JP2014053679A

JP2014053679A - デジタルコヒーレント受信機

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Publication number: JP2014053679A
Application number: JP2012195210A
Authority: JP
Inventors: Fukutaro Hamaoka; 福太郎濱岡; Tsuyoshi Seki; 剛志関; Toshiya Matsuda; 俊哉松田; Akira Naga; 明那賀
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: NTT Inc
Priority date: 2012-09-05
Filing date: 2012-09-05
Publication date: 2014-03-20
Anticipated expiration: 2032-09-05
Also published as: JP5859410B2

Abstract

【課題】デジタルコヒーレント受信機におけるデジタル信号処理部の位相シフト補償器として、位相シフトを累積して時間連続性を担保する。
【解決手段】コヒーレントレシーバと、ＡＤコンバータと、デジタル信号を入力し、デジタル信号処理により波形等化するデジタル信号処理部とを備えたデジタルコヒーレント受信機において、デジタル信号処理部は、ｎ−１番目の位相シフトθ_shift(n-1)へ、ｎ−１番目からｎ番目への位相シフト変化量Δθ_shift(n)を累積することにより、
θ_shift(n)＝θ_shift(n-1)＋Δθ_shift(n)
として、ｎ番目の位相シフトθ_shift(n)の時間連続性を担保して位相シフトの補償を行う位相シフト補償器を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、光信号をデジタルコヒーレント方式を用いて受信処理を行うデジタルコヒーレント受信機に関する。

100 Ｇbps/chを超える光信号伝送を実現するために、コヒーレント光通信技術とデジタル信号処理技術とを組み合わせたデジタルコヒーレント技術が用いられる。

図４は、デジタルコヒーレント送受信システムの構成例を示す（非特許文献１）。
図４において、デジタルコヒーレント送受信システムは、位相変調した光信号を送信する送信機１００と、伝送路を介して伝送された光信号を受信して復調するデジタルコヒーレント受信機２００から構成される。デジタルコヒーレント受信機２００は、伝送路からの光信号とローカル光源３０１からのローカル光をコヒーレントレシーバ２１０に入力し、コヒーレント検波技術により高感度に電気信号に変換し、それをＡＤ（Analog to Digital)コンバータ２２０でデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部２３０で伝送路で歪んだ受信波形をデジタル信号処理により補償して復調する。

デジタル信号処理部２３０は、等化器２３１、位相シフト補償器２３２、復調器２３３から構成される。等化器２３１は入力するデジタル信号の波形歪みを等化し、波形等化されたデジタル信号の位相シフトを位相シフト補償器２３２で補償する。復調器２３３は、位相シフト補償器２３２から出力される位相シフト補償されたデジタル信号をシンボル列として出力する。このように波形の歪みの補正が簡易な構成で行うことができるため、大容量かつ高速な伝送システムが実現可能になっている。

なお、デジタル信号処理部２３０における等化器２３１では、波形歪みの補償と同時に、光信号の偏波分離をすることが可能なため、デジタルコヒーレント伝送方式では、一般的に偏波多重された光信号を用いている。

S.J.Savory, "Digital filters for coherent optical receivers, " Optics Express, vol.16, no.2, pp.804-814, 2008 S.Tsukamoto, Y.Ishikawa, and K.Kikuchi, "Optical Homodyne Receiver Comprising Phase and Polarization Diversities with Digital Signal Processing, " Proc. ECOC, 2006 財団法人光産業技術振興協会，"コヒーレント光通信システムに関する調査研究報告書−要旨−"，システム技術開発調査研究, 21-R-7, pp.29-32

デジタルコヒーレント受信機２００では、コヒーレントレシーバ２１０でローカル光源３０１からのローカル光との干渉を利用して光信号をコヒーレント検波する。光通信に用いられる光源の場合、波長確度の範囲内で光信号とローカル光源の間には光周波数のズレ（オフセット）による位相シフトが生じる。この位相シフトは、デジタル信号処理部２３０の位相シフト補償器２３２において位相シフトを推定して除去することにより修正可能である。

この位相シフト推定法の一つとして、累乗法が用いられている（非特許文献２）。
累乗法は、Ｍ値の位相変調信号を対象としており、次の式により、ｎ−Ｎ＋１番目のデジタル信号Ｓ(n-N+1) から、ｎ番目のデジタル信号Ｓ(n) までのＮ個のデジタル信号の位相シフトθ_shift(n)を推定することができる。

ここで、ｒ_mおよびθ_mはそれぞれデジタル信号Ｓ(m) ＝a(m)＋jb(m) の絶対値および偏角を示す（ｊは虚数単位）。累積するデジタル信号の個数Ｎは、以下、信号累積数と呼ぶ。

累乗法における位相シフトの推定範囲は、基準点から±π/4の範囲内に制限されるため、この範囲外となる位相シフトは補償できない。位相シフト量が推定範囲外となり、位相シフト推定値の時間連続性が保たれない現象をサイクルスリップと呼ぶ。

図５は、位相シフト補償器に累乗法を適用したデジタルコヒーレント受信機において、偏波多重の四位相偏移変調による 100Ｇ波長多重信号を受信した際における位相シフトの時間変化を示す。累乗法では、四位相偏移変調信号のためＭ値は４、信号累積数Ｎは10とした。ここに示すように、位相シフト補償器に累乗法を適用したデジタルコヒーレント受信機では、位相シフトの時間連続性が崩れてしまい、サイクルスリップが生じていることが分かる。

サイクルスリップの対策として、例えば、送信信号に論理的な差動符号化を施して影響の伝搬を防止する手法が用いられている（非特許文献３）。しかし、サイクルスリップした瞬間のビットエラーを防止することはできない。また、差動符号化したデータに１つビットエラーが生じた場合、連続した２つのビットエラーとなって差動復号されるため伝送品質が劣化してしまう。

本発明は、デジタルコヒーレント受信機におけるデジタル信号処理部の位相シフト補償器として、位相シフトを累積して時間連続性を担保することにより、伝送品質が劣化することなく受信信号を復調することができるデジタルコヒーレント受信機を提供することを目的とする。

本発明は、伝送路から入力する光信号をコヒーレント検波し、電気信号を出力するコヒーレントレシーバと、電気信号をアナログ−デジタル変換し、デジタル信号を出力するＡＤコンバータと、デジタル信号を入力し、デジタル信号処理により波形等化するデジタル信号処理部とを備えたデジタルコヒーレント受信機において、デジタル信号処理部は、ｎ−１番目の位相シフトθ_shift(n-1)へ、ｎ−１番目からｎ番目への位相シフト変化量Δθ_shift(n)を累積することにより、
θ_shift(n)＝θ_shift(n-1)＋Δθ_shift(n)
として、ｎ番目の位相シフトθ_shift(n)の時間連続性を担保して位相シフトの補償を行う位相シフト補償器を備える。

本発明のデジタルコヒーレント受信機におけるデジタル信号処理部の位相シフト補償器は、Ｍ値の位相変調信号のｎ−Ｎ＋１番目のデジタル信号Ｓ(n-N+1) からｎ番目のデジタル信号Ｓ(n) までのＮ個のデジタル信号から、ｎ−１番目の位相シフトθ_shift(n-1)分だけ修正し、ｎ−１番目の位相シフトθ_shift(n-1)だけ修正されたｎ−Ｎ＋１番目からｎ番目までのＮ個のデジタル波形の位相シフトである位相シフト変化量Δθ_shift(n)を、ｍ番目のデジタル信号Ｓ(m) の振幅をｒ_m、偏角をθ_mとして、累乗法を用いて、

と計算することにより、
θ_shift(n)＝θ_shift(n-1)＋Δθ_shift(n)
として、ｎ番目の位相シフトθ_shift(n)の時間連続性を担保して位相シフトの補償を行う構成である。

さらに、本発明のデジタルコヒーレント受信機におけるデジタル信号処理部の位相シフト補償器は、１より大きく、累積するデジタル信号の個数（信号累積数）Ｎ以下である正の整数ｋの倍数となるｌ番目の位相シフトθ_shift(l)を

として計算し、離散的に位相シフトの修正を行うことによりデジタル信号処理部の演算量を削減し、ｎ番目の位相シフトθ_shift(n)の時間連続性を担保して位相シフトの補償を行う構成としてもよい。

また、本発明のデジタルコヒーレント受信機におけるデジタル信号処理部の位相シフト補償器は、ｎ番目の位相シフトθ_shift(n)が２πより大きい場合はθ_shift(n)から２πを減算し、−２πより小さい場合はθ_shift(n)へ２πを加算し、デジタル信号処理部のオーバーフローを防止する構成としてもよい。

本発明は、位相シフトを累積して時間連続性を担保することにより、伝送品質が劣化することなく光信号を復調することができる。

本発明における位相シフトの累積方法を説明する図である。本発明による位相シフト補償器から出力される位相シフトの時間変化を示す図である。本発明の離散的に位相シフトを修正する位相シフト補償器から出力される位相シフトの時間変化を示す図である。デジタルコヒーレント送受信システムの構成例を示す図である。累乗法を適用した場合の位相シフトの時間変化を示す。

本発明におけるデジタル信号処理部２３０の位相シフト補償器２３２は、ｎ−１番目の位相シフトθ_shift(n-1)へ、ｎ−１番目からｎ番目への位相シフト変化量Δθ_shift(n)を累積することにより、ｎ番目の位相シフトθ_shift(n)を、
θ_shift(n)＝θ_shift(n-1)＋Δθ_shift(n)
として補償する。この位相シフトの累積方法を図１に示す。これにより、上記の光源の光周波数のズレのみによって生じる位相シフトについては時間連続性を担保できるため、サイクルスリップを抑制し、伝送品質が劣化することなく光信号を復調することが可能となる。

また、Ｍ値の位相変調信号のｎ−１番目からｎ番目への位相シフト変化量Δθ_shift(n)は、初めにｎ−Ｎ＋１番目のデジタル信号Ｓ(n-N+1) からｎ番目のデジタル信号Ｓ(n) までのＮ個のデジタル信号から、ｎ−１番目の位相シフトθ_shift(n-1)分だけ修正して推定することができる。

これら修正されたＮ個のデジタル信号の位相シフト量がΔθ_shift(n)となるため、この位相シフト量を非特許文献２に記載の累乗法により推定すればよい。これは、次の式で表現できる。

図２は、本発明の位相シフトの累積方法を適用した位相シフト補償器から出力される位相シフトの時間変化を示す。なお、ここでの位相シフトの時間変化は、偏波多重の四位相偏移変調による 100Ｇ波長多重信号を受信した際におけるものである（Ｍ＝４、Ｎ＝10）。位相シフトの時間連続性が保たれたためサイクルスリップが抑制されている。このとき、ＢＥＲ＝ 1.1×10^-3であり、従来の累乗法を用いた場合のＢＥＲ＝ 3.1×10^-1に対して改善した。

なお、ここでは累乗法を用いて、位相シフト変化量Δθ_shift(n)を推定しているが、位相シフト変化量Δθ_shift(n)の推定には、任意の位相シフト推定方法を適用することが可能である。

また、上記のようにデジタル信号を平均化して位相シフト変化量Δθ_shift(n)を推定する方法において、次の式のように、１より大きく信号累積数Ｎ以下である正の整数ｋの倍数となるｌ番目の位相シフトθ_shift(l)を計算して、離散的に位相シフトの修正を行うことにより、デジタル信号処理部の演算量を削減することができる。

図３は、本発明の離散的に位相シフトを修正する位相シフト補償器から出力される位相シフトの時間変化を示す。なお、ここでの位相シフトの時間変化は、偏波多重の四位相偏移変調による 100Ｇ波長多重信号を受信した際におけるものである（Ｍ＝４、Ｎ＝10）。図２と同様に、位相シフトの連続性が保たれたためサイクルスリップが抑制されている。このとき、ＢＥＲ＝ 1.2×10^-3であり、演算量を削減し、かつ図５と同等の伝送品質が得られた。

また、本発明の位相シフト補償器において、ｎ番目の位相シフトθ_shift(n)が２πより大きい場合はθ_shift(n)から２πを減算し、−２πより小さい場合はθ_shift(n)へ２πを加算することにより、デジタル信号処理部のオーバーフローを防止することができる。なお、複素平面上の座標では、exp(j(θ±2π))＝exp(jθ) の関係が成り立つので、２πを加算または減算しても、位相シフトの連続性を保つことができる。

１００送信機
２００デジタルコヒーレント受信機
２１０コヒーレントレシーバ
２２０ＡＤ（Analog to Digital)コンバータ
２３０デジタル信号処理部
２３１等化器
２３２位相シフト補償器
２３３復調器
３０１ローカル光源

Claims

伝送路から入力する光信号をコヒーレント検波し、電気信号を出力するコヒーレントレシーバと、
前記電気信号をアナログ−デジタル変換し、デジタル信号を出力するＡＤコンバータと、
前記デジタル信号を入力し、デジタル信号処理により波形等化するデジタル信号処理部と
を備えたデジタルコヒーレント受信機において、
前記デジタル信号処理部は、ｎ−１番目の位相シフトθ_shift(n-1)へ、ｎ−１番目からｎ番目への位相シフト変化量Δθ_shift(n)を累積することにより、
θ_shift(n)＝θ_shift(n-1)＋Δθ_shift(n)
として、ｎ番目の位相シフトθ_shift(n)の時間連続性を担保して位相シフトの補償を行う位相シフト補償器を備えた
ことを特徴とするデジタルコヒーレント受信機。
請求項１に記載のデジタルコヒーレント受信機において、
前記デジタル信号処理部の前記位相シフト補償器は、
Ｍ値の位相変調信号のｎ−Ｎ＋１番目のデジタル信号Ｓ(n-N+1) からｎ番目のデジタル信号Ｓ(n) までのＮ個のデジタル信号から、ｎ−１番目の位相シフトθ_shift(n-1)分だけ修正し、
ｎ−１番目の位相シフトθ_shift(n-1)だけ修正されたｎ−Ｎ＋１番目からｎ番目までのＮ個のデジタル波形の位相シフトである前記位相シフト変化量Δθ_shift(n)を、ｍ番目のデジタル信号Ｓ(m) の振幅をｒ_m、偏角をθ_mとして、累乗法を用いて、

と計算することにより、
θ_shift(n)＝θ_shift(n-1)＋Δθ_shift(n)
として、ｎ番目の位相シフトθ_shift(n)の時間連続性を担保して位相シフトの補償を行う構成である
ことを特徴とするデジタルコヒーレント受信機。
請求項２に記載のデジタルコヒーレント受信機において、
前記デジタル信号処理部の前記位相シフト補償器は、
１より大きく、累積するデジタル信号の個数（信号累積数）Ｎ以下である正の整数ｋの倍数となるｌ番目の位相シフトθ_shift(l)を

として計算し、離散的に位相シフトの修正を行うことにより前記デジタル信号処理部の演算量を削減し、ｎ番目の位相シフトθ_shift(n)の時間連続性を担保して位相シフトの補償を行う構成である
ことを特徴とするデジタルコヒーレント受信機。
請求項１〜３のいずれかに記載のデジタルコヒーレント受信機において、
前記デジタル信号処理部の前記位相シフト補償器は、
ｎ番目の位相シフトθ_shift(n)が２πより大きい場合はθ_shift(n)から２πを減算し、−２πより小さい場合はθ_shift(n)へ２πを加算し、前記デジタル信号処理部のオーバーフローを防止する構成である
ことを特徴とするデジタルコヒーレント受信機。