JP2013251804A - 測定装置の駆動装置、及び駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】可変容量コンデンサ間の間隔を広げることなく駆動回路の数を低減できる測定装置の駆動装置及び駆動方法を提供する。
【解決手段】可変容量コンデンサ３１、３２をセンサ素子として有する測定装置の駆動装置は、各２つの可変容量コンデンサからなる複数の組に対してそれぞれ設けられた駆動回路を有する。各組の２つの可変容量コンデンサの一方の電極が電気的に接続される。各駆動回路は、各組の２つの可変容量コンデンサの他方の電極に相対的に９０°位相の異なる交流バイアス電圧を印加するバイアス電源２１、２２と、各組の前記一方の電極から出力される信号に相対的に９０°位相の異なる交流信号をかけ算して２つのかけ算信号を出力するかけ算器８１、８２と、２つのかけ算信号を交流バイアス電圧の周期ごとに積分して各組の２つの可変容量コンデンサに対応する２つの信号を出力する積分器９１、９２を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、超音波診断装置の超音波探触子に用いられる静電容量型トランスデューサの駆動回路などの測定装置の駆動装置、及び駆動方法に関する。

超音波を使った診断原理の１つに光音響を用いたものがある。光音響は、生体内にパルスレーザを照射した際に、レーザ光を吸収した組織が瞬間的に熱膨張することで発生する超音波振動などの光音響振動を利用する方式のことである。光音響振動を体表で受信して生体内の情報を得る。超音波振動の受信には、超音波トランスデューサが使用される。超音波トランスデューサの一方式として、静電容量型超音波トランスデューサがある。静電容量型超音波トランスデューサは、例えば、キャビティと呼ばれる略真空に維持された空間と、キャビティを挟んで設けられた２つの電極で構成される。また、電極のうちの一方は、メンブレンと呼ばれる薄膜上に設けられており振動可能に支持されていて、他方の電極はトランスデューサの基板上に固定されている。以下では、振動可能に支持された電極を振動電極、基板上に固定された電極を固定電極とも呼ぶ。

静電容量型超音波トランスデューサ（以下、超音波トランスデューサとも記す）が超音波を受けると、メンブレンが振動し２つの電極間の距離が変化する。電極間距離の変化によって静電容量が変化する。２つの電極間に電圧を印加していると、静電容量の変化が電流信号となる。こうした構成において、１つのキャビティと２つの電極からなる超音波トランスデューサの構成単位を、セルと呼ぶ。また、複数のセルを電気的に接続した構成単位を、エレメントと呼ぶ。超音波診断装置に用いられる超音波トランスデューサでは、複数のエレメントを１Ｄ（１次元）アレイまたは２Ｄ（２次元）アレイ状に配置するのが通常である。それぞれのエレメントには、駆動回路が設けられ、それぞれの駆動回路をチャンネルと呼ぶ。電極間距離の変化によって静電容量が変化することから、エレメントは電気回路においては、可変容量コンデンサとみなすことができる。

前述の超音波トランスデューサの駆動技術に関して、エレメント間において電極を接続して超音波トランスデューサの駆動回路の数を削減する提案がある（特許文献１参照）。

特開２００８−２２８８７号公報

しかし、特許文献１の技術では、超音波トランスデューサのチャンネルの数を削減しているが、複数のエレメント間の間隔が大きくなることがある。
従って、本発明の目的は、エレメントなどの可変容量コンデンサの間の間隔を広げることなく駆動回路の数を低減することができる技術を提供することである。

上記課題に鑑み、本発明の駆動装置は、複数の可変容量コンデンサをセンサ素子として有する測定装置の駆動装置であって、複数の可変容量コンデンサの各２つの可変容量コンデンサからなる複数の組に対してそれぞれ駆動回路が設けられ、各組の２つの可変容量コンデンサの一方の電極が電気的に接続されている。そして、各駆動回路は、各組の２つの可変容量コンデンサの他方の電極にそれぞれ相対的に９０°位相の異なる交流バイアス電圧を印加するバイアス電源と、各組の２つの可変容量コンデンサの前記一方の電極から出力される信号にそれぞれ相対的に９０°位相の異なる交流信号をかけ算して２つのかけ算信号を出力するかけ算器と、前記２つのかけ算信号を前記交流バイアス電圧の周期ごとにそれぞれ積分して各組の２つの可変容量コンデンサにそれぞれ対応する２つの信号を出力する積分器と、を有する。前記可変容量コンデンサは、例えば、静電容量型超音波トランスデューサのエレメントである。

また、上記課題に鑑み、本発明の駆動方法は、複数の可変容量コンデンサをセンサ素子として有する測定装置の駆動方法であって、複数の可変容量コンデンサの各２つの可変容量コンデンサからなる各組の２つの可変容量コンデンサの一方の電極を電気的に接続し、各組の２つの可変容量コンデンサの他方の電極にそれぞれ相対的に９０°位相の異なる交流バイアス電圧を印加し、各組の２つの可変容量コンデンサの前記一方の電極から出力される信号にそれぞれ相対的に９０°位相の異なる交流信号をかけ算して２つのかけ算信号を出力し、前記２つのかけ算信号を前記交流バイアス電圧の周期ごとにそれぞれ積分して各組の２つの可変容量コンデンサにそれぞれ対応する２つの信号を取得する。

本発明によれば、静電容量型超音波トランスデューサのエレメントなどである可変容量コンデンサの２つを１つの組として１つの駆動回路で駆動でき、各組の２つの可変容量コンデンサにそれぞれ対応する２つの信号（超音波信号など）を別々に検出できる。従って、エレメントなどの可変容量コンデンサ間の間隔を広げることなく、駆動回路すなわちチャンネルの数を低減することができる。

本発明の超音波トランスデューサなどの測定装置の駆動回路の説明図。 本発明の測定装置の信号を説明する図。 本発明の測定装置の駆動回路及び駆動方法を説明する図。 静電容量型超音波トランスデューサの構成例の上面と断面を示す図。 本発明の測定装置を用いる被検体診断装置の例を示す図。

本発明は、複数の可変容量コンデンサの各２つの可変容量コンデンサからなる各組の２つの可変容量コンデンサの一方の電極を電気的に接続し、各組の２つの可変容量コンデンサの他方の電極にそれぞれ相対的に９０°位相の異なる交流バイアス電圧を印加し、各組の２つの可変容量コンデンサの前記一方の電極から出力される信号にそれぞれ相対的に９０°位相の異なる交流信号をかけ算して２つのかけ算信号を取得し、前記２つのかけ算信号を前記交流バイアス電圧の周期ごとにそれぞれ積分して各組の２つの可変容量コンデンサにそれぞれ対応する２つの信号を得ることを特徴とする。本発明は、後述の実施例で説明する静電容量型超音波トランスデューサの駆動装置及び方法に限られず、複数の可変容量コンデンサをセンサ素子として有する測定装置であれば、どの様な測定装置の駆動装置及び駆動方法にも適用することもできる。

以下、図を用いて実施例を説明する。
（実施例１）
実施例１は静電容量型超音波トランスデューサの駆動装置及び方法に係る。まず、本実施例の超音波トランスデューサの可変容量コンデンサをなすエレメントについて説明する。図４に示す様に、１つのエレメント７０５では、基板７０１上の第一電極７０２とメンブレン７０７上の第二電極７０３とがキャビティ７０４を隔てて対向して設けられている。ここでは、基板７０１はシリコンウェハを用いている。また、第一電極７０２と第二電極７０３はＴｉ膜を用いたが、他の電極材料であっても構わない。また、基板７０１を低抵抗シリコン（例えば、０．０１オームセンチメートル以下）で構成した場合は、第一電極７０２を省略して、基板７０１を第一電極とする構成もあり得る。第一と第二の電極の間には絶縁膜７０６であるシリコン酸化膜が配置されている。第二電極７０３はシリコン窒化膜などのメンブレン７０７の上に配置され、配線１０２を介して第二電極７０３の電極パッド７０９に接続される。第一電極７０２は第一電極の電極パッド７０８に接続される。本実施例では、超音波トランスデューサの最小単位であるセルが、第二電極７０３により４個接続されていて、一つのエレメント７０５となっている。こうした構成のエレメントが複数設けられていて、後述する様に、２つのエレメントが１つの組を構成して、各組に対して駆動回路が設けられている。勿論、エレメント７０５の構成はこれに限らず、適宜構成することができる。

図１は、本実施例の駆動装置の構成を説明する図である。図１において、１はグランド電位を表し、２つのエレメントからなる各組に対する駆動装置は、バイアス電源２１、バイアス電源２２、１つの組をなすエレメント３１とエレメント３２、電流電圧変換器４、信号分離器５を備える。説明のために、図１の各配線に、番号ｐ１１、ｐ１２、ｐ２１、ｐ２２、ｐ３、ｐ４を図示のように付す。グランド電位１は、回路の基準電圧である。バイアス電源２１はグランド電位１を基準に配線ｐ１１にバイアス電圧を印加する。同様に、バイアス電源２２は配線ｐ１２にバイアス電圧を印加する。エレメント３１及びエレメント３２は、それぞれ、図４で説明した様な構成を有する超音波トランスデューサの素子である。背景技術のところで説明したように、エレメント３１及びエレメント３２は可変容量コンデンサと等価である。エレメント３１の一方の電極の端子は配線ｐ１１を介してバイアス電源２１に接続され、エレメント３２の一方の電極の端子は配線ｐ１２を介してバイアス電源２２に接続される。エレメント３１及びエレメント３２の他方の電極の端子は、それぞれ配線ｐ２１と配線ｐ２２を介して互いに接続され、配線ｐ３に接続される。配線ｐ３は電流電圧変換器４に入力される。電流電圧変換器４の出力は配線ｐ４を介して信号分離器５に入力される。配線ｐ３は電流電圧変換器４において、図示しないオペアンプによって仮想接地されている。したがって、配線ｐ３はグランド電位と等価とみなすことができる。

次に、図２（ａ）〜（ｄ）を用いてバイアス電源２１、バイアス電源２２、エレメント３１、エレメント３２の動作について説明する。図２（ａ）〜（ｄ）において、横軸は時間ｔを、縦軸は電圧及び電流を表す。

図２（ａ）は、バイアス電源２１とエレメント３１との動作関係を表す図である。図２（ａ）は、超音波トランスデューサに超音波振動が入力されることがなく、メンブレンの位置が一定の場合を示す。この場合、エレメント３１のコンデンサ容量は一定となる。配線ｐ２１に流れる電流ｉ_１（ｔ）は、バイアス電源２１の電圧Ｖｂ_１（ｔ）によって定まる。バイアス電源２１は、次の式（１）の電圧Ｖｂ_１（ｔ）を発生させる。
Ｖｂ_１（ｔ）＝Ａ_１１＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）…（１）
ここで、ｔは時間、ωは角速度［ｒａｄ／ｓ］、Ａ_１１は振幅［Ｖ］である。

角速度ωは、メンブレンが機械的に振動可能な周波数よりも高い周波数に設定されることで、バイアス電源２１によるメンブレンの振動を防ぐ。すなわち、交流バイアス電圧の周波数はエレメントの機械的振動帯域よりも高い周波数に設定されている。このとき、配線ｐ２１に流れる電流ｉ_１（ｔ）は、次の式（２）で表される。
ｉ_１（ｔ）＝（Ａ_１１／（ω＊Ｃ_１１））＊ｃｏｓ（ω＊ｔ）…（２）
ここで、Ｃ_１１はエレメント３１の容量［Ｃ］である。

図２（ｂ）は、バイアス電源２２とエレメント３２との動作関係を表す図である。図２（ｂ）は、図２（ａ）と同様に、超音波トランスデューサに超音波振動が入力されることがなく、メンブレンの位置が一定の場合を示す。この場合、エレメント３２のコンデンサ容量は一定となる。配線ｐ２２に流れる電流ｉ_２（ｔ）は、バイアス電源２２の電圧Ｖｂ_２（ｔ）によって定まる。バイアス電圧２２は、次の式（３）の電圧Ｖｂ_２（ｔ）を発生させる。これは、電圧Ｖｂ_１（ｔ）とは相対的に９０°位相の異なる交流バイアス電圧である。
Ｖｂ_２（ｔ）＝Ａ_１２＊ｃｏｓ（ω＊ｔ）…（３）
ここで、ｔは時間、ωは角速度［ｒａｄ／ｓ］、Ａ_１２は振幅［Ｖ］である。

ここでも、角速度ωは、メンブレンが機械的に振動可能な周波数よりも高い周波数に設定されることで、バイアス電源２２によるメンブレンの振動を防ぐ。このとき、配線ｐ２２に流れる電流ｉ_２（ｔ）は、次の式（４）で表される。
ｉ_２（ｔ）＝−（Ａ_１２／（ω＊Ｃ_１２））＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）…（４）
ここで、Ｃ_１２はエレメント３２の容量［Ｃ］である。

図２（ｃ）は、エレメント３１に超音波振動が入射されて、メンブレンが機械的に振動を起こし、エレメント３１のコンデンサ容量が変化した場合を説明する図である。バイアス電圧２１は、図２（ａ）の式（１）と同等な次の式（１）の電圧Ｖｂ_１（ｔ）を発生させる。
Ｖｂ_１（ｔ）＝Ａ_１１＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）…（１）
角速度ωはメンブレンが機械的に振動可能な周波数よりも高い周波数に設定され、このとき、配線ｐ２１に流れる電流ｉ_１（ｔ）は、次の式（５）で表される。
ｉ_１（ｔ）＝（Ａ_１１／（ω＊Ｃ_１１（ｔ））＊ｃｏｓ（ω＊ｔ）…（５）
ここで、Ｃ_１１（ｔ）は、エレメント３１の時間的に変化する容量［Ｃ］である。

図２（ｄ）は、エレメント３２に超音波振動が入射されて、メンブレンが機械的に振動を起こし、エレメント３２のコンデンサ容量が変化した場合を説明する図である。バイアス電圧２２は、図２（ｂ）の式（３）と同等な次の式（３）の電圧Ｖｂ_２（ｔ）を発生させる。
Ｖｂ_２（ｔ）＝Ａ_１２＊ｃｏｓ（ω＊ｔ）…（３）
ここでも、角速度ωは、メンブレンが機械的に振動可能な周波数よりも高い周波数に設定される。このとき、配線ｐ２２に流れる電流ｉ_２（ｔ）は、次の式（６）で表される。
ｉ_２（ｔ）＝−（Ａ_１２／（ω＊Ｃ_１２（ｔ））＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）…（６）
ここで、Ｃ_１２（ｔ）は、エレメント３２の時間的に変化する容量［Ｃ］である・

上記式（５）と式（６）において、次の様に置く。
Ｉ_４１（ｔ）＝（Ａ_１１／（ω＊Ｃ_１１（ｔ））…（７）
Ｉ_４２（ｔ）＝（Ａ_１２／（ω＊Ｃ_１２（ｔ））…（８）
すると、式（５）と式（６）は、それぞれ次の様になる。
ｉ_１（ｔ）＝Ｉ_４１（ｔ）＊ｃｏｓ（ω＊ｔ）…（９）
ｉ_２（ｔ）＝−Ｉ_４２（ｔ）＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）…（１０）

配線ｐ３に流れる電流ｉ_３（ｔ）は、キルヒホッフの法則から、次の式で表される。
ｉ_３（ｔ）＝ｉ_１（ｔ）＋ｉ_２（ｔ）…（１１）
電流ｉ_３（ｔ）は、式（９）、式（１０）、式（１１）を用いると次の様になる。
ｉ_３（ｔ）＝Ｉ_４１（ｔ）＊ｃｏｓ（ω＊ｔ）−Ｉ_４２（ｔ）＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）…（１２）

２つの電流が入力する電流電圧変換器４は、次の様に、電流ｉ_１（ｔ）を電圧Ｖ_３１（ｔ）に、電流ｉ_２（ｔ）を電圧Ｖ_３２（ｔ）に変換する。
Ｖ_３１（ｔ）＝Ｅ_３＊Ｉ_４１（ｔ）…（１３）
Ｖ_３２（ｔ）＝Ｅ_３＊Ｉ_４２（ｔ）…（１４）
ここで、Ｅ_３は、電流電圧変換定数［Ｖ／Ｉ］である。
このような回路は、トランスインピーダンス回路で実現可能であり、電流電圧変換定数Ｅ_３の値は任意の実数である。トランスインピーダンス回路と電流電圧変換定数Ｅ_３の値は、本発明の本質ではないため、説明を省略する。電流電圧変換器４からの出力電圧Ｖ_４（ｔ）は、上記の式（１２）、式（１３）、式（１４）を用いると、次の式（１５）で表される。
Ｖ_４（ｔ）＝Ｖ_３１（ｔ）＊ｃｏｓ（ω＊ｔ）−Ｖ_３２（ｔ）＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）…（１５）

次に、図３を用いて信号分離器５の動作について説明する。信号分離器５の機能は、式（１５）の電圧Ｖ_４（ｔ）から電圧Ｖ_３１（ｔ）と電圧Ｖ_３２（ｔ）を分離・検出するものである。図３に示す様に、信号分離器５は、基準信号発生器７１、基準信号発生器７２、かけ算器８１、かけ算器８２、積分器９１、積分器９２からなる。ｐ４は、図１の配線ｐ４である。説明のため、図３中に、信号としてＳ７１、Ｓ７２、Ｓ８１、Ｓ８２、Ｓ９１、Ｓ９２を付す。かけ算器８１とかけ算器８２には、配線ｐ４の信号が入力される。加えて、かけ算器８１には基準信号Ｓ７１が入力され、かけ算器８２には基準信号Ｓ７２が入力される。かけ算器８１の出力は積分器９１に入力され、かけ算器８２の出力は積分器９１に入力される。

図３のｐ４には、式（１５）で示される電圧信号が入力されている。
Ｖ_４（ｔ）＝Ｖ_３１（ｔ）＊ｃｏｓ（ω＊ｔ）−Ｖ_３２（ｔ）＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）…（１５）
基準信号発生器７１の出力の基準信号Ｓ７１は余弦波の次の電圧信号である。
Ｓ７１＝Ｖ_５１＊ｃｏｓ（ω＊ｔ）…（１６）
ここで、ｔは時間、Ｖ_５１は任意の振幅［Ｖ］、ωは角速度［ｒａｄ／ｓ］である。式（１６）内の角速度ωの値は、式（１）内の角速度ωと同じである。

かけ算器８１では、電圧Ｖ_４（ｔ）と基準信号Ｓ７１とがかけ算され、次の信号Ｓ８１が生成される。
Ｓ８１＝（Ｖ_３１（ｔ）＊ｃｏｓ（ω＊ｔ）−Ｖ_３２（ｔ）＊ｓｉｎ（ω＊ｔ））＊（Ｖ_５１＊ｃｏｓ（ω＊ｔ））…（１７）
積分器９１は、信号Ｓ８１を積分して次の信号Ｓ９１を出力する。
Ｓ９１＝（１／（Ｖ_５１＊π））＊（Ｓ８１を時間ｔ＝０から時間（２π／ω）の区間でｔについて積分する式）…（１８）
式（１８）のＳ９１は、電圧Ｖ_３１の時間０〜（２π／ω）の平均値である。

他方、基準信号発生器７２の出力の基準信号Ｓ７２は負の正弦波の電圧信号である。これは、基準信号Ｓ７１とは相対的に９０°位相の異なる交流信号である。
Ｓ７２＝−Ｖ_５２＊ｓｉｎ（ω＊ｔ）…（１９）
ここで、Ｖ_５２は任意の振幅［Ｖ］である。
かけ算器８２では、電圧Ｖ_４（ｔ）と基準信号Ｓ７２とがかけ算され、次の信号Ｓ８２が生成される。
Ｓ８２＝（Ｖ_３１（ｔ）＊ｃｏｓ（ω＊ｔ）−Ｖ_３２（ｔ）＊ｓｉｎ（ω＊ｔ））＊（−Ｖ_５２＊ｓｉｎ（ω＊ｔ））…（２０）
積分器９２は、信号Ｓ８２を積分して次の信号Ｓ９２を出力する。
Ｓ９２＝（１／（Ｖ_５２＊π））＊（Ｓ８２を時間ｔ＝０から時間（２π／ω）の区間でｔについて積分する式）…（２１）
式（２１）のＳ９２は、電圧Ｖ_３２の時間０〜（２π／ω）の平均値である。

電圧Ｖ_３１は式（１３）より次の様に表される。
Ｖ_３１（ｔ）＝Ｅ_３＊Ｉ_４１（ｔ）…（１３）
そして、式（７）のＩ_４１（ｔ）＝（Ａ_１１／（ω＊Ｃ_１１（ｔ））を式（１３）に代入すると次の式が得られる。
Ｖ_３１（ｔ）＝Ｅ_３＊（Ａ_１１／（ω＊Ｃ_１１（ｔ））…（２２）

電流電圧変換定数Ｅ_３、バイアス電圧の振幅Ａ_１１、バイアス電圧の角速度ωは、既知の定数である。定数Ｆ_１１を次の式（２３）のように定義すると、式（２２）は、式（２３）を用いて以下の式（２４）ようになる。
Ｆ_１１＝（Ｅ_３＊Ａ_１１）／ω…（２３）
Ｖ_３１（ｔ）＝Ｆ_１１／Ｃ_１１（ｔ）…（２４）
同様に、定数Ｆ_１２を次の式（２５）のように定義すると、式（２６）が得られる。
Ｆ_１２＝（Ｅ_３＊Ａ_１２）／ω…（２５）
Ｖ_３２（ｔ）＝Ｆ_１２／Ｃ_１２（ｔ）…（２６）

容量Ｃ_１１（ｔ）、容量Ｃ_１２（ｔ）は図１のエレメント３１、エレメント３２の容量であるから、Ｖ_３１（ｔ）及びＶ_３２（ｔ）は、エレメント３１、エレメント３２のメンブレンの変位であり、超音波信号である。こうして、各組の２つの可変容量コンデンサであるエレメントを１つの駆動回路で駆動でき、２つのエレメントにそれぞれ対応する２つの超音波信号を別々に検出できるので、エレメント間の間隔を広げることなく、駆動回路の数を低減することができる。

（実施例２）
図５に、本発明の実施例２である被検体診断装置ないし光音響測定装置を示す。光源５０は、例えば、レーザ光を発生する光源であり、光２４は例えばパルス状のレーザ光である。

この装置において、被検体１７に向かって光源５０から発せられた照射光２４が被検体内部の光吸収体５１にあたることによって、光音響効果により光音響波とよばれる音響波５２が発せられる。この音響波５２の周波数は、光吸収体５１を構成する物質や個体の大きさによって異なるが３００ｋＨｚ乃至１０ＭＨｚ程度である。音響波５２は、その伝搬の良好な音響インピーダンスマッチング材２５を通り、本発明の駆動装置を有する静電容量型超音波トランスデューサ５３で検出される。電流電圧増幅された信号は、信号線５４を介して信号処理部５５に送られる。検出された信号は、信号処理部５５で信号処理され、被検体の物理情報が抽出される。信号処理部５５は主に計算機であるが、一部は集積回路になっていてもよく、２次元や３次元のイメージの再構成が可能なものである。本発明の駆動装置を有する超音波トランスデューサ５３を用いることで、コンパクトな構成で信号が得られる。勿論、本発明の測定装置は、超音波などの音響波があてられた被検体からの音響波を検出する被検体診断装置で用いることもできる。ここでも、被検体からの音響波を検出し、変換された信号を信号処理部で処理することで被検体内部の情報を取得することができる。

１…グランド電位、２１、２２…バイアス電源、３１、３２…エレメント（可変容量コンデンサ）、５…信号分離器、７１、７２…基準信号発生器、８１、８２…かけ算器、９１、９２…積分器

Claims (5)

1. 複数の可変容量コンデンサをセンサ素子として有する測定装置の駆動装置であって、
   前記複数の可変容量コンデンサの各２つの可変容量コンデンサからなる複数の組に対してそれぞれ複数の駆動回路が設けられ、
   前記組の２つの可変容量コンデンサの一方の電極が電気的に接続され、
   各駆動回路は、
   前記組の２つの可変容量コンデンサの他方の電極にそれぞれ相対的に９０°位相の異なる交流バイアス電圧を印加するバイアス電源と、
   前記組の２つの可変容量コンデンサの前記一方の電極から出力される信号にそれぞれ相対的に９０°位相の異なる交流信号をかけ算して２つのかけ算信号を出力するかけ算器と、
   前記２つのかけ算信号を前記交流バイアス電圧の周期ごとにそれぞれ積分して前記組の２つの可変容量コンデンサにそれぞれ対応する２つの信号を出力する積分器と、を有することを特徴とする駆動装置。
2. 前記可変容量コンデンサは静電容量型超音波トランスデューサのエレメントであることを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
3. 前記交流バイアス電圧の周波数は、前記可変容量コンデンサの機械的振動帯域よりも高い周波数に設定されていることを特徴とする請求項１または２に記載の駆動装置。
4. 複数の可変容量コンデンサをセンサ素子として有する測定装置の駆動方法であって、
   複数の可変容量コンデンサの各２つの可変容量コンデンサからなる各組の２つの可変容量コンデンサの一方の電極を電気的に接続し、各組の２つの可変容量コンデンサの他方の電極にそれぞれ相対的に９０°位相の異なる交流バイアス電圧を印加し、各組の２つの可変容量コンデンサの前記一方の電極から出力される信号にそれぞれ相対的に９０°位相の異なる交流信号をかけ算して２つのかけ算信号を出力し、前記２つのかけ算信号を前記交流バイアス電圧の周期ごとにそれぞれ積分して各組の２つの可変容量コンデンサにそれぞれ対応する２つの信号を取得することを特徴とする駆動方法。
5. 前記交流バイアス電圧の周波数は、前記可変容量コンデンサの機械的振動帯域よりも高い周波数に設定することを特徴とする請求項４に記載の駆動方法。

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