WO2022176005A1 - 光受信装置及び周波数オフセット補償方法 - Google Patents

光受信装置及び周波数オフセット補償方法 Download PDF

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WO2022176005A1
WO2022176005A1 PCT/JP2021/005644 JP2021005644W WO2022176005A1 WO 2022176005 A1 WO2022176005 A1 WO 2022176005A1 JP 2021005644 W JP2021005644 W JP 2021005644W WO 2022176005 A1 WO2022176005 A1 WO 2022176005A1
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frequency offset
signal
offset amount
digital signal
range
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PCT/JP2021/005644
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English (en)
French (fr)
Inventor
遼 胡間
淳一 可児
Original Assignee
日本電信電話株式会社
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    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
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    • H04B10/6164—Estimation or correction of the frequency offset between the received optical signal and the optical local oscillator
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
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    • H04B10/077—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal using a supervisory or additional signal
    • H04B10/0775—Performance monitoring and measurement of transmission parameters
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    • H04B10/61—Coherent receivers

Definitions

  • the present invention relates to an optical receiver and a frequency offset compensation method.
  • An optical receiver to which a conventional optical digital coherent reception system is applied receives signal light transmitted by an optical transmitter, and combines the received signal light with local oscillation light generated by a local oscillation light source (hereinafter also referred to as "local light”). ) to generate a beat component between the electric field component of the signal light and the electric field component of the local light.
  • local light generated by a local oscillation light source
  • the signal light received by the optical receiver is, for example, signal light modulated by the polarization multiplexing QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) method
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • the optical receiver After separating the signal light into the X-polarized wave and the Y-polarized wave, the optical receiver generates the beat components of the respective polarized waves, thereby generating the I component and the Q component of the X polarized wave and the I component of the Y polarized wave. Detect the Q component.
  • the optical receiver photoelectrically converts the generated beat component to generate four analog electrical signals corresponding to the I component and Q component of the X polarized wave and the I component and Q component of the Y polarized wave, respectively.
  • Each of the four analog electric signals is converted into a digital electric signal by an ADC (Analog-to-Digital Converter), and the converted digital signal is transmitted after compensation for deterioration etc. by a digital signal processing circuit. demodulated to data.
  • ADC Analog-to-Digital Converter
  • phase rotation and noise called frequency offset occur in the received signal received by the optical receiver.
  • the phase rotation due to the frequency offset is, for example, when QPSK modulation is performed in the optical transmission device, as shown in FIG. It means that the phases of the symbols 201, 202, 203, and 204 rotate and move to the phases of the symbols 201a, 202a, 203a, and 204a, respectively.
  • the digital signal processing circuit of the optical receiver is provided with a frequency offset compensation circuit, and the frequency offset amount is estimated using the frequency offset compensation circuit. Based on the estimated frequency offset amount, the frequency offset compensating circuit rotates the phase in the direction opposite to the direction of rotation due to the frequency offset, so that the symbols 201a, 202a, 203a, and 204a are changed as shown in FIG. 16(c). The phase can be restored to that of the original symbols 201, 202, 203, 204, compensating for signal quality degradation due to frequency offset.
  • FIG. 1 the range of the frequency offset that can be estimated is -B/2 or more and +B/2 or less, where B is the baud rate of the signal light, that is, the symbol rate. Therefore, the estimable range differs depending on the symbol rate B.
  • the range of the frequency offset amount that can be estimated is sufficient in the range of -B/2 or more and +B/2 or less.
  • An object of the present invention is to provide a technology capable of performing frequency offset compensation at low cost.
  • One aspect of the present invention includes a local oscillation light source that generates local oscillation light, a signal light having a symbol rate of B generated by optically modulating transmission data, the received signal light, and the local oscillation light source.
  • a receiving unit that performs digital coherent reception by interfering with the local oscillation light generated by and converts the signal light into an electrical digital signal and outputs it, wherein the electrical band range is from -Be to +Be and a digital signal processing unit for demodulating the transmission data from the digital signal output from the receiving unit, wherein the digital signal processing unit comprises the signal light and the estimating a frequency offset amount occurring in the digital signal in a range of -B/2 or more and +B/2 or less according to the frequency difference between the local oscillation light and the digital signal based on the estimated frequency offset amount; By compensating the frequency offset for the signal, the frequency offset amount in the range of -B/2 or more and +B/2 or less is compensated, and the frequency range of less than -B/2 and more than +B/2
  • a local oscillation light source generates local oscillation light
  • a receiving unit whose electrical band ranges from ⁇ Be to +Be and Be>B/2 optically modulates transmission data.
  • the signal light having the symbol rate B generated by the above is received, and the received signal light and the local oscillation light generated by the local oscillation light source are caused to interfere with each other to perform digital coherent reception to electrically convert the signal light.
  • a frequency offset compensation unit included in a digital signal processing unit that converts the digital signal into a digital signal and outputs it, and demodulates the transmission data from the digital signal output from the reception unit, is provided to compensate for the difference between the signal light and the local oscillation light estimating a frequency offset amount occurring in the digital signal according to the frequency difference in a range of -B/2 or more and +B/2 or less; and frequency offset compensation for the digital signal based on the estimated frequency offset amount.
  • the frequency offset amount in the range of -B / 2 or more and +B / 2 or less is compensated, and in the case of the frequency offset amount in the range of less than -B / 2 and in the range of more than +B / 2, the symbol rate
  • This is a frequency offset compensation method for compensating so as to leave a frequency offset amount that is an integral multiple of B.
  • the frequency stability requirements for the light source of the optical transmitter used to generate the signal light are relaxed, and the frequency can be obtained at a low cost. It becomes possible to perform offset compensation.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an optical transmission system according to a first embodiment
  • FIG. FIG. 2 is a diagram showing reception bands of the optical receiver of the first embodiment
  • FIG. 4 is a block diagram showing the internal configuration of a frequency offset compensator according to the first embodiment
  • FIG. 4 is a flow chart showing the flow of processing by the frequency offset compensator of the first embodiment
  • It is a figure explaining the calculation process of the frequency offset amount in 1st Embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining frequency offset compensation by the frequency offset compensator of the first embodiment
  • 7 is a graph showing the relationship between each of an estimated frequency offset amount and a post-compensation frequency offset amount and an actual frequency offset amount in the first embodiment
  • It is a figure which shows the simulation result using the optical receiver of 1st Embodiment.
  • 2 is a block diagram showing the configuration of an optical transmission system according to a second embodiment
  • FIG. 9 is a block diagram showing the internal configuration of a residual frequency offset compensator according to the second embodiment
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a process of calculating a residual frequency offset amount in the second embodiment
  • FIG. 9 is a flow chart showing the flow of processing by a residual frequency offset compensator according to the second embodiment; 9 is a flow chart showing the flow of processing by a signal quality determination unit and a transmission wavelength change instruction unit according to the second embodiment; It is a figure explaining how to set the threshold referred to in the signal quality determination part of 2nd Embodiment.
  • FIG. 11 is a block diagram showing another configuration example of the optical transmission system of the second embodiment; It is a figure explaining a frequency offset.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an optical transmission system A according to the first embodiment, which is one embodiment of the present invention.
  • connection lines indicated by dashed-dotted lines are optical lines through which optical signals are propagated, and other connection lines are electric lines through which electrical signals are propagated.
  • An optical transmission system A includes an optical receiver 1 and an optical transmitter 2 .
  • the optical receiver 1 and the optical transmitter 2 are connected via an optical transmission line 3 .
  • An optical fiber transmission line for example, is applied to the optical transmission line 3 .
  • the optical transmitter 2 includes a light source such as an LD (Laser Diode) that generates signal light.
  • the optical transmitter 2 modulates transmission data, which is an electrical digital signal, using, for example, the polarization multiplexing QPSK method, generates signal light, and transmits the generated signal light to the optical receiver 1 through the optical transmission line 3. do.
  • the optical receiver 1 includes a local oscillation light source 11 , a receiver 12 and a digital signal processor 13 .
  • the local oscillation light source 11 is, for example, an LD, and generates a local signal, which is local oscillation light with a predetermined wavelength ⁇ .
  • the receiver 12 includes a polarization phase diversity receiver 21 and an AD (Analog-to-Digital) converter 22 .
  • the polarization phase diversity receiver 21 is connected to the optical transmission line 3, receives the signal light at the symbol rate B transmitted by the optical transmission device 2 through the optical transmission line 3, performs digital coherent reception, and receives the received signal light. Convert to electrical analog signal.
  • the polarization phase diversity receiver 21 separates the received signal light into X polarized waves and Y polarized waves.
  • the polarization phase diversity receiver 21 causes each of the separated X-polarized and Y-polarized signal lights to interfere with a local signal generated by the local oscillation light source 11, so that the electric field component E S of the signal light and the local signal to generate the beat component of the electric field component E LO of .
  • the polarization phase diversity receiver 21 detects the X-polarized I component and Q component and the Y-polarized I component and Q component from the generated beat component.
  • the polarization phase diversity receiver 21 photoelectrically converts four optical signals corresponding to the detected X-polarized I component and Q component and the Y-polarized I component and Q component, respectively, into four electrical analog signals. Generate a signal.
  • the AD converter 22 includes four ADCs 22-1, 22-2, 22-3, and 22-4 corresponding to the I component and Q component of the X polarized wave and the I component and Q component of the Y polarized wave, respectively.
  • Each of the ADCs 22-1, 22-2, 22-3, and 22-4 captures the corresponding electrical analog signal generated by the polarization phase diversity receiver 21, and converts the captured analog signal into an electrical digital signal. Convert.
  • the receiving band of the receiving unit 12 ranges from “ ⁇ -Be” to " ⁇ +Be” as shown in Fig. 2.
  • the electrical band Be and the symbol rate B, there is a relationship that the electrical band Be exceeds half the symbol rate B, that is, Be>B/2.
  • the digital signal processing unit 13 includes a clock recovery unit 23, a polarization dispersion compensation unit 24, a chromatic dispersion compensation unit 25, a frequency offset compensation unit 26, a phase compensation unit 27, and a demodulation unit 28.
  • the clock recovery unit 23 is, for example, a sampling frequency compensation circuit.
  • the clock recovery unit 23 recovers the sampling frequency caused by the difference in the reference clock between the optical transmitter 2 and the optical receiver 1, for example, the oscillation frequency error of the crystal oscillators provided in the optical transmitter 2 and the optical receiver 1. compensate for the difference.
  • the clock recovery unit 23 performs compensation on the four digital signals output from each of the ADCs 22-1, 22-2, 22-3, and 22-4, and then combines the four digital signals.
  • the polarization dispersion compensator 24 compensates for the polarization dispersion generated while propagating through the optical transmission line 3 for the digital signal coupled by the clock recovery unit 23 .
  • the chromatic dispersion compensator 25 compensates for the chromatic dispersion that occurs during propagation through the optical transmission line 3 with respect to the digital signal that has undergone polarization dispersion compensation by the polarization dispersion compensator 24 .
  • the frequency offset compensating unit 26 estimates the frequency offset amount in the range of -B/2 or more and +B/2 or less based on the training symbol sequence included in the digital signal chromatic dispersion compensated by the chromatic dispersion compensating unit 25. .
  • the estimated frequency offset amount is also referred to as an estimated frequency offset amount.
  • the frequency offset compensator 26 performs frequency offset compensation on the digital signal based on the estimated frequency offset amount. More specifically, the frequency offset compensator 26 applies phase rotation to each symbol included in the digital signal in a direction opposite to the direction of rotation due to the frequency offset in accordance with the estimated frequency offset amount. Perform offset compensation.
  • the frequency offset compensator 26 has the internal configuration shown in FIG.
  • the frequency offset compensator 26 includes a frequency offset amount estimator 31 and a compensation processor 32 .
  • the frequency offset amount estimator 31 includes a timing detector 41 , a delay device 42 , a complex conjugator 43 , a multiplier 44 , a vector averager 45 , a declinator 46 and a calculator 47 .
  • a digital signal that has undergone chromatic dispersion compensation by the chromatic dispersion compensator 25 has a preamble portion in which a predetermined training symbol sequence is written, and a payload portion that follows the preamble.
  • a data sequence corresponding to transmission data transmitted by the optical transmission device 2 is written in the payload portion.
  • the timing detector 41 detects the head position of the training symbol sequence from the preamble portion of the digital signal.
  • a delay device 42 delays the received symbol by one symbol period T and outputs the delayed symbol.
  • a complex conjugate 43 generates a complex conjugate of the acquired symbols.
  • the multiplier 44 performs differential detection by multiplying the two captured symbols to calculate a vector.
  • the vector averager 45 calculates the vector average by calculating the total sum of a predetermined number of N vectors.
  • N is the number of symbols to be averaged and is predetermined within the range of the sequence length of the training symbol sequence.
  • a declinator 46 calculates the declination of the vector average.
  • the calculation unit 47 calculates the estimated frequency offset amount ⁇ f est based on the vector-averaged declination angle calculated by the declinator 46 .
  • the compensation processor 32 performs frequency offset compensation on the digital signal based on the estimated frequency offset amount ⁇ f est calculated by the calculator 47 .
  • the phase compensator 27 detects a phase offset component, which is the phase difference between the signal light and the local signal light, based on the digital signal frequency offset-compensated by the frequency offset compensator 26 .
  • the phase compensator 27 performs phase compensation by removing the detected phase offset component from the digital signal frequency offset compensated by the frequency offset compensator 26 .
  • the constellation of the transmission data is reproduced in the data series included in the payload of the digital signal.
  • the demodulator 28 demodulates the transmission data from the transmission data constellation reproduced in the data series included in the digital signal phase-compensated by the phase compensator 27 .
  • FIG. 4 is a flow chart showing the flow of processing by the frequency offset compensator 26. As shown in FIG.
  • the chromatic dispersion compensator 25 outputs the chromatic dispersion compensated digital signal to the frequency offset compensator 26 .
  • the digital signal chromatic dispersion compensated by the chromatic dispersion compensator 25 is split into two inside the frequency offset compensator 26 , one of which is sent to the frequency offset amount estimator 31 and the other to the compensation processor 32 .
  • the timing detector 41 of the frequency offset amount estimator 31 takes in one of the two-branched digital signals (step S1).
  • the timing detector 41 detects the head position of the training symbol sequence from the preamble portion of the captured digital signal.
  • the timing detection unit 41 reads a training symbol sequence from the digital signal based on the detected leading position of the training symbol sequence, and sequentially outputs a plurality of symbols included in the read training symbol sequence one symbol at a time for each symbol period T. (step S2).
  • a r (t) be the symbol at time t in the training symbol sequence
  • time t be the time of every symbol period T.
  • the symbol a r (t) sequentially output from the timing detector 41 is branched into two, one of which is sent to the multiplier 44 and the other to the delay device 42 .
  • a delay device 42 takes in the other symbol branched into two.
  • a delay unit 42 delays the received symbol by one symbol period T and outputs it.
  • the complex conjugate 43 generates a complex conjugate of the symbols output by the delay device 42 and outputs it to the multiplier 44 .
  • the multiplier 44 performs differential detection by multiplying one of the two-branched symbols by the complex conjugate symbol of the symbol delayed by one symbol period T output from the complex conjugator 43 to obtain the following equation (1 ) is calculated (step S3 ).
  • the vector A r (t) can be approximated by an expression for the phase component, exp, as shown in equation (1).
  • the first term in the brackets of exp is the modulation component
  • the second term is the frequency offset component
  • the third term is the phase noise component.
  • the vector averager 45 takes in the vector A r (t) calculated and output by the multiplier 44, and calculates a predetermined number of N vectors A r (t) out of the taken vector A r (t).
  • a vector average is calculated by calculating the sum (step S4).
  • the vector average of the vectors A r (t) calculated by the vector averager 45 is described as " ⁇ NA r (t)".
  • each of the plurality of symbols included in the training symbol sequence has a phase of " ⁇ " when the vector average ⁇ NA r (t) is calculated after differential detection when no frequency offset occurs. are differentially encoded in the optical transmitter 2 in advance.
  • the direction of the vector average ⁇ NA r (t) indicated by reference numeral 55 is the direction along the real number axis, that is, the direction of the phase “ ⁇ ”. be the direction.
  • the declinator 46 calculates the declination angle of the vector average ⁇ NA r (t) calculated and output by the vector averager 45, that is, arg( ⁇ NA r (t)).
  • the declinator 46 outputs the declination angle of the calculated vector average ⁇ NA r (t) to the calculator 47 (step S5).
  • the calculation unit 47 takes in the argument of the vector average ⁇ NA r (t) output by the declinator 46 .
  • the phase noise which is the third term of the phase component of the vector A r (t) becomes almost "0".
  • the calculation unit 47 performs the calculation shown in the following equation (2), and sets the calculation result as the estimated frequency offset amount ⁇ f est .
  • the calculation shown in the following equation (2) is a calculation of subtracting " ⁇ " from the argument of the vector average ⁇ NA r (t) and then dividing by 2 ⁇ T.
  • the calculation unit 47 outputs the estimated frequency offset amount ⁇ f est to the compensation processing unit 32 (step S6).
  • the compensation processing unit 32 takes in the other digital signal branched into two and the estimated frequency offset amount ⁇ f est output by the calculation unit 47 .
  • the compensation processing unit 32 performs frequency offset compensation on the received digital signal based on the received estimated frequency offset amount ⁇ f est .
  • the compensation processor 32 outputs the frequency offset-compensated digital signal to the phase compensator 27 (step S7).
  • the wavelength difference between the signal light received by the optical receiving device 1 and the local light output by the local oscillation light source 11, that is, the actual frequency offset amount ⁇ f is included in the range of ⁇ B/2 or more and +B/2 or less. If not, the frequency offset amount estimating section 31 can only estimate in the range of -B/2 or more and +B/2 or less, which means that the frequency offset amount is estimated incorrectly.
  • the frequency offset amount estimator 31 sets "-B/4" as the estimated frequency offset amount ⁇ f est . will be calculated.
  • the compensation processing unit 32 performs compensation by adding phase rotation of "+B/4" in the opposite direction.
  • This process of frequency offset compensation will be described by taking symbol 52 included in the vector average ⁇ NA r (t) of the training symbol sequence shown in FIG. 6(b) as an example.
  • Symbol 52 has a frequency offset of “+3B/4” indicated by the dashed-dotted arrow 62 .
  • the frequency offset amount indicated by reference numeral 63 will be referred to as a post-compensation frequency offset amount ⁇ fc .
  • An arbitrary symbol 71 of the data series included in the digital signal after the above frequency offset compensation has been performed on the digital signal in which the frequency offset of the frequency offset amount ⁇ f +3B/4 is generated, and the symbol 71 adjacent to the symbol 71
  • m is an integer satisfying m ⁇ 0, that is, 0 or a natural number.
  • the post-compensation frequency offset amount ⁇ fc is always an integral multiple of the symbol rate B as shown in equation (3). After the elapse of one symbol period T, the symbol phase rotates by 2m ⁇ , and the phase difference between adjacent symbols becomes "0". can. However, if the frequency offset amount ⁇ f exceeds the reception band of the receiver 12, the band of the electrical analog signal captured by the ADCs 22-1 to 22-4 will be outside the reception band. Therefore, since the ADCs 22-1 to 22-4 cannot convert analog signals into digital signals, the frequency offset amount ⁇ f that can be received by the optical receiver 1 is limited within the range of the reception band of the receiver 12.
  • FIG. 7 is a graph showing the relationship between each of the estimated frequency offset amount ⁇ f est and the post-compensation frequency offset amount ⁇ f c and the actual frequency offset amount ⁇ f.
  • the horizontal axis indicates the actual frequency offset amount ⁇ f normalized by the symbol rate B
  • the vertical axis indicates the estimated frequency offset amount ⁇ f est normalized by the symbol rate B.
  • the dashed line in the graph indicates the case where the estimated frequency offset amount ⁇ f est and the actual frequency offset amount ⁇ f match.
  • the estimated frequency offset amount ⁇ f est is estimated in the range of ⁇ 0.5 or more and 0.5 or less, that is, the range of ⁇ B/ or more and +B/2 or less. It can be seen that
  • the horizontal axis indicates the actual frequency offset amount ⁇ f normalized by the symbol rate B
  • the vertical axis indicates the post-compensation frequency offset amount ⁇ fc normalized by the symbol rate B.
  • FIG. 8(a) shows the bit error rate (hereafter referred to as "BER” (hereafter referred to as “BER") in a simulation of receiving a digital signal having several frequency offsets ⁇ f in the optical receiver 1 of the first embodiment. Bit Error Rate)).
  • BER bit error rate
  • the polarization phase diversity receiver 21 included in the receiving unit 12 is configured to perform phase diversity reception for simplification.
  • a state in which an optical amplifier is placed in front of the optical receiver 1, that is, a configuration in which received light received by the optical receiver 1 is amplified by the optical amplifier is assumed.
  • Numerical conditions for the simulation are as follows.
  • the wavelength of the signal light is "1550 nm”
  • the baud rate that is, the symbol rate B is "12.5 Gbaud”
  • the sampling rate of the ADCs 22-1 to 22-4 is "50 GS/s”
  • the electrical The band Be is "22 GHz”.
  • B/2 is 6.25 GHz, satisfying Be>B/2.
  • the gain of the optical amplifier is "20.0 dB”
  • the noise figure is "6.0 dB”
  • the received power of the signal light received by the receiver 12 of the optical receiver 1 is ) is “ ⁇ 43.5 dBm”.
  • the horizontal axis indicates the actual frequency offset amount ⁇ f normalized by the symbol rate B, and the vertical axis indicates the BER.
  • the frequency offset amount ⁇ f corresponding to the position of the circle mark present on the line graph shown in FIG. 8A is the frequency offset amount ⁇ f of the signal light given as a calculation parameter.
  • the normalized frequency offset amount ⁇ f indicated by reference numeral 81 is in the range of -1.5 to 1.5, good BER characteristics are obtained, and -0. It can be seen that good BER characteristics are obtained even when the frequency offset amount ⁇ f exceeds the range of 5 or more and +0.5 or less, that is, the range of -B/2 or more and +B/2 or less.
  • the local oscillation light source 11 generates local oscillation light.
  • the receiving unit 12 receives signal light having a symbol rate B generated by optically modulating transmission data and having an electric band range of ⁇ Be to +Be, where Be>B/2.
  • the digital signal processing unit 13 demodulates transmission data from the digital signal output by the receiving unit 12 .
  • the frequency offset compensating unit 26 provided in the digital signal processing unit 13 reduces the amount of frequency offset generated in the digital signal according to the frequency difference between the signal light and the local oscillation light to -B/2 or more and +B/2 or less.
  • the frequency offset amount in the range of -B/2 or more and +B/2 or less is compensated, and -B
  • compensation is performed so that the frequency offset amount of integral multiples of the symbol rate B is left.
  • the estimable range of the frequency offset amount estimator 31 becomes narrow.
  • the frequency offset amount can be adjusted to an integral multiple of the symbol rate B, that is, ⁇ (m+1)B. (However, m is an integer satisfying m ⁇ 0). In this case, when one symbol period T elapses, a phase rotation of 2m ⁇ is added to the next symbol, and the phase difference with the adjacent symbol becomes "0", enabling demodulation.
  • the estimation range of the frequency offset amount is -B/2 or more and +B/2 or less, where B is the symbol rate.
  • B is the symbol rate.
  • the optical receiver 1 uses the conventional frequency offset method, it is possible to reduce manufacturing costs. Even if the symbol rate B becomes low, it is possible to demodulate signal light with frequency offsets in the range of less than -B/2 and in the range of more than +B/2. It is possible to relax the requirement of frequency stability required for the light source used at the time, and to reduce the cost required for manufacturing the optical transmitter 2 .
  • the optical transmitter 2 corresponds to a transmitter provided in an ONU (Optical Network Unit) of the access network
  • the optical receiver 1 corresponds to , corresponds to a coherent receiver provided in an OLT (Optical Line Terminal) of an access network.
  • the transmitters provided in the ONUs of the access network are cheaper than the transmitters used in the core network.
  • the coherent receiver provided in the OLT can be shared by a plurality of users, so it can be costly, and high-performance equipment can be applied.
  • the symbol rate B generally used in access networks is assumed to be, for example, 10 GBaud to 25 GBaud.
  • the core network for example, signals of 25 GBaud to 60 GBaud are used. Therefore, when a signal with a symbol rate B of 10 GBaud to 25 GBaud is received using a receiver capable of receiving signals of 25 GBaud to 60 GBaud used in the core network, the electrical band Be of the receiver is changed from 25 GBaud to 60 GBaud. >B/2.
  • the estimable frequency offset amount is in the range of -5 GBaud or more and +5 GBaud or less.
  • 10 GBaud is, for example, XGS-PON (Passive Optical Network), NG (Next Generation)-PON2, 10G-EPON (Ethernet (registered trademark)-PON), etc.
  • 25 GBaud is, for example, This is the case of 50G-PON and the like.
  • 25 GBaud is, for example, the case of DP (Dual-Polarization)-QPSK 100 Gbps
  • 60 GBaud is the case of DP-16 QAM (Quadrature Amplitude Modulation) 400 Gbps.
  • FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the optical transmission system Aa according to the second embodiment. Also in FIG. 9, the connection lines indicated by the dashed-dotted lines are optical lines through which optical signals propagate, and the other connection lines are electric lines through which electrical signals propagate.
  • the same components as those of the optical transmission system A of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and different configurations will be described below.
  • the band limitation causes quality degradation in the received signal. Therefore, an estimation error occurs in the estimated frequency offset amount ⁇ f est calculated by the frequency offset amount estimating section 31 included in the frequency offset compensating section 26 .
  • the estimated error amount is detected, and the detected estimated error amount is used as an index indicating the degree of signal quality deterioration. It is determined whether or not it is close to the 12 electric band Be.
  • the wavelength of the signal light is changed.
  • the optical transmission system Aa includes an optical receiver 1a, an optical transmitter 2a, and an optical transmission line 3 and a communication line 4 that connect the optical receiver 1a and the optical transmitter 2a.
  • the communication line 4 is shown as an electric line, like the optical transmission line 3, it may be an optical line.
  • the optical transmission device 2a has the same configuration as the optical transmission device 2 of the first embodiment. A configuration is provided for changing the wavelength of the light source used when generating the light.
  • the optical receiver 1a includes a local oscillation light source 11, a receiver 12, and a digital signal processor 13a.
  • the digital signal processing unit 13a includes a clock recovery unit 23, a polarization dispersion compensation unit 24, a chromatic dispersion compensation unit 25, a frequency offset compensation unit 26, a residual frequency offset compensation unit 26a, a phase compensation unit 27, a demodulation unit 28, and a signal quality determination unit. It has a section 91 and a transmission wavelength change instructing section 92 .
  • the residual frequency offset compensation unit 26a has the same configuration as the frequency offset compensation unit 26 except that the output destination of the calculation unit 47 is connected to the compensation processing unit 32 and the signal quality determination unit 91. with the configuration of
  • a frequency offset amount estimator 31 included in the residual frequency offset compensator 26a estimates a residual frequency offset amount ⁇ fn based on the digital signal frequency offset-compensated by the frequency offset compensator 26 based on the estimated frequency offset amount ⁇ f est .
  • the residual frequency offset amount ⁇ f n is the estimated error amount included in the estimated frequency offset amount ⁇ f est calculated by the frequency offset amount estimating section 31 of the frequency offset compensating section 26, as described above.
  • the estimated frequency offset amount ⁇ f est is expressed as the sum of the actual frequency offset amount ⁇ f and the residual frequency offset amount ⁇ fn , which is the estimated error amount.
  • the above equation (3) is expressed as the following equation (4).
  • the post-compensation frequency offset amount ⁇ fc also includes the residual frequency offset amount ⁇ fn .
  • FIG. 11 shows the vector of the residual frequency offset compensator 26a when the frequency offset compensated digital signal based on the estimated frequency offset amount ⁇ f est is given to the frequency offset amount estimator 31 of the residual frequency offset compensator 26a.
  • 3 is a diagram showing three symbols included in the vector average ⁇ NA r (t) output by the averager 45 on the complex plane.
  • FIG. 11A shows the vector average ⁇ NA r ( t).
  • the direction will indicate the direction of the vector average ⁇ NA r (t).
  • FIG. 11B shows the vector average when the post-compensation frequency offset amount ⁇ f c is ⁇ f c ⁇ 0, ⁇ (m+1)B, that is, the residual frequency offset amount ⁇ f n having a value other than 0 is superimposed. It is the figure which showed ⁇ NA r (t).
  • the direction indicated by reference numeral 55a is the direction having an inclination corresponding to the residual frequency offset amount ⁇ fn . Therefore, by using the deflection angle of the vector averager 45 of the residual frequency offset compensator 26a, the residual frequency offset amount ⁇ fn can be calculated in the range of -B/2 or more and +B/2 or less.
  • the signal quality determining section 91 is connected to the calculating section 47 of the frequency offset amount estimating section 31 of the residual frequency offset compensating section 26a and takes in the residual frequency offset amount ⁇ fn calculated by the calculating section 47 .
  • the signal quality determination unit 91 uses the captured residual frequency offset amount ⁇ f n as an index indicating the degree of deterioration of the signal quality of the digital signal, and determines the digital signal based on the residual frequency offset amount ⁇ f n and a predetermined threshold value. Determine whether the signal quality is degraded.
  • the transmission wavelength change instruction unit 92 is connected to the communication line 4, and when the signal quality determination unit 91 determines that the signal quality of the digital signal is degraded, the transmission wavelength change instruction unit 92 transmits signal light to the optical transmission device 2a through the communication line 4. transmits an instruction signal instructing to change the wavelength of the
  • FIG. 12 is a flow chart showing the flow of processing by the residual frequency offset compensator 26a.
  • the residual frequency offset compensator 26a takes in the digital signal for which the frequency offset compensation has been performed by the frequency offset compensator 26 (step Sa1).
  • steps Sa2 to Sa6 the same processing as steps S2 to S6 shown in FIG. 4 is performed by the frequency offset amount estimator 31 of the residual frequency offset compensator 26a.
  • step Sa6 it is not the estimated frequency offset amount ⁇ f est but the residual frequency offset amount ⁇ f n that is calculated and output by the computing unit 47 .
  • the compensation processing unit 32 of the residual frequency offset compensating unit 26a takes in the other two-branched digital signal and the residual frequency offset amount ⁇ fn calculated and output by the computing unit 47 of the residual frequency offset compensating unit 26a.
  • the compensation processing unit 32 of the residual frequency offset compensating unit 26a performs frequency offset compensation on the received digital signal based on the received residual frequency offset amount ⁇ fn .
  • the compensation processing unit 32 of the residual frequency offset compensating unit 26a outputs the frequency offset-compensated digital signal to the phase compensating unit 27 (step Sa7).
  • FIG. 13 is a flow chart showing the flow of processing by the signal quality judgment section 91 and the transmission wavelength change instruction section 92.
  • the signal quality determining unit 91 determines the residual frequency offset amount ⁇ fn calculated and output by the calculating unit 47 of the frequency offset amount estimating unit 31 of the residual frequency offset compensating unit 26a in the process of step Sa6 of the flowchart shown in FIG. Take in (step Sa10).
  • the process of step Sa10 is a process performed in parallel with the process of step Sa7 in FIG.
  • the signal quality determination unit 91 uses the acquired residual frequency offset amount ⁇ f n as an index indicating the degree of deterioration of the signal quality of the digital signal, and determines whether the absolute value of the residual frequency offset amount ⁇ f n is equal to or greater than a predetermined threshold. (step Sa11).
  • step Sa11, No determines that the signal quality of the digital signal is not degraded and performs processing. exit.
  • step Sa11, Yes determines that the signal quality of the digital signal is degraded. and outputs a transmission instruction signal to the transmission wavelength change instruction section 92 .
  • the transmission wavelength change instruction unit 92 Upon receiving the transmission instruction signal from the signal quality determination unit 91, the transmission wavelength change instruction unit 92 transmits a wavelength change instruction signal instructing to change the wavelength of the signal light to the optical transmission device 2a via the communication line 4. (step Sa13), and the process ends.
  • the optical transmitter 2a Upon receiving the wavelength change instruction signal from the transmission wavelength change instruction unit 92 via the communication line 4, the optical transmitter 2a changes the wavelength of the signal light.
  • the wavelength change amount may be a fixed amount that is predetermined in the optical transmission device 2a to the extent that the wavelength of the signal light is finely adjusted, or may be determined according to the wavelength of the signal light at that time. It may be a variable amount determined by the optical transmitter 2a.
  • the optical receiver 1a may notify the optical transmitter 2a of the amount of change in wavelength corresponding to the magnitude of the absolute value of the residual frequency offset amount ⁇ fn in the following manner.
  • the signal quality determination unit 91 stores in its internal storage area a table that defines the amount of change in wavelength for each range of absolute values of the residual frequency offset amount ⁇ fn .
  • the table when outputting a transmission instruction signal to the transmission wavelength change instructing unit 92, the table is referenced to detect the wavelength change amount corresponding to the magnitude of the absolute value of the residual frequency offset amount ⁇ fn .
  • the signal quality determination unit 91 includes the detected amount of wavelength change in a transmission instruction signal and outputs the transmission instruction signal to the transmission wavelength change instruction unit 92 .
  • the transmission wavelength change instruction unit 92 includes the wavelength change amount contained in the transmission instruction signal in the wavelength change instruction signal and transmits the wavelength change instruction signal to the optical transmission device 2a.
  • the optical transmitter 2a Upon receiving the wavelength change instruction signal, the optical transmitter 2a reads the wavelength change amount included in the received wavelength change instruction signal, and changes the wavelength of the light source according to the read wavelength change amount. As a result, the optical transmitter 2a can change the wavelength of the signal light according to the magnitude of the absolute value of the residual frequency offset amount ⁇ fn .
  • the threshold value that the signal quality determination unit 91 refers to in the process of step Sa11 is selected in advance by, for example, the following method.
  • the relationship between the actual frequency offset amount ⁇ f normalized by the symbol rate B and the estimated error amount, that is, the absolute value of the residual frequency offset amount ⁇ fn is measured in advance, and a graph as shown in FIG. 14(a) is created. .
  • the absolute value of the residual frequency offset amount ⁇ fn corresponding to the frequency offset amount ⁇ f causing signal quality deterioration, ie, the value indicated by reference numeral 101 is selected as the threshold value.
  • the average value is calculated from the time-series data of the absolute value of the estimated error amount, that is, the residual frequency offset amount ⁇ fn , which is continuously measured in a steady state, that is, in a state where signal quality is not degraded, and the calculated average value is It may be selected as a threshold.
  • the signal quality judging section 91 determines that the residual frequency offset amount ⁇ f n is equal to or greater than the average value of the absolute values of the residual frequency offset amount ⁇ f n in the steady state. When the signal quality is degraded, it is determined that the signal quality is degraded.
  • the residual frequency offset compensator 26a corrects the estimated error amount caused by the signal quality degradation, that is, the residual frequency offset amount ⁇ f n is calculated, and the calculated residual frequency offset amount ⁇ fn is used as an index indicating deterioration of signal quality.
  • the signal quality determination unit 91 determines whether or not the signal quality is degraded based on the residual frequency offset amount ⁇ fn calculated by the residual frequency offset compensation unit 26a and a predetermined threshold value.
  • the transmission wavelength change instruction unit 92 determines that the signal quality determination unit 91 has degraded the signal quality
  • the wavelength of the signal light is changed to the optical transmission device 2a.
  • a wavelength change instruction signal instructing to change the wavelength is transmitted.
  • the optical transmission system Aa of the second embodiment it is possible to adjust the wavelength of the signal light of the optical transmitter 2a in accordance with the quality deterioration of the received signal, thereby improving the reception characteristics. Therefore, by using the configuration of the second embodiment described above, in addition to the effects of the optical transmission system A of the first embodiment, the frequency Stability requirements can be further relaxed, and the cost of the optical transmitter 2a can be reduced.
  • frequency offset compensation is performed based on the residual frequency offset amount ⁇ fn , transmission data can be demodulated with higher precision than in the first embodiment.
  • the residual frequency offset compensator 26a is also superimposed with an estimation error. Therefore, in order to reduce the estimation error, in the calculation of the vector averager 45 of the residual frequency offset compensator 26a, the value of N, which is the number of symbols to be averaged, is set to By setting the value to a large value, the estimation error superimposed by the residual frequency offset compensator 26a may be reduced, and the estimation accuracy may be improved.
  • the timing detection unit 41 of the frequency offset amount estimation unit 31 provided in the residual frequency offset compensation unit 26a does not detect the leading position of the training symbol sequence from the digital signal, but the frequency offset compensation unit The start position of the training symbol sequence in the digital signal detected by the timing detector 41 of the frequency offset amount estimator 31 provided in 26 may be used. In this case, the start position of the training symbol sequence detected by the timing detection unit 41 of the frequency offset amount estimation unit 31 included in the frequency offset compensation unit 26 is determined by the timing detection unit of the frequency offset amount estimation unit 31 included in the residual frequency offset compensation unit 26a. An electric line for notification to notify 41 is required.
  • the signal quality determination unit 91 calculates the SNR based on the residual frequency offset amount ⁇ f n , and based on the calculated SNR and a predetermined threshold value for the SNR, It may be determined whether or not the signal quality is degraded.
  • the signal quality determination unit 91 may output the determination result to an external device such as a display device connected to the optical receiver 1a.
  • the phase compensator 27 may include the residual frequency offset compensator 26a therein.
  • FIG. 15 is a block diagram showing the configuration of an optical transmission system Ab, which is another configuration example of the second embodiment. Also in FIG. 15, the connection lines indicated by dashed lines are optical lines through which optical signals propagate, and the other connection lines are electric lines through which electrical signals are propagated.
  • the optical transmission system Ab the same components as those of the optical transmission systems A and Aa of the first and second embodiments are denoted by the same reference numerals, and different configurations will be described below.
  • the optical transmission system Ab includes an optical receiver 1b, an optical transmitter 2a, and an optical transmission line 3 and a communication line 4 that connect the optical receiver 1b and the optical transmitter 2a.
  • the communication line 4 is shown as an electric line also in the optical transmission system Ab, it may be an optical line as in the case of the optical transmission system Aa.
  • the optical receiver 1b includes a local oscillation light source 11, a receiver 12, and a digital signal processor 13b.
  • the digital signal processing unit 13b includes a clock recovery unit 23, a polarization dispersion compensation unit 24, a chromatic dispersion compensation unit 25, a frequency offset compensation unit 26, a phase compensation unit 27, a demodulation unit 28, a signal quality determination unit 91b, and a transmission wavelength change instruction.
  • a portion 92 is provided.
  • the signal quality determination unit 91b is connected to the output side of the phase compensation unit 27 and takes in the digital signal phase-compensated by the phase compensation unit 27.
  • the signal quality determination unit 91b calculates an error vector amplitude (hereinafter referred to as "EVM" (Error Vector Magnitude)) based on the captured digital signal.
  • EVM Error Vector Magnitude
  • the signal quality determination unit 91b uses the calculated EVM as an index indicating the degree of deterioration of the signal quality of the digital signal, and determines whether the signal quality of the digital signal is degraded based on the EVM and a predetermined threshold value. do.
  • the signal quality determination unit 91 b outputs a transmission instruction signal to the transmission wavelength change instruction unit 92 when determining that the signal quality of the digital signal is degraded.
  • the signal quality determination unit 91b uses EVM instead of the residual frequency offset amount ⁇ fn to perform the same processing as steps Sa10 and Sa11 in FIG. 13 performed by the signal quality determination unit 91.
  • FIG. 1 the signal quality determination unit 91b uses EVM instead of the residual frequency offset amount ⁇ fn to perform the same processing as steps Sa10 and Sa11 in FIG. 13 performed by the signal quality determination unit 91.
  • the wavelength of the signal light of the optical transmission device 2a can be adjusted in accordance with the quality deterioration of the received signal.
  • the requirements for the frequency stability of the light source used to generate the signal light included in the optical transmission device 2a can be relaxed. It becomes possible to reduce the cost of 2a.
  • the signal quality determination unit 91b calculates the SNR from the calculated EVM, and the signal quality of the digital signal deteriorates based on the calculated SNR and a predetermined threshold value for the SNR. You may make it determine whether it is carrying out.
  • the signal quality determination unit 91b may output the determination result to an external device such as a display device connected to the optical receiver 1b.
  • the optical receiver 1b may notify the optical transmitter 2a of the amount of change in wavelength corresponding to the magnitude of the EVM. .
  • the signal quality determination unit 91b calculates an index indicating signal quality other than EVM based on the captured digital signal, and determines the signal quality of the digital signal based on the calculated index and a predetermined threshold value for the index. is degraded.
  • the signal quality determination unit 91 of the optical transmission system Aa described above calculates the EVM from the digital signal phase-compensated by the phase compensation unit 27 like the signal quality determination unit 91b of the optical transmission system Ab, and the residual frequency offset amount ⁇ f n and Both EVM may be used to determine whether the signal quality of the digital signal is degraded, or the signal-to-noise ratio is calculated from both the residual frequency offset amount ⁇ f n and EVM, and Based on the obtained signal-to-noise ratio, it may be determined whether or not the signal quality of the digital signal is degraded.
  • the optical transmitters 2 and 2a modulate the transmission data by the polarization multiplexing QPSK method.
  • each of the optical receivers 1, 1a, and 1b is modulated by the receiving section 12 corresponding to the modulation scheme of the optical transmitters 2 and 2a facing each other, that is, by the modulation scheme of the optical transmitters 2 and 2a.
  • a receiver 12 is provided for converting the signal light into a digital signal.
  • the frequency offset amount of the frequency offset amount estimator 31 of the frequency offset compensator 26 included in the optical receivers 1, 1a, and 1b of the first and second embodiments and the frequency offset amount of the residual frequency offset compensator 26a included in the optical receiver 1a As the estimating unit 31, an example using a method based on differential detection shown in Non-Patent Document 3 has been described. If there is, any method may be used, for example, the methods disclosed in Non-Patent Documents 1 and 2 may be used.
  • the range of the estimable frequency offset amount is narrower than the range of ⁇ B/2 or more and +B/2 or less, compensation Since the post-frequency offset amount ⁇ f c does not become an integral multiple of the symbol rate B and is affected by phase rotation, such a conventional method cannot be used.
  • the polarization phase diversity receiver 10 included in the optical receivers 1, 1a, and 1b of the first and second embodiments may be a receiver that performs only polarization diversity, or performs only phase diversity. It may be a receiver.
  • the optical receivers 1, 1a, and 1b of the first and second embodiments described above are provided with the frequency offset compensator 26 after the chromatic dispersion compensator 25. may be provided with a frequency offset compensator 26 .
  • the optical receiver 1a may be provided with a frequency offset compensator 26 and a residual frequency offset compensator 26a before the chromatic dispersion compensator 25.
  • step Sa11 determination processing using inequality signs with equal signs is performed in the processing shown in step Sa11.
  • the present invention is not limited to this embodiment. may be replaced with the determination process.
  • the digital signal processing units 13, 13a, and 13b in the above-described embodiments may be realized by computers.
  • a program for realizing this function may be recorded in a computer-readable recording medium, and the program recorded in this recording medium may be read into a computer system and executed.
  • the "computer system” referred to here includes hardware such as an OS and peripheral devices.
  • the term "computer-readable recording medium” refers to portable media such as flexible discs, magneto-optical discs, ROMs and CD-ROMs, and storage devices such as hard discs incorporated in computer systems.
  • “computer-readable recording medium” means a medium that dynamically retains a program for a short period of time, like a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. It may also include something that holds the program for a certain period of time, such as a volatile memory inside a computer system that serves as a server or client in that case. Further, the program may be for realizing a part of the functions described above, or may be capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in the computer system. It may be implemented using a programmable logic device such as an FPGA (Field Programmable Gate Array).
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • SYMBOLS 1 ... Optical receiver, 2... Optical transmitter, 3... Optical transmission line, A... Optical transmission system, 12... Receiver, 13... Digital signal processor, 21... Polarization phase diversity receiver, 22... AD converter , 22-1 to 22-4 ADC, 23 Clock recovery unit 24 Polarization dispersion compensation unit 25 Wavelength dispersion compensation unit 26 Frequency offset compensation unit 27 Phase compensation unit 28 Demodulation unit

Landscapes

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Abstract

電気帯域の範囲が－Ｂｅから＋Ｂｅの範囲であってＢｅ＞Ｂ／２である受信部が、送信データを光変調することにより生成されたシンボルレートＢの信号光を受光し、信号光と、局部発振光源が生成する局部発振光とを干渉させることによりデジタルコヒーレント受信を行って信号光を電気のデジタル信号に変換して出力し、デジタル信号処理部が備える周波数オフセット補償部が、信号光と局部発振光との間の周波数差に応じてデジタル信号において生じる周波数オフセット量を－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲で推定し、推定した周波数オフセット量に基づいてデジタル信号に対して周波数オフセット補償することにより、－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲の周波数オフセット量を補償し、かつ－Ｂ／２未満の範囲及び＋Ｂ／２を超える範囲の周波数オフセット量の場合にシンボルレートＢの整数倍の周波数オフセット量を残すように補償する。

Description

光受信装置及び周波数オフセット補償方法
　本発明は、光受信装置及び周波数オフセット補償方法に関する。
　従来の光デジタルコヒーレント受信方式が適用された光受信装置は、光送信装置が送信する信号光を受光し、受光した信号光と、局部発振光源が生成する局部発振光（以下「ローカル光」ともいう）とを干渉させることにより、信号光の電界成分とローカル光の電界成分とのビート成分を生成する。光受信装置が受光する信号光が、例えば、偏波多重ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)方式で変調された信号光である場合、Ｘ偏波とＹ偏波の各々がＩ(In-phase)成分とＱ(Quadrature)成分とを含むことになる。光受信装置は、信号光をＸ偏波とＹ偏波に分離した後に、各々の偏波のビート成分を生成させることにより、Ｘ偏波のＩ成分とＱ成分及びＹ偏波のＩ成分とＱ成分を検出する。光受信装置は、生成したビート成分を光電変換してＸ偏波のＩ成分とＱ成分及びＹ偏波のＩ成分とＱ成分の各々に対応する４つのアナログの電気信号を生成する。
　４つのアナログの電気信号の各々は、ＡＤＣ（Analog-to-Digital Converter）によって電気信号のデジタル信号に変換され、変換されたデジタル信号は、デジタル信号処理回路によって劣化等が補償された後、送信データに復調される。このように、光デジタルコヒーレント受信方式を用いることにより、ローカル光による増幅の効果と、デジタル信号処理回路による信号品質補償の効果とが得られるため、高い品質の送信データが復調できることになる。
　光デジタルコヒーレント受信方式を用いる場合、図１６（ａ）に示すように、信号光の波長と、ローカル光の波長の間、すなわち、信号光の周波数と、ローカル光の周波数との間に差が存在すると、光受信装置が受信する受信信号において周波数オフセットと呼ばれる位相回転と雑音が生じる。ここで、周波数オフセットによる位相回転とは、例えば、光送信装置において、ＱＰＳＫ変調が行われている場合、図１６（ｂ）に示すように、ＩＱ平面上において、ＱＰＳＫ変調により生成される４つのシンボル２０１，２０２，２０３，２０４の位相に回転が生じ、それぞれシンボル２０１ａ，２０２ａ，２０３ａ，２０４ａの位相に移動してしまうことをいう。
　この周波数オフセットを補償するために、光受信装置のデジタル信号処理回路において、周波数オフセット補償回路を備えるようにし、周波数オフセット補償回路を用いて、周波数オフセット量を推定する。周波数オフセット補償回路が、推定した周波数オフセット量に基づいて、周波数オフセットによる回転方向とは逆の方向に位相回転させることで、図１６（ｃ）に示すようにシンボル２０１ａ，２０２ａ，２０３ａ，２０４ａの位相を、元のシンボル２０１，２０２，２０３，２０４の位相に戻すことができ、周波数オフセットによる信号品質の劣化を補償することができる。
Xian Zhou, Xue Chen, Keping Long, "Wide－Range Frequency Offset Estimation Algorithm for Optical Coherent Systems Using Training Sequence", IEEE Photonics Technology Letters, VOL. 24, NO. 1, pp82－84, JANUARY 1 2012 Lei Li, Zhenning Tao, Shoichiro Oda, Takeshi Hoshida, Jens C. Rasmussen, "Wide－range, Accurate and Simple Digital Frequency Offset Compensator for Optical Coherent Receivers", OSA Technical Digest (CD) (Optical Society of America, 2008), paper OWT4 Ryo Koma, Masamichi Fujiwara, Ryo Igarashi, Takuya Kanai, Jun－ichi Kanai, and Akihiro Otaka, "Wide Range Carrier Frequency Offset Estimation Method using Training Symbols with Asymmetric Constellations for Burst－Mode Coherent Reception", OSA(Optical Society of America) Technical Digest (online) (OSA, 2018), paper M3B.5
　Ｍ－ＰＳＫ変調方式（ここで、Ｍは、多値度であり、ｋを１以上の整数とした場合、Ｍ＝２ｋである）に対する従来の周波数オフセット補償方式では、例えば、非特許文献１～３に示されるように、推定可能な周波数オフセット量の範囲は、信号光のボーレート、すなわち、シンボルレートをＢとした場合、－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲となる。したがって、シンボルレートＢに応じて推定可能な範囲が異なることになる。
　これまでのコアネットワーク等において実用化されてきた光伝送システムでは、シンボルレートＢが、光受信装置の電気帯域Ｂｅに略一致している前提で構成されていた。そのため、推定可能な周波数オフセット量の範囲は、－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲で十分であった。
　近年、アクセスネットワークに対して光デジタルコヒーレント受信方式を適用することが進められている。アクセスネットワークでは、経済性が重視され、更に、コアネットワークよりシンボルレートの低い信号が送受信されることが予想される。シンボルレートが低くなると、推定可能な周波数オフセット量の範囲も狭くなり、大きな周波数オフセットが生じないように、信号光の生成に用いられる光送信装置側の光源に要求される周波数安定性の要件が厳しくなり、コストが高くなるという問題がある。
　上記事情に鑑み、本発明は、シンボルレートＢが低くなった場合であっても信号光を生成する際に用いられる光送信装置側の光源に要求される周波数安定性の要件を緩和して、低コストでの周波数オフセット補償を行うことができる技術の提供を目的としている。
　本発明の一態様は、局部発振光を生成する局部発振光源と、送信データを光変調することにより生成されたシンボルレートＢの信号光を受光し、受光した前記信号光と、前記局部発振光源が生成する前記局部発振光とを干渉させることによりデジタルコヒーレント受信を行って前記信号光を電気のデジタル信号に変換して出力する受信部であって電気帯域の範囲が－Ｂｅから＋Ｂｅの範囲であってＢｅ＞Ｂ／２である受信部と、前記受信部が出力する前記デジタル信号から前記送信データを復調するデジタル信号処理部と、を備え、前記デジタル信号処理部は、前記信号光と前記局部発振光との間の周波数差に応じて前記デジタル信号において生じる周波数オフセット量を－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲で推定し、推定した前記周波数オフセット量に基づいて前記デジタル信号に対して周波数オフセット補償することにより、－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲の周波数オフセット量を補償し、かつ－Ｂ／２未満の範囲及び＋Ｂ／２を超える範囲の周波数オフセット量の場合にシンボルレートＢの整数倍の周波数オフセット量を残すように補償する周波数オフセット補償部を備える光受信装置である。
　本発明の一態様は、局部発振光源が、局部発振光を生成し、電気帯域の範囲が－Ｂｅから＋Ｂｅの範囲であってＢｅ＞Ｂ／２である受信部が、送信データを光変調することにより生成されたシンボルレートＢの信号光を受光し、受光した前記信号光と、前記局部発振光源が生成する前記局部発振光とを干渉させることによりデジタルコヒーレント受信を行って前記信号光を電気のデジタル信号に変換して出力し、前記受信部が出力する前記デジタル信号から前記送信データを復調するデジタル信号処理部が備える周波数オフセット補償部が、前記信号光と前記局部発振光との間の周波数差に応じて前記デジタル信号において生じる周波数オフセット量を－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲で推定し、推定した前記周波数オフセット量に基づいて前記デジタル信号に対して周波数オフセット補償することにより、－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲の周波数オフセット量を補償し、かつ－Ｂ／２未満の範囲及び＋Ｂ／２を超える範囲の周波数オフセット量の場合にシンボルレートＢの整数倍の周波数オフセット量を残すように補償する、周波数オフセット補償方法である。
　本発明により、シンボルレートＢが低くなった場合であっても信号光を生成する際に用いられる光送信装置側の光源に要求される周波数安定性の要件を緩和して、低コストでの周波数オフセット補償を行うことが可能になる。
第１の実施形態の光伝送システムの構成を示すブロック図である。 第１の実施形態の光受信装置の受信帯域を示す図である。 第１の実施形態の周波数オフセット補償部の内部構成を示すブロック図である。 第１の実施形態の周波数オフセット補償部による処理の流れを示すフローチャートである。 第１の実施形態における周波数オフセット量の算出過程を説明する図である。 第１の実施形態の周波数オフセット補償部による周波数オフセット補償を説明するための図である。 第１の実施形態における推定周波数オフセット量及び補償後周波数オフセット量の各々と、実際の周波数オフセット量との関係を示すグラフである。 第１の実施形態の光受信装置を用いたシミュレーション結果を示す図である。 第２の実施形態の光伝送システムの構成を示すブロック図である。 第２の実施形態の残留周波数オフセット補償部の内部構成を示すブロック図である。 第２の実施形態における残留周波数オフセット量の算出過程を説明する図である。 第２の実施形態の残留周波数オフセット補償部による処理の流れを示すフローチャートである。 第２の実施形態の信号品質判定部及び送信波長変更指示部による処理の流れを示すフローチャートである。 第２の実施形態の信号品質判定部において参照される閾値の定め方を説明する図である。 第２の実施形態の光伝送システムの他の構成例を示すブロック図である。 周波数オフセットについて説明する図である。
（第１の実施形態）
　以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。図１は、本発明の一実施形態である第１の実施形態による光伝送システムＡの構成を示すブロック図である。図１において、一点鎖線で示す接続線は光信号が伝搬する光回線であり、それ以外の接続線は電気信号が伝搬する電気回線である。
　光伝送システムＡは、光受信装置１及び光送信装置２を備える。光受信装置１と光送信装置２とは、光伝送路３を介して接続される。光伝送路３は、例えば、光ファイバ伝送路などが適用される。光送信装置２は、信号光を生成するＬＤ（Laser Diode）などの光源を備える。光送信装置２は、電気のデジタル信号である送信データを、例えば偏波多重ＱＰＳＫ方式で変調して、信号光を生成し、生成した信号光を、光伝送路３を通じて光受信装置１に送信する。
　光受信装置１は、局部発振光源１１、受信部１２及びデジタル信号処理部１３を備える。局部発振光源１１は、例えば、ＬＤであり、予め定められる波長λの局部発振光であるローカル信号を生成する。
　受信部１２は、偏波位相ダイバーシティ受信機２１と、ＡＤ（Analog-to-Digital）変換部２２とを備える。偏波位相ダイバーシティ受信機２１は、光伝送路３に接続し、光伝送路３を通じて光送信装置２が送信するシンボルレートＢの信号光を受光してデジタルコヒーレント受信を行い、受光した信号光を電気のアナログ信号に変換する。
　より詳細には、偏波位相ダイバーシティ受信機２１は、受光した信号光をＸ偏波とＹ偏波に分離する。偏波位相ダイバーシティ受信機２１は、分離したＸ偏波とＹ偏波の信号光の各々と、局部発振光源１１が生成するローカル信号とを干渉させて、信号光の電界成分ＥＳとローカル信号の電界成分ＥＬＯのビート成分を生成する。偏波位相ダイバーシティ受信機２１は、生成したビート成分からＸ偏波のＩ成分とＱ成分及びＹ偏波のＩ成分とＱ成分を検出する。偏波位相ダイバーシティ受信機２１は、検出したＸ偏波のＩ成分とＱ成分及びＹ偏波のＩ成分とＱ成分の各々に対応する４つの光信号を光電変換して、４つの電気のアナログ信号を生成する。
　ＡＤ変換部２２は、Ｘ偏波のＩ成分とＱ成分及びＹ偏波のＩ成分とＱ成分の各々に対応する４つのＡＤＣ２２－１，２２－２，２２－３，２２－４を備える。ＡＤＣ２２－１，２２－２，２２－３，２２－４の各々は、偏波位相ダイバーシティ受信機２１が生成した各々に対応する電気のアナログ信号を取り込み、取り込んだアナログ信号を電気のデジタル信号に変換する。
　ここで、受信部１２の電気帯域を「Ｂｅ」で表すと、受信部１２の受信帯域は、図２に示すように「λ－Ｂｅ」から「λ＋Ｂｅ」の範囲となり、この場合、電気帯域Ｂｅと、シンボルレートＢとの間には、電気帯域Ｂｅが、シンボルレートＢの半分を超過している関係、すなわちＢｅ＞Ｂ／２になっている関係がある。
　デジタル信号処理部１３は、クロックリカバリ部２３、偏波分散補償部２４、波長分散補償部２５、周波数オフセット補償部２６、位相補償部２７及び復調部２８を備える。クロックリカバリ部２３は、例えば、サンプリング周波数補償回路である。クロックリカバリ部２３は、光送信装置２と光受信装置１の間における基準クロックの違い、例えば、光送信装置２と、光受信装置１の各々が備える水晶発振器の発振周波数誤差によって生じるサンプリング周波数の違いを補償する。クロックリカバリ部２３は、ＡＤＣ２２－１，２２－２，２２－３，２２－４の各々が出力する４つのデジタル信号に対して補償を行った後、４つのデジタル信号を結合する。
　偏波分散補償部２４は、クロックリカバリ部２３が結合したデジタル信号に対して、光伝送路３を伝搬する間に生じた偏波分散を補償する。波長分散補償部２５は、偏波分散補償部２４が偏波分散補償したデジタル信号に対して、光伝送路３を伝搬する間に生じた波長分散を補償する。
　周波数オフセット補償部２６は、波長分散補償部２５が波長分散補償したデジタル信号に含まれるトレーニングシンボル系列に基づいて、－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲で周波数オフセット量を推定する。以下、推定した周波数オフセット量を、推定周波数オフセット量ともいう。周波数オフセット補償部２６は、推定周波数オフセット量に基づいてデジタル信号に対して周波数オフセット補償を行う。より詳細には、周波数オフセット補償部２６は、デジタル信号に含まれるシンボルの各々に対して、周波数オフセットによる回転方向とは逆の方向に、推定周波数オフセット量に応じた位相回転を加えることにより周波数オフセット補償を行う。
　例えば、非特許文献３に示される差動検波に基づく方式を用いる場合、周波数オフセット補償部２６は、図３に示す内部構成を備えることになる。周波数オフセット補償部２６は、周波数オフセット量推定部３１と、補償処理部３２とを備える。周波数オフセット量推定部３１は、タイミング検出部４１、遅延器４２、複素共役器４３、乗算器４４、ベクトル平均器４５、偏角器４６及び演算部４７を備える。
　波長分散補償部２５が波長分散補償したデジタル信号には、予め定めらえるトレーニングシンボル系列が書き込まれるプリアンブルの部分と、プリアンブルの後に続くペイロードの部分とが存在する。光送信装置２が送信する送信データに対応するデータ系列は、ペイロードの部分に書き込まれている。タイミング検出部４１は、デジタル信号のプリアンブルの部分からトレーニングシンボル系列の先頭位置を検出する。タイミング検出部４１は、検出したトレーニングシンボル系列の先頭位置に基づいて、デジタル信号からトレーニングシンボル系列を読み出して１シンボル周期ごとに１シンボルずつ順次出力する。以下、シンボル周期を「Ｔ」で表すものとする。なお、Ｔ＝１／Ｂである。
　遅延器４２は、取り込んだシンボルを１シンボル周期Ｔ遅延させて出力する。複素共役器４３は、取り込んだシンボルの複素共役を生成する。乗算器４４は、取り込んだ２つのシンボルを乗算することにより、差動検波を行ってベクトルを算出する。ベクトル平均器４５は、予め定められる個数のＮ個のベクトルの総和を算出することによりベクトル平均を算出する。ここで、Ｎは、シンボルの平均化数であり、トレーニングシンボル系列の系列長の範囲内で予め定められる。偏角器４６は、ベクトル平均の偏角を算出する。演算部４７は、偏角器４６が算出したベクトル平均の偏角に基づいて、推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔを算出する。
　補償処理部３２は、演算部４７が算出した推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔに基づいてデジタル信号に対して周波数オフセット補償を行う。
　図１に戻り、位相補償部２７は、周波数オフセット補償部２６が周波数オフセット補償したデジタル信号に基づいて、信号光と、ローカル信号の光の位相差である位相オフセット成分を検出する。位相補償部２７は、周波数オフセット補償部２６が周波数オフセット補償したデジタル信号から、検出した位相オフセット成分を除去して位相補償を行う。これにより、デジタル信号のペイロードに含まれるデータ系列において、送信データのコンスタレーションが再現される。
　復調部２８は、位相補償部２７が位相補償したデジタル信号に含まれるデータ系列において再現された送信データのコンスタレーションから送信データを復調する。
（第１の実施形態の周波数オフセット補償部による処理）
　次に、第１の実施形態の光受信装置１の周波数オフセット補償部２６による処理について説明する。図４は、周波数オフセット補償部２６による処理の流れを示すフローチャートである。
　波長分散補償部２５は、波長分散補償したデジタル信号を周波数オフセット補償部２６に出力する。波長分散補償部２５が波長分散補償したデジタル信号は、周波数オフセット補償部２６の内部で２分岐し、一方が周波数オフセット量推定部３１に送られ、他方が補償処理部３２に送られる。周波数オフセット量推定部３１のタイミング検出部４１は、２分岐された一方のデジタル信号を取り込む（ステップＳ１）。
　タイミング検出部４１は、取り込んだデジタル信号のプリアンブルの部分からトレーニングシンボル系列の先頭位置を検出する。タイミング検出部４１は、検出したトレーニングシンボル系列の先頭位置に基づいて、デジタル信号からトレーニングシンボル系列を読み出し、読み出したトレーニングシンボル系列に含まれる複数のシンボルを１シンボル周期Ｔごとに１シンボルずつ順次出力する（ステップＳ２）。ここで、トレーニングシンボル系列における時刻ｔのシンボルをａｒ（ｔ）とし、時刻ｔは、シンボル周期Ｔごとの時刻であるとする。
　タイミング検出部４１が順次出力するシンボルａｒ（ｔ）は２分岐され、一方が乗算器４４に送られ、他方が遅延器４２に送られる。遅延器４２は、２分岐された他方のシンボルを取り込む。遅延器４２は、取り込んだシンボルを１シンボル周期Ｔ遅らせて出力する。複素共役器４３は、遅延器４２が出力するシンボルの複素共役を生成して乗算器４４に出力する。乗算器４４は、２分岐された一方のシンボルと、複素共役器４３が出力する１シンボル周期Ｔ遅延したシンボルの複素共役のシンボルとを乗算することにより、差動検波を行って次式（１）で表されるベクトルＡｒ（ｔ）を算出する（ステップＳ３）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）に示すように、ベクトルＡｒ（ｔ）は、位相成分、すなわちｅｘｐの式で近似することができる。式（１）において、ｅｘｐの括弧内の第１項は、変調成分であり、第２項は、周波数オフセット成分であり、第３項は、位相雑音成分である。
　ベクトル平均器４５は、乗算器４４が算出して出力するベクトルＡｒ（ｔ）を取り込み、取り込んだベクトルＡｒ（ｔ）のうち予め定められる個数であるＮ個のベクトルＡｒ（ｔ）の総和を算出することによりベクトル平均を算出する（ステップＳ４）。以下、ベクトル平均器４５が算出するベクトルＡｒ（ｔ）のベクトル平均を「ΣＮＡｒ（ｔ）」として記載する。
　ここで、トレーニングシンボル系列に含まれる複数のシンボルの各々は、例えば、ＱＰＳＫの４値のシンボルの位相が、差動検波後にｎπ／２（ただし、ｎ＝１，２，３である）の３つの位相のいずれかになるように光送信装置２において予め差動符号化されている。そのため、ベクトル平均器４５が、ベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）を算出するとｎ＝１，３の第１項の変調成分が打ち消されることになる。また、トレーニングシンボル系列に含まれる複数のシンボルの各々は、周波数オフセットが発生していない場合に、差動検波後にベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）を算出すると、位相が「π」になるように光送信装置２において予め差動符号化されている。
　ベクトル平均器４５が算出するベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）に含まれるシンボルを、周波数オフセット量Δｆが、Δｆ＝０，Ｂ／８，－Ｂ／８の各々の場合について複素平面上で示すと、それぞれ図５（ａ），（ｂ），（ｃ）のようになる。図５（ａ），（ｂ），（ｃ）において、符号５１の位相がベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）のｎ＝１のシンボルの位相であり、符号５２の位相がｎ＝２のシンボルの位相であり、符号５３の位相がｎ＝３のシンボルの位相である（以下それぞれ「シンボル５１」、「シンボル５２」、「シンボル５３」という）。したがって、ｎ＝１のシンボル５１と、ｎ＝３のシンボル５３とは打ち消しあい、原点から見たｎ＝２のシンボル５２が存在する方向、すなわち符号５５で示す方向が、ベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）の方向を示すことになる。
　図５（ａ）は、周波数オフセット量Δｆ＝０の場合であるため、符号５５で示すベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）の方向は、実数軸に沿った方向、すなわち、位相「π」の方向になる。図５（ｂ），（ｃ）は、それぞれ周波数オフセット量Δｆ＝Ｂ／８，－Ｂ／８である。そのため、符号５５で示すベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）の方向は、周波数オフセット量Δｆに応じた傾きのある方向になる。したがって、ベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）の偏角を利用することによって、推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔを算出することができることになる。
　偏角器４６は、ベクトル平均器４５が算出して出力するベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）の偏角、すなわち、ａｒｇ（ΣＮＡｒ（ｔ））を算出する。偏角器４６は、算出したベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）の偏角を演算部４７に出力する（ステップＳ５）。演算部４７は、偏角器４６が出力するベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）の偏角を取り込む。トレーニングシンボル系列は、ベクトル平均器４５がＮ個のベクトルの総和を算出すると、ベクトルＡｒ（ｔ）の位相成分の第３項である位相雑音は、ほぼ「０」になる。また、上記したように、周波数オフセット量Δｆ＝０の場合、ベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）の偏角は、「π」になる。そのため、演算部４７は、次式（２）に示す演算を行い、演算結果を推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔとする。次式（２）に示す演算は、ベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）の偏角から「π」を減算した上で、２πＴで除算する演算である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　演算部４７は、推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔを補償処理部３２に出力する（ステップＳ６）。補償処理部３２は、２分岐された他方のデジタル信号と、演算部４７が出力する推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔとを取り込む。補償処理部３２は、取り込んだ推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔに基づいて、取り込んだデジタル信号に対して周波数オフセット補償を行う。補償処理部３２は、周波数オフセット補償したデジタル信号を位相補償部２７に出力する（ステップＳ７）。
（周波数オフセット量が推定範囲を超えている場合についての説明）
　光受信装置１が受光する信号光と、局部発振光源１１が出力するローカル光との波長差、すなわち実際の周波数オフセット量Δｆが、－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲に含まれない場合、周波数オフセット量推定部３１は、－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲でしか推定することができないため、誤った周波数オフセット量を推定していることになる。
　例えば、図６（ａ）に示すように、実際の周波数オフセット量Δｆが「＋３Ｂ／４」である場合、周波数オフセット量推定部３１は、推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔとして「－Ｂ／４」を算出することになる。この場合、補償処理部３２は、「－Ｂ／４」分の周波数オフセット量を補償するために、逆方向の「＋Ｂ／４」分の位相回転を加えて補償を行うことになる。
　この周波数オフセット補償の過程を、図６（ｂ）に示すトレーニングシンボル系列のベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）に含まれるシンボル５２を例として説明する。シンボル５２には、符号６２の一点鎖線の矢印で示す「＋３Ｂ／４」の周波数オフセットが存在している。補償処理部３２は、符号６１の破線の矢印で示す「－Ｂ／４」の推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔに対して逆向きの「＋Ｂ／４」の周波数オフセット補償を行う。そのため、シンボル５２の周波数オフセット量は、符号６３の実線の矢印で示すように「Ｂ」（＝３Ｂ／４＋Ｂ／４）になる。以下、この符号６３で示される周波数オフセット量を、補償後周波数オフセット量Δｆｃという。
　この状態を、図６（ｃ）に示すように波長軸上で観察すると、例えば、実際の周波数オフセット量Δｆが－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲である「－Ｂ／４」である場合（図６（ｃ）に示す「信号光１」の場合）、信号光の中心波長は、補償処理部３２による補償の後に「λ－Ｂ／４」からローカル信号の中心波長である「λ」に変わることになる。これが、いわゆる周波数オフセット補償である。これに対して、信号光の実際の周波数オフセット量Δｆが、上記した例の「＋３Ｂ／４」である場合（図６（ｃ）に示す「信号光２」の場合）、信号光の中心波長は、補償処理部３２による補償の後に「λ＋３Ｂ／４」から「λ＋Ｂ」に変わることになる。
　周波数オフセット量Δｆ＝＋３Ｂ／４の周波数オフセットが生じているデジタル信号に対して上記の周波数オフセット補償が行われた後のデジタル信号に含まれるデータ系列の任意のシンボル７１と、シンボル７１に隣接する隣接シンボル７２とは、以下のような関係になる。時刻ｔ＝０において、シンボル７１の位相が図６（ｄ１）に示す位置である場合、１シンボル周期Ｔ経過後の時刻ｔ＝Ｔになると、隣接シンボル７２の位相は、図６（ｄ２）に示すように２π回転して、シンボル７１と同一の位相になる。したがって、隣接シンボル間の位相差は「０」になり、周波数オフセットの影響を受けることなく復調することができることになる。
　実際の周波数オフセット量Δｆと、補償後周波数オフセット量Δｆｃとの関係を一般化して式で示すと、次式（３）として示すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式（３）において、ｍは、ｍ≧０の整数、すなわち、０、または、自然数である。式（３）に示されるように補償後周波数オフセット量Δｆｃは、常にシンボルレートＢの整数倍になる。１シンボル周期Ｔ経過後に、シンボルの位相は、２ｍπ回転することになり、隣接シンボル間の位相差は「０」になるので、いずれの場合にも周波数オフセットの影響を受けることなく復調することができる。ただし、周波数オフセット量Δｆが、受信部１２の受信帯域を超えてしまうと、ＡＤＣ２２－１～２２－４が取り込む電気のアナログ信号の帯域が、受信帯域外になる。そのため、ＡＤＣ２２－１～２２－４は、アナログ信号をデジタル信号に変換することができないことから、光受信装置１が受信可能な周波数オフセット量Δｆは、受信部１２の受信帯域の範囲内に制限されることになる。
　図７は、推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔ及び補償後周波数オフセット量Δｆｃの各々と、実際の周波数オフセット量Δｆとの関係を示すグラフである。図７（ａ）において、横軸は、シンボルレートＢで正規化した実際の周波数オフセット量Δｆを示しており、縦軸は、シンボルレートＢで正規化した推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔを示している。なお、グラフ中の破線は、推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔと、実際の周波数オフセット量Δｆとが一致している場合を示している。図７（ａ）の実線のグラフより、推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔは、－０．５以上であって０．５以下の範囲、すなわち－Ｂ／以上であって＋Ｂ／２以下の範囲で推定されていることが分かる。
　図７（ｂ）において、横軸は、シンボルレートＢで正規化した実際の周波数オフセット量Δｆを示しており、縦軸は、シンボルレートＢで正規化した補償後周波数オフセット量Δｆｃを示している。図７（ｂ）の実線のグラフより、補償後周波数オフセット量Δｆｃは、全てがシンボルレートＢの整数倍になっていることが分かる。
　図８（ａ）は、第１の実施形態の光受信装置１に対して、幾つかの周波数オフセット量Δｆを有するデジタル信号を受信させるシミュレーションを行った場合のビットエラーレート（以下「ＢＥＲ」(Bit Error Rate)という）の特性を示すグラフである。
　シミュレーションの前提として、受信部１２が備える偏波位相ダイバーシティ受信機２１は、簡略化のために位相ダイバーシティ受信を行う構成でシミュレーションを行っている。光受信装置１に光増幅器が前置されている状態、すなわち、光受信装置１が受信する受信光が光増幅器によって増幅される構成を想定している。シミュレーションの数値条件は、以下の通りである。信号光の波長は「１５５０ｎｍ」であり、ボーレート、すなわちシンボルレートＢは「１２．５Ｇｂａｕｄ」であり、ＡＤＣ２２－１～２２－４のサンプリングレートは「５０ＧＳ／ｓ」であり、受信部１２の電気帯域Ｂｅが「２２ＧＨｚ」である。この場合、Ｂ／２は、６．２５ＧＨｚであり、Ｂｅ＞Ｂ／２を満たしていることになる。光増幅器の利得(Gain)は「２０．０ｄＢ」であり、雑音指数(Noise Figure)は「６．０ｄＢ」であり、光受信装置１の受信部１２が受信する信号光の受信電力(Received Power)は「－４３．５ｄＢｍ」である。
　図８（ａ）において、横軸は、シンボルレートＢで正規化した実際の周波数オフセット量Δｆを示しており、縦軸は、ＢＥＲを示している。図８（ａ）に示す折れ線グラフ上に存在する丸のマークの位置に対応する周波数オフセット量Δｆが、計算パラメータとして与えた信号光の周波数オフセット量Δｆである。図８（ａ）のグラフから分かるように、符号８１で示す正規化された周波数オフセット量Δｆが－１．５から１．５の範囲では、良好なＢＥＲ特性が得られており、－０．５以上であって＋０．５以下の範囲、すなわち－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲を超える周波数オフセット量Δｆの場合でも、良好なＢＥＲ特性が得られていることが分かる。
　周波数オフセット量Δｆが大きくなり、良好なＢＥＲが得られない領域、例えば、符号８２で示す周波数オフセット量Δｆが「２Ｂ」の場合、図８（ｂ）に示すように、信号光８４の波長が、符号８３で示す受信部１２の電気帯域Ｂｅを超えてしまっている状態になっている。そのため、符号８５で示す信号光とローカル光のビート成分である変調スペクトルの多くの部分が、受信部１２の受信帯域外に存在するので、ＢＥＲが劣化し、信号対雑音比（以下「ＳＮＲ」(Signal-to-Noise Ratio)という）も劣化することになる。
　なお、上記したように、シミュレーションは、位相ダイバーシティ受信を行う構成で行っているが、偏波ダイバーシティ受信を行う構成であっても同様の結果が得られる。
　上記の第１の実施形態の光受信装置１において、局部発振光源１１は、局部発振光を生成する。受信部１２は、電気帯域の範囲が－Ｂｅから＋Ｂｅの範囲であってＢｅ＞Ｂ／２であり、送信データを光変調することにより生成されたシンボルレートＢの信号光を受光し、受光した信号光と、局部発振光源１１が生成する局部発振光とを干渉させることによりデジタルコヒーレント受信を行って信号光を電気のデジタル信号に変換して出力する。デジタル信号処理部１３は、受信部１２が出力するデジタル信号から送信データを復調する。デジタル信号処理部１３が備える周波数オフセット補償部２６は、信号光と局部発振光との間の周波数差に応じてデジタル信号において生じる周波数オフセット量を－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲で推定し、推定した周波数オフセット量に基づいてデジタル信号に対して周波数オフセット補償することにより、－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲の周波数オフセット量を補償し、かつ－Ｂ／２未満の範囲及び＋Ｂ／２を超える範囲の周波数オフセット量の場合にシンボルレートＢの整数倍の周波数オフセット量を残すように補償する。
　アクセスネットワークのように、シンボルレートＢが低い信号を受信する場合、周波数オフセット量推定部３１の推定可能範囲は狭くなってしまうが、上記の第１の実施形態の光受信装置１を用いることにより、－Ｂ／２未満の範囲及び＋Ｂ／２を超える範囲の周波数オフセット量が信号光に生じていても、周波数オフセット量をシンボルレートＢの整数倍、すなわち±（ｍ＋１）Ｂにそろえることができる（ただし、ｍは、ｍ≧０の整数である）。この場合、１シンボル周期Ｔが経過すると次のシンボルに対して２ｍπの位相回転が加わることになり、隣接シンボルとの位相差が「０」になるので復調が可能になる。したがって、上記の第１の実施形態の光受信装置１を用いることにより、周波数オフセット量の推定範囲が、シンボルレートをＢとした場合に－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲となる従来の周波数オフセット方式を用いつつ、当該周波数オフセット量の推定範囲を超える範囲、すなわち－Ｂ／２未満の範囲及び＋Ｂ／２を超える範囲の周波数オフセット量が生じていても復調することが可能になる。これに加えて、光受信装置１では、従来の周波数オフセット方式を用いるため製造に要するコストを低減することが可能になる。シンボルレートＢが低くなっても、－Ｂ／２未満の範囲及び＋Ｂ／２を超える範囲の周波数オフセットが生じている信号光を復調することができるので、光送信装置が備える信号光を生成する際に用いる光源に求められる周波数安定性の要件を緩和することができ、光送信装置２の製造に要するコストも低減することが可能になる。
　上記の実施形態の光伝送システムＡを、想定する現実のネットワーク構成にあてはめると、光送信装置２が、アクセスネットワークのＯＮＵ(Optical Network Unit)に備えられる送信機に相当し、光受信装置１が、アクセスネットワークのＯＬＴ(Optical Line Terminal)に備えられるコヒーレント受信機に相当することになる。アクセスネットワークのＯＮＵに備えられる送信機は、コストの観点からコアネットワークで利用される送信機よりも安価な機器が用いられることが想定される。その一方、ＯＬＴに備えられるコヒーレント受信機は、複数のユーザで共用することが可能であるためコストをかけることができため、高性能の機器を適用することが可能になる。この場合、アクセスネットワークにおいて一般的に利用されるシンボルレートＢは、例えば、１０ＧＢａｕｄから２５ＧＢａｕｄであることが想定される。これに対して、コアネットワークでは、例えば、２５ＧＢａｕｄから６０ＧＢａｕｄの信号が用いられる。そのため、コアネットワークで用いられる２５ＧＢａｕｄから６０ＧＢａｕｄの信号を受信可能な受信機を用いてシンボルレートＢが１０ＧＢａｕｄから２５ＧＢａｕｄの信号を受信する場合、受信機の電気帯域Ｂｅが２５ＧＢａｕｄから６０ＧＢａｕｄとなるため、Ｂｅ＞Ｂ／２を十分に満たすことになる。推定可能な周波数オフセット量は、例えば、シンボルレートＢが最小値の１０ＧＢａｕｄである場合、－５ＧＢａｕｄ以上であって＋５ＧＢａｕｄ以下の範囲となる。安価な送信機を用いる場合、信号光の周波数は不安定であり、－５ＧＢａｕｄ以上であって＋５ＧＢａｕｄ以下の範囲外の周波数オフセット量が多く発生することが想定される。このような場合に、本実施形態の光受信装置１を用いることで、上記のように周波数オフセット量の推定範囲が狭い場合であっても、送信データを復調することができることになる。なお、上記において、１０ＧＢａｕｄは、例えば、ＸＧＳ－ＰＯＮ(Passive Optical Network)、ＮＧ(Next Generation)－ＰＯＮ２、１０Ｇ－ＥＰＯＮ(Ethernet(登録商標)-PON)等の場合であり、２５ＧＢａｕｄは、例えば、５０Ｇ－ＰＯＮ等の場合である。また、２５ＧＢａｕｄは、例えば、ＤＰ（Dual-Polarization）－ＱＰＳＫ１００Ｇｂｐｓ等の場合であり、６０ＧＢａｕｄは、ＤＰ－１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)４００Ｇｂｐｓ等の場合である。
（第２の実施形態）
　図９は、第２の実施形態による光伝送システムＡａの構成を示すブロック図である。なお、図９においても、一点鎖線で示す接続線は、光信号が伝搬する光回線であり、それ以外の接続線は、電気信号が伝搬する電気回線である。光伝送システムＡａにおいて、第１の実施形態の光伝送システムＡと同一の構成については、同一の符号を付し、以下、異なる構成について説明する。
　図８（ｂ）を参照して説明したように、第１の実施形態の光受信装置１では、実際の周波数オフセット量Δｆの絶対値が、受信部１２の電気帯域Ｂｅに近くなると、帯域制限により、受信した信号において品質劣化が生じる。そのため、周波数オフセット補償部２６が備える周波数オフセット量推定部３１が算出する推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔにも推定誤差が生じることになる。第２の実施形態では、この推定誤差量を検出し、検出した推定誤差量を信号品質の劣化度合いを示す指標とし、この指標を用いて、実際の周波数オフセット量Δｆの絶対値が、受信部１２の電気帯域Ｂｅに近くなっているか否かを判定する。第２の実施形態では、実際の周波数オフセット量Δｆの絶対値が、受信部１２の電気帯域Ｂｅに近くなっていると判定した場合に、信号光の波長を変更させる構成を備える。
　光伝送システムＡａは、光受信装置１ａ、光送信装置２ａ及び光受信装置１ａと光送信装置２ａとを接続する光伝送路３と通信回線４を備える。なお、通信回線４は、電気回線として示しているが、光伝送路３と同じく、光回線であってもよい。光送信装置２ａは、第１の実施形態の光送信装置２と同一の構成を備え、更に、通信回線４を通じて信号光の波長を変更することを指示する指示信号を受けると、内部に備える信号光を生成する際に用いる光源の波長を変更する構成を備える。
　光受信装置１ａは、局部発振光源１１、受信部１２及びデジタル信号処理部１３ａを備える。デジタル信号処理部１３ａは、クロックリカバリ部２３、偏波分散補償部２４、波長分散補償部２５、周波数オフセット補償部２６、残留周波数オフセット補償部２６ａ、位相補償部２７、復調部２８、信号品質判定部９１及び送信波長変更指示部９２を備える。
　残留周波数オフセット補償部２６ａは、図１０に示すように、演算部４７の出力先が、補償処理部３２と信号品質判定部９１とに接続する以外の構成については、周波数オフセット補償部２６と同一の構成を備える。
　残留周波数オフセット補償部２６ａが備える周波数オフセット量推定部３１は、周波数オフセット補償部２６が推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔに基づいて周波数オフセット補償したデジタル信号に基づいて残留周波数オフセット量Δｆｎを推定する。ここで、残留周波数オフセット量Δｆｎとは、上記したように、周波数オフセット補償部２６の周波数オフセット量推定部３１が算出する推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔに含まれる推定誤差量である。
　推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔは、実際の周波数オフセット量Δｆと、推定誤差量である残留周波数オフセット量Δｆｎとの和として表されることになる。残留周波数オフセット量Δｆｎを考慮する場合、上記式（３）は、次式（４）として表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　式（４）に示すように、補償後周波数オフセット量Δｆｃにも、残留周波数オフセット量Δｆｎが含まれることになる。
　図１１は、推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔに基づいて周波数オフセット補償されたデジタル信号が、残留周波数オフセット補償部２６ａの周波数オフセット量推定部３１に与えられた場合に、残留周波数オフセット補償部２６ａのベクトル平均器４５が出力するベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）に含まれる３つのシンボルを複素平面上で示した図である。図１１（ａ），（ｂ）において、符号５１ａの位相が、ｎ＝１のシンボルの位相であり、符号５２ａの位相が、ｎ＝２のシンボルの位相であり、符号５３ａの位相が、ｎ＝３のシンボルの位相である（以下それぞれ「シンボル５１ａ」、「シンボル５２ａ」、「シンボル５３ａ」という）。
　図１１（ａ）は、補償後周波数オフセット量Δｆｃが、Δｆｃ＝０，±（ｍ＋１）Ｂの場合、すなわち残留周波数オフセット量Δｆｎが重畳していない場合のベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）を示した図である。第１の実施形態において説明したように、ｎ＝１のシンボル５１ａと、ｎ＝３のシンボル５３ａとは打ち消しあい、原点から見たｎ＝２のシンボル５２ａが存在する方向、すなわち符号５５ａで示す方向が、ベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）の方向を示すことになる。図１１（ａ）の場合、符号５５ａで示す方向は、実数軸に沿った方向であるため、残留周波数オフセット量Δｆｎは、Δｆｎ＝０になる。
　図１１（ｂ）は、補償後周波数オフセット量Δｆｃが、Δｆｃ≠０，±（ｍ＋１）Ｂ、すなわち、０以外の値を有する残留周波数オフセット量Δｆｎが重畳している場合のベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）を示した図である。図１１（ａ）の場合と同様に、ｎ＝１，３は打ち消しあうため、原点から見たｎ＝２のシンボル５２ａが存在する方向、すなわち符号５５ａで示す方向が、ベクトル平均ΣＮＡｒ（ｔ）の方向を示すことになる。図１１（ｂ）の場合、符号５５ａで示す方向は、残留周波数オフセット量Δｆｎに応じた傾きを有する方向になる。したがって、残留周波数オフセット補償部２６ａのベクトル平均器４５の偏角を利用することによって、－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲で残留周波数オフセット量Δｆｎを算出することができる。
　図９に戻り、信号品質判定部９１は、残留周波数オフセット補償部２６ａの周波数オフセット量推定部３１の演算部４７に接続しており、演算部４７が算出する残留周波数オフセット量Δｆｎを取り込む。信号品質判定部９１は、取り込んだ残留周波数オフセット量Δｆｎを、デジタル信号の信号品質の劣化度合いを示す指標とし、残留周波数オフセット量Δｆｎと、予め定められる閾値とに基づいて、デジタル信号の信号品質が劣化しているか否かを判定する。
　送信波長変更指示部９２は、通信回線４に接続し、信号品質判定部９１がデジタル信号の信号品質が劣化していると判定した場合、通信回線４を通じて光送信装置２ａに対して、信号光の波長を変更することを指示する指示信号を送信する。
（第２の実施形態の残留周波数オフセット補償部による処理）
　図１２は、残留周波数オフセット補償部２６ａによる処理の流れを示すフローチャートである。残留周波数オフセット補償部２６ａは、周波数オフセット補償部２６が周波数オフセット補償したデジタル信号を取り込む（ステップＳａ１）。ステップＳａ２～ステップＳａ６は、図４に示したステップＳ２～Ｓ６と同様の処理が、残留周波数オフセット補償部２６ａの周波数オフセット量推定部３１によって行われる。ただし、ステップＳａ６において、演算部４７が算出して出力するのは、推定周波数オフセット量Δｆｅｓｔではなく、残留周波数オフセット量Δｆｎである。
　残留周波数オフセット補償部２６ａの補償処理部３２は、２分岐された他方のデジタル信号と、残留周波数オフセット補償部２６ａの演算部４７が算出して出力する残留周波数オフセット量Δｆｎとを取り込む。残留周波数オフセット補償部２６ａの補償処理部３２は、取り込んだ残留周波数オフセット量Δｆｎに基づいて、取り込んだデジタル信号に対して周波数オフセット補償を行う。残留周波数オフセット補償部２６ａの補償処理部３２は、周波数オフセット補償したデジタル信号を位相補償部２７に出力する（ステップＳａ７）。
（第２の実施形態の信号品質判定部と送信波長変更指示部による処理）
　図１３は、信号品質判定部９１と送信波長変更指示部９２による処理の流れを示すフローチャートである。信号品質判定部９１は、残留周波数オフセット補償部２６ａの周波数オフセット量推定部３１の演算部４７が、図１２に示したフローチャートのステップＳａ６の処理において算出して出力する残留周波数オフセット量Δｆｎを取り込む（ステップＳａ１０）。なお、ステップＳａ１０の処理は、図１２のステップＳａ７の処理と並列に行われる処理である。
　信号品質判定部９１は、取り込んだ残留周波数オフセット量Δｆｎを、デジタル信号の信号品質の劣化度合いを示す指標とし、残留周波数オフセット量Δｆｎの絶対値が、予め定められる閾値以上であるか否かを判定する（ステップＳａ１１）。
　信号品質判定部９１は、残留周波数オフセット量Δｆｎの絶対値が、予め定められる閾値以上でないと判定した場合（ステップＳａ１１、Ｎｏ）、デジタル信号の信号品質が劣化していないと判定して処理を終了する。一方、信号品質判定部９１は、残留周波数オフセット量Δｆｎの絶対値が、予め定められる閾値以上であると判定した場合（ステップＳａ１１、Ｙｅｓ）、デジタル信号の信号品質が劣化していると判定し、送信波長変更指示部９２に対して送信指示信号を出力する。
　送信波長変更指示部９２は、信号品質判定部９１から送信指示信号を受けると、通信回線４を通じて光送信装置２ａに対して、信号光の波長を変更することを指示する波長変更指示信号を送信して（ステップＳａ１３）、処理を終了する。光送信装置２ａは、通信回線４を通じて、送信波長変更指示部９２から波長変更指示信号を受信すると、信号光の波長を変更する。
　ここで、波長の変更量は、信号光の波長を微調整する程度に、光送信装置２ａにおいて予め定められる固定量であってもよいし、その時点における信号光の波長の大きさに応じて光送信装置２ａが定める可変量であってもよい。光受信装置１ａ側から以下のようにして、残留周波数オフセット量Δｆｎの絶対値の大きさに応じた大きさの波長の変更量を光送信装置２ａに通知するようにしてもよい。例えば、信号品質判定部９１は、内部の記憶領域に、残留周波数オフセット量Δｆｎの絶対値の大きさの範囲ごとに、当該範囲に応じた波長の変更量を定めたテーブルを記憶しており、送信波長変更指示部９２に送信指示信号を出力する際に、当該テーブルを参照して、残留周波数オフセット量Δｆｎの絶対値の大きさに応じた波長の変更量を検出する。信号品質判定部９１は、検出した波長の変更量を送信指示信号に含めて送信波長変更指示部９２に出力する。送信波長変更指示部９２は、送信指示信号に含まれている波長の変更量を波長変更指示信号に含めて光送信装置２ａに送信する。光送信装置２ａは、波長変更指示信号を受信すると、受信した波長変更指示信号に含まれる波長の変更量を読み出し、読み出した波長の変更量に応じて光源の波長を変更する。これにより、光送信装置２ａは、残留周波数オフセット量Δｆｎの絶対値の大きさに応じて信号光の波長を変更することが可能になる。
　信号品質判定部９１が、ステップＳａ１１の処理において参照する閾値は、例えば、以下のような手法で予め選定される。シンボルレートＢで正規化した実際の周波数オフセット量Δｆと、推定誤差量、すなわち残留周波数オフセット量Δｆｎの絶対値との関係を予め測定して図１４（ａ）に示すようなグラフを作成する。作成したグラフにおいて、信号品質の劣化が生じる周波数オフセット量Δｆに対応する残留周波数オフセット量Δｆｎの絶対値、すなわち符号１０１で示す値を閾値として選定する。
　例えば、定常時、すなわち信号品質の劣化が生じない状態で継続的に測定した推定誤差量、すなわち残留周波数オフセット量Δｆｎの絶対値の時系列データから平均値を算出し、算出した平均値を閾値として選定してもよい。この閾値を用いた場合、図１４（ｂ）に示すように、信号品質判定部９１は、残留周波数オフセット量Δｆｎが、定常時における残留周波数オフセット量Δｆｎの絶対値の平均値以上になった場合に、信号品質が劣化したものとして判定することになる。
　上述したように、実際の周波数オフセット量Δｆの絶対値が、受信部１２の電気帯域Ｂｅに近くなってくると、帯域制限により、受信した信号において品質劣化が生じる。信号品質の劣化が生じているか否かを判定するため、上記の第２の実施形態では、残留周波数オフセット補償部２６ａが、信号の品質劣化に伴って生じる推定誤差量、すなわち残留周波数オフセット量Δｆｎを算出し、算出した残留周波数オフセット量Δｆｎを信号品質の劣化を示す指標とする。信号品質判定部９１は、残留周波数オフセット補償部２６ａが算出した残留周波数オフセット量Δｆｎと、予め定められる閾値とに基づいて信号品質が劣化しているか否かを判定する。更に、第２の実施形態では、送信波長変更指示部９２が、信号品質判定部９１が、信号品質が劣化していると判定した場合に、光送信装置２ａに対して信号光の波長を変更することを指示する波長変更指示信号を送信する。これにより、第２の実施形態の光伝送システムＡａでは、光送信装置２ａの信号光の波長を、受信信号の品質劣化に伴って調整して、受信特性を改善することが可能になる。そのため、上記の第２の実施形態の構成を用いることにより、第１の実施形態の光伝送システムＡが奏する効果に加えて、光送信装置２ａが備える信号光を生成する際に用いる光源の周波数安定性の要件を更に緩和させることができることになり、光送信装置２ａのコストを低減させることが可能になる。上記の第２の実施形態では、残留周波数オフセット量Δｆｎに基づいて周波数オフセット補償を行うことから、第１の実施形態よりも高い精度で送信データを復調できることになる。
　なお、上記の第２の実施形態の場合、残留周波数オフセット補償部２６ａにおいても推定誤差が更に重畳する。そのため、推定誤差を低減させるために、残留周波数オフセット補償部２６ａのベクトル平均器４５の演算において、シンボルの平均化数であるＮの値を、周波数オフセット補償部２６のベクトル平均器４５の場合よりも大きな値にすることにより、残留周波数オフセット補償部２６ａが重畳する推定誤差を低減させて、推定精度を向上させるようにしてもよい。
　上記の第２の実施形態において、残留周波数オフセット補償部２６ａが備える周波数オフセット量推定部３１のタイミング検出部４１は、デジタル信号からトレーニングシンボル系列の先頭位置を検出するのではなく、周波数オフセット補償部２６が備える周波数オフセット量推定部３１のタイミング検出部４１が検出したデジタル信号におけるトレーニングシンボル系列の先頭位置を利用するようにしてもよい。この場合、周波数オフセット補償部２６が備える周波数オフセット量推定部３１のタイミング検出部４１が検出したトレーニングシンボル系列の先頭位置を、残留周波数オフセット補償部２６ａが備える周波数オフセット量推定部３１のタイミング検出部４１に通知する通知用の電気回線が必要になる。
　上記の第２の実施形態において、信号品質判定部９１は、残留周波数オフセット量Δｆｎに基づいてＳＮＲを算出し、算出したＳＮＲと、ＳＮＲ用に予め定めた閾値とに基づいて、デジタル信号の信号品質が劣化しているか否かを判定するようにしてもよい。信号品質判定部９１は、光受信装置１ａに接続する表示装置などの外部の装置に判定結果を出力するようにしてもよい。
　上記の第２の実施形態において、位相補償部２７が、内部に残留周波数オフセット補償部２６ａを備えるようにしてもよい。
（第２の実施形態の他の構成例）
　図１５は、第２の実施形態の他の構成例である光伝送システムＡｂの構成を示すブロック図である。なお、図１５においても、一点鎖線で示す接続線は、光信号が伝搬する光回線であり、それ以外の接続線は、電気信号が伝搬する電気回線である。光伝送システムＡｂにおいて、第１及び第２の実施形態の光伝送システムＡ，Ａａと同一の構成については、同一の符号を付し、以下、異なる構成について説明する。
　光伝送システムＡｂは、光受信装置１ｂ、光送信装置２ａ及び光受信装置１ｂと光送信装置２ａとを接続する光伝送路３と通信回線４を備える。なお、通信回線４は、光伝送システムＡｂにおいても電気回線として示しているが、光伝送システムＡａの場合と同様に、光回線であってもよい。光受信装置１ｂは、局部発振光源１１、受信部１２及びデジタル信号処理部１３ｂを備える。
　デジタル信号処理部１３ｂは、クロックリカバリ部２３、偏波分散補償部２４、波長分散補償部２５、周波数オフセット補償部２６、位相補償部２７、復調部２８、信号品質判定部９１ｂ及び送信波長変更指示部９２を備える。
　信号品質判定部９１ｂは、位相補償部２７の出力側に接続し、位相補償部２７が位相補償したデジタル信号を取り込む。信号品質判定部９１ｂは、取り込んだデジタル信号に基づいてエラーベクトル振幅（以下「ＥＶＭ」(Error Vector Magnitude)という）を算出する。信号品質判定部９１ｂは、算出したＥＶＭをデジタル信号の信号品質の劣化度合いを示す指標とし、ＥＶＭと、予め定められる閾値とに基づいて、デジタル信号の信号品質が劣化しているか否かを判定する。信号品質判定部９１ｂは、デジタル信号の信号品質が劣化していると判定した場合、送信波長変更指示部９２に対して送信指示信号を出力する。
　すなわち、信号品質判定部９１ｂは、残留周波数オフセット量Δｆｎに替えてＥＶＭを用いて、信号品質判定部９１が行った図１３のステップＳａ１０，Ｓａ１１と同様の処理を行う。
　これにより、第２の実施形態の他の構成例である光伝送システムＡｂにおいても、光送信装置２ａの信号光の波長を、受信信号の品質劣化に伴って調整することが可能になるため、第１の実施形態の光伝送システムＡが奏する効果に加えて、光送信装置２ａが備える信号光を生成する際に用いる光源の周波数安定性の要件を緩和することができることになり、光送信装置２ａのコストを低減させることが可能になる。
　なお、上記の光伝送システムＡｂにおいて、信号品質判定部９１ｂは、算出したＥＶＭからＳＮＲを算出し、算出したＳＮＲと、ＳＮＲ用に予め定めた閾値とに基づいて、デジタル信号の信号品質が劣化しているか否かを判定するようにしてもよい。信号品質判定部９１ｂは、光受信装置１ｂに接続する表示装置などの外部の装置に判定結果を出力するようにしてもよい。
　光伝送システムＡｂにおいても、光伝送システムＡａの場合と同様に、光受信装置１ｂ側からＥＶＭの大きさに応じた大きさの波長の変更量を光送信装置２ａに通知するようにしてもよい。
　信号品質判定部９１ｂは、取り込んだデジタル信号に基づいて、ＥＶＭ以外の信号品質を示す指標を算出し、算出した指標と、当該指標用に予め定めた閾値とに基づいて、デジタル信号の信号品質が劣化しているか否かを判定するようにしてもよい。
　上記の光伝送システムＡａの信号品質判定部９１が、光伝送システムＡｂの信号品質判定部９１ｂのように位相補償部２７が位相補償したデジタル信号からＥＶＭを算出し、残留周波数オフセット量ΔｆｎとＥＶＭの両方を利用して、デジタル信号の信号品質が劣化しているか否かを判定するようにしてもよいし、残留周波数オフセット量ΔｆｎとＥＶＭの両方から信号対雑音比を算出し、算出した信号対雑音比に基づいて、デジタル信号の信号品質が劣化しているか否かを判定するようにしてもよい。
　上記の第１及び第２の実施形態の光伝送システムＡ，Ａａ，Ａｂにおいて、光送信装置２，２ａは、送信データを、偏波多重ＱＰＳＫ方式で変調しているが、偏波多重ＱＰＳＫ方式以外の方式、すなわち、ｋ＝２以外のＭ－ＰＳＫ方式、例えば、Ｂ－ＰＳＫ方式などで変調してもよいし、ＱＡＭ方式で変調してもよい。この場合、光受信装置１，１ａ，１ｂの各々は、各々に対向する光送信装置２，２ａの変調方式に対応する受信部１２、すなわち、光送信装置２，２ａの変調方式で変調された信号光をデジタル信号に変換する受信部１２を備えることになる。
　上記の第１及び第２の実施形態の光受信装置１，１ａ，１ｂが備える周波数オフセット補償部２６の周波数オフセット量推定部３１及び光受信装置１ａが備える残留周波数オフセット補償部２６ａの周波数オフセット量推定部３１として、非特許文献３に示される差動検波に基づく方式を用いた例について説明したが、－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲で周波数オフセット量を推定する方式であれば、どのような方式を用いてもよく、例えば、非特許文献１，２に示される方式などを用いてもよい。ただし、以下の参考文献に示されるＭ乗法のように、推定可能な周波数オフセット量の範囲が、－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲より狭い範囲になる手法を用いると、補償後周波数オフセット量Δｆｃが、シンボルレートＢの整数倍にならず、位相回転の影響を受けるため、このような従来手法は用いることができない。
［参考文献：Andreas Leven, Noriaki Kaneda, Ut－Va Koc, Young－Kai Chen, “Frequency Estimation in Intradyne Reception”, IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 19, NO. 6, MARCH 15, 2007］
　上記の第１及び第２の実施形態では、デジタル信号のトレーニングシンボル系列に含まれる複数のシンボルの各々は、ＱＰＳＫの４値のシンボルの位相が、差動検波後にｎπ／２（ただし、ｎ＝１，２，３である）の３つの位相のいずれかになるように光送信装置２において予め差動符号化されている例を示した。これに対して、非特許文献３では、ｎ＝±１，±２になる差動符号化の例が示されており、この場合も、Ｎ個のベクトルＡｒ（ｔ）の総和を算出することにより、ｎ＝±１の変調成分が打ち消されることになる。このように、差動検波して得られたベクトルＡｒ（ｔ）のベクトル平均を算出することにより、第１項の変調成分を打ち消すことができるのであれば、どのような差動符号化をトレーニングシンボル系列の生成に適用してもよい。
　上記の第１及び第２の実施形態の光受信装置１，１ａ，１ｂが備える偏波位相ダイバーシティ受信機１０は、偏波ダイバーシティのみを行う受信機であってもよいし、位相ダイバーシティのみを行う受信機であってもよい。
　上記の第１及び第２の実施形態の光受信装置１，１ａ，１ｂは、波長分散補償部２５の後段に、周波数オフセット補償部２６を備えるようにしているが、波長分散補償部２５の前段に、周波数オフセット補償部２６を備えるようにしてもよい。光受信装置１ａについては、波長分散補償部２５の前段に、周波数オフセット補償部２６と、残留周波数オフセット補償部２６ａを備えるようにしてもよい。
　上記の第２の実施形態の構成では、ステップＳａ１１に示す処理において、等号付き不等号を用いた判定処理を行っている。しかしながら、本発明は、当該実施の形態に限られるものではなく、「以上であるか否か」という判定処理は一例に過ぎず、閾値の定め方に応じて、それぞれ「超過するか否か」という判定処理に置き換えられてもよい。
　上述した実施形態におけるデジタル信号処理部１３，１３ａ，１３ｂをコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
　デジタルコヒーレント受信することにより得られるデジタル信号に対して周波数オフセット補償を行う光受信装置に適用することができる。
１…光受信装置、２…光送信装置、３…光伝送路、Ａ…光伝送システム、１２…受信部、１３…デジタル信号処理部、２１…偏波位相ダイバーシティ受信機、２２…ＡＤ変換部、２２－１～２２－４…ＡＤＣ，２３…クロックリカバリ部、２４…偏波分散補償部、２５…波長分散補償部、２６…周波数オフセット補償部、２７…位相補償部、２８…復調部

Claims (7)

  1. 　局部発振光を生成する局部発振光源と、
    　送信データを光変調することにより生成されたシンボルレートＢの信号光を受光し、受光した前記信号光と、前記局部発振光源が生成する前記局部発振光とを干渉させることによりデジタルコヒーレント受信を行って前記信号光を電気のデジタル信号に変換して出力する受信部であって電気帯域の範囲が－Ｂｅから＋Ｂｅの範囲であってＢｅ＞Ｂ／２である受信部と、
    　前記受信部が出力する前記デジタル信号から前記送信データを復調するデジタル信号処理部と、を備え、
    　前記デジタル信号処理部は、
    　前記信号光と前記局部発振光との間の周波数差に応じて前記デジタル信号において生じる周波数オフセット量を－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲で推定し、推定した前記周波数オフセット量に基づいて前記デジタル信号に対して周波数オフセット補償することにより、－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲の周波数オフセット量を補償し、かつ－Ｂ／２未満の範囲及び＋Ｂ／２を超える範囲の周波数オフセット量の場合にシンボルレートＢの整数倍の周波数オフセット量を残すように補償する周波数オフセット補償部
    　を備える光受信装置。
  2. 　前記周波数オフセット補償部が周波数オフセット補償した前記デジタル信号における信号品質の劣化度合いを示す指標を検出し、検出した前記信号品質の劣化度合いを示す指標と、予め定められる閾値とに基づいて、前記デジタル信号の信号品質が劣化しているか否かを判定する信号品質判定部
    　をさらに備える請求項１に記載の光受信装置。
  3. 　前記デジタル信号処理部は、
    　前記周波数オフセット補償部が周波数オフセット補償した前記デジタル信号において生じている前記周波数オフセット量を－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲で推定し、推定した前記周波数オフセット量を前記デジタル信号に含まれる残留周波数オフセット量とする周波数オフセット量推定部を備え、
    　前記信号品質判定部は、
    　前記残留周波数オフセット量を、前記信号品質の劣化度合いを示す指標として、前記デジタル信号の信号品質が劣化しているか否かを判定するか、または、前記残留周波数オフセット量から信号対雑音比を算出し、算出した前記信号対雑音比を前記信号品質の劣化度合いとして、前記デジタル信号の信号品質が劣化しているか否かを判定する、
    　請求項２に記載の光受信装置。
  4. 　前記デジタル信号処理部は、
    　前記信号光と前記局部発振光との間の位相差を検出し、検出した位相差に基づいて前記デジタル信号に対して位相補償を行う位相補償部
    　を備えており、
    　前記信号品質判定部は、
    　前記位相補償部が位相補償した前記デジタル信号に基づいてエラーベクトル振幅を算出し、算出した前記エラーベクトル振幅を前記信号品質の劣化度合いを示す指標として、前記デジタル信号の信号品質が劣化しているか否かを判定するか、または、前記エラーベクトル振幅から信号対雑音比を算出し、算出した前記信号対雑音比を前記信号品質の劣化度合いとして、前記デジタル信号の信号品質が劣化しているか否かを判定する、
    　請求項２又は３に記載の光受信装置。
  5. 　前記信号品質判定部が、前記デジタル信号の信号品質が劣化していると判定した場合、前記送信データを送信した光送信装置に対して前記信号光の波長を変更することを指示する指示信号を送信する送信波長変更指示部
    　をさらに備える請求項２から４のいずれか一項に記載の光受信装置。
  6. 　前記デジタル信号処理部は、
    　前記周波数オフセット補償部が周波数オフセット補償した前記デジタル信号において生じている前記周波数オフセット量を－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲で推定し、推定した前記周波数オフセット量を前記デジタル信号に含まれる残留周波数オフセット量とする周波数オフセット量推定部と、
    　前記残留周波数オフセット量に基づいて、前記周波数オフセット補償部が周波数オフセット補償した前記デジタル信号に対して周波数オフセット補償する補償処理部と、を有する残留周波数オフセット補償部を備える、
    　請求項１に記載の光受信装置。
  7. 　局部発振光源が、局部発振光を生成し、
    　電気帯域の範囲が－Ｂｅから＋Ｂｅの範囲であってＢｅ＞Ｂ／２である受信部が、送信データを光変調することにより生成されたシンボルレートＢの信号光を受光し、受光した前記信号光と、前記局部発振光源が生成する前記局部発振光とを干渉させることによりデジタルコヒーレント受信を行って前記信号光を電気のデジタル信号に変換して出力し、
    　前記受信部が出力する前記デジタル信号から前記送信データを復調するデジタル信号処理部が備える周波数オフセット補償部が、前記信号光と前記局部発振光との間の周波数差に応じて前記デジタル信号において生じる周波数オフセット量を－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲で推定し、推定した前記周波数オフセット量に基づいて前記デジタル信号に対して周波数オフセット補償することにより、－Ｂ／２以上であって＋Ｂ／２以下の範囲の周波数オフセット量を補償し、かつ－Ｂ／２未満の範囲及び＋Ｂ／２を超える範囲の周波数オフセット量の場合にシンボルレートＢの整数倍の周波数オフセット量を残すように補償する、
    　周波数オフセット補償方法。
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