル４１という逆方向誘導電流ＩＲが流れる経路において、例えば、２次側コイル４１などで消費されてもよい。

（実施の形態４の効果）
実施の形態４の点灯装置は、逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値を所定の電圧（一定電圧）に抑制するＬＥＤ電流検出回路２１１を有するため、予め逆方向誘導電圧ＶＲの影響を考慮することで、脈流Ｉ２の大きさを精度良く検出することが可能である。

また、逆方向誘導電圧ＶＲの電圧値が定電圧ダイオード２２３により抑制される為に、逆電圧耐圧の低い検出電流整流ダイオード２５を用いることが可能になる。これにより、検出電流整流ダイオード２５の小型化が可能である。
更には、逆電圧耐圧の低いダイオードは、順方向電圧（Ｖｆ）も低くなる。その為、平均検出部２６０を動作させる為に必要な電圧値も低くなる。その為、検出抵抗２４に流れる電流も低減され、検出抵抗２４における消費電流を低減させることが可能となる。

なお、実施の形態４においては、脈流Ｉ２が半波の脈流の場合を説明したが、脈流Ｉ２が全波の脈流であっても、同様の効果を得ることが可能であり、図１に示す点灯装置１００がＬＥＤ電流検出回路２１の代わりにＬＥＤ電流検出回路２１２を有していてもよい。

また、実施の形態４において定電圧ダイオード２２３の代わりに、複数のダイオードが逆方向誘導電圧ＶＲに対し、逆方向に接続されていてもよい。この場合、逆方向誘導電圧ＶＲの電圧は、各ダイオードの降伏電圧の和と等しい値に抑制される。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、これらの実施の形態のうち、２つ以上を組み合わせて実施しても構わない。あるいは、これらの実施の形態のうち、１つを部分的に実施しても構わない。あるいは、これらの実施の形態のうち、２つ以上を部分的に組み合わせて実施しても構わない。なお、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではなく、必要に応じて種々の変更が可能である。

１ 商用電源、２ 電源整流回路、３ アクティブフィルタ回路、４ インバータ回路、５ 電流共振回路、６ 負荷整流回路、７ 平滑用コンデンサ、８ ＬＥＤ光源、９ 電流検出抵抗、１０ Ｉ−Ｖ変換回路、１１ フォトカプラ、１２ 基準電圧回路、１３ 比較器、１４ インバータ制御回路、１５ 第一のスイッチング素子、１６ 第二のスイッチング素子、１７ 共振用コンデンサ、１８ インダクタ、１９ 共振用インダクタ、２０ 絶縁トランス、２１ ＬＥＤ電流検出回路、２２ スイッチング素子駆動インダクタ、２３ カレントトランス、２４ 検出抵抗、２５ 検出電流整流ダイオード、２６ コンデンサ、２７ 第一のダイオード、２８ 第二のダイオード、２９ 第三のダイオード、３０ 第四のダイオード、４１ ２次側コイル、４２ １次側コイル、１００，２００ 点灯装置、２１１〜２１２ ＬＥＤ電流検出回路、２２０ コンデンサ、２２１ 抵抗、２２２ ダイオード、２２３ 定電圧ダイオード、２５０〜２５１ 電圧抑制回路、２６０ 平均検出部、９０１〜９０３ 逆方向誘導電圧。

Claims (13)

1. 直流により発光する発光素子を点灯させる点灯装置において、
   直流を供給する直流供給部と、
   前記直流供給部により供給される直流を、制御を受けることにより、前記制御に応じた特性の交流に変換する交流変換部と、
   前記交流変換部により変換される交流を整流して大きさが経時変動する脈流に変換し、変換した脈流を前記発光素子に供給する負荷整流回路部と、
   前記負荷整流回路部により前記発光素子に供給される脈流の大きさを、当該脈流により発生する磁束を利用して検出する脈流検出部と、
   前記脈流検出部により検出される脈流の大きさを監視し、監視している脈流の大きさに応じて前記交流変換部を制御する交流変換制御部と
   を備えることを特徴とする点灯装置。
2. 前記脈流検出部は、
   前記脈流を通電し、当該脈流の大きさの経時変動に応じて、経時変動する磁束が発生する第１の通電部と、
   前記第１の通電部とは電気的に接続されておらず、前記第１の通電部に発生する磁束の経時変動に応じて誘導電流が発生する第２の通電部と
   を有する脈流検出素子を備え、
   前記第２の通電部に発生する誘導電流を用いて、前記脈流の大きさを検出することを特徴とする請求項１記載の点灯装置。
3. 前記脈流検出部は、
   前記第１の通電部として第１のコイルを有し、前記第２の通電部として第２のコイルを有するカレントトランスを前記脈流検出素子として備えることを特徴とする請求項２記載の点灯装置。
4. 前記負荷整流回路部は、
   前記交流変換部により変換される交流を全波整流して脈流に変換し、変換した脈流を前記発光素子に供給し、
   前記脈流検出部は、
   前記脈流検出素子の第１の通電部が前記発光素子と直列に接続されていることを特徴とする請求項２〜３いずれか記載の点灯装置。
5. 前記負荷整流回路部は、
   前記交流変換部により変換される交流を、それぞれが半波整流して半波の脈流に変換する整流素子を複数有し、前記整流素子の各々が変換した半波の脈流を前記発光素子に全波の脈流として供給し、
   前記脈流検出部は、
   前記脈流検出素子の第１の通電部が、前記整流素子のいずれかにより半波整流された半波の脈流を通電することを特徴とする請求項２〜３いずれか記載の点灯装置。
6. 前記交流変換制御部は、
   監視している脈流の大きさに応じて、前記交流の周波数とデューティー比との少なくともいずれかの数値を設定し、設定した数値に基づいて前記交流変換部を制御し、
   前記交流変換部は、
   前記直流供給部により供給される直流を、前記交流変換制御部により設定された数値の特性を有する交流に変換するインバータ回路部と、
   共振特性を利用して、前記インバータ回路部により変換された交流の大きさを、当該交流の周波数に応じて変更する共振回路部と
   を備え、
   前記負荷整流回路部は、
   前記共振回路部により大きさの変更された交流を、整流して脈流に変換することを特徴とする請求項１〜５いずれか記載の点灯装置。
7. 前記脈流検出部は、
   前記脈流検出素子の第２の通電部が発生した誘導電流が流れる抵抗素子を備え、
   前記抵抗素子の両端の電位差である抵抗両端電圧を前記脈流の大きさとして検出し、
   前記交流変換制御部は、
   前記脈流検出部により検出された抵抗両端電圧の値と、予め設定された基準電圧の値とに基づいて前記交流変換部を制御することを特徴とする請求項２〜５いずれか記載の点灯装置。
8. 前記点灯装置は、
   前記発光素子としてＬＥＤを点灯させることを特徴とする請求項１〜７いずれか記載の点灯装置。
9. 請求項１〜８のいずれか記載の点灯装置を備えることを特徴とする照明器具。
10. 前記脈流検出部の前記第２の通電部は、
    前記脈流検出部の前記第１の通電部に前記脈流が通電している場合に前記誘導電流を生じさせる誘導電圧を発生し、
    前記第１の通電部に通電していた前記脈流の通電が停止する度に、前記誘導電圧とは逆極性である逆方向誘導電圧を発生し、
    前記脈流検出部は、さらに、
    前記第２の通電部が前記逆方向誘導電圧を発生すると、前記第２の通電部により発生された前記逆方向誘導電圧の電圧値を所定の電圧値以下に抑制する電圧抑制回路を有することを特徴とする請求項２〜５いずれか記載の点灯装置。
11. 前記脈流検出部の前記第２の通電部は、
    前記第１の通電部に通電していた前記脈流の通電の停止時から通電の停止中の所定の期間において前記逆方向誘導電圧を発生し、
    前記電圧抑制回路は、
    前記所定の期間内において前記第２の通電部が発生する前記逆方向誘導電圧により生じる電流を充電し、前記所定の期間経過後に、前記所定の期間内において充電した電流を放電するコンデンサ素子と、
    前記コンデンサ素子により放電された電流を通電し、通電した電流を消費する抵抗素子とを有し、
    前記抵抗素子が前記逆方向誘導電圧により生じる電流を消費することで、前記逆方向誘導電圧の電圧値を所定の電圧値以下に抑制することを特徴とする請求項１０記載の点灯装置。
12. 前記電圧抑制回路は、
    所定の降伏電圧を持つダイオード素子であって、
    前記第２の通電部が発生する前記逆方向誘導電圧が印加され、印加された前記逆方向誘導電圧の電圧値が前記降伏電圧の電圧値よりも大きい場合に、前記逆方向誘導電圧により生じる電流を通電し、通電した電流により生じる電位差を前記降伏電圧の電圧値に保つことで、前記逆方向誘導電圧の電圧値を前記降伏電圧の電圧値に抑制するダイオード素子を有することを特徴とする請求項１０記載の点灯装置。
13. 前記ダイオード素子は、定電圧ダイオードであることを特徴とする請求項１２記載の点灯装置。

Images