JP2013258792A

JP2013258792A - スイッチング電源回路の過電流保護回路

Info

Publication number: JP2013258792A
Application number: JP2012131533A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Nomura; 昌弘野村
Original assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Current assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Priority date: 2012-06-11
Filing date: 2012-06-11
Publication date: 2013-12-26

Abstract

【課題】回路規模の小さい自動復帰機能を有したスイッチング電源回路の過電流保護回路を提供する。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の過電流保護回路は、外部端子ＳＳに接続されたコンデンサ３１と、コンデンサ３１を充電する充電回路３２と、コンデンサ３１を放電する放電回路３３と、充電回路３２及び放電回路３３の動作、及びＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子ＳＷのスイッチング動作を制御する制御回路２０を含んで構成される。制御御回路２０は、ヒステリシス型のコンパレータ２１と、過電流検出信号OCP_SD及びコンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1に応じてセットされ、コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1に応じてリセットされるＲＳフリップフロップ回路２６を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源回路の過電流保護回路に関する。

ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子と、スイッチング素子に接続されたチョークコイル、フライホイールダイオードを備え、スイッチング素子のスイッチング動作により、チョークコイルに電流を流すことにより、入力電圧を降圧又は昇圧して負荷に出力する回路であり、電源回路として用いられる。

かかるＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、過負荷時に流れる過電流により、スイッチング素子が破壊するのを防止するために、スイッチング素子のスイッチング動作を一時的に停止させる過電流保護回路が設けられていた。

ヒカップモード（スイッチング素子の動作、停止を周期的に繰り返す方式）を有する過電流保護回路は、スイッチング素子の停止から所定時間後に、正常動作へ自動的に復帰する自動復帰機能を有しており、停止から自動復帰までのタイミングを決定する必要があった。この種の過電流保護回路は、例えば特許文献１に記載されている。

特開２００９−９４８８８号公報

自動復帰のタイミングを決定するためには、専用のタイミング設定ピンを設けるか、もしくは、カウンタ回路を設けてタイミング設定が行われていた。しかしながら、カウンタ回路を設けてタイミング設定を行う場合には回路規模が大きくなるという問題がある。

そこで本発明は、回路規模の小さい自動復帰機能を有したスイッチング電源回路の過電流保護回路を提供することを目的とする。

本発明は、スイッチング素子と、該スイッチング素子に流れる過電流を検出して過電流検出信号を出力する過電流検出回路と、を備えたスイッチング電源回路の過電流保護回路において、所定の外部端子に接続されたコンデンサと、前記コンデンサを充電する充電回路と、前記コンデンサを放電する放電回路と、前記充電回路の動作により前記外部端子の電圧が第１の基準電圧より高くなり、かつ前記過電流検出信号を受信した時に前記スイッチング素子及び前記充電回路の動作を停止させ、かつ前記放電回路を動作させ、前記放電回路の放電動作により前記外部端子の電圧が前記第１の基準電圧より低い第２の基準電圧より低くなった時に前記スイッチング素子及び前記充電回路を動作させ、かつ前記放電回路の動作を停止させる制御回路と、を備えることを特徴とする。

また、本発明は、スイッチング素子と、該スイッチング素子に流れる過電流を検出して過電流検出信号を出力する過電流検出回路と、を備えたスイッチング電源回路の過電流保護回路において、所定の外部端子に接続されたコンデンサと、前記コンデンサを充電する充電回路と、前記コンデンサを放電する放電回路と、前記放電回路の放電動作により前記外部端子の電圧が第１の基準電圧より低い第２の基準電圧より低くなった時に前記スイッチング素子及び前記充電回路を動作させ、かつ前記放電回路の動作を停止させ、前記放電回路の動作を停止させた後に、前記充電回路の充電動作により前記外部端子の電圧が前記第１の基準電圧より高くなり、かつ前記過電流検出信号を受信した時に前記スイッチング素子の動作を停止させ、前記スイッチング素子の動作を停止させた後に、前記外部端子の電圧が前記第１の基準電圧より高い第３の基準電圧より高くなった時に前記放電回路を動作させ、かつ前記充電回路の動作を停止させる制御回路と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、回路規模の小さい自動復帰機能を有したスイッチング電源回路の過電流保護回路を提供することができる。

本発明の第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路の回路図である。ＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形図である。本発明の第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路の動作タイミング図である。本発明の第２の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路の回路図である。本発明の第２の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路の動作タイミング図である。コンパレータにヒステリシスを持たせるための具体的な回路構成例を示す図である。

＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路の回路図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の過電流保護回路は、外部端子ＳＳに接続されたコンデンサ３１と、コンデンサ３１を充電する充電回路３２と、コンデンサ３１を放電する放電回路３３と、充電回路３２及び放電回路３３の動作、及びＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子ＳＷのスイッチング動作を制御する制御回路２０を含んで構成される。

［ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の構成］
先ず、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の構成を説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は降圧チョークコンバータであって、スイッチング素子ＳＷ、駆動回路１１、コンパレータ１２、パルスカウンタ１３、定電流源１４、チョークコイル１５、フライホイールダイオード１６、過電流検出抵抗ＲＳＷ、電流リミッタ抵抗ＲＬＩＭ、出力コンデンサＣｏｕｔを含んで構成され、チョークコイル１５の一端から出力電圧Ｖｏｕｔが出力され、チョークコイル１５の一端に接続された負荷１７に出力電流Ｉｏｕｔが供給される。

スイッチング素子ＳＷは、例えばＰチャネル型のパワーＭＯＳトランジスタで構成される。スイッチング素子ＳＷのゲートには駆動回路１１からの駆動信号が印加され、スイッチング素子ＳＷはこの駆動信号に応じてスイッチング動作をする。この場合、スイッチング素子ＳＷは駆動信号がＨレベルの時はオフし、駆動信号がＬレベルの時はオンする。

駆動回路１１は制御回路２０から出力されるヒカップ制御信号HICCUP_SDに応じて動作する。すなわち、ヒカップ制御信号HICCUP_SDがＨレベルの信号の時は、駆動回路１１はＨレベルに固定された駆動信号を出力する。これにより、スイッチング素子ＳＷの動作を停止させる。一方、ヒカップ制御信号HICCUP_SDがＬレベルの信号の時は、駆動回路１１は上述のようにＨレベルとＬレベルの信号を交互に出力し、スイッチング素子ＳＷの通常のスイッチング制御を行う。ただし、ＳＤ信号（シャットダウン信号）がＨレベルの時は、ヒカップ制御信号HICCUP_SDの状態に関わらず、駆動回路１１はＨレベルに固定された駆動信号を出力し、スイッチング素子ＳＷの動作を停止させるように構成されている。また、ＳＤ信号がＬレベルの時は、駆動回路１１は上述のようにヒカップ制御信号HICCUP_SDの状態に応じて制御される。

コンパレータ１２はスイッチング素子ＳＷと過電流検出抵抗ＲＳＷとの接続ノードにおけるスイッチング電圧ＶＳＷと、電流リミッタ抵抗ＲＬＩＭと定電流源１４との接続ノードにおける最小許容電圧ＶＬＩＭ（本発明の「過電流に応じた所定の電圧」の一例）とを比較する。図２に示すように、コンパレータ１２は、スイッチング電圧ＶＳＷが最小許容電圧ＶＬＩＭより低くなるとパルス信号を出力する。パルスカウンタ１３は、コンパレータ１２からのパルス信号の数をカウントし、カウントされたパルス信号の数が所定数（例えば、１５個）になった時に、過電流検出信号OCP_SDを出力する。制御回路２０はこの過電流検出信号OCP_SDを受信して後述する制御動作を行う。

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作を説明する。スイッチング素子ＳＷがオンすると、スイッチング素子ＳＷを介して電源電圧Ｖｃｃを生成する直流電源１８からチョークコイル１５へ電流Ｉ_Ｌが流れ、チョークコイル１５の負荷１７側の電圧は出力コンデンサＣｏｕｔによって平滑化されて負荷１７に印加される。このチョークコイル１５を流れる電流Ｉ_Ｌは図２に示すようなノコギリ波になる。

この場合、電流Ｉ_Ｌの最大許容電流ＩＬＩＭ（これを超えると過電流と判断される）が最小許容電圧ＶＬＩＭに対応する。すなわち、電流Ｉ_Ｌが最大許容電流ＩＬＩＭを超えると、スイッチング電圧ＶＳＷが最小許容電圧ＶＬＩＭより低くなり、コンパレータ１２からパルス信号が出力されるようになっている。

スイッチング素子ＳＷのオン期間には、チョークコイル１５に、その電流に応じたエネルギーが蓄積される。その後、スイッチング素子ＳＷがオフすると、チョークコイル１５の両端に起電力が発生し、この起電力によって維持される電流がフライホイールダイオード１６、チョークコイル１５を通して負荷１７に供給される。

［過電流保護回路の構成］
外部端子ＳＳ（本発明の「所定の外部端子」の一例）は、好ましくはソフトスタート端子（ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の起動を遅らせてラッシュ電流を防止するソフトスタート機能を備えた端子）であり、このソフトスタート端子に、ヒカップモードからの自動復帰機能を持たせた。

外部端子ＳＳにはコンデンサ３１が接続されている。コンデンサ３１を充電する充電回路３２は、電源電圧Ｖｃｃと外部端子ＳＳの間に直列に接続された定電流源とＰチャネル型の充電用ＭＯＳトランジスタＭ１を含んでいる。コンデンサ３１を放電する放電回路３３は、外部端子ＳＳと接地の間に直列に接続された定電流源とＮチャネル型の放電用ＭＯＳトランジスタＭ２を含んでいる。充電回路３２と放電回路３３にそれぞれ定電流源を設けているのは、充電曲線と放電曲線を線形にするためである。充電用ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート及び放電用ＭＯＳトランジスタＭ２のゲートには、制御回路２０からのヒカップ制御信号HICCUP_SDが印加される。

すなわち、ヒカップ制御信号HICCUP_SDがＨレベルの時は、充電用ＭＯＳトランジスタＭ１はオフし、放電用ＭＯＳトランジスタＭ２はオンするので、コンデンサ３１は放電用ＭＯＳトランジスタＭ２を通じて放電される。一方、ヒカップ制御信号HICCUP_SDがＬレベルの時は、充電用ＭＯＳトランジスタＭ１はオンし、放電用ＭＯＳトランジスタＭ２はオフするので、コンデンサ３１は充電用ＭＯＳトランジスタＭ１を通じて充電される。

また、外部端子ＳＳと接地の間には、ＳＤ信号（シャットダウン信号）により制御されるＮチャネル型の初期放電用ＭＯＳトランジスタ３４が接続されている。ＳＤ信号は初期状態（シャットダウン状態）でＨレベルであり、ＬＳＩのイネーブル信号の立ち上がりによりＬレベルになる信号である。ＳＤ信号がＨレベルの時、初期放電用ＭＯＳトランジスタ３４はオンし、コンデンサ３１を放電する。

次に、制御回路２０の構成を説明する。制御回路２０は、ヒステリシス型のコンパレータ２１（本発明の「第１のコンパレータ」の一例）は、ヒステリシス特性を実現するために、２つの異なる第１の基準電圧ＶＲＥＦ１、第２の基準電圧ＶＲＥＦ２（例えば、ＶＲＥＦ１＝０．３Ｖ、ＶＲＥＦ２＝０．１Ｖ）を有している。つまり、コンパレータ２１は、外部端子ＳＳの電圧が第１の基準電圧ＶＲＥＦ１０．３Ｖより低い状態から高い状態に変化した時には、コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1はＨレベルになり、外部端子ＳＳの電圧と第２の基準電圧ＶＲＥＦ２（０．１Ｖ）とを比較する。

また、コンパレータ２１は、外部端子ＳＳの電圧が、第２の基準電圧ＶＲＥＦ２（０．１Ｖ）より高い状態から低い状態に変化した時には、コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1はＬレベルになり、外部端子ＳＳの電圧と第１の基準電圧ＶＲＥＦ１０．３Ｖとを比較する。換言すれば、コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1がＨレベルの時は、第２の基準電圧ＶＲＥＦ２が選択され、コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1がＬレベルの時は、第１の基準電圧ＶＲＥＦ１が選択される。

図６（ａ）にコンパレータ２１にヒステリシスを持たせるための具体的な回路構成例を示し、図６（ｂ）にその入出力特性を示す。コンパレータ２１の正入力端子（＋９には外部端子ＳＳが接続される。コンパレータ２１の負入力端子（−）にはＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ３を通して第１の基準電圧ＶＲＥＦ１を発生する第１の基準電圧源が接続され、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ４を通して第２の基準電圧ＶＲＥＦ２を発生する第２の基準電圧源が第１の基準電圧源に並列に接続される。

また、ＭＯＳトランジスタＭ３のゲートにはコンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1がインバータ２７により反転されて印加される。ＭＯＳトランジスタＭ４のゲートにはコンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1が直接印加される。

コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1はインバータ２２を通して、ＡＮＤ回路２３の一方の入力端子に入力される。ＡＮＤ回路２３の出力信号はＯＲ回路２４の一方の入力端子に入力される。ＯＲ回路２４の出力信号はＲＳフリップフロップ２６（セット・リセット型のフリップフロップで、（本発明の「順序回路」又は「第１の順序回路」の一例）のリセット端子Ｒに印加される。

ＲＳフリップフロップ２６の出力端子Ｑからはヒカップ制御信号HICCUP_SDが出力される。ＡＮＤ回路２３の他方の入力端子には、ヒカップ制御信号HICCUP_SDが入力される。ＯＲ回路２４の他方の入力端子にはＳＤ信号が入力される。

ＡＮＤ回路２５には、パルスカウンタ１３からの過電流検出信号OCP_SD、及びコンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1が入力される。ＡＮＤ回路２５の出力信号は
ＲＳフリップフロップ２６のリセット端子Ｒに印加される。

すなわち、ＲＳフリップフロップ２６は、コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1がＨレベルの時に、過電流検出信号OCP_SDによりセット可能な状態になり、過電流検出信号OCP_SDが出るとセットされ、ＲＳフリップフロップ２６の出力であるヒカップ制御信号HICCUP_SDはＨレベルになる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、ヒカップモードに入り、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子ＳＷのスイッチング動作は停止し、コンデンサ３１は放電用ＭＯＳトランジスタＭ２を通じて放電される。

ＲＳフリップフロップ２６は、その後、コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1がＬレベルになるとリセットされ、ヒカップ制御信号HICCUP_SDはＬレベルになる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子ＳＷのスイッチング動作が開始され、コンデンサ３１は充電用ＭＯＳトランジスタＭ１を通じて充電される。

次に、過電流保護回路の動作を図３に基づいて説明する。第１の基準電圧ＶＲＥＦ１は０．３Ｖ、第２の基準電圧ＶＲＥＦ２は０．１Ｖであるとする。

（１）起動からＤＣ−ＤＣコンバータ１０の正常動作まで
初期状態はシャットダウン状態であり、ＳＤ信号（シャットダウン信号）はＨレベルになっている。これを受けて初期放電用ＭＯＳトランジスタ３４がオンする。この時、ＲＳフリップフロップ２６はＳＤ信号によりリセットされ、その出力信号であるヒカップ制御信号HICCUP_SDはＬレベルになる。

この時、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の駆動回路１１はＨレベルのＳＤ信号に応じてスイッチング素子ＳＷのスイッチング動作を停止させている。

一方、Ｌレベルのヒカップ制御信号HICCUP_SDを受けて、充電用ＭＯＳトランジスタＭ１はオンし、放電用ＭＯＳトランジスタＭ２はオフするが、ＳＤ信号がＨレベルの期間は、初期放電用ＭＯＳトランジスタ３４がオンしている。この場合、初期放電用ＭＯＳトランジスタ３４と充電用ＭＯＳトランジスタＭ１の両方がオンすることになるが、初期放電用ＭＯＳトランジスタ３４のオン抵抗を充電用ＭＯＳトランジスタＭ１のオン抵抗より十分小さく設定することにより、コンデンサ３１は放電され、外部端子ＳＳの電圧はほぼ０Ｖ（接地電圧）になる。

その後、ＳＤ信号がＨレベルからＬレベルに変化すると、シャットダウン状態が解除され、初期放電用トランジスタ３はオフする。これにより、コンデンサ３１は充電用ＭＯＳトランジスタＭ１を通じて充電され、外部端子ＳＳの電圧は０Ｖから上昇し、満充電状態で所定の電圧（例えば、４Ｖ）で安定化する。

また、外部端子ＳＳの電圧が第１の基準電圧ＶＲＥＦ１（＝０．３Ｖ）より高くなると、コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1はＬレベルからＨレベルに変化する。コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1がＨレベルになると、ＡＮＤ回路２５の一方の入力端子がＨレベルになるので、パルスカウンタ１３からの過電流検出信号OCP_SDを受け付け可能な状態になる。

また、ＳＤ信号がＨレベルからＬレベルに変化すると、ヒカップ制御信号HICCUP_SDはＬレベルになっているので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の駆動回路１１は、これに応じて、スイッチング素子ＳＷのスイッチング動作を開始させる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔは上昇していき、所定電圧に安定化する。

（２）正常動作からヒカップモードへの移行
図３の例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔが安定化した後に、負荷１７の短絡等の原因により、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に過電流が発生し、パルスカウンタ１３から過電流検出信号OCP_SDが出力される場合を想定している。

コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1がＨレベルになった状態で、過電流検出信号OCP_SDが出力されると、ＡＮＤ回路２５の出力はＨレベルになる。すると、ＲＳフリップフロップ２６はセットされ、その出力信号であるヒカップ制御信号HICCUP_SDはＨレベルに変化する。これにより、正常動作からヒカップモードに移行する。

ヒカップ制御信号HICCUP_SDのＨレベルへの変化を受けて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子ＳＷの動作が停止する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔは０Ｖになる。

また、ヒカップ制御信号HICCUP_SDのＨレベルへの変化を受けて、放電用ＭＯＳトランジスタＭ２はオンし、充電用ＭＯＳトランジスタＭ１はオフするので、コンデンサ３１は放電用ＭＯＳトランジスタＭ２を通じて放電され、外部端子ＳＳの電圧は４Ｖから下降していく。

この時、コンパレータ２１は前述のヒステリシス特性を持っているため外部端子ＳＳの電圧と、第２の基準電圧ＶＲＥＦ２（＝０．１Ｖ）を比較する状態になっている。このため、外部端子ＳＳの電圧が０．１Ｖより低くなると、コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1はＨレベルからＬレベルに変化する。すると、ＲＳフリップフロップ２６はリセットされ、その出力信号であるヒカップ制御信号HICCUP_SDのＨレベルからＬレベルに戻る。

ヒカップ制御信号HICCUP_SDがＬレベルになると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子ＳＷはスイッチング動作を再開する。また、充電用ＭＯＳトランジスタＭ１はオンし、放電用ＭＯＳトランジスタＭ２はオフするので、コンデンサ３１は充電用ＭＯＳトランジスタＭ１を通じて充電され、外部端子ＳＳの電圧は０．１Ｖから上昇していく。

この時、コンパレータ２１は前述のヒステリシス特性を持っているため外部端子ＳＳの電圧と、０．３Ｖを比較する状態になっている。このため、外部端子ＳＳの電圧が０．３Ｖより高くなると、コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1はＬレベルからＨレベルに変化する。

すると、制御回路２０は、再びパルスカウンタ１３からの過電流検出信号OCP_SDを受け付け可能な状態になる。そして、この状態で過電流検出信号OCP_SDが受信されると、ＲＳフリップフロップ２６はセットされ、その出力信号であるヒカップ制御信号HICCUP_SDはＨレベルに変化する。これにより、過電圧保護回路は、再びヒカップモードに移行する。すなわち、ヒカップ制御信号HICCUP_SDのＨレベルへの変化を受けて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子ＳＷの動作が停止する。

また、ヒカップ制御信号HICCUP_SDのＨレベルへの変化を受けて、放電用ＭＯＳトランジスタＭ２はオンし、充電用ＭＯＳトランジスタＭ１はオフするので、コンデンサ３１は放電用ＭＯＳトランジスタＭ２を通じて放電され、外部端子ＳＳの電圧は再び下降していく。

以下、外部端子ＳＳの電圧が０．３Ｖより高い時に過電流検出信号OCP_SDが出力される限り、同様の動作が繰り返される。

（３）ヒカップモードからの自動復帰
上述のように、ヒカップモードにおいてはＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子ＳＷの動作と停止が周期的に繰り返されるが、図３に示すように、ヒカップモードに移行後に過電流検出信号OCP_SDが出力されなければ、ヒカップ制御信号HICCUP_SDはＬレベルを維持する。そのため、スイッチング素子ＳＷは動作を継続し、出力電圧Ｖｏｕｔは再び安定状態に復帰する。

このように、本実施形態によれば、ヒカップモードから正常動作へ自動的に復帰することができ、自動復帰までのタイミング設定は、充電回路３２、放電回路３３と簡単な制御回路２０により行うことができるので、回路規模を抑えることができる。

＜第２の実施形態＞
第１の実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子ＳＷの動作を停止させる信号と、外部端子ＳＳのコンデンサ３１を放電させる信号とが同一の信号（ヒカップ制御信号HICCUP_SDのＨレベルの信号）である。すなわち、外部端子ＳＳの電圧が０．３Ｖより高くなり、パルスカウンタ１３から過電流検出信号OCP_SDが出力されると、スイッチング素子ＳＷの動作が停止すると共に、充電回路３２は停止し、放電回路３３が動作を開始する。

これに対して、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子ＳＷの動作を停止させる信号と、外部端子ＳＳのコンデンサ３１を放電させる信号とを分けたものである。つまり、外部端子ＳＳの電圧が０．３Ｖより高くなり、パルスカウンタ１３から過電流検出信号OCP_SDが出力されると、スイッチング素子ＳＷの動作は停止されるが、充電回路３２の動作はそのまま継続される。

そして、外部端子ＳＳの電圧が第１の基準電圧（０．３Ｖ）より高い第３の基準電圧、例えば、１．２６Ｖより高くなると、充電回路３２は停止し、放電回路３３が動作開始するようにした。その後、放電回路３３の動作により外部端子ＳＳの電圧が０．１Ｖより小さくなると、スイッチング素子ＳＷの動作は再開されるが、スイッチング素子ＳＷの停止期間を第１の実施形態に比して長くすることができる。

図４は、本発明の第２の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路の回路図である。この過電圧保護回路では、上述のスイッチング素子ＳＷの停止期間延長機能を実現するために、第１の実施形態の回路（図１）に対して、コンパレータ４１、インバータ４２、及びフリップフロップ４３（本発明の「第２の順序回路」の一例）が追加されている。

コンパレータ４１は、外部端子ＳＳの電圧と第３の基準電圧ＶＲＥＦ３（＝１．２６Ｖ）とを比較し、外部端子ＳＳの電圧が第３の基準電圧ＶＲＥＦ３より高くなると、その出力信号COMP_OUT2はＨレベルになる。コンパレータ４１の出力信号COMP_OUT2はフリップフロップ４３の第１の入力端子に入力される。ＲＳフリップフロップ２６の出力信号であるヒカップ制御信号HICCUP_SDはインバータ４２を通してフリップフロップ４３の第２の入力端子に入力される。

この場合、ヒカップ制御信号HICCUP_SDは、スイッチング素子ＳＷのスイッチング制御のために用いられ、フリップフロップ４３の出力信号であるヒカップ移行制御信号HICCUP_INは、充電回路３２及び放電回路３３の制御のために用いられる。

次に、本実施形態における過電流保護回路の動作を図５に基づいて説明する。
第１の基準電圧ＶＲＥＦ１は０．３Ｖ、第２の基準電圧ＶＲＥＦ２は０．１Ｖ、第３の基準電圧ＶＲＥＦ３は１．２６Ｖであるとする。

（１）起動からＤＣ−ＤＣコンバータ１０の正常動作まで
初期状態はシャットダウン状態であり、ＳＤ信号（シャットダウン信号）はＨレベルになっている。これを受けて初期放電用ＭＯＳトランジスタ３４がオンする。この時、ＲＳフリップフロップ２６はＳＤ信号によりリセットされ、その出力信号であるヒカップ制御信号H ICCUP_SDはＬレベルになる。

一方、Ｌレベルのヒカップ制御信号HICCUP_SDを受けて、フリップフロップ４３の出力信号であるヒカップ移行制御信号HICCUP_INは、Ｌレベルになっている。すると、Ｌレベルのヒカップ移行制御信号HICCUP_INに応じて、充電用ＭＯＳトランジスタＭ１はオンし、放電用ＭＯＳトランジスタＭ２はオフする。

ＳＤ信号がＨレベルの期間は、初期放電用ＭＯＳトランジスタ３４がオンしている。この場合、初期放電用ＭＯＳトランジスタ３４と充電用ＭＯＳトランジスタＭ１の両方がオンすることになるが、初期放電用トランジスタＭＯＳのオン抵抗を充電用ＭＯＳトランジスタＭ１のオン抵抗より十分大きく設定することにより、外部端子ＳＳの電圧は、ほぼ０Ｖ（接地電圧）になる。

また、外部端子ＳＳの電圧が第３の基準電圧ＶＲＥＦ３（０．３Ｖ）より高くなると、コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1はＬレベルからＨレベルに変化する。コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1がＨレベルになると、制御回路２０は、パルスカウンタ１３からの過電流検出信号OCP_SDを受け付け可能な状態になる。

（２）正常動作からヒカップモードへの移行
図５の例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔが安定化した後に、負荷１７の短絡等の原因により、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０に過電流が発生し、パルスカウンタ１３から過電流検出信号OCP_SDが出力される場合を想定している。また、外部端子ＳＳの電圧も電圧４Ｖに安定しているとする。

過電流検出信号OCP_SDが出力されると、ＡＮＤ回路２５の出力はＨレベルになる。すると、ＲＳフリップフロップ２６はセットされ、その出力信号であるヒカップ制御信号HICCUP_SDはＨレベルに変化する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、正常動作からヒカップモードに移行する。

この時、外部端子ＳＳの電圧は１．２６Ｖ以上になっているので、コンパレータ４１の出力信号COMP_OUT2はＨレベルである。そのため、フリップフロップ４３の出力信号であるヒカップ移行制御信号HICCUP_INもＨレベルである。そのため、Ｈレベルのヒカップ移行制御信号HICCUP_INを受けた放電用ＭＯＳトランジスタＭ２はオンし、充電用ＭＯＳトランジスタＭ１はオフするので、コンデンサ３１は放電用ＭＯＳトランジスタＭ２を通じて放電され、外部端子ＳＳの電圧は４Ｖから下降していく。

この時、コンパレータ２１は前述のヒステリシス特性を持っているため外部端子ＳＳの電圧と、０．１Ｖを比較する状態になっている。このため、外部端子ＳＳの電圧が０．１Ｖより低くなると、コンパレータ２１の出力信号COMP_OUT1はＨレベルからＬレベルに変化する。すると、ＲＳフリップフロップ２６はリセットされ、その出力信号であるヒカップ制御信号HICCUP_SDのＨレベルからＬレベルに戻る。

ヒカップ制御信号HICCUP_SDがＬレベルになると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子ＳＷはスイッチング動作を再開する。また、ヒカップ制御信号HICCUP_SDのＬレベルを受けて、ヒカップ移行制御信号HICCUP_INはＬレベルに変化する。これにより、充電用ＭＯＳトランジスタＭ１はオンし、放電用ＭＯＳトランジスタＭ２はオフするので、コンデンサ３１は充電用ＭＯＳトランジスタＭ１を通じて充電され、外部端子ＳＳの電圧は０．１Ｖから再び上昇していく。

すると、制御回路２０は、再びパルスカウンタ１３からの過電流検出信号OCP_SDを受け付け可能な状態になる。そして、この状態で過電流検出信号OCP_SDが受信されると、ＲＳフリップフロップ２６はセットされ、その出力信号であるヒカップ制御信号HICCUP_SDはＨレベルに変化する。

ヒカップ制御信号HICCUP_SDのＨレベルへの変化を受けて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子ＳＷの動作が停止する。しかしながら、この時はコンパレータ４１の出力信号COMP_OUT2はＬレベルであり、ヒカップ移行制御信号HICCUP_INはＬレベルを維持している。そのため、第１の実施形態と異なって、コンデンサ３１の充電はそのまま継続され、外部端子ＳＳの電圧は０．３Ｖ以上に上昇していく。

そして、外部端子ＳＳの電圧が１．２６Ｖ以上になると、コンパレータ４１の出力信号COMP_OUT2はＬレベルからＨレベルに変化する。これにより、フリップフロップ４３の出力信号であるヒカップ移行制御信号HICCUP_INはＬレベルからＨレベルに変化する。

これにより、放電用ＭＯＳトランジスタＭ２はオンし、充電用ＭＯＳトランジスタＭ１はオフするので、コンデンサ３１は放電用ＭＯＳトランジスタＭ２を通じて放電され、外部端子ＳＳの電圧は再び下降していく。

そして、外部端子ＳＳの電圧が再び０．１Ｖより小さくなると、ヒカップ制御信号HICCUP_SDのＨレベルからＬレベルに戻り、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子ＳＷはスイッチング動作を再開する。また、ヒカップ移行制御信号HICCUP_INはＬレベルに変化する。これにより、充電用ＭＯＳトランジスタＭ１はオンし、放電用ＭＯＳトランジスタＭ２はオフするので、コンデンサ３１は充電用ＭＯＳトランジスタＭ１を通じて充電され、外部端子ＳＳの電圧は０．１Ｖから再び上昇していく。

このように、スイッチング素子ＳＷは、外部端子ＳＳの電圧が１．２６Ｖまで到達し、０．１Ｖに低下するまで停止するので、第１の実施形態に比してその停止期間を長くして、スイッチング素子ＳＷを休ませることができる。

（３）ヒカップモードからの自動復帰
上述のように、ヒカップモードにおいてはＤＣ−ＤＣコンバータ１０のスイッチング素子ＳＷの動作と停止が周期的に繰り返されるが、図５に示すように、ヒカップモードに移行後に過電流検出信号OCP_SDが出力されなければ、ヒカップ制御信号HICCUP_SD及びヒカップ移行制御信号HICCUP_INＬレベルを維持する。そのため、スイッチング素子ＳＷは動作を継続し、出力電圧Ｖｏｕｔは再び安定化する。

なお、本発明はＤＣ−ＤＣコンバータ１０のような降圧チョークコンバータに限らず、スイッチング素子を備えたスイッチング電源回路の過電流保護回路に広く適用することができる。

１０ＤＣ−ＤＣコンバータ１１駆動回路１２コンパレータ
１３パルスカウンタ１４定電流源１５チョークコイル
１６フライホイールダイオード１７負荷１８直流電源
ＲＳＷ過電流検出抵抗ＲＬＩＭ電流リミッタ抵抗
Ｃｏｕｔ出力コンデンサ
２０制御回路２１コンパレータ２２インバータ
２３ＡＮＤ回路２４ＯＲ回路２５ＡＮＤ回路
２６ＲＳフリップフロップ２７インバータ
３１コンデンサ３２充電回路３３放電回路
３４初期放電用ＭＯＳトランジスタ
Ｍ１充電用ＭＯＳトランジスタＭ２放電用ＭＯＳトランジスタ
ＳＳ外部端子４１コンパレータ４２インバータ
４３フリップフロップ

Claims

スイッチング素子と、該スイッチング素子に流れる過電流を検出して過電流検出信号を出力する過電流検出回路と、を備えたスイッチング電源回路の過電流保護回路において、
所定の外部端子に接続されたコンデンサと、
前記コンデンサを充電する充電回路と、
前記コンデンサを放電する放電回路と、
前記充電回路の動作により前記外部端子の電圧が第１の基準電圧より高くなり、かつ前記過電流検出信号を受信した時に前記スイッチング素子及び前記充電回路の動作を停止させ、かつ前記放電回路を動作させ、
前記放電回路の放電動作により前記外部端子の電圧が前記第１の基準電圧より低い第２の基準電圧より低くなった時に前記スイッチング素子及び前記充電回路を動作させ、かつ前記放電回路の動作を停止させる制御回路と、を備えることを特徴とするスイッチング電源回路の過電流保護回路。
前記制御回路は、前記外部端子の電圧が前記第１の基準電圧より低い状態から高い状態に変化した時には、前記外部端子の電圧と前記第２の基準電圧とを比較し、前記外部端子の電圧が前記第２の基準電圧より高い状態から低い状態に変化した時には、前記外部端子の電圧と前記第１の基準電圧とを比較する第１のコンパレータと、
前記過電流検出信号及び前記第１のコンパレータの出力信号に応じてセットされ、前記コンパレータの出力信号に応じてリセットされる順序回路と、を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路の過電流保護回路。
前記過電流検出回路は、前記スイッチング素子に接続された過電流検出抵抗と、前記スイッチング素子と前記過電流検出抵抗の接続ノードの電圧と、過電流に応じた所定の電圧とを比較する第２のコンパレータと、該第２のコンパレータからのパルス信号の数をカウントし、カウントされたパルス信号の数が所定数になった時に、前記過電流検出信号を出力するカウンタ回路と、を備えることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路の過電流保護回路。
スイッチング素子と、該スイッチング素子に流れる過電流を検出して過電流検出信号を出力する過電流検出回路と、を備えたスイッチング電源回路の過電流保護回路において、
所定の外部端子に接続されたコンデンサと、
前記コンデンサを充電する充電回路と、
前記コンデンサを放電する放電回路と、
前記放電回路の放電動作により前記外部端子の電圧が第１の基準電圧より低い第２の基準電圧より低くなった時に前記スイッチング素子及び前記充電回路を動作させ、かつ前記放電回路の動作を停止させ、
前記放電回路の動作を停止させた後に、前記充電回路の充電動作により前記外部端子の電圧が前記第１の基準電圧より高くなり、かつ前記過電流検出信号を受信した時に前記スイッチング素子の動作を停止させ、
前記スイッチング素子の動作を停止させた後に、前記外部端子の電圧が前記第１の基準電圧より高い第３の基準電圧より高くなった時に前記放電回路を動作させ、かつ前記充電回路の動作を停止させる制御回路と、を備えることを特徴とするスイッチング電源回路の過電流保護回路。
前記制御回路は、前記外部端子の電圧が前記第１の基準電圧より低い状態から高い状態に変化した時には、前記外部端子の電圧と前記第２の基準電圧とを比較し、前記外部端子の電圧が前記第２の基準電圧より高い状態から低い状態に変化した時には、前記外部端子の電圧と前記第１の基準電圧とを比較する第１のコンパレータと、
前記過電流検出信号及び前記第１のコンパレータの出力信号に応じてセットされ、前記第１のコンパレータの出力信号に応じてリセットされる第１の順序回路と、
前記外部端子の電圧と前記第３の基準電圧とを比較する第２のコンパレータと、
前記第２のコンパレータの出力に応じて、前記第１の順序回路にセットされた信号を出力する第２の順序回路と、を備えることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源回路の過電流保護回路。
前記過電流検出回路は、前記スイッチング素子に接続された過電流検出抵抗と、前記スイッチング素子と前記過電流検出抵抗の接続ノードの電圧と、過電流に応じた所定の電圧とを比較する第３のコンパレータと、該第３のコンパレータからのパルス信号の数をカウントし、カウントされたパルス信号の数が所定数になった時に、前記過電流検出信号を出力するカウンタ回路と、を備えることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路の過電流保護回路。