JP2013528342A - 電力変換装置の動作中の無損失コミュテーション - Google Patents

Abstract

ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させるための方法。この方法は、ＤＣ−ＤＣコンバータの変圧器の巻線比に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの１次側キャパシタンスとＤＣ−ＤＣコンバータの２次側キャパシタンスとを整合させて、整合したキャパシタンスをもたらすステップと、少なくとも１つの動作パラメータセットを用いてＤＣ−ＤＣコンバータを動作させて、１次電流の谷が２次スイッチング素子電圧のゼロ交差と一致するように、１次電流をピーク値とゼロの間で振動させるステップとを含む。
【選択図】 図３

Description

[0001]本開示の実施形態は、一般にはＤＣ−ＤＣ電力変換に関し、詳細にはＤＣ−ＤＣ電力変換中の無損失コミュテーションに関する。

[0002]電子スイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータは、エネルギーを蓄積媒体を介して伝達することにより、あるＤＣ電圧レベルを別のＤＣ電圧レベルに変換する。フライバックコンバータなど一部のスイッチモードＤＣ−ＤＣコンバータは、そのようなエネルギー蓄積を行うために変圧器を利用する。フライバックコンバータでは、電流が１次巻線を通り流れることを可能にするために電流制御スイッチが作動状態にされる第１の期間中に、変圧器の１次巻線にエネルギーが蓄積され、次いで、電流制御スイッチが非作動状態にされる第２の期間中に、蓄積エネルギーが変圧器の２次巻線に伝達される。

[0003]フライバックコンバータの動作中、１次巻線に流れる電流が、２次巻線に接続される磁束を形成する。磁束はまた、巻線間の経路を横切り、その結果、変圧器において漏れインダクタンスを生じる。そのような漏れインダクタンスは、変圧器の巻線が巻線と直列にある種の自己インダクタンスを有するように見える変圧器の特性である。漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーは、２次巻線に伝達できないため浪費される。さらに、電流制御スイッチが非作動状態にされると、漏れインダクタンスにより、電流制御スイッチの両端の電圧がリンギングし、結果としてスイッチの両端の鋭いピーク電圧を生じ、スイッチを損傷する可能性がある。この危険性を緩和するためには、高価なスイッチを用いなければならない。

[0004]したがって、当技術分野において、ＤＣ−ＤＣコンバータをより効率的に動作させるための方法及び装置が必要とされている。

[0005]本発明の実施形態は、一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させるための方法に関する。この方法は、ＤＣ−ＤＣコンバータの変圧器の巻線比に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの１次側キャパシタンスとＤＣ−ＤＣコンバータの２次側キャパシタンスとを整合させて、整合したキャパシタンスをもたらすステップと、少なくとも１つの動作パラメータセットを用いてＤＣ−ＤＣコンバータを動作させて、１次電流の谷が２次スイッチング素子電圧のゼロ交差と一致するように、１次電流をピーク値とゼロの間で振動させるステップとを含む。

[0006]本発明の上記の特徴をより詳細に理解できるように、上記に簡単に要約した本発明のより詳細な説明を、添付図面にそのいくつかを示す実施形態を参照して行うことがある。しかし、添付図面は本発明の典型的な実施形態のみを示すものであり、本発明は他の同等の効果を有する実施形態を許容でき、したがって、添付図面は本発明の範囲を限定するものと捉えるべきでないことに留意されたい。

本発明の１つ又は複数の実施形態による、無損失コミュテーションのために構成された電力変換システムのブロック図である。 本発明の１つ又は複数の実施形態による、電流制御スイッチが非作動状態にされたときの等価回路の概略図である。 本発明の１つ又は複数の実施形態による、第１の遷移時間に基づいて無損失コミュテーションが達成されたときのＤＣ−ＤＣコンバータの電流波形及び電圧波形を示す複数のグラフ図である。 本発明の１つ又は複数の実施形態による、第２の遷移時間に基づいて無損失コミュテーションが達成されたときのＤＣ−ＤＣコンバータの電流波形及び電圧波形を示す複数のグラフ図である。 本発明の１つ又は複数の実施形態による、第３の遷移時間に基づいて無損失コミュテーションが達成されたときのＤＣ−ＤＣコンバータの電流波形及び電圧波形を示す複数のグラフ図である。 本発明の１つ又は複数の実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作中に無損失コミュテーションを達成するための方法の流れ図である。 本発明の１つ又は複数の実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作中に無損失コミュテーションを達成するために１次及び２次キャパシタンスを設定するための方法の流れ図である。 本発明の１つ又は複数の実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作中に電流制御スイッチに対するピークストレスを低減するための方法の流れ図である。 本発明の１つ又は複数の実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作中に無損失コミュテーションを達成するためにインダクタンスを設定するための方法の流れ図である。 本発明の１つ又は複数の実施形態による、１つ又は複数のＤＣ−ＤＣコンバータ動作パラメータを決定するためのコンピュータのブロック図である。

[0017]図１は、本発明の１つ又は複数の実施形態による、無損失コミュテーションのために構成された電力変換システム１００のブロック図である。電力変換システム１００は、ＤＣ電圧源１０２、及びＤＣ−ＤＣコンバータ１０４を備える。直流電圧源１０２は、直流電圧を供給するための、先行変換段からの出力、バッテリ、又は再生可能エネルギー源（例えば、ソーラパネル、風力タービン、水力発電システム、若しくは類似の再生可能エネルギー源）などの任意の適切な直流源とすることができる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４は、図１に示すようなＤＣ−ＤＣ電力変換のためのスタンドアロン構成で利用することができる。代わりに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４は、ＤＣ−ＡＣインバータなど他の電力変換デバイスの構成要素とともに、又はそうした電力変換デバイスの構成要素として利用されてもよい。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４は、光起電性（ＰＶ）パネルなど１つ又は複数の再生可能エネルギー源からの直流電力を交流電力に変換するＤＣ−ＡＣインバータ内の電力変換段とすることができる。

[0018]一実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４は、理想変圧器１０８としてモデル化できる変圧器と、磁化インダクタンス及び漏れインダクタンスのような変圧器の非理想的側面をモデル化する外部インダクタンスとを備えるフライバックコンバータ（すなわちスイッチモードコンバータ）である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の１次側は、入力コンデンサ１０６と、変圧器１０８の１次巻線１０８ｐと、１次巻線１０８ｐの両端に接続され、変圧器磁化インダクタンスを表すインダクタＬＭと、電流制御スイッチ１１２とを備える。変圧器１０８の漏れインダクタンスは、１次巻線１０８ｐと直列のインダクタＬＫとして表されるが、代わりに、インダクタＬＫは、１次巻線１０８ｐと直列に接続されているのと電子的に等価なようにＤＣ−ＤＣコンバータ１０４に接続されてもよい（例えば、インダクタＬＫは、漏れインダクタンスを表すように２次巻線１０８ｓと直列に接続されてもよい）。（実効１次側キャパシタンスを表す）コンデンサＣＰは、電流制御スイッチ１１２と並列に接続されるが、代わりに、コンデンサＣＰは、電流制御スイッチ１１２の両端に接続されているのと電子的に等価なようにＤＣ−ＤＣコンバータ１０４に接続されてもよい（例えば、コンデンサＣＰは、１次巻線１０８ｐの両端に接続されてもよい）。いくつかの実施形態では、コンデンサＣＰは、電流制御スイッチ１１２の寄生キャパシタンスを表すことができる。入力コンデンサ１０６は、直流電圧源１０２から入力電圧Ｖｉｎを受け取るためにＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の２つの入力端子をまたいで接続され、さらに、１次巻線１０８ｐ、インダクタＬＫ、及び電流制御スイッチ１１２の直列の組合せをまたいで接続される。

[0019]いくつかの代替実施形態では、インダクタＬＫは、１次巻線１０８ｐ及び／又は２次巻線１０８ｓに直列の変圧器漏れインダクタンスと１つ又は複数の追加のインダクタンスとの組合せを表すことができ、すなわち、ＬＫは、１次側を基準とした全実効直列インダクタンスを表し、意図的及び／又は非意図的に１次及び／又は２次側に配置されたインダクタンスを具体化することができる。例えば、ＬＫは、変圧器１０８の寄生漏れインダクタンスプラスに加えて、１つ若しくは複数の他の構成要素の（１つ又は複数の）寄生インダクタンス、並びに／又はＤＣ−ＤＣコンバータ１０４に接続された１つ若しくは複数のインダクタの（１つ若しくは複数の）インダクタンスを表すことができる。さらに又は代わりに、ＣＰは、制御スイッチ１１２の寄生キャパシタンスと、１つ又は複数の追加のキャパシタンス、例えば、１つ又は複数の他の構成要素の（１つ又は複数の）寄生キャパシタンス、及び／或いは制御スイッチ１１２の両端に又は制御スイッチ１１２の両端に接続されているのと電子的に等価なようにＤＣ−ＤＣコンバータ１０４に接続された１つ又は複数のコンデンサの（１つ又は複数の）キャパシタンスなどの組合せを表すことができる。一部のそのような代替実施形態では、追加のインダクタ及び／又はコンデンサのうちの１つ又は複数が、調整可能であり及び／又はＤＣ−ＤＣコンバータ１０４内へ若しくはＤＣ−ＤＣコンバータ１０４外へ作用可能に切り替えられることが可能でありうる。（例えば、インダクタは、インダクタと並列のスイッチによって回路内へ又は回路外へ切り替えられてもよく、コンデンサは、コンデンサと直列のスイッチによって回路内へ又は回路外へ切り替えられてもよい）。

[0020]ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の２次側は、変圧器１０８の２次巻線１０８ｓと、ダイオード１１４と、出力コンデンサ１１８とを備える。２次巻線１０８ｓは、ダイオード１１４（すなわち２次スイッチング素子）及び出力コンデンサ１１８の直列の組合せの両端に接続され、ダイオード１１４のアノード端子は、２次側巻線１０８ｓの第１の端子に接続され、ダイオード１１４のカソード端子は、出力コンデンサ１１８の第１の端子に接続され、出力コンデンサ１１８の第２の端子は、２次側巻線１０８ｓの第２の端子に接続される。いくつかの代替実施形態では、２次整流のために異なる構成を利用することができる。例えば、第２のダイオードが、２次巻線１０８ｓの第２の端子とコンデンサ１１８の第２の端子との間に接続されてもよく、ダイオード１１４が、２次巻線１０８ｓの第２の端子と出力コンデンサ１１８の第２の端子との間に接続されてもよく、又はダイオードではない適切な制御装置によって制御されるスイッチにより、２次整流（例えば「同期整流」）が行われてもよい。

[0021]ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の２つの出力端子は、出力電圧Ｖｏｕｔを供給するために出力コンデンサ１１８の両端に接続される。（実効２次側コンデンサを表す）コンデンサＣＳは、ダイオード１１４と並列に接続されるが、代わりに、コンデンサＣＳは、ダイオード１１４の両端に接続されているのと電子的に等価なようにＤＣ−ＤＣコンバータ１０４に接続されてもよい。いくつかの実施形態では、コンデンサＣＰと同様に、コンデンサＣＳは、ダイオード１１４の寄生キャパシタンスを表すことができ、また、いくつかの代替実施形態では、コンデンサＣＳは、ダイオード１１４の寄生キャパシタンス、並びに１つ又は複数の他の構成要素の（１つ又は複数の）寄生キャパシタンス、及び／或いはダイオード１１４の両端に接続された又はダイオード１１４の両端に接続されているのと電子的に等価なようにＤＣ−ＤＣコンバータ１０４に接続された１つ又は複数の追加のコンデンサの（１つ又は複数の）寄生キャパシタンスの組合せを表すことができる。一部のそのような代替実施形態では、追加のコンデンサのうちの１つ又は複数が、調整可能であり及び／又はＤＣ−ＤＣコンバータ１０４内へ若しくはＤＣ−ＤＣコンバータ１０４外へ作用可能に切り替えられることが可能でありうる（例えば、特定のコンデンサが、コンデンサと直列のスイッチによって回路内へ又は回路外へ切り替えられてもよい）。

[0022]ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４は、電流制御スイッチ１１２を制御する（すなわち、作動状態及び非作動状態にする）ための、電流制御スイッチ１１２の端子に接続されたＤＣ−ＤＣ変換制御モジュール１２０をさらに備える。

[0023]ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４は、直流電圧源１０２から入力電圧Ｖｉｎを受け取り、電流制御スイッチ１１２の作動及び非作動に基づき、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。電流制御スイッチ１１２が作動状態にされると（すなわち、閉じられると）、線形に上昇する１次電流ＩｐがインダクタＬＭを流れ、インダクタＬＭ及びインダクタＬＫ内にエネルギーを蓄積する。１次電流Ｉｐのピークレベル（すなわち、Ｉｐｐｅａｋ）において、電流制御スイッチ１１２が非作動状態にされて（すなわち、開かれて）、インダクタＬＭに蓄積されたエネルギーが２次巻線１０８ｓに伝達され、ダイオード１１４を介する線形に減衰する２次電流Ｉｓが生成される。電流制御スイッチ１１２の開閉サイクルを通した出力コンデンサ１１８の結果の帯電／放電により、所望の出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。

[0024]電流制御スイッチ１１２が開かれた時点で、インダクタＬＫに蓄積されたエネルギーがある。しかし、インダクタＬＫと２次巻線１０８ｓの間に結合がないため、そうしたエネルギーを２次巻線１０８ｓに伝達することができない。本発明の１つ又は複数の実施形態によれば、また以下に説明するように、ピーク電流Ｉｐｐｅａｋ、コンデンサＣＰ及びＣＳ、並びにインダクタＬＫは、インダクタＬＫに蓄積されたエネルギーがコンデンサＣＰ及びＣＳに伝達されるように確定される。次いで、伝達されたエネルギーはＤＣ−ＤＣコンバータ１０４のソフトスイッチングの際に回収することができ、したがって、１次巻線１０８ｐと２次巻線１０８ｓの間のエネルギー伝達の際の電流制御スイッチ１１２のドレイン−ソース電圧のリンギングを取り除き、変圧器１０８におけるエネルギーの無損失コミュテーションをもたらすことができる。

[0025]１つ又は複数の代替実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４内の１つ又は複数の追加の要素、例えば、（例えば、コンデンサＣＰ及び／若しくはコンデンサＣＳの両端に接続され、並びに／又は、ＣＰ及び／若しくはＣＳの両端に接続されているのと電子的に等価なようにＤＣ−ＤＣコンバータ１０４に接続された）１つ又は複数のコンデンサ、並びに／或いは（例えば、インダクタＬＫと直列に接続され、及び／又は、ＬＫと直列に接続されているのと電子的に等価なようにＤＣ−ＤＣコンバータ１０４に接続された）１つ又は複数のインダクタなどを利用して、無損失コミュテーションを達成することができる。いくつかの実施形態では、これらの追加の要素のうちの１つ又は複数が、調整可能であり及び／又はＤＣ−ＤＣコンバータ１０４内へ若しくはＤＣ−ＤＣコンバータ１０４外へ作用可能に切り替えられることが可能でありうる。

[0026]１つ又は複数の代替実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４は、昇圧型コンバータ、昇降圧型コンバータ、フォワードコンバータ、フルブリッジコンバータ、又は同様のコミュテーションを有するコンバータとすることができる。

[0027]図２は、本発明の１つ又は複数の実施形態による、電流制御スイッチ１１２が非作動状態にされたときの等価回路２００の概略図である。等価回路２００は、図１に示された理想変圧器モデルを利用しており、実際の変圧器が理想変圧器１０８としてモデル化され、インダクタＬＭ及びＬＫがそれぞれ、磁化インダクタンス及び漏れインダクタンスをモデル化している。回路２００は、インダクタＬＭ、インダクタＬＫ、及びコンデンサＣＰの直列結合を備え、インダクタＬＭのインダクタンスは、インダクタＬＫのインダクタンスよりもかなり大きい。電圧Ｖｉｎは、ＬＭ、ＬＫ、及びＣＰの直列結合の両端の電圧である。電流制御スイッチ１１２を表す理想スイッチ２０２は、コンデンサＣＰの両端に接続される。コンデンサＣＳ−ｒｅｆｌｅｃｔｅｄは、変圧器１０８の１次側に反射されるコンデンサＣＳを表す。コンデンサＣＳ−ｒｅｆｌｅｃｔｅｄ及びダイオード１１４は、並列に接続され、ダイオード１１４のアノード端子は、インダクタＬＭとインダクタＬＫの間にＬＭの第１の端子で接続される。電圧Ｖｏｕｔ−ｒｅｆｌｅｃｔｅｄは、ＬＭの第２の端子とダイオード１１４のカソード端子にわたる電圧である。

[0028]本発明の１つ又は複数の実施形態によれば、１次及び２次側キャパシタンス（それぞれ、Ｃｃｐ及びＣｃｓ）、ＬＫのインダクタンス（Ｌｌｋ）、ピーク電流（Ｉｐｐｅａｋ）、並びにコンバータ入力及び出力電圧（それぞれ、Ｖｉｎ及びＶｏｕｔ）は、以下に説明されるように、スイッチ２０２が開かれたとき、無損失コミュテーションを達成するために相互に依存する。

[0029]無損失コミュテーションを達成するために、第１の条件として、コンデンサＣＰ及びＣＳ−ｒｅｆｌｅｃｔｅｄのキャパシタンスは等価でなければならいことが要求され、すなわち、コンデンサＣＰ及びＣＳのキャパシタンスは、以下のように、変圧器１０８の巻線比に基づいて整合しなければならない。

[0030]

[0031]上式において、Ｃｃｐ＝コンデンサＣＰのキャパシタンス、Ｃｃｓ＝コンデンサＣＳのキャパシタンス、Ｎｐ＝１次巻線１０８ｐの巻数、Ｎｓ＝２次巻線１０８ｓの巻数、及びＣｍａｔｃｈ＝整合した１次及び２次側キャパシタンスである。いくつかの実施形態では、Ｃｃｐ及びＣｃｓのキャパシタンスは線形でないことがあり、例えば、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）又はダイオードの寄生キャパシタンスは、電圧とともにかなり変動しうる。このような実施形態では、ここで提示する式が変わる可能性があるが、非線形キャパシタンスは特定の動作点で実効キャパシタンスを有し、本発明の方法が成立する。例えば、本発明の結果を達成するための値は、数値解析、シミュレーション、又は類似の手法を利用して決定することができる。

[0032]いくつかの代替実施形態では、コンデンサＣＰ及び／又はＣＳは、寄生キャパシタンス、並びに、それぞれ、電流制御スイッチ１１２の両端に接続された（又は電流制御スイッチ１１２の両端に接続されているのと電子的に等価なようにＤＣ−ＤＣコンバータ１０４に接続された）、及びダイオード１１４の両端に接続された（又はダイオード１１４の両端に接続されているのと電子的に等価なようにＤＣ−ＤＣコンバータ１０４に接続された）１つ又は複数のコンデンサの組合せを表す。そのような実施形態では、ＣＰの全キャパシタンス（すなわち、ＣＰで表される全てのコンデンサのキャパシタンス）とＣＳの全キャパシタンス（すなわち、ＣＳで表される全てのコンデンサのキャパシタンス）とが、変圧器巻線比に鑑みて整合する。一部のそのような実施形態では、任意特定の時点の整合した１次及び２次側キャパシタンスを達成するために、追加のコンデンサが、調整される及び／又は回路内へ及び回路外へ作用可能に切り替えられることが可能である。

[0033]１次電流ＩｐがＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の動作中にピーク値Ｉｐｐｅａｋに達すると、スイッチ２０２（すなわち、電流制御スイッチ１１２を表す理想スイッチ２０２）が非作動状態にされ、インダクタＬＫに蓄積されたエネルギーが、正弦漏れインダクタンス電流ｌｌｋと呼ばれる１次電流Ｉｐの継続的流れ（すなわち、スイッチ２０２の開放に続く１次電流Ｉｐ）をもたらす。コンデンサＣＰ及びコンデンサＣＳ−ｒｅｆｌｅｃｔｅｄのそれぞれ両端の電圧Ｖｃｐ及びＶｃｓｒが上昇し始める。無損失コミュテーションを達成するために、漏れインダクタンス電流ｌｌｋの谷（すなわち、ｌｌｋがゼロであり、ゼロ勾配ｄｌｌｋ／ｄｔ＝０を有するとき）は、Ｖｃｓｒのゼロ交差（すなわち、Ｖｃｓのゼロ交差）と一致しなければならず、さらに、この点で、電圧Ｖｃｐは、Ｖｉｎ＋（Ｎｐ／Ｎｓ）×Ｖｏｕｔの値と交差する。それ以降、漏れインダクタンス電流ｌｌｋはゼロであり、電圧Ｖｃｐは、Ｖｉｎ＋（Ｎｐ／Ｎｓ）×Ｖｏｕｔの定常値であり、Ｖｃｓｒ（及びＶｃｓ）は、ゼロの定常値である。

[0034]スイッチの開放に続いて、（１次電流Ｉｐとも呼ぶことができる）漏れインダクタンス電流ｌｌｋは、漏れインダクタンス電流ｌｌｋの谷が、共振周期

に基づき下記のような規則的間隔の遷移時間ＴＴＲのうちの１つでＶｃｓｒのゼロ交差（及びＶｃｐのＶｉｎ＋（Ｎｐ／Ｎｓ）×Ｖｏｕｔ交差）と一致できるように、ピーク値Ｉｐｐｅａｋとゼロの間で振動する。

[0035]

[0036]上式において、ｎ＝任意の奇数の整数（１、３、５など）、Ｌｌｋは、インダクタＬＫのインダクタンス（すなわち、１次側を基準とした全実効直列インダクタンス）、Ｃｍａｔｃｈは、整合した１次及び２次側実効キャパシタンスである。前述のように、ＬＫは、１次側を基準とした全実効直列インダクタンスを表し、意図的又は非意図的に１次及び／又は２次側に置かれた１つ又は複数のインダクタンスを具体化することができる。

[0037]そして、無損失コミュテーションは、ｌｌｋ＝０でありｌｌｋがゼロ勾配を有し、また遷移点の１つにおいてＶｃｓｒ＝０であるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の１つ又は複数のパラメータを適切に設定することによって達成することができる。そのような点において、電圧Ｖｃｐ＝Ｖｉｎ＋（Ｎｐ／Ｎｓ）×Ｖｏｕｔである。

[0038]いくつかの実施形態では、無損失コミュテーションは、遷移時間ＴＴＲに基づき、またＶｃｓｒのゼロ交差及びＶｃｐのＶｉｎ＋（Ｎｐ／Ｎｓ）×Ｖｏｕｔ交差と一致する漏れインダクタンス電流ｌｌｋの谷をもたらす、下記のようなピーク電流Ｉｐｐｅａｋで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４を動作させることによって達成することができる。

[0039]

[0040]上式において、ｎ＝任意の奇数の整数（１、３、５など）、Ｃｍａｔｃｈは、整合した１次及び２次側実効キャパシタンス、Ｌｌｋは、１次側を基準とした全実効直列インダクタンス、Ｎｐ＝１次巻線１０８ｐの巻数、Ｎｓ＝２次巻線１０８ｓの巻数、Ｖｉｎは、コンバータ入力電圧、Ｖｏｕｔは、コンバータ出力電圧である。

[0041]ＤＣ−ＤＣコンバータピーク電流が式（３）に基づいて決定されるかかる実施形態では、Ｃｍａｔｃｈ、Ｌｌｋ、Ｖｉｎ、及びＶｏｕｔのうちの１つ又は複数が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の動作中に固定されても動的に変化してもよく、それに応じてＩｐｐｅａｋの新しい値が決定される。例えば、Ｖｉｎ及びＶｏｕｔが変動する間、Ｃｍａｔｃｈ及びＬｌｋを固定することができ、Ｖｉｎ及びＶｏｕｔが変動するのに応じてピーク電流Ｉｐｐｅａｋが変化する。いくつかの実施形態では、無損失コミュテーションを各々がもたらす異なるピーク電流ＩｐｐｅａｋでＤＣ−ＤＣコンバータ１０４を動作させることによって、所与の入力電圧Ｖｉｎに対して、所望の出力電圧Ｖｏｕｔを達成することができる。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４は、無損失コミュテーションのための第１のピーク電流Ｉｐｐｅａｋ（１）を利用する１つ又は複数の開閉サイクルで、次いで無損失コミュテーションのための第２のピーク電流Ｉｐｐｅａｋ（２）を利用する１つ又は複数の開閉サイクルで動作させることが可能であり、この場合、そのような第１のピーク電流と第２のピーク電流の間のディザリングが平均ピーク電流をもたらして、所与のＶｉｎに対して所望の出力電圧Ｖｏｕｔを生成するとともに、無損失コミュテーションを達成する。

[0042]他の実施形態では、無損失コミュテーションは、漏れインダクタンス電流ｌｌｋの谷がＶｃｓｒのゼロ交差及びＶｃｐのＶｉｎ＋（Ｎｐ／Ｎｓ）×Ｖｏｕｔ交差と一致するように計算される下記のようなＣｍａｔｃｈの値に基づいて、第１及び第２の側の実効キャパシタンス（すなわち、Ｃｃｐ及びＣｃｓ）を設定することによって達成することができる。

[0043]

[0044]上式において、ｎ＝任意の奇数の整数（１、３、５など）、Ｉｐｐｅａｋはピーク電流、Ｌｌｋは、インダクタＬＫのインダクタンス（すなわち、１次側を基準とした全実効直列インダクタンス）、Ｎｐ＝１次巻線１０８ｐの巻数、Ｎｓ＝２次巻線１０８ｓの巻数、Ｖｉｎは、コンバータ入力電圧、Ｖｏｕｔは、コンバータ出力電圧である。

[0045]式（４）のように計算されるＣｍａｔｃｈの値に基づいてＣｃｐ及びＣｃｐが設定されるかかる実施形態では、Ｌｌｋ、Ｉｐｐｅａｋ、Ｖｉｎ、及びＶｏｕｔのうちの１つ又は複数が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の動作中に固定されても動的に変化してもよく、それに応じてＣｃｐ／Ｃｃｓが設定される。例えば、上記のパラメータのそれぞれは、固定値とすることができ、電流制御スイッチ１１２及びダイオード１１４は、式（１）及び（４）によって指定される寄生キャパシタンスを有するように選択される。別の例として、それらのパラメータの１つ又は複数は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の動作中に変化することができ、（１つ又は複数の）パラメータが変化するにつれて、新しいＣｍａｔｃｈ値が計算され、これに応じてＣｃｐ及び／又はＣｃｓの新しい値が、例えば、構成要素を調整し又は構成要素をＤＣ−ＤＣコンバータ１０４内へ／外へ作用可能に切り替えることによって、実装される。

[0046]いくつかの実施形態では、ＣＰ及び／又はＣＳは、（寄生キャパシタンスに加えて）、全キャパシタンスＣｃｐ（すなわち、ＣＰで表される全てのコンデンサの全キャパシタンス）とＣｃｓの全キャパシタンス（すなわち、ＣＳで表される全てのコンデンサの全キャパシタンス）とが式（１）及び（４）を満たすように調整され又はＤＣ−ＤＣコンバータ１０４内へ／外へ切り替えられる１つ又は複数のコンデンサを表すことができる。例えば、ピーク電流Ｉｐｐｅａｋは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の開閉サイクル中に変化することができ、ある開閉サイクルから別の開閉サイクルへのＩｐｐｅａｋの変化に基づいて、ＣＰ及び／又はＣＳによって表される１つ又は複数のコンデンサが調節されて（すなわち、調整され又は回路内へ／外へ作用可能に切り替えられて）無損失コミュテーションのための式（１）及び（４）を満たすキャパシタンスＣｃｐ及びＣｃｓを達成することができる。

[0047]さらに他の実施形態では、無損失コミュテーションは、漏れインダクタンス電流ｌｌｋの谷がＶｃｓｒのゼロ交差及びＶｃｐのＶｉｎ＋（Ｎｐ／Ｎｓ）×Ｖｏｕｔ交差と一致するように決定された値に、インダクタンスＬｌｋを設定することによって達成することができる。

[0048]

[0049]上式において、ｎ＝任意の奇数の整数（１、３、５など）、Ｃｍａｔｃｈは、整合した１次及び２次側実効キャパシタンス、Ｉｐｐｅａｋはピーク電流、Ｎｐ＝１次巻線１０８ｐの巻数、Ｎｓ＝２次巻線１０８ｓの巻数、Ｖｉｎは、コンバータ入力電圧、Ｖｏｕｔは、コンバータ出力電圧である。

[0050]無損失コミュテーションが式（５）で指定されるＬｌｋを設定することによって達成されるかかる実施形態では、Ｃｍａｔｃｈ、Ｉｐｐｅａｋ、Ｖｉｎ、及びＶｏｕｔのうちの１つ又は複数が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の動作中に固定されても動的に変化してもよく、それに応じてＬｌｋが設定される。例えば、上記のパラメータのそれぞれは、固定値とすることができ、そのとき、変圧器１０８は、式（５）によって指定される漏れインダクタンスを有するように選択される。別の例として、パラメータの１つ又は複数は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の動作中に変化することができ、（１つ又は複数の）パラメータが変化するにつれて、これに応じて新しいＬｌｋ値が、例えば、構成要素を調整し及び／又は構成要素をＤＣ−ＤＣコンバータ１０４内へ／外へ切り替えることによって、計算され設定される。いくつかの実施形態では、ＬＫは、変圧器１０８、並びに式（５）によって指定されるインダクタンスを達成するように、調整され又はＤＣ−ＤＣコンバータ１０４内へ／外へ作用可能に切り替えられる（例えば、１次巻線１０８ｐ及び／又は２次巻線１０８ｓと直列の）１つ又は複数のインダクタの漏れインダクタンスを表すことができる。例えば、ピーク電流Ｉｐｐｅａｋは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の開閉サイクル中に変化することができ、そうした変化に基づいて、ＬＫによって表される１つ又は複数のインダクタが調節されて（すなわち、調整され又は回路内へ／外へ作用可能に切り替えられて）無損失コミュテーションのための式（５）を満たす全インダクタンスを達成することができる。

[0051]一般的に、無損失コミュテーションは、前述の式を満たすパラメータＣｃｐ、Ｃｃｓ、Ｌｌｋ、Ｉｐｐｅａｋ、Ｖｉｎ、又はＶｏｕｔの任意の組合せについて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の動作中に達成することができる。

[0052]図３は、本発明の１つ又は複数の実施形態による、第１の遷移時間に基づいて無損失コミュテーションが達成されたときのＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の電流波形及び電圧波形を示す複数のグラフ図３００である。第１の遷移時間ＴＴＲ１は、ｎ＝１の値を有する式（２）に基づいて決定される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４は、ｎ＝１として前述の式（３）、（４）、又は（５）のいずれかに基づいて無損失コミュテーションを達成するように動作させることが可能である。

[0053]グラフ図３００は、スイッチ制御電圧を経時的に示す波形３１２（「スイッチ制御波形３１２」）の図３０２と、１次電流を経時的に示す波形３１４（「Ｉｐ波形３１４」）の図３０４と、コンデンサＣＰの両端の電圧を経時的に示す波形３１６（「Ｖｃｐ波形３１６」）の図３０６と、コンデンサＣＳの両端の電圧を経時的に示す波形３１８（「Ｖｃｓ波形３１８」）の図３０８と、漏れインダクタンス電流ｌｌｋを経時的に示す波形３２０（「ｌｌｋ波形３２０」）の図３１０とを含む。漏れインダクタンス電流ｌｌｋは、１次電流Ｉｐと等価であるが、スイッチ１１２の開放に続いて、１次巻線１０８ｐを通る電流の流れがインダクタＬＫに蓄積されたエネルギーから生じることを強調するために別に示している。

[0054]いくつかの代替実施形態では、Ｖｃｓ波形３１８は、代替の２次スイッチング素子（例えば、２次整流を行うために適切な制御装置によって制御されるスイッチ）の両端の電圧を示す。

[0055]スイッチ制御波形３１２は、電流制御スイッチ１１２を作動状態及び非作動状態にするためのＤＣ−ＤＣ変換制御モジュール１２０によって生成される。スイッチ制御波形３１２が高いとき、電流制御スイッチ１１２が作動状態（すなわちオン）にされ、スイッチ制御波形３１２が低いとき、電流制御スイッチ１１２が非作動状態（すなわちオフ）にされる。時刻ＴＯから時刻Ｔ１まで、スイッチ制御波形３１２は高く、電流制御スイッチ１１２を作動状態に維持する。Ｉｐ波形３１４及び（Ｉｐ波形３１４と同一の）ｌｌｋ波形３２０は、Ｉｐｐｅａｋのピーク値に向かって線形に上昇する。Ｖｃｐ波形３１６は、作動状態の電流制御スイッチ１１２のため基本的にゼロであり、ダイオード１１４は、−（Ｖｏｕｔ＋（Ｎｓ／Ｎｐ）×Ｖｉｎ）におけるＶｃｓ波形３１８で逆バイアスされる。

[0056]時刻Ｔ１で、スイッチ制御波形３１２は、降下して低くなり、電流制御スイッチ１１２を非作動状態にする。Ｉｐ波形３１４は、１次巻線１０８ｐを通る電流の流れが低下するのに伴い、ピーク値Ｉｐｐｅａｋからゼロへ（１／２）×Ｉｐｐｅａｋの直流オフセットを有する余弦波の形で低下し始める。漏れインダクタンス（すなわち、インダクタＬＫで表されるインダクタンス）の存在により、Ｖｃｐ波形３１６は、線形ランプ関数と併せられる正弦波の形で急速に上昇し始める。Ｉｐ波形３１４と同じく、ｌｌｋ波形３２０は、リンギングを始めると正弦波状に低下する。１次巻線１０８ｐに蓄積されたエネルギーが２次巻線１０８ｓに伝達されると、Ｖｃｓ波形３１８は、線形ランプ関数と併せられる余弦関数の形で上昇する。

[0057]遷移時間ＴＴＲは、時刻

でスイッチ開放後に発生する。遷移時間ＴＴＲでは、スイッチ制御波形３１２は低いままであり、Ｉｐ波形３１４は、ゼロ勾配を有しゼロにある。さらに、Ｖｃｐ波形３１６が、Ｖｉｎ＋（Ｎｐ／Ｎｓ）×Ｖｏｕｔの定常値（ＴＴＲにおいてｄＶｃｐ／ｄｔ＝０）に達し、Ｖｃｓ波形３１８が、ゼロの定常値に達し、（Ｉｐ波形３１４と同一の）ｌｌｋ波形３２０が、ゼロの定常値（ＴＴＲにおいてｄｌｌｋ／ｄｔ＝０）に達する。

[0058]時刻Ｔ２において、スイッチ制御波形３１２は、高いレベルに戻って、電流制御スイッチ１１２を作動状態にする。Ｉｐ波形３１４及びｌｌｋ波形３２０は、全く同様に線形に上昇する。Ｖｃｐ波形３１６は、作動状態の電流制御スイッチ１１２のため基本的にゼロであり、ダイオード１１４は、−（Ｖｏｕｔ＋（Ｎｓ／Ｎｐ）×Ｖｉｎ）におけるＶｃｓ波形３１８で逆バイアスされる。

[0059]図４は、本発明の１つ又は複数の実施形態による、第２の遷移時間に基づいて無損失コミュテーションが達成されたときのＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の電流波形及び電圧波形を示す複数のグラフ図である。第２の遷移時間ＴＴＲ２は、ｎ＝２の値を有する式（２）に基づいて決定される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４は、ｎ＝２として前述の式（３）、（４）、又は（５）のいずれかに基づいて無損失コミュテーションを達成するように動作させることが可能である。

[0060]グラフ図４００は、スイッチ制御電圧を経時的に示す波形４１２（「スイッチ制御波形４１２」）の図４０２と、１次電流を経時的に示す波形４１４（「Ｉｐ波形４１４」）の図４０４と、コンデンサＣＰの両端の電圧を経時的に示す波形４１６（「Ｖｃｐ波形４１６」）の図４０６と、コンデンサＣＳの両端の電圧を経時的に示す波形４１８（「Ｖｃｓ波形４１８」）の図４０８と、漏れインダクタンス電流ｌｌｋを経時的に示す波形４２０（「ｌｌｋ波形４２０」）の図４１０とを含む。漏れインダクタンス電流ｌｌｋは、１次電流Ｉｐと等価であるが、スイッチ１１２の開放に続いて、１次巻線１０８ｐを通る電流の流れがインダクタＬＫに蓄積されたエネルギーから生じることを強調するために別に示している。

[0061]いくつかの代替実施形態では、Ｖｃｓ波形４１８は、代替の２次スイッチング素子（例えば、２次整流を行うために適切な制御装置によって制御されるスイッチ）の両端の電圧を示す。

[0062]スイッチ制御波形３１２と同様に、スイッチ制御波形４１２は、電流制御スイッチ１１２を作動状態及び非作動状態にするためのＤＣ−ＤＣ変換制御モジュール１２０によって生成される。スイッチ制御波形４１２が高いとき、電流制御スイッチ１１２が作動状態（すなわちオン）にされ、スイッチ制御波形４１２が低いとき、電流制御スイッチ１１２が非作動状態（すなわちオフ）にされる。時刻ＴＯから時刻Ｔ１まで、スイッチ制御波形４１２は高く、電流制御スイッチ１１２を作動状態に維持する。Ｉｐ波形４１４及びｌｌｋ波形４２０は、全く同様にＩｐｐｅａｋのピーク値に向かって線形に上昇する。Ｖｃｐ波形４１６は、作動状態の電流制御スイッチ１１２のため基本的にゼロであり、ダイオード１１４は、−（Ｖｏｕｔ＋（Ｎｓ／Ｎｐ）×Ｖｉｎ）におけるＶｃｓ波形４１８で逆バイアスされる。

[0063]時刻Ｔ１で、スイッチ制御波形４１２は、降下して低くなり、電流制御スイッチ１１２を非作動状態にする。Ｉｐ波形４１４は、Ｉｐｐｅａｋから低下し、（１／２）×Ｉｐｐｅａｋの直流オフセットを有する余弦関数の形でゼロとＩｐｐｅａｋの値の間でリンギングし始め、Ｉｐ波形４１４は、第１の遷移時間

でゼロ勾配を有する第１のゼロ点（すなわち谷）に達する。

[0064]漏れインダクタンス（すなわち、インダクタＬＫで表されるインダクタンス）の存在により、時刻Ｔ１で、Ｖｃｐ波形４１６は、線形ランプ関数と併せられる正弦波の形で急速に上昇し始める。ランプ関数の勾配は、正弦関数の最小勾配と等しく且つ逆であり、結果として第１の遷移時間ＴＴＲ１におけるゼロ勾配がもたらされる。

[0065]時刻Ｔ１において、Ｉｐ波形４１４と同一のｌｌｋ波形４２０は、ゼロに向かって低下し、（１／２）×Ｉｐｐｅａｋの直流オフセットを有する余弦関数の形でゼロとＩｐｐｅａｋの値の間で正弦波状にリンギングし始め、ｌｌｋ波形４２０は、第１の遷移時間ＴＴＲ１でゼロ勾配を有する第１のゼロ点（すなわち谷）に達する。インダクタＬＫに蓄積されたエネルギー（すなわち、実際の変圧器の１次巻線に蓄積されたエネルギー）が２次巻線１０８ｓに伝達されると、Ｖｃｓ波形４１８は、線形ランプ関数と併せられる余弦関数の形で上昇する。ランプ関数の勾配は、余弦関数の最小勾配と等しく且つ逆であり、結果として、第１の遷移時間ＴＴＲ１から９０度離れたゼロ勾配のフラットスポットをもたらす。

[0066]スイッチ制御波形４１２は低いままであり、第２の遷移時間ＴＴＲ２が、時刻

に発生する。第２の遷移時間ＴＴＲ２において、Ｉｐ波形４１４は、ゼロ勾配を有する第２のゼロ点（すなわち谷）に達し、ゼロにとどまる、さらに、Ｖｃｐ波形４１６が、Ｖｉｎ＋（Ｎｐ／Ｎｓ）×Ｖｏｕｔの定常値（ＴＴＲ２においてｄＶｃｐ／ｄｔ＝０）に達し、Ｖｃｓ波形４１８が、ゼロの定常値に達し、（Ｉｐ波形４１４と同一の）ｌｌｋ波形４２０が、ゼロの定常値（ＴＴＲ２においてｄｌｌｋ／ｄｔ＝０）に達する。

[0067]時刻Ｔ２において、スイッチ制御波形４１２は、高いレベルに戻って、電流制御スイッチ１１２を作動状態にする。Ｉｐ波形４１４及びｌｌｋ波形４２０は、全く同様に線形に上昇し始める。Ｖｃｐ波形４１６は、作動状態の電流制御スイッチ１１２のため基本的にゼロであり、ダイオード１１４は、−（Ｖｏｕｔ＋（Ｎｓ／Ｎｐ）×Ｖｉｎ）におけるＶｃｓ波形４１８で逆バイアスされる。

[0068]図５は、本発明の１つ又は複数の実施形態による、第３の遷移時間に基づいて無損失コミュテーションが達成されたときのＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の電流波形及び電圧波形を示す複数のグラフ図である。第３の遷移時間ＴＴＲ３は、ｎ＝３の値を有する式（２）に基づいて決定される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４は、ｎ＝３として前述の式（３）、（４）、又は（５）のいずれかに基づいて無損失コミュテーションを達成するように動作させることが可能である。

[0069]グラフ図５００は、スイッチ制御電圧を経時的に示す波形５１２（「スイッチ制御波形５１２」）の図５０２と、１次電流を経時的に示す波形５１４（「Ｉｐ波形５１４」）の図５０４と、コンデンサＣＰの両端の電圧を経時的に示す波形５１６（「Ｖｃｐ波形５１６」）の図５０６と、コンデンサＣＳの両端の電圧を経時的に示す波形５１８（「Ｖｃｓ波形５１８」）の図５０８と、漏れインダクタンス電流ｌｌｋを経時的に示す波形５２０（「ｌｌｋ波形５２０」）の図５１０とを含む。漏れインダクタンス電流ｌｌｋは、１次電流Ｉｐと等価であるが、スイッチ１１２の開放に続いて、インダクタＬＭを通る電流の流れ（すなわち、実際の変圧器の１次巻線を通る電流の流れ）がインダクタＬＫに蓄積されたエネルギーから生じることを強調するために別に示している。

[0070]いくつかの代替実施形態では、Ｖｃｓ波形５１８は、代替の２次スイッチング素子（例えば、２次整流を行うために適切な制御装置によって制御されるスイッチ）の両端の電圧を示す。

[0071]スイッチ制御波形３１２及び４１２と同様に、スイッチ制御波形５１２は、電流制御スイッチ１１２を作動状態及び非作動状態にするためのＤＣ−ＤＣ変換制御モジュール１２０によって生成される。スイッチ制御波形５１２が高いとき、電流制御スイッチ１１２が作動状態（すなわちオン）にされ、スイッチ制御波形５１２が低いとき、電流制御スイッチ１１２が非作動状態（すなわちオフ）にされる。時刻ＴＯから時刻Ｔ１まで、スイッチ制御波形５１２は高く、電流制御スイッチ１１２を作動状態に維持する。Ｉｐ波形５１４及びｌｌｋ波形５２０は、全く同様にＩｐｐｅａｋのピーク値に向かって線形に上昇する。Ｖｃｐ波形５１６は、作動状態の電流制御スイッチ１１２のため基本的にゼロであり、ダイオード１１４は、−（Ｖｏｕｔ＋（Ｎｓ／Ｎｐ）×Ｖｉｎ）におけるＶｃｓ波形５１８で逆バイアスされる。

[0072]時刻Ｔ１で、スイッチ制御波形５１２は、降下して低くなり、電流制御スイッチ１１２を非作動状態にする。Ｉｐ波形５１４は、Ｉｐｐｅａｋから低下し、（１／２）×Ｉｐｐｅａｋの直流オフセットを有する余弦関数の形でゼロとＩｐｐｅａｋの値の間でリンギングし始め、Ｉｐ波形５１４は、第１の遷移時間

及び第２の遷移時間

でゼロ勾配を有する第１のゼロ点（すなわち谷）に達する。

[0073]漏れインダクタンス（すなわち、インダクタＬＫで表されるインダクタンス）の存在により、時刻Ｔ１で、Ｖｃｐ波形５１６は、線形ランプ関数と併せられる正弦波の形で急速に上昇し始める。ランプ関数の勾配は、正弦関数の最小勾配と等しく且つ逆であり、結果として第１及び第２の遷移時間ＴＴＲ１及びＴＴＲ２におけるゼロ勾配がもたらされる。

[0074]時刻Ｔ１において、（Ｉｐ波形５１４と同一の）ｌｌｋ波形５２０は、ゼロに向かって低下し、（１／２）×Ｉｐｐｅａｋの直流オフセットを有する余弦関数の形でゼロとＩｐｐｅａｋの値の間で正弦波状にリンギングし始め、ｌｌｋ波形５２０は、第１及び第２の遷移時間ＴＴＲ１及びＴＴＲ２でゼロ勾配を有するゼロ点（すなわち谷）に達する。インダクタＬＫに蓄積されたエネルギー（すなわち、実際の変圧器の１次巻線に蓄積されたエネルギー）が２次巻線１０８ｓに伝達されると、Ｖｃｓ波形５１８は、線形ランプ関数と併せられる余弦関数の形で上昇し始める。ランプ関数の勾配は、余弦関数の最小勾配と等しく且つ逆であり、結果として、第１及び第２の遷移時間ＴＴＲ１及びＴＴＲ２のそれぞれから９０度離れたゼロ勾配のフラットスポットをもたらす。

[0075]スイッチ制御波形４１２は低いままであり、第３の遷移時間ＴＴＲ３が、時刻

に発生する。第３の遷移時間ＴＴＲ３において、Ｉｐ波形５１４は、ゼロ勾配を有する第３のゼロ点（すなわち谷）に達し、ゼロにとどまる。さらに、Ｖｃｐ波形５１６が、Ｖｉｎ＋（Ｎｐ／Ｎｓ）×Ｖｏｕｔの定常値（ＴＴＲ３においてｄＶｃｐ／ｄｔ＝０）に達し、Ｖｃｓ波形５１８が、ゼロの定常値に達し、（Ｉｐ波形５１４と同一の）ｌｌｋ波形５２０が、ゼロの定常値（ＴＴＲ３においてｄｌｌｋ／ｄｔ＝０）に達する。

[0076]時刻Ｔ２において、スイッチ制御波形５１２は、高いレベルに戻って、電流制御スイッチ１１２を作動状態にする。Ｉｐ波形５１４及びｌｌｋ波形５２０は、全く同様に線形に上昇する。Ｖｃｐ波形５１６は、作動状態の電流制御スイッチ１１２のため基本的にゼロであり、ダイオード１１４は、−（Ｖｏｕｔ＋（Ｎｓ／Ｎｐ）×Ｖｉｎ）におけるＶｃｓ波形５１８で逆バイアスされる。

[0077]図６は、本発明の１つ又は複数の実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作中に無損失コミュテーションを達成するための方法６００の流れ図である。ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧源から直流入力電圧Ｖｉｎを受け取り、入力電圧を直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。以下に説明するようないくつかの実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータは、変圧器を備えるフライバックコンバータであって、１次側が変圧器の１次巻線を含み、２次側が変圧器の２次巻線を含むＤＣ−ＤＣコンバータ（例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４）である。ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次巻線を通る電流の流れを制御するための、１次巻線と直列に接続された電流制御スイッチ（例えば、電流制御スイッチ１１２）と、２次巻線と直列に接続された２次整流ダイオード（すなわち２次スイッチング素子）（例えばダイオード１１４）とをさらに備える。いくつかの代替実施形態では、２次整流のために異なる構成を利用することができる。例えば、２次整流ダイオードが、異なる構成で２次巻線に接続されてもよく、第２のダイオードが、２次巻線に接続されてもよく、又はダイオードではない適切な制御装置によって制御されるスイッチにより、２次整流（例えば「同期整流」）が行われてもよい。

[0078]コンバータ変圧器は、１次巻線と直列のインダクタ、又は代わりに１次巻線と直列に接続されているのと電子的に等価なようにインダクタとしてモデル化することができる（例えば、漏れインダクタンスは、２次巻線と直列のインダクタＬＫとしてモデル化されてもよい）寄生インダクタンス（すなわち漏れインダクタンス）を有する。１次コンデンサ（例えば、実効１次側キャパシタンスＣｃｐを表すＣＰ）は、電流制御スイッチの両端に接続され、又は電流制御スイッチの両端に接続されているのと電子的に等価なようにＤＣ−ＤＣコンバータに接続され（例えば、コンデンサは１次巻線の両端に接続されてもよい）、いくつかの実施形態では、１次コンデンサは、電流制御スイッチの寄生キャパシタンスを表すことができる。２次コンデンサ（例えば、実効２次側キャパシタンスＣｃｓを表すＣＳ）は、２次整流ダイオードの両端に、又は２次整流ダイオードの両端に接続されているのと電子的に等価なように接続され、いくつかの実施形態では、２次コンデンサは、２次整流ダイオードの寄生キャパシタンスを表すことができる。

[0079]ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＤＣ−ＤＣ電力変換のためのスタンドアロン構成で利用することができ、代わりに、ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＤＣ−ＡＣインバータなど他の電力変換デバイスの構成要素とともに、又はそうした電力変換デバイスの構成要素として利用されてもよい。１つ又は複数の代替実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧型コンバータ、昇降圧型コンバータ、フォワードコンバータ、フルブリッジコンバータ、又は同様のコミュテーションを有するコンバータとすることができる。

[0080]方法６００は、ステップ６０２で開始しステップ６０４に進む。ステップ６０４で、１次側キャパシタンス及び２次側キャパシタンスは、変圧器の１次及び２次巻線の巻線比に基づいて整合され、すなわち、１次側キャパシタンスの２次側キャパシタンスに対する比は、（Ｎｓ／Ｎｐ）^２に等しくなり、ここで、Ｎｓは２次巻線の巻数、Ｎｐは１次巻線の巻数である。

[0081]いくつかの実施形態では、１次及び２次側キャパシタンスは、適切な構成要素を選択することによって整合される。例えば、１次側及び２次側キャパシタンスはそれぞれ、電流制御スイッチ及び２次整流ダイオードの寄生キャパシタンスとすることができ、電流制御スイッチ及び２次整流ダイオードは、電流制御スイッチ及び２次整流ダイオードの寄生キャパシタンスが変圧器巻線比に基づいて整合されるように選択される。これら１次及び２次側キャパシタンスは、線形であることもないこともあり、例えば、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）又はダイオードの寄生キャパシタンスは、電圧とともにかなり変動しうる。１次側及び／又は２次側キャパシタンスが非線形であるかかる実施形態では、（１つ又は複数の）非線形キャパシタンスは、特定の動作点で実効キャパシタンスを有し、電流制御スイッチ及び２次整流ダイオードは、電流制御スイッチ及び２次整流ダイオードの実効キャパシタンスが適切に整合されるように選択されうる。例えば、本発明の結果を達成するための値は、数値解析、シミュレーション、又は類似の手法を利用して決定することができる。

[0082]他の実施形態では、１次及び２次側キャパシタンスは、１つ又は複数のコンバータ構成要素を動的に調整、追加、及び／又は除去することによって整合されうる。そのような実施形態において、１次側キャパシタンスは、スイッチ寄生キャパシタンスに加えて、スイッチ及び任意の電子的に等価な位置の両端に接続された任意のコンデンサの全キャパシタンスであり、２次側キャパシタンスは、２次整流ダイオード寄生キャパシタンスに加えて、ダイオード及び任意の電子的に等価な位置の両端に接続された任意のコンデンサの全キャパシタンスである。１次及び２次側キャパシタンスは、コンデンサの１つ又は複数を調整し及び／又は回路内へ若しくは回路外へ切り替えることによって（例えば、追加のコンデンサは、コンデンサと直列のスイッチを作動状態／非作動状態にすることによって、回路内へ／外へ切り替えられる）、整合されうる。例えば、整合したキャパシタンスを達成するために、１つ又は複数のコンデンサを、電流制御スイッチの両端及び／又は２次整流ダイオードの両端に追加することができ、代わりに、１つ又は複数のコンデンサを、電流制御スイッチ及び／又は２次整流ダイオードの両端に接続されているのと電子的に等価なようにＤＣ−ＤＣコンバータ１０４に追加してもよい。

[0083]方法６００は、ステップ６０６に進む。ステップ６０６で、電流制御スイッチが非作動状態にされ１次巻線に蓄積されたエネルギーが２次巻線に伝達されるときに無損失コミュテーションを達成するための可能な遷移時間が決定される。無損失コミュテーションを達成するために、漏れインダクタンス電流（すなわち、１次巻線を通る電流ｌｌｋ）は、電流制御スイッチの両端の電圧（Ｖｃｐ）及びダイオード又は代替の２次スイッチング素子の両端の電圧（Ｖｃｓ）がそれぞれ定常値のＶｉｎ＋（Ｎｐ／Ｎｓ）×Ｖｏｕｔ及びゼロに達するのと同時に、谷（すなわち、ゼロ勾配ｄｌｌｋ／ｄｔ＝０を有するゼロの値）に達しなければならない。そのような条件は、電流制御スイッチの開放の後の規則的間隔の１つで（すなわち遷移時間で）発生することができる。これらの遷移時間は、

の間隔で発生し、式中、ｎは、奇数の整数（例えば、１、３、５など）、Ｌｌｋは、１次側を基準とした全実効直列インダクタンス、Ｃｍａｔｃｈは、整合した１次及び２次側実効キャパシタンスである。いくつかの実施形態では、１つ又は複数のインダクタは、インダクタンスＬｌｋがこれらのインダクタによって調節されるように１次巻線及び／又は２次巻線と直列に追加されうる。そのような実施形態では、追加されたインダクタの１つ又は複数は、インダクタンスＬｌｋを所望の量で調節するために、（例えば、スイッチをインダクタと並列に動作させることによって）調整され及び／又は回路内へ又は回路外へ切り替えられる。

[0084]方法６００は、ステップ６０８に進み、無損失コミュテーションを達成しながら単一のピーク電流値Ｉｐｐｅａｋを使用してＤＣ−ＤＣコンバータが動作させられることが可能であるかどうかを決定する。無損失コミュテーションを達成するために、Ｉｐｐｅａｋ値の値は、式（３）を満たすとともに、所与のＶｉｎから所望のＶｏｕｔをもたらすものでなければならない。そうした条件を満足することができる場合、方法６００はステップ６１０に進む。ステップ６１０で、式（３）を満たすとともに入力電圧Ｖｉｎに対して所望のＶｏｕｔを生成する、ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させるためのピーク電流Ｉｐｐｅａｋが決定される。方法は、ステップ６１２に進み、ＤＣ−ＤＣコンバータが、開閉のための計算されたピーク電流レベルを利用して動作させる。

[0085]方法６００は、ステップ６１５に進む。ステップ６１５で、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を継続するかどうか決定が行われる。ステップ６１５の決定の結果が、はいの場合、方法６００はステップ６１２に戻り、ステップ６１５の決定の結果が、いいえの場合、方法６００はステップ６２０に進んでそこで終了する。

[0086]ステップ６０８で単一のＩｐｐｅａｋを利用できないことが決定された場合、方法６００は、ステップ６１４に進む。ステップ６１４では、それぞれが式（３）を満たししたがって無損失コミュテーションをもたらす２つの異なるピーク電流値でＤＣ−ＤＣ変換モジュールを動作させることによって無損失コミュテーションを達成するための解が、決定される。無損失コミュテーションを達成するための可能な遷移時間に基づいて、第１のピーク電流及び対応する第１の数の開閉サイクルが、第２のピーク電流及び対応する第２の数の開閉サイクルとともに決定される（すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータが、第１の数の開閉サイクルにわたって第１のピーク電流で切り替えをし、次いで、第２の数の開閉サイクルにわたって第２のピーク電流で切り替えをするように動作させられる）。第１及び第２のピーク電流並びに対応する開閉サイクルは、ピーク電流間のディザリングが入力電圧Ｖｉｎに対して所望の出力電圧Ｖｏｕｔを生成する平均ピーク電流をもたらすように決定される。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータは、無損失コミュテーションを達成する第１のピーク電流を利用して４２マイクロ秒間動作し、次いで無損失コミュテーションを達成する第２のピーク電流を利用して１２６マイクロ秒間動作し、次いで第１のピーク電流を利用する４２マイクロ秒に戻り、以下同様に動作することができる。そのような第１のピーク電流値と第２のピーク電流値の間のディザリングは、ダイレクトデジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）機能、シグマデルタ変調、又は平均電流を制御するための任意の適切なタイプの変調を使用して行うことができる。いくつかの代替実施形態では、無損失コミュテーションのための３つ以上のピーク電流、及びピーク電流のそれぞれで動作するための対応する開閉サイクルの数が、所望の平均ピーク電流を達成するために利用されてもよい。

[0087]方法６００は、ステップ６１６に進み、ＤＣ−ＤＣ電力変換中に無損失コミュテーションを達成するために、第１及び第２のピーク電流値並びに対応する第１及び第２の数の開閉サイクルに基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させる。ステップ６１９で、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を継続するかどうか決定が行われる。ステップ６１９の決定の結果が、はいの場合、方法６００はステップ６１６に戻り、ステップ６１９の決定の結果が、いいえの場合、方法６００はステップ６２０に進んでそこで終了する。

[0088]いくつかの代替実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ動作パラメータＶｉｎ、Ｖｏｕｔ、Ｃｍａｔｃｈ、又はＬｌｋのうちの１つ又は複数が、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作中に変化することがある。そのような実施形態では、方法６００は、ステップ６０６に戻り、ＤＣ−ＤＣコンバータ動作パラメータのうちの１つ又は複数を、ＤＣ−ＤＣコンバータが無損失コミュテーションで動作するのを継続するように動的に調節することができる。

[0089]図７は、本発明の１つ又は複数の実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作中に無損失コミュテーションを達成するために１次及び２次キャパシタンスを設定するための方法の流れ図である。方法７００のＤＣ−ＤＣコンバータは、方法６００に関連して前述したＤＣ−ＤＣコンバータと類似している。

[0090]方法７００は、ステップ７０２で開始し、ステップ７０４に進み、入力電圧を所望の出力電圧に変換するようにＤＣ−ＤＣコンバータを動作させるためのピーク電流を決定する。ステップ７０６で、無損失コミュテーションを達成するために、１次及び２次側コンデンサについての必要な整合した実効キャパシタンスが決定される。

[0091]整合した実効キャパシタンスは、電流制御スイッチが非作動状態にされた後、それぞれの定常値のＶｉｎ＋（Ｎｐ／Ｎｓ）×Ｖｏｕｔ及びゼロに達している電流制御スイッチの両端の電圧Ｖｃｐ及び２次整流ダイオード（又は代替の２次スイッチング素子）の両端の電圧（Ｖｃｓ）と一致する谷に、漏れインダクタンス電流（すなわち、１次巻線を通る電流ｌｌｋ）が達するように、決定されなければならない。このような条件は、前述の式（４）によって定義されるＣｍａｔｃｈの複数の値について発生する（すなわち、奇数の整数ｎが変化するのに伴って、Ｃｍａｔｃｈの異なる適切な値がもたらされる）。式（４）によって定義されるようなＣｍａｔｃｈの適切な値は、１次側を基準とした全実効直列インダクタンス（例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータで使用されることになる変圧器の測定された漏れインダクタンス）及び決定されたピーク電流に基づいて選択される。いくつかの実施形態では、Ｃｍａｔｃｈの適切な値は、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成要素選択（例えば、電流制御スイッチ選択、ダイオード選択、又は追加のコンデンサの選択など）に基づいて選択されてもよい。

[0092]方法７００は、ステップ７０８に進む。ステップ７０８で、１次側キャパシタンスＣｃｐ及び２次側キャパシタンスＣｃｓが、前述の式（１）が満たされるようにＣｍａｔｃｈの選択された値に基づいて決定される。いくつかの実施形態では、１次側キャパシタンスＣｃｐは、電流制御スイッチの寄生キャパシタンスであり、２次側キャパシタンスＣｃｓは、２次整流ダイオードの寄生キャパシタンスである。他の実施形態において、１次側キャパシタンスは、電流制御スイッチ寄生キャパシタンスに加えて、電流制御スイッチ及び任意の電子的に等価な位置の両端に接続された任意のコンデンサの全キャパシタンスであり、並びに／又は、２次側キャパシタンスは、２次整流ダイオード寄生キャパシタンスに加えて、ダイオード及び任意の電子的に等価な位置の両端に接続された任意のコンデンサの全キャパシタンスである。

[0093]方法７００は、ステップ７１０に進み、１次及び２次側キャパシタンスが必要値に設定される。いくつかの実施形態では、１次及び２次側キャパシタンスは、電流制御スイッチ及び２次整流ダイオードの設計上の選択によって、必要値に設定されうる、すなわち、電流制御スイッチ及び２次整流ダイオードは、電流制御スイッチ及び２次整流ダイオードの寄生キャパシタンスが必要な１次側及び２次側のキャパシタンスとそれぞれ等しくなるように選択されうる。いくつかの実施形態では、これらの寄生キャパシタンスは線形でないことがあるが、非線形キャパシタンスが特定の動作点において実効キャパシタンスを有し、電流制御スイッチ及び／又は２次整流ダイオードは、１つ又は複数のそのような動作点で必要な１次及び２次側キャパシタンスを達成するように選択されうる。例えば、本発明の結果を達成するための値は、数値解析、シミュレーション、又は類似の手法を利用して決定することができる。

[0094]他の実施形態では、１次及び／又は２次側キャパシタンスは、１つ又は複数のコンバータコンデンサを調整、追加、及び／又は除去することによって動的に設定されうる。そのような実施形態において、１次側キャパシタンスは、電流制御スイッチ寄生キャパシタンスに加えて、スイッチ及び任意の電子的に等価な位置の両端に接続された任意のコンデンサの全キャパシタンスであり、２次側キャパシタンスは、２次整流ダイオード寄生キャパシタンスに加えて、ダイオード及び任意の電子的に等価な位置の両端に接続された任意のコンデンサの全キャパシタンスである。これらのコンデンサは、必要な１次及び２次側キャパシタンスが達成されるように、（例えば、コンデンサと直列のスイッチを作動状態／非作動状態にすることによって）調整され、及び／又は回路内／外に切り替えられることが可能である。

[0095]方法７００は、ステップ７１２に進み、必要なピーク電流及び整合したキャパシタンスに基づいてＤＣ−ＤＣコンバータを動作させて、ＤＣ−ＤＣ電力変換中に無損失コミュテーションを達成する。

[0096]ステップ７１４で、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を継続するかどうか決定が行われる。そのような決定の結果が、はいの場合、方法７００はステップ７１２に戻り、そのような決定の結果が、いいえの場合、方法７００はステップ７１６に進んでそこで終了する。

[0097]いくつかの代替実施形態では、方法７００で説明したように１次及び２次側キャパシタンスを設定するのに加えて、（例えば、方法６００に関して先に説明したように）ＤＣ−ＤＣコンバータを異なるピーク電流で動作させるためにディザリング手法を利用することによって、無損失コミュテーションを達成することができる。

[0098]他の代替実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ動作パラメータＶｉｎ、Ｖｏｕｔ、ピーク電流Ｉｐｐｅａｋ、又は１次側を基準とした全実効直列インダクタンスのうちの１つ又は複数のが、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作中に変化することがある。そのような実施形態では、方法７００は、ステップ７０４に戻り、ＤＣ−ＤＣコンバータ動作パラメータのうちの１つ又は複数を、ＤＣ−ＤＣコンバータが無損失コミュテーションで動作するのを継続するように動的に調節することができる。

[0099]図８は、本発明の１つ又は複数の実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作中に電流制御スイッチに対するピークストレスを低減するための方法８００の流れ図である。方法８００のＤＣ−ＤＣコンバータは、方法６００に関連して前述したＤＣ−ＤＣコンバータと類似している。

[00100]ＤＣ−ＤＣコンバータは、所与の時間における入力電圧に基づいて所与の時間で所望の出力電圧を達成するために、ピーク電流値（すなわち、電流制御スイッチが非作動状態にされる値）の範囲にわたって動作させることができる。例えば、所望の出力電圧を維持するために、電流制御スイッチを切り替えるためのピーク電流値を、入力電圧が変化するのに伴って調節することができる。

[00101]方法８００は、ステップ８０２で開始しステップ８０４に進む。ステップ８０４で、動作範囲にわたるＤＣ−ＤＣコンバータのための主要動作パラメータが計算される。そのようなキー動作パラメータは、入力電圧（Ｖｉｎ）、出力電圧（Ｖｏｕｔ）、電流制御スイッチの両端の電圧（Ｖｃｐ）２次整流ダイオード若しくは代替の２次スイッチング要素の両端の電圧（Ｖｃｓ）、並びに／又は１次電流（Ｉｐ）／漏れインダクタンス電流（ｌｌｋ）を含むことができる。さらに又は代わりに、ＤＣ−ＤＣコンバータの他の動作パラメータが計算されてもよい。いくつかの実施形態では、動作マップが、測定された主要パラメータを動作範囲に対してマッピングするために生成されてもよい。

[00102]方法８００は、ステップ８０６に進み、電流制御スイッチに対する最大ストレスの点を決定する。いくつかの実施形態では、最大ストレス点は、電流制御スイッチの両端の電圧Ｖｃｐがその最高レベルにあるときに生じるものとして識別されうる。ステップ８０８で、最大スイッチストレスの点に対応するピーク１次電流（「最大ストレスピーク電流」）を決定する。いくつかの実施形態では、最高ピーク１次電流は、最大ストレス点に対応する。次いで、方法８００はステップ８１０に進む。

[00103]ステップ８１０で、最大ストレスピーク電流で切り替えをしたときに無損失コミュテーションを達成することができるように、必要な整合した１次及び２次側実効キャパシタンス値（すなわちＣｍａｔｃｈ）が決定される。Ｃｍａｔｃｈの値は、式（４）が満たされるように、最大ストレスピーク電流と１次側を基準とした全実効直列インダクタンスとに基づいて決定される。変圧器漏れインダクタンスのみからもたらされるとき、１次側を基準とした全実効直列インダクタンスは、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータで使用されることになる特定の変圧器の漏れインダクタンスを測定することによって、決定されうる。

[00104]方法８００は、ステップ８１２に進み、Ｃｍａｔｃｈの値がスイッチング素子の寄生キャパシタンス（例えば、電流制御スイッチ１１２及び整流ダイオード１１４の寄生キャパシタンス）よりも大きいかどうかを決定する。そのような決定の結果が、いいえの場合、方法はステップ８１４に進み、例えば、構成要素の設計上の選択、或いは１つ若しくは複数のインダクタを調整し及び／又はＤＣ−ＤＣコンバータ内／外へ切り替えることによって、コンバータの１次側を基準とした全実効直列インダクタンス（例えばＬＫ）を増大させる。次いで、方法８００はステップ８１０に戻る。

[00105]ステップ８１２の決定の結果が、はいの場合、方法８００はステップ８１６に進む。ステップ８１６で、必要な実効１次及び２次側キャパシタンスは、式（１）が満たされるように確定され、ここでは、１次側キャパシタンスは、電流制御スイッチ寄生キャパシタンスに加えて、電流制御スイッチ及び任意の電子的に等価な位置の両端に接続された任意のコンデンサの全キャパシタンスであり、２次側キャパシタンスは、２次整流ダイオード寄生キャパシタンスに加えて、ダイオード及び任意の電子的に等価な位置の両端に接続された任意のコンデンサの全キャパシタンスである。いくつかの実施形態では、実効１次側キャパシタンス及び／又は実効２次側キャパシタンスはそれぞれ、電流制御スイッチ及び／又は２次整流ダイオードの設計上の選択によって増大されてもよい。さらに又は代わりに、１つ又は複数のキャパシタンスは、前述のように、調整され、ＤＣ−ＤＣコンバータに追加され、及び／又はＤＣ−ＤＣコンバータから除去されてもよい。

[00106]方法８００は、ステップ８１８に進み、ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させる。整合した１次及び２次側キャパシタンスの結果として、ＤＣ−ＤＣコンバータが最大ストレスピーク電流で切り替えをするとき無損失コミュテーションが発生して、そうでなければ最大ストレスピーク電流での切り替え中に発生したであろうリンギングを取り除く。このように、電流制御スイッチに対するストレスレベルは、無損失コミュテーションを達成することなく切り替えをするときに生じるであろう値よりも低い値に抑えられる。

[00107]方法８００は、ステップ８２０に進み、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を継続するかどうか決定する。そのような決定の結果が、はいの場合、方法８００はステップ８１８に戻り、そのような決定の結果が、いいえの場合、方法８００はステップ８２２に進んでそこで終了する。

[00108]図９は、本発明の１つ又は複数の実施形態による、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作中に無損失コミュテーションを達成するためにインダクタンスを設定するための方法９００の流れ図である。方法９００のＤＣ−ＤＣコンバータは、方法６００に関連して前述したＤＣ−ＤＣコンバータと類似している。

[00109]方法９００は、ステップ９０２で開始しステップ９０４に進み、方法６００に関連して先に述べたように１次側キャパシタンス及び２次側キャパシタンスを、１次及び２次巻線の巻線比に基づいて整合させる。ステップ９０６で、ピーク電流が、入力電圧を所望の出力電圧に変換するようにＤＣ−ＤＣコンバータを動作させるためのピーク電流が決定される。方法９００は、ステップ９０８に進み、無損失コミュテーションを達成することになる全実効直列インダクタンスの値を式（５）に基づいて決定する。いくつかの実施形態では、全実効直列インダクタンスは、変圧器の漏れインダクタンスを含む。他の実施形態では、全実効直列インダクタンスは、意図的及び／又は非意図的に１次及び／又は２次側に配置されたインダクタンスを含む。例えば、全実効直列インダクタは、変圧器の寄生インダクタンスに加えて、１つ若しくは複数の他の構成要素の（１つ若しくは複数の）寄生インダクタンス、並びに／又は１次巻線と直列に接続されているのと電子的に等価なようにＤＣ−ＤＣコンバータに接続された１つ若しくは複数のインダクタの（１つ若しくは複数の）インダクタンスを含むことができる。

[0110]方法９００は、ステップ９１０に進み、全実効直列インダクタンスをＤＣ−ＤＣコンバータに設定する。いくつかの実施形態では、全実効直列インダクタンスは、ＤＣ−ＤＣコンバータの１つ又は複数の構成要素の設計上の選択によって設定されてもよく、例えば、変圧器は、変圧器の寄生インダクタンスが全実効直列インダクタンスと等しくなるように選択されうる。他の実施形態では、全実効直列インダクタンスは、１つ又は複数のインダクタを調整すること、及び／又は１つ又は複数のインダクタをＤＣ−ＤＣコンバータ内／外へ切り替えることによって、動的に設定されうる。

[00111]方法９００は、ステップ９１２に進み、整合した１次及び２次側キャパシタンス、決定されたピーク動作電流、並びに全実効直列インダクタンスを用いて、ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させる。ステップ９１６で、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を継続するかどうか決定が行われる。ステップ９１６の決定の結果が、はいの場合、方法９００はステップ９１２に戻り、ステップ９１６の決定の結果が、いいえの場合、方法９００はステップ９１８に進んでそこで終了する。

[00112]いくつかの代替実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ動作パラメータである入力電圧、所望の出力電圧、又はピーク電流のうちの１つ又は複数が、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作中に変化することがある。そのような実施形態では、方法９００は、ステップ９０８に戻り、ＤＣ−ＤＣコンバータ動作パラメータのうちの１つ又は複数を、ＤＣ−ＤＣコンバータが無損失コミュテーションで動作するのを継続するように動的に調節することができる。

[00113]図１０は、本発明の１つ又は複数の実施形態による、１つ又は複数のＤＣ−ＤＣコンバータ動作パラメータを決定するためのコンピュータ１００２のブロック図である。それぞれが中央処理装置（ＣＰＵ）１００４に接続されたサポート回路１００６及びメモリ１００８を備える。

[00114]ＣＰＵ１００４は、１つ又は複数の従来のより入手可能なマイクロプロセッサ又はマイクロコントローラを含むことができる。代わりに、ＣＰＵ１００４は、１つ又は複数の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）を含んでもよい。サポート回路１００６は、ＣＰＵ１００４の機能性を促進するために使用される周知の回路である。そのような回路には、キャッシュ、電源装置、クロック回路、バス、ネットワークカード、及び入出力（Ｉ／Ｏ）回路などが含まれるが、これらに限定されない。コンピュータ１００２は、特定のソフトウェアを実行したときに、本発明の様々な実施形態を実施するための特定用途のコンピュータとなる汎用コンピュータを用いて実装されうる。いくつかの実施形態では、コンピュータ１００２は、ラップトップ又はデスクトップコンピュータなどのスタンドアロンコンピュータとすることができる。他の実施形態では、コンピュータ１００２は、ＤＣ−ＤＣ変換システムの部分とすることができ、例えば、コンピュータ１００２は、ＤＣ−ＤＣ変換制御モジュール１２０の構成要素とすることができる。

[00115]メモリ１００８又はコンピュータ可読媒体には、ランダムアクセスメモリ、読出し専用メモリ、リムーバブルディスクメモリ、フラッシュメモリ、及び／又はこれらのタイプのメモリの種々の組合せを含むことができる。メモリ１００８は、メインメモリと呼ばれることがあり、キャッシュメモリ又はバッファメモリとして部分的に使用されることがある。メモリ１００８は、一般的に、コンピュータ１００２のオペレーティングシステム（ＯＳ）１０１０を格納する。オペレーティングシステム１０１０は、以下に限定されないが、ＳＵＮ Ｍｉｃｒｏｓｙｓｔｅｍｓ，Ｉｎｃ．のＳＯＬＡＲＩＳ、ＩＢＭ Ｉｎｃ．のＡＩＸ、Ｈｅｗｌｅｔｔ Ｐａｃｋａｒｄ ＣｏｒｐｏｒａｔｉｏｎのＨＰ−ＵＸ、Ｒｅｄ Ｈａｔ ＳｏｆｔｗａｒｅのＬＩＮＵＸ、Ｍｉｃｒｏｓｏｆｔ ＣｏｒｐｏｒａｔｉｏｎのＷｉｎｄｏｗｓ ２０００など、多くの市販のオペレーティングシステムのうちの１つとすることができる。

[00116]メモリ１００８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ（例えばＤＣ−ＤＣコンバータ１０４）が前述のように無損失コミュテーションで動作するために１つ又は複数の動作パラメータを決定するためのパラメータ設計モジュール１０１２などの様々な形態のアプリケーションソフトウェアを格納することができる。パラメータ設計モジュール１０１２は、１つ又は複数のＤＣ−ＤＣコンバータ動作パラメータ値を決定するための前述の方法６００〜９００のいずれかのステップの１つ又は複数を実施するために実行されうる。例えば、パラメータ設計モジュール１０１２は、その後にＤＣ−ＤＣコンバータが決定された動作パラメータに基づいて構成され動作させられる方法８００のステップ８０４〜８１６を実施するために実行されうる。

[00117]メモリ１００８は、本発明に関連するデータを格納するためのデータベース１０１４のような様々なデータベースをさらに含むことができる。

[00118]本発明の実施形態の以上の説明は、説明したように様々な機能を実施するいくつかの要素、デバイス、回路、及び／又は組立体を含んでいる。これらの要素、デバイス、回路、及び／又は組立体は、それぞれ説明された機能を実施するための手段の例示的な実装形態である。

[00119]以上は本発明の実施形態に関するが、本発明の他の更なる実施形態を本発明の基本的範囲から逸脱せずに考えることもでき、本発明の範囲は添付の特許請求の範囲によって決定される。

Claims (15)

1. ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させるための方法であって、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータの変圧器の巻線比に基づいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの１次側キャパシタンスと前記ＤＣ−ＤＣコンバータの２次側キャパシタンスとを整合させて、結果として整合したキャパシタンスをもたらすステップと、
   少なくとも１つの動作パラメータセットを用いて前記ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させて、１次電流の谷が２次スイッチング素子電圧のゼロ交差と一致するように、１次電流をピーク値とゼロの間で振動させるステップと
   を含む方法。
2. 前記１次側キャパシタンスが、電流制御スイッチの第１の寄生キャパシタンスを含み、前記２次側キャパシタンスが、前記２次スイッチング素子電圧を有する２次スイッチング素子の第２の寄生キャパシタンスを含む、請求項１に記載の方法。
3. （ｉ）前記１次側キャパシタンスが、前記第１の寄生キャパシタンスと、前記電流制御スイッチの両端に接続されているのと電子的に等価なように前記ＤＣ−ＤＣコンバータに接続された第１の少なくとも１つのコンデンサの第１の実効キャパシタンスとを含み、
   （ｉｉ）前記２次側キャパシタンスが、前記第２の寄生キャパシタンスと、前記２次スイッチング素子の両端に接続されているのと電子的に等価なように前記ＤＣ−ＤＣコンバータに接続された第２の少なくとも１つのコンデンサの第２の実効キャパシタンスとを含む、請求項２に記載の方法。
4. 前記第１次側キャパシタンス及び前記第２次側キャパシタンスを整合させるステップが、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのキャパシタンスを動的に調節するサブステップを含む、請求項１に記載の方法。
5. 前記キャパシタンスを動的に調節するサブステップが、
   （ｉ）少なくとも１つのコンデンサのうちの１つ又は複数を調整すること、
   （ｉｉ）前記少なくとも１つのコンデンサのうちの１つ又は複数を前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内へ切り替えること、又は
   （ｉｉｉ）前記少なくとも１つのコンデンサのうちの１つ又は複数を前記ＤＣ−ＤＣコンバータ外へ切り替えること
   のうちの少なくとも１つを含む、請求項４に記載の方法。
6. 少なくとも１つのピーク電流値を決定するステップをさらに備え、
   前記少なくとも１つの動作パラメータが前記少なくとも１つのピーク電流値である、請求項１に記載の方法。
7. 前記少なくとも１つのピーク電流値を決定するステップが、第１のピーク電流値及び第２のピーク電流値を決定するサブステップを含み、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させるステップが、第１の数のサイクルにおいて前記第１のピーク電流値で電流制御スイッチを切り替えるサブステップと、第２の数のサイクルにおいて前記第２のピーク電流値で前記電流制御スイッチを切り替えるサブステップとを含む、請求項６に記載の方法。
8. ピーク電流、実効インダクタンス、入力電圧、及び出力電圧に基づいて、前記整合したキャパシタンスの値を決定するステップをさらに含み、
   前記１次側のキャパシタンスと前記２次側のキャパシタンスが、前記値に基づいて整合される、請求項１に記載の方法。
9. 前記整合したキャパシタンスに基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタンスを設定するステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
10. 前記インダクタンスが、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの１次側を基準とした全実効直列インダクタンスである、請求項９に記載の方法。
11. 前記インダクタンスを設定するステップが、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの少なくとも１つのインダクタを動的に調節するサブステップを含む、請求項９に記載の方法。
12. 前記少なくとも１つのインダクタを動的に調節するサブステップが、
    （ｉ）少なくとも１つのインダクタのうちの１つ又は複数を調整すること、
    （ｉｉ）前記少なくとも１つのインダクタのうちの１つ又は複数を前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内へ切り替えること、又は
    （ｉｉｉ）前記少なくとも１つのインダクタのうちの１つ又は複数を前記ＤＣ−ＤＣコンバータ外へ切り替えること
    のうちの少なくとも１つを含む、請求項１１に記載の方法。
13. 動作範囲にわたって前記ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させるための前記ＤＣ−ＤＣコンバータの少なくとも１つの電圧及び少なくとも１つの電流を計算するステップと、
    前記計算された少なくとも１つの電圧及び前記計算された少なくとも１つの電流に基づいて、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチに対する最大ストレスの点に対応するピーク電流を決定するステップと、
    前記ピーク電流に基づいて、前記整合したキャパシタンスの値を決定するステップであって、前記１次及び２次側キャパシタンスが、前記整合したキャパシタンスの前記値に基づいて整合される、ステップと
    をさらに含む、請求項１に記載の方法。
14. 前記測定された少なくとも１つの電圧及び少なくとも１つの電流を前記動作範囲に対してマッピングして、動作マップを生成するステップをさらに含む、請求項１３に記載の方法。
15. 前記ピーク電流が、前記動作範囲上に発生する最大ピーク電流に対応する、請求項１３に記載の方法。

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