JP2013258549A - Driver circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ドライバ回路に関し、特に、負荷に流れる過電流を検出可能なドライバ回路に関する。 The present invention relates to a driver circuit, and more particularly to a driver circuit capable of detecting an overcurrent flowing through a load.
電気自動車(EV)やハイブリッド車(HEV)の性能を左右するインバータに用いられる部品として、パワーMOSFETやIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)などのパワー半導体が知られている。パワー半導体は、車両のスタータモータに例示される負荷を駆動するドライバICに利用される。このようなドライバICは、大電流が流れる負荷を駆動するため、過電流検出回路を必要とする。 Power semiconductors such as power MOSFETs and IGBTs (insulated gate bipolar transistors) are known as components used in inverters that affect the performance of electric vehicles (EV) and hybrid vehicles (HEV). The power semiconductor is used for a driver IC that drives a load exemplified by a starter motor of a vehicle. Such a driver IC needs an overcurrent detection circuit to drive a load through which a large current flows.
図1は、過電流検出回路80を備えるドライバ回路の構成の一例を示す図である。図1に示すドライバ回路は、コンパレータ81及び電流制御スイッチ82を備える過電流検出回路80、容量83、ダイオード84を具備する。容量83の一端は、ダイオード84を介して電源(電源電圧VD)に接続されるとともに、コンパレータ81の入力端子に接続され、他端はGNDに接続される。一端が電源(電源電圧VD)に接続された負荷85の他端はコンパレータ81の他の入力端子に接続される。制御スイッチ82は、負荷85流れる電流を制御する。コンパレータ81は、容量83の一端(ダイオード84のカソード)の電圧と負荷85の他端の電圧の比較結果に応じた大きさの信号を、負荷85に流れる過電流の検出有無を示す検出信号OCとして出力する。
FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a configuration of a driver circuit including an
例えば、特開2004−140423には、パワーMOSFETを出力段とし、パワーMOSFETに流れる過電流を検出する電流検出回路を搭載した負荷駆動回路が記載されている(特許文献1参照)。 For example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-140423 describes a load drive circuit that uses a power MOSFET as an output stage and is equipped with a current detection circuit that detects an overcurrent flowing through the power MOSFET (see Patent Document 1).
図2を参照して、特許文献1に記載の負荷駆動回路は、決められたサイズ比を持つ2つのMOSFET(ドライバ用トランジスタM10、レファレンス用トランジスタM20)が搭載されている。ドライバ用トランジスタM10のドレインは、一端が第1電源(電源電圧VD1)に接続された負荷50の他端(ノード71:電圧Vd)に接続され、ソースがGNDに接続される。レファレンス用トランジスタM20のドレインは、一端が第3電源(電源電圧VD3)に接続された定電流源78の他端(ノード72:電圧Vr2)に接続され、ソースがGNDに接続される。コンパレータ40は、ドライバ用トランジスタM10のドレイン電圧(ノード71の電圧Vd)と、レファレンス用トランジスタM20のドレイン電圧(ノード72の電圧Vr2)の比較結果を過電流検出信号OCとして出力する。ノード71には、負荷50を介して電流が流れ、ドライバ用トランジスタM10のオン抵抗に応じた電圧Vdが供給され、ノード72には定電流Iref2が流れ、レファレンス用トランジスタM20のオン抵抗に応じた電圧Vr2が供給される。
Referring to FIG. 2, the load drive circuit described in Patent Document 1 includes two MOSFETs (driver transistor M10 and reference transistor M20) having a determined size ratio. The drain of the driver transistor M10 has one end connected to the other end (node 71: voltage Vd) of the
検出する過電流に対して2つのトランジスタM10、M20のドレイン電圧(電圧Vd、Vr2)が同じになるように両者のサイズ比と定電流Iref2を設定する。コンパレータ40は、2つのMOSFETのドレイン電圧Vd、Vr2を比較することで、過電流を検出できる。
The size ratio and constant current Iref2 are set so that the drain voltages (voltages Vd and Vr2) of the two transistors M10 and M20 are the same with respect to the detected overcurrent. The
又、特開平3−75572には、第1トランジスタを介して出力端子に流れる電流値と、定電流源から第2トランジスタを介して流れる電流値との比較結果を、出力信号の検出信号として出力する出力電流検出回路が記載されている(特許文献2参照)。特許文献2に記載の出力電流検出回路では、出力端子及び第1トランジスタのドレインの電圧と、第2トランジスタのドレイン及び定電流源の電流供給端の電圧との比較結果を出力するコンパレータを備える。コンパレータは、定電流源によって設定される電流値と出力端子に流れる可変電流値との比較結果に応じた検出信号を出力する。 Japanese Patent Laid-Open No. 3-75572 outputs a comparison result between a current value flowing through the first transistor through the first transistor and a current value flowing through the second transistor from the constant current source as an output signal detection signal. An output current detection circuit is described (see Patent Document 2). The output current detection circuit described in Patent Document 2 includes a comparator that outputs a comparison result between the voltage of the output terminal and the drain of the first transistor and the voltage of the drain of the second transistor and the current supply terminal of the constant current source. The comparator outputs a detection signal corresponding to a comparison result between the current value set by the constant current source and the variable current value flowing through the output terminal.
図2に示すドライバ回路では、レファレンス用トランジスタM20に流れる定電流Iref2の値は、検出したい過電流値とドライバ用トランジスタM10とのサイズ比から決定される。例えば、検出したい過電流をIoc、ドライバ用トランジスタM10とレファレンス用トランジスタM20のサイズ比をn:1とすると、定電流Iref2の値はIoc/nとなる。このとき、ドライバ用トランジスタM10のサイズが小さい場合には、レファレンス用トランジスタM20も小さくする必要がある。しかし、MOSFETには最小サイズが存在するため、その場合には定電流Iref2を大きくせざるを得ず、このため、定電流Iref2を低減することが難しかった。 In the driver circuit shown in FIG. 2, the value of the constant current Iref2 flowing through the reference transistor M20 is determined from the size ratio between the overcurrent value to be detected and the driver transistor M10. For example, if the overcurrent to be detected is Ioc and the size ratio of the driver transistor M10 and the reference transistor M20 is n: 1, the value of the constant current Iref2 is Ioc / n. At this time, if the size of the driver transistor M10 is small, the reference transistor M20 also needs to be small. However, since the MOSFET has a minimum size, in that case, the constant current Iref2 has to be increased, and it is difficult to reduce the constant current Iref2.
上記の課題を解決するために、本発明は、以下に述べられる手段を採用する。その手段を構成する技術的事項の記述には、[特許請求の範囲]の記載と[発明を実施するための形態]の記載との対応関係を明らかにするために、[発明を実施するための形態]で使用される番号・符号が付加されている。ただし、付加された番号・符号は、[特許請求の範囲]に記載されている発明の技術的範囲を限定的に解釈するために用いてはならない。 In order to solve the above problems, the present invention employs the means described below. In the description of technical matters constituting the means, in order to clarify the correspondence between the description of [Claims] and the description of [Mode for Carrying Out the Invention] The number / symbol used in [Form] is added. However, the added numbers and symbols should not be used to limit the technical scope of the invention described in [Claims].
直列接続した複数のトランジスタを流れる電流を基準としてドライバ用トランジスタに接続された負荷に流れる過電流を検出する。 An overcurrent flowing through a load connected to the driver transistor is detected based on a current flowing through a plurality of transistors connected in series.
本発明によれば、プロセスに応じたトランジスタサイズに拠らずドライバ回路の消費電流を低減できる。 According to the present invention, the current consumption of the driver circuit can be reduced regardless of the transistor size according to the process.
以下、添付図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明する。図面において同一、又は類似の参照符号は、同一、類似、又は等価な構成要素を示している。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. In the drawings, the same or similar reference numerals indicate the same, similar, or equivalent components.
(第1の実施の形態)
図3は、第1の実施の形態におけるドライバ回路の構成を示す図である。図3に示すドライバ回路は、車両のスタータモータに例示される負荷50を駆動する半導体集積回路である。本ドライバ回路の動作は、図示しない制御回路から入力される駆動制御信号CTRLによって制御され、過電流の検出有無を示す過電流検出信号OCを図示しない制御回路に出力する。図示しない制御回路は、過電流検出信号OCに応じた信号レベルの駆動制御信号CTRLによりドライバ回路の動作を制御する。
(First embodiment)
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of the driver circuit according to the first embodiment. The driver circuit shown in FIG. 3 is a semiconductor integrated circuit that drives a
図3に示すドライバ回路は、ドライバ用トランジスタM10(例示:Nチャネル型MOSFET)、参照電圧生成回路30、コンパレータ40、定電流源88を具備する。ドライバ用トランジスタM10は、ドライバ回路の外部に接続された負荷50を駆動する。ドライバ用トランジスタM10のドレインは、一端が第1電源(電源電圧VD1)に接続された負荷50の他端(ノード71:電圧Vd)に接続され、ソースがGNDに接続される。ドライバ用トランジスタM10〜は、Nチャネル型パワーMOSFETが好適に利用される。
The driver circuit shown in FIG. 3 includes a driver transistor M10 (example: N-channel MOSFET), a reference
負荷50が接続するノード71は、コンパレータ40の非反転入力端子及びドライバ用トランジスタM10のドレインに接続される。ノード71の電圧Vr1の大きさは、負荷50に流れる電流と、ドライバ用トランジスタM10のオン抵抗や容量値に応じて決まる。
A
参照電圧生成回路30は、それぞれのドレイン・ソースを介して直列接続された複数のレファレンス用MOSFET(レファレンス用トランジスタM31〜M3m、mは自然数)を備える。レファレンス用トランジスタM31〜M3mのそれぞれのゲートは、駆動制御信号CTRLが供給されるドライバ用トランジスタM10のゲートに共通接続される。レファレンス用トランジスタM31のソースは第2電源(ここでは一例としてGND)に接続され、ドレインは、直列接続されたレファレンス用トランジスタM32〜M3mを介して定電流源88の一端(ノード73)に接続される。レファレンス用トランジスタM31〜M3mは、Nチャネル型パワーMOSFETが好適に利用される。
The reference
定電流源88の一端は、ノード73を介して参照電圧生成回路30(レファレンス用トランジスタM3mのドレイン)及びコンパレータ40の反転入力端子に接続され、他端は、第2電源(電源電圧VD2)に接続される。ノード73には、定電流源88から定電流Iref1が供給され、ノード73の電圧Vr1の大きさは、参照電圧生成回路30のオン抵抗や容量値に応じて決まる。
One end of the constant
コンパレータ40は、ノード71に発生する電圧Vdとノード73に発生する電圧Vr1との比較結果、すなわち、ドライバ用トランジスタM10のドレイン電圧Vdと、直列接続されたレファレンス用トランジスタM31〜M3mの端部(レファレンス用トランジスタM3m)のドレイン電圧Vr1の比較結果に応じた信号を過電流検出信号OCとして出力する。
The
複数のレファレンス用トランジスタM31〜M3mを直列接続することで、参照電圧生成回路30全体のゲート長は実質的に長くなり、オン抵抗も大きくなる。トランジスタのゲート長はプロセスに応じた長さを超えることはできない。しかし、同じゲート電圧が供給されたレファレンス用トランジスタM31〜M3mを直列接続することで、実質的に長くすることが可能となる。例えば、レファレンス用トランジスタM31〜M3mのそれぞれのサイズ(ゲート長、ゲート幅)が、図2に示すレファレンス用トランジスタM20と同じ場合、参照電圧生成回路30全体の抵抗値は、レファレンス用トランジスタM20のm倍となる。
By connecting a plurality of reference transistors M31 to M3m in series, the gate length of the entire reference
ハイレベルの駆動制御信号CTRLが供給されると、ドライバ用トランジスタM10及びレファレンス用トランジスタM31〜M3mはオンとなる。負荷50は、ドライバ用トランジスタM10に流れるオン電流により駆動される。
When the high-level drive control signal CTRL is supplied, the driver transistor M10 and the reference transistors M31 to M3m are turned on. The
コンパレータ40は、負荷50を駆動した際にノード71、73に発生する電圧Vd、Vr1の比較結果に応じた信号を過電流検出信号OCとして出力する。ここで負荷50に所定の大きさ(閾値)以上の過電流が流れる場合、ノード71の電圧Vdよりノード73の電圧Vr1が小さくなり、過電流が流れたことを示す過電流検出信号OCが出力される。ノード73の電圧Vr1は、定電流Iref1及び参照電圧生成回路30のオン抵抗や容量によって決まる。例えば、過電流を検出するための閾値が図2に示す回路と同じ場合、定電流Iref1の大きさを定電流Iref2よりも小さくすることができる。具体的には、検出したい過電流(閾値)をIoc、ドライバ用トランジスタM10とレファレンス用トランジスタM31〜M3mの各々のサイズ比(ゲート長比)をn:1とすると、定電流Iref1の値はIoc/(n*m)となる。すなわち、レファレンス用トランジスタM31〜M3mのそれぞれのサイズ(ゲート長)が、図2に示すレファレンス用トランジスタM20と同じ場合、定電流Iref1の大きさを定電流Iref2のm分の1とすることで、図2と同じ大きさの過電流を検出することが可能となる。
The
過電流の検出を示す過電流検出信号OCが入力された制御回路(図示なし)は、駆動制御信号CTRLをネゲートし、ドライバ用トランジスタM10及びレファレンス用トランジスタM31〜M3mをオフとする。これにより、ドライバ回路による負荷50に対する駆動動作及び過電流検出動作が停止する。
A control circuit (not shown) to which an overcurrent detection signal OC indicating detection of overcurrent is input negates the drive control signal CTRL and turns off the driver transistor M10 and the reference transistors M31 to M3m. As a result, the driving operation and the overcurrent detection operation for the
直列接続されたレファレンス用トランジスタ31〜3mの個数mが多くなると、ソースゲート間電圧が安定しなくなるため、過電流検出精度が落ちる。このためレファレンス用トランジスタ31〜3mの個数mは30以内が好適であり、検出精度及び消費電流低減効果を考慮するとmは15程度が更に好適である。又、レファレンス用トランジスタM31〜M3mの特性を揃えるためにゲート長を一致させる場合、ゲート長コントロールを考慮すると、レファレンス用トランジスタM31〜M3mのそれぞれと、ドライバ用トランジスタM10のサイズ比n:1は、4000:1程度が好適である。 If the number m of the reference transistors 31 to 3m connected in series increases, the voltage between the source and the gate becomes unstable, and the overcurrent detection accuracy decreases. Therefore, the number m of the reference transistors 31 to 3m is preferably 30 or less, and m is more preferably about 15 in consideration of the detection accuracy and the current consumption reduction effect. In addition, when the gate lengths are matched in order to make the characteristics of the reference transistors M31 to M3m uniform, considering the gate length control, the size ratio n: 1 of each of the reference transistors M31 to M3m and the driver transistor M10 is: A ratio of about 4000: 1 is preferable.
レファレンス用トランジスタM31〜M3mのそれぞれと、ドライバ用トランジスタM10のサイズ比n:1が4000:1であり、検出する過電流Iocが8Aである場合、レファレンス用トランジスタM31〜M3mの個数mを1とすると、定電流Iref1は2mAに設定される。一方、同じ条件でレファレンス用トランジスタM31〜M3mの個数mを20とすると、レファレンス用トランジスタM31〜M3mの各々に流れる電流は100μAとすることができる。 When the size ratio n: 1 of each of the reference transistors M31 to M3m and the driver transistor M10 is 4000: 1 and the overcurrent Ioc to be detected is 8A, the number m of the reference transistors M31 to M3m is 1. Then, the constant current Iref1 is set to 2 mA. On the other hand, if the number m of the reference transistors M31 to M3m is 20 under the same conditions, the current flowing through each of the reference transistors M31 to M3m can be 100 μA.
このように、本実施の形態では、ドライバ用トランジスタM10とレファレンス用トランジスタM31〜M3mのそれぞれのゲート長や定電流Iref1を調整することでコンパレータ40において検出する過電流の大きさ(閾値)を任意に設定することができる。又、本実施の形態では、直列接続されたレファレンス用トランジスタM31〜M3mを利用して生成した電圧Vr1を参照電圧として過電流の検出を行っている。このため、トランジスタのゲート長が予め決められている場合でも、定電流Iref1を大きくすることなく大きな過電流を検出することが可能となる。この結果、本実施の形態における過電流検出回路によれば、定電流Iref1を小さくでき(例えば図2に示す定電流Iref2の1/m倍)、回路全体の消費電流を低減することができる。
As described above, in this embodiment, the magnitude (threshold value) of the overcurrent detected by the
本一例では、負荷50は、車のスタータモータとしてインダクタを例示したがこれに限らない。又、レファレンス系の第2電源(電源電圧VD2)は、図1のような電荷がチャージされたコンデンサ83(例えば47μF程度のコンデンサ)が好適に用いられる。例えば、図示しないスタータが起動されると、バッテリの電圧低下が大きくなる。このため、本実施の形態における過電流検出回路は、図示しないコンデンサにチャージされた電荷を利用した電源電圧VD2により過電流検出を行う。すなわち、ドライバ系の第1電源(電源電圧VD1)とレファレンス系の第2電源(電源電圧VD2)は異なる電源系であることが好適である。
In this example, although the
(第2の実施の形態)
図4は、第2の実施の形態におけるドライバ回路の構成を示す図である。図4に示すドライバ回路は、図3に示すドライバ回路に加えて、過電流を検出するための参照電圧生成回路を切り替えるスイッチ回路60を具備する。詳細には、図4に示すドライバ回路は、図3に示すドライバ回路に加えて、スイッチ回路60、参照電圧生成回路20、定電流源78を具備する。図4に示すドライバ回路は、図2に示す参照電圧生成回路20と、図3に示す参照電圧生成回路30を具備し、スイッチ回路60による制御によりどちらか一方が生成した参照電圧がコンパレータ40の反転入力端子に供給される。
(Second Embodiment)
FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration of the driver circuit according to the second embodiment. In addition to the driver circuit shown in FIG. 3, the driver circuit shown in FIG. 4 includes a
以下では、図4に示すドライバ回路の構成及び動作について、第1の実施の形態におけるドライバ回路の構成と異なる部分を説明する。 In the following, the configuration and operation of the driver circuit shown in FIG. 4 will be described with respect to differences from the configuration of the driver circuit in the first embodiment.
参照電圧生成回路20は、レファレンス用トランジスタM20を備える。レファレンス用トランジスタM20のゲートは、駆動制御信号CTRLが供給されるドライバ用トランジスタM10のゲートに共通接続され、ソースは第2電源(ここでは一例としてGND)に接続され、ドレインはノード72に接続される。
The reference
スイッチ回路60は、スイッチSW11、SW12、SW21、SW22を備える。スイッチSW11は、レファレンス用トランジスタM20(参照電圧生成回路20)のドレイン(ノード72)とコンパレータ40の反転入力端子との接続を制御する。スイッチSW12は、一端が第3電源(電源電圧VD3)に接続された定電流源78の他端と、レファレンス用トランジスタM20(参照電圧生成回路20)のドレイン(ノード72)との接続を制御する。スイッチSW21は、参照電圧生成回路30におけるレファレンス用トランジスタM3mのドレイン(ノード73)とコンパレータ40の反転入力端子との接続を制御する。スイッチSW22は、一端が第2電源(電源電圧VD2)に接続された定電流源88の他端と、参照電圧生成回路30におけるレファレンス用トランジスタM3mのドレイン(ノード73)との接続を制御する。
The
スイッチ回路60は、スイッチ制御信号SELに応じて制御され、スイッチSW11、SW12がオンとなりスイッチSW21、SW22がオフとなる高精度検出モードと、スイッチSW21、SW22がオンとなりスイッチSW11、SW12がオフとなる低消費電力モードの一方に切り替える。
The
高精度検出モードでは、参照電圧生成回路30及び定電流源88が、ドライバ回路から切り離され、過電流検出回路として参照電圧生成回路20及び定電流源78がコンパレータ40に接続される。この場合、図2に示すドライバ回路と同様に動作し、負荷50に流れる過電流が検出される。一方、低消費電力モードでは、参照電圧生成回路20及び定電流源78が、ドライバ回路から切り離され、過電流検出回路として参照電圧生成回路30及び定電流源88がコンパレータ40に接続される。この場合、図3に示すドライバ回路と同様に動作し、負荷50に流れる過電流が検出される。
In the high accuracy detection mode, the reference
本実施の形態によるドライバ回路では、スイッチ回路60により高精度に過電流を検出可能な過電流検出回路と、精度は劣るが消費電力を低減しながら過電流の検出が可能な過電流検出回路とを切り替えて利用することができる。
In the driver circuit according to the present embodiment, an overcurrent detection circuit capable of detecting an overcurrent with high accuracy by the
図5は、第2の実施の形態におけるスイッチ回路60の具体例を示す図である。図5を参照して、スイッチ回路60は、スイッチSW11としてトランジスタ61、スイッチSW12としてトランジスタ63、スイッチSW21としてトランジスタ62、スイッチSW22としてトランジスタ64を備える。ここで、トランジスタ62、64のゲートにはスイッチ制御信号SELが供給され、トランジスタ63、64のゲートには、インバータ65を介してスイッチ制御信号SELの反転信号が供給される。ここでは、スイッチSW11、SW12、SW21、SW22の一例としてPチャネル型MOSトランジスタを一例としたが、これに限らず、Nチャネル型MOSトランジスタでも、他のスイッチング素子(例えば、トランスファゲート)でも構わない。
FIG. 5 is a diagram illustrating a specific example of the
以上、本発明の実施の形態を詳述してきたが、具体的な構成は上記実施の形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の変更があっても本発明に含まれる。例えば、レファレンス用トランジスタM31〜M3mはNチャネル型MOSFETに限らずPチャネル型でも良い。又、図4及び図5における定電流源78、88は共通の電源に接続されても構わない。ただし、当該電源は、負荷が接続される電源と異なることが好ましい。
The embodiment of the present invention has been described in detail above, but the specific configuration is not limited to the above-described embodiment, and changes within a scope not departing from the gist of the present invention are included in the present invention. . For example, the reference transistors M31 to M3m are not limited to N-channel MOSFETs but may be P-channel transistors. Further, the constant
20 :参照電圧生成回路
30 :参照電圧生成回路
M10 :ドライバ用トランジスタ
M31〜M3m :レファレンス用トランジスタ
40 :コンパレータ
50 :負荷
60 :スイッチ回路
61〜64 :トランジスタ
65 :インバータ
71〜73 :ノード
78、88 :定電流源
83 :コンデンサ
CTRL :駆動制御信号
Iref1、Iref2:定電流
OC :過電流検出信号
SEL :スイッチ制御信号
SW11、SW12、SW21、SW22 :スイッチ
VD1、VD2、VD3 :電源電圧
20: Reference voltage generation circuit 30: Reference voltage generation circuit M10: Driver transistors M31 to M3m: Reference transistor 40: Comparator 50: Load 60:
Claims (3)
ドレイン及びソースを介して直列接続され、ゲートが前記ドライバ用トランジスタのゲートに共通接続された複数のレファレンス用トランジスタを備える第1参照電圧生成回路と、
前記ドライバ用トランジスタのドレイン電圧と前記複数のレファレンス用トランジスタの端部のドレイン電圧との比較結果に応じた信号を、過電流検出信号として出力するコンパレータと
を具備する
ドライバ回路。 A driver transistor for driving a load connected to the drain;
A first reference voltage generation circuit including a plurality of reference transistors connected in series via a drain and a source and having a gate commonly connected to a gate of the driver transistor;
A driver circuit comprising: a comparator that outputs, as an overcurrent detection signal, a signal corresponding to a comparison result between a drain voltage of the driver transistor and a drain voltage at an end of the plurality of reference transistors.
前記ドライバ用トランジスタのドレインは、一端が第1電源に接続された前記負荷の他端に接続され、
前記第1参照電圧生成回路は、一端が前記第1電源と異なる第2電源に接続された定電流源の他端に接続される
ドライバ回路。 The driver circuit according to claim 1,
The drain of the driver transistor is connected to the other end of the load, one end of which is connected to the first power source,
The first reference voltage generation circuit is a driver circuit connected at one end to a second end of a constant current source connected to a second power source different from the first power source.
一端が前記第1電源と異なる第3電源に接続された定電流源の他端にドレインが接続された第1レファレンス用トランジスタと、
前記複数のレファレンス用トランジスタの端部のドレイン電圧と前記第1レファレンス用トランジスタのドレイン電圧の一方を選択して前記コンパレータに入力するスイッチ回路と
を更に具備する
ドライバ回路。 The driver circuit according to claim 1 or 2,
A first reference transistor having one end connected to a third power source different from the first power source and a drain connected to the other end of the constant current source;
A driver circuit further comprising: a switch circuit that selects one of the drain voltage of the end portions of the plurality of reference transistors and the drain voltage of the first reference transistor and inputs the selected one to the comparator.
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