JP2013251589A - 可変インダクタおよびトランスインピーダンスアンプ - Google Patents

Abstract

【課題】異なる入力容量値に対し最適な利得周波数特性を有するトランスインピーダンスアンプを提供する。
【解決手段】トランスインピーダンスアンプ１ａは、ソース接地回路４ａと、ソースフォロワ回路５と、帰還抵抗Ｒ_Fとから構成される。ソース接地回路４ａは、トランジスタＭ１と、負荷抵抗Ｒ_Lと、負荷抵抗Ｒ_Lと直列に接続された可変インダクタＬ_cと、抵抗Ｒ_Eとからなる。可変インダクタＬ_cは、一端が可変インダクタＬ_cの入力端子に接続されたインダクタＬ₀と、一端がインダクタＬ₀の他端に接続され、他端が可変インダクタＬ_cの出力端子に接続されたインダクタＬ₁と、ゲート端子が制御端子Ｖ_cに接続され、ドレイン端子がインダクタＬ₁の一端に接続され、ソース端子がインダクタＬ₁の他端に接続されたトランジスタＭ４とから構成される。
【選択図】 図７

Description

本発明は、集積素子などの電子回路で使用されるインダクタに関するもので、特に、インダクタンス値の制御可能な可変インダクタに関するものである。さらに、光伝送方式の光／電気変換を行う光受信回路において、インダクタを用いた信号等化を行うトランスインピーダンスアンプに関するものである。特に本発明は、高速動作可能な広帯域な利得周波数特性をもつトランスインピーダンスアンプに関するものである。
具体的には、本発明は、半導体集積回路上に形成される電子回路に提供されるものである。さらに、本発明は、光基幹伝送システム、光アクセスシステム、光インターコネクション等の各種光伝送システムに用いられる光受信用ＩＣ、ならびに光受信用ＩＣを用いた高速光受信モジュール、光送受信トランシーバなどに光受信回路として適用されるものである。本発明は、光通信技術の進展とともに、高速化が求められる上記光受信回路において、広帯域な利得周波数特性を実現することにより、高速動作可能なトランスインピーダンスアンプを提供するものである。

光通信技術の進展とともに伝送されるデータ量が飛躍的に増大しており、伝送装置の大容量化が求められている。この大容量化を実現するために、光受信回路の高速化が求められている。光通信において光／電気変換を行う一般的な光受信回路の構成を図１２に示す。図中、１はトランスインピーダンスアンプ（Transimpedance amplifier：ＴＩＡ）、２は増幅回路、３はフォトディテクタ（Photodetector：ＰＤ）、Ｒ_Fは帰還抵抗、Ｃ_inはフォトディテクタ３等の入力の寄生容量による入力容量である。
フォトディテクタ３は、光信号を受信して電流信号Ｉ_inに変換する。トランスインピーダンスアンプ１は、この電流信号Ｉ_inを受信して増幅し、後段の回路が受信可能な振幅の電圧信号Ｖ_outに変換するものである。

トランスインピーダンスアンプ１の具体的な構成を図１３に示す。トランスインピーダンスアンプ１は、ソース接地回路４と、ソースフォロワ回路５と、帰還抵抗Ｒ_Fとから構成される。このソース接地回路４とソースフォロワ回路５とが図１２の増幅回路２を構成している。ソース接地回路４は、ゲート端子（ソース接地回路４の入力端子）がトランスインピーダンスアンプ１の入力端子に接続されたトランジスタＭ１と、一端に電源電圧ＶＤＤが供給され、他端がトランジスタＭ１のドレイン端子に接続された負荷抵抗Ｒ_Lと、一端がトランジスタＭ１のソース端子に接続され、他端が接地された抵抗Ｒ_Eとからなる。ソースフォロワ回路５は、ゲート端子がトランジスタＭ１のドレイン端子（ソース接地回路４の出力端子）に接続され、ドレイン端子に電源電圧ＶＤＤが供給され、ソース端子（ソースフォロワ回路５の出力端子）がトランスインピーダンスアンプ１の出力端子に接続されたトランジスタＭ２と、ゲート端子にバイアス電圧Ｖ_CSが入力され、ドレイン端子がトランスインピーダンスアンプ１の出力端子に接続され、ソース端子が接地されたトランジスタＭ３とからなる。帰還抵抗Ｒ_Fは、トランスインピーダンスアンプ１の出力端子と入力端子との間に接続されている。このようなトランスインピーダンスアンプ１については、例えば特許文献１、非特許文献１に開示されている。

トランスインピーダンスアンプ１において受信可能なデータの高速化を実現するためには、受信電流信号Ｉ_inを電圧信号Ｖ_outに変換増幅するインピーダンス変換利得（トランスインピーダンス利得）の周波数特性の広帯域化が必須である。トランスインピーダンスアンプ１の帯域を制限する要因としては、第一に入力容量Ｃ_inとトランスインピーダンスアンプ１の入力インピーダンスによる入力回路の周波数特性に起因するものと、第二にトランスインピーダンスアンプ１を構成する構成回路の周波数特性に起因するものと、第三にトランスインピーダンスアンプ１の出力回路の周波数特性に起因するものとがある。

特に、高速・高感度の光受信回路においては、入力回路の周波数特性に起因する影響が大きいため、この入力回路の時定数による帯域制限について以下に詳述する。
トランスインピーダンスアンプ１のインピーダンス変換利得（以下、トランスインピーダンス利得）Ｚ_tは、以下のように与えられる。

ここで、Ｒ_Fは帰還抵抗、Ｃ_inはフォトディテクタ３等によって生じる入力容量、Ａ_oは増幅回路２のオープンループ利得である。式（１）から、トランスインピーダンス利得Ｚ_tが１／√２になる３ｄＢ帯域ｆ_3dBは、以下のように求められる。

式（２）より、トランスインピーダンスアンプ１の利得周波数帯域は、入力容量Ｃ_inの影響を大きく受けること、ならびに帰還抵抗Ｒ_Fが大きいと周波数帯域が狭くなり、逆にオープンループ利得Ａ_oが大きいと周波数帯域が広くなることが分かる。一般に、増幅回路２のオープンループ利得Ａ_oならびに帰還抵抗Ｒ_Fは、ＩＣの回路定数のため、製造後の変更は基本的に不可で、仮に帰還抵抗Ｒ_F等を変更した場合は利得にも影響を与えるため、容易には変更できないパラメータである。

一方で、入力容量Ｃ_inがばらつくと、上記トランスインピーダンス利得Ｚ_tの３ｄＢ帯域ｆ_3dBが変化してしまう。入力容量Ｃ_inのばらつき要因としては、フォトディテクタ３の寄生容量のばらつきや実装基板等による寄生容量のばらつきがある。さらに、フォトディテクタ３はｐｎ接合に逆バイアス電圧が印加されるようにして使用されるので、フォトディテクタ３の寄生容量はバイアス電圧依存性を持っており、逆バイアス電圧設定によって、同じく入力容量Ｃ_inが変化する。

図１４に、入力容量Ｃ_inが変化した場合の従来のトランスインピーダンスアンプ１におけるトランスインピーダンス利得Ｚ_tの周波数特性例を示す。図中、縦軸はトランスインピーダンス利得Ｚ_t、横軸は周波数である。１００は入力容量Ｃ_inが０．１５ｐＦの場合の周波数特性を示し、１０１は入力容量Ｃ_inが０．２ｐＦの場合の周波数特性を示し、１０２は入力容量Ｃ_inが０．２５ｐＦの場合の周波数特性を示している。この図１４の周波数特性は、回路シミュレータＨＳＰＩＣＥを用いたシミュレーションで求めたものである。図１４から明らかなとおり、入力容量Ｃ_inが小さくなると、帯域変化のみならず、負帰還増幅回路の位相の不安定性により過剰ピーキングが生じるという問題がある。

従来のトランスインピーダンスアンプは、帯域と受信感度特性の両立のために、帰還抵抗Ｒ_Fを用いる負帰還増幅回路構成が一般的であり、本負帰還増幅回路は、出力信号の一部を入力信号に負帰還することにより、広帯域特性を得るものである。しかしながら、実デバイスでは高周波で入力信号に対する出力の位相遅延が大きく、入力に位相遅延の大きな負帰還信号を帰還すると正転信号に転じてしまい、過剰ピーキングが生じてしまう。特に、負帰還増幅回路において、入力容量Ｃ_inは位相補償手段として機能するが、この入力容量Ｃ_inが小さい場合、位相補償量が小さくなり広帯域となる一方で、正帰還度が強くなり、より大きな過剰ピーキングが生じて動作が不安定となり、リンギング等が生じて波形特性が劣化する。さらに入力容量Ｃ_inが小さくなると、最悪の場合、発振状態に陥ってしまう。

また、従来の光受信回路では、入力容量Ｃ_inや実装条件による帯域変化に対し、フォトディテクタ３とトランスインピーダンスアンプ１とを接続するボンディングワイヤの長さを変えることにより、寄生インダクタンス値Ｌ_inを変えて、帯域補償を行うようにしている（図１５）。この帯域補償の技術は、例えば非特許文献１に開示されているが、最適な帯域補償を行うためには、実際にボンディングワイヤの長さを幾つか変えた接続を行い、特性ばらつきも考慮した上で、最適なボンディングワイヤ長を決める必要があった。
すなわち、トランスインピーダンスアンプにおいて、従来の増幅回路ならびに帰還抵抗からなる回路技術では、入力容量Ｃ_inのばらつきや変化に対して最適な帯域特性を得ることが難しいという問題点があった。

特開平１０−３３５９４８号公報

C.Y.Wang，C.S.Wang，and C.K.Wang，"An 18-mW Two-Stage CMOS Transimpedance Amplifier for 10 Gb/s Optical Application"，IEEE Asian Solid-State Circuits Conference，Tech.Dig.，pp.412-415，Nov.12-14，2007

上記のように、従来のトランスインピーダンスアンプでは、入力容量のばらつきや変化に対して最適な帯域を得ることが難しいという問題点があった。

本発明の目的は、上記の問題を解決し、異なる入力容量値に対し最適な利得周波数特性を有するようにトランスインピーダンスアンプを調整可能な可変インダクタを提供することにある。
また、本発明の目的は、異なる入力容量値に対し最適な利得周波数特性を有するトランスインピーダンスアンプを提供することにある。

本発明の可変インダクタは、一端が入力端子に接続された第１のインダクタと、一端が前記第１のインダクタの他端に接続され、他端が出力端子に接続された第２のインダクタと、この第２のインダクタに並列に接続された可変抵抗とを備え、外部制御により前記可変抵抗を数値変化させることでインピーダンス可変であることを特徴とするものである。
また、本発明の可変インダクタの１構成例において、前記可変抵抗は、ドレイン端子が前記第２のインダクタの一端に接続され、ソース端子が前記第２のインダクタの他端に接続され、ゲート端子が制御端子に接続されたトランジスタからなることを特徴とするものである。
また、本発明の可変インダクタの１構成例において、前記トランジスタは、前記制御端子に印加される電圧に応じてスイッチとして機能するものであり、前記第１のインダクタのインダクタンス値から前記第１、第２のインダクタのインダクタンス加算値まで合計のインダクタンス値を切り替え可能であることを特徴とするものである。
また、本発明の可変インダクタの１構成例は、前記第２のインダクタと前記可変抵抗とを並列に接続した回路を、前記第１のインダクタの後段に複数縦続接続したことを特徴とするものである。

また、本発明は、入力電流信号を帰還抵抗の値に比例する利得によって増幅すると同時に電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプにおいて、増幅回路と、一端が前記増幅回路の入力端子に接続され、他端が前記増幅回路の出力端子に接続された帰還抵抗とを備え、前記増幅回路は、ソース接地回路と、ソースフォロワ回路とから構成され、前記ソース接地回路の負荷抵抗と直列に、可変インダクタを備えたことを特徴とするものである。
また、本発明のトランスインピーダンスアンプは、増幅回路と、一端が前記増幅回路の入力端子に接続され、他端が前記増幅回路の出力端子に接続された帰還抵抗とを備え、トランスインピーダンスアンプの入力端子と前記増幅回路の入力端子との間に、可変インダクタを備えたことを特徴とするものである。

本発明によれば、光信号に対応した光電電流を電圧信号に変換増幅するトランスインピーダンスアンプにおいて、フォトディテクタの素子ばらつきや、実装、バイアス条件等により入力容量が変わった場合でも、過剰ピーキングや帯域不足といったことが起こらないように、ソース接地アンプの負荷に接続した可変インダクタ、あるいは入力部に接続した可変インダクタの値を制御することができる。すなわち、入力容量条件に応じて最適な利得周波数特性を有するトランスインピーダンスアンプを供することができる。特に、高速動作用途における従来技術では、帯域調整をフォトディテクタとトランスインピーダンスアンプの接続ワイヤ長を調整することにより行っており、条件出しのための試行が必要であったが、本発明では、可変インダクタの可変抵抗を外部制御により数値変化させることで、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性を改善することができる。すなわち、本発明では、実装コストを抑え低コストで光受信用ＩＣを提供できるという効果を奏する。

本発明の可変インダクタの等価回路図である。 従来の光受信回路の交流等価回路を示す図である。 本発明のトランスインピーダンスアンプを用いた光受信回路の交流等価回路を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る可変インダクタの構成を示す回路図である。 本発明の第１の実施の形態に係る可変インダクタの別の構成を示す回路図である。 本発明の第２の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの構成を示す回路図である。 本発明の第２の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの具体的な構成を示す回路図である。 本発明の第２の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプのオープンループ利得の周波数特性、およびトランスインピーダンス利得の周波数特性を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの構成を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの具体的な構成を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプのトランスインピーダンス利得の周波数特性を示す図である。 従来の光受信回路の構成を示すブロック図である。 従来のトランスインピーダンスアンプの構成を示す回路図である。 従来のトランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の例を示す図である。 従来の光受信回路の別の構成を示すブロック図である。

［発明の原理］
以下、本発明の可変インダクタ、ならびに可変インダクタを用いたトランスインピーダンスアンプの概要について以下記述する。
本発明の可変インダクタの等価回路図を図１に示す。図中、Ｌ₀は第１のインダクタ、Ｌ₁は第２のインダクタ、Ｒ_cは可変抵抗、Ｐ１は可変インダクタの入力端子、Ｐ２は可変インダクタの出力端子、Ｖ_cは制御端子である。

本発明では、第１のインダクタＬ₀と第２のインダクタＬ₁とが直列に接続され、第２のインダクタＬ₁に可変抵抗Ｒ_cが並列に接続され、可変抵抗Ｒ_cは制御端子Ｖ_cに印加される電圧により制御される。本発明の可変インダクタＬ_cの等価的なインピーダンスは、次式のようになる。

したがって、Ｒ_c＝０の場合、ｊωＬ_c＝ｊωＬ₀となり、Ｒ_c＝∞の場合、ｊωＬ_c＝ｊω（Ｌ₀＋Ｌ₁）となる。可変抵抗Ｒ_cは、制御端子Ｖ_cに印加される電圧により、０〜∞の値をとるので、本発明の可変インダクタは、ｊωＬ₀〜ｊω（Ｌ₀＋Ｌ₁）のインピーダンスで制御される。

次に、本発明の可変インダクタをトランスインピーダンスアンプに適用した動作概要について以下に述べる。
図１２に示した従来の光受信回路の交流等価回路を図２に示す。Ｒ_inは、トランスインピーダンスアンプ１の入力抵抗で、先に示したとおり、近似的にＲ_F／Ａ_oで表される。また、入力容量Ｃ_inとしてはフォトディテクタ３の寄生容量Ｃ_pdが支配的であるので、ここでは入力容量Ｃ_inが容量Ｃ_pdと近似的に等しいとしている。

受光した光信号をフォトディテクタ３が電流信号Ｉ_inに変換した後、トランスインピーダンスアンプ１が電流信号Ｉ_inを電圧信号Ｖ_outに変換増幅する。トランスインピーダンスアンプ１の３ｄＢ帯域ｆ_3dBは、式（２）に示したとおり、主に入力の時定数で制限される。式（２）より、トランスインピーダンスアンプ１のオープンループ利得Ａ_oを大きくすると、トランスインピーダンスアンプ１の３ｄＢ帯域ｆ_3dBも高くできることが分かる。

トランスインピーダンスアンプ１のオープンループ利得Ａ_oは、トランジスタの相互コンダクタンスをｇ_mとすると、次式で表される。
Ａ_o＝ｇ_mＲ_L ・・・（４）

ここで、Ｒ_Lは図１３に示した負荷抵抗である。図１３の負荷抵抗Ｒ_Lと、トランジスタＭ１のドレイン端子とトランジスタＭ２のゲート端子の接続点との間に、図１の等価回路で示した本発明の可変インダクタＬ_cを直列に挿入した場合、トランスインピーダンスアンプのオープンループ利得Ａ_o’は次式のようになる。
Ａ_o’＝ｇ_m（Ｒ_L＋ｊωＬ_c） ・・・（５）
したがって、入力容量Ｃ_inの値に対応してオープンループ利得Ａ_o’を設定することにより、トランスインピーダンスアンプの最適な利得周波数特性を得ることができる。

次に、図１２のフォトディテクタ３とトランスインピーダンスアンプ１の入力端子との間に、図１の等価回路で示した本発明の可変インダクタＬ_cを直列に挿入した場合の交流等価回路を図３に示す。ここで、図３のトランスインピーダンスアンプ１ｂの入力抵抗をＲ_in、入力容量をＣ_in、電流信号をＩ_in、電圧信号をＶ_out、入力容量Ｃ_inに流れる信号電流をＩ_C、トランスインピーダンスアンプ１ｂに流れ込む信号電流をＩ_Rとすると、図３の等価回路から以下の関係式が成り立つ。
Ｉ_in＝Ｉ_C＋Ｉ_R ・・・（６）
（１／ｊωＣ_in）Ｉ_C＝（Ｒ_in＋ｊωＬ_c）Ｉ_R ・・・（７）
Ｖ_out＝Ｒ_inＩ_R ・・・（８）

式（６）〜式（８）から、図３のトランスインピーダンスアンプ１ｂのトランスインピーダンス利得Ｚ_t＝Ｖ_out／Ｉ_inを求めると以下の式が導き出せる。

式（９）より、トランスインピーダンスアンプ１ｂのトランスインピーダンス利得Ｚ_tの大きさ（絶対値：Ｍａｇ）は、次式のようになる。

トランスインピーダンスアンプ１ｂの３ｄＢ帯域ｆ_3dBは、式（１０）の｜Ｚ_t｜が１／√２になる周波数である。したがって、Ｌ_c＝０の場合、式（１０）の｜Ｚ_t｜は可変インダクタＬ_cが無い従来回路の｜Ｚ_t｜と等価である。
一方、可変インダクタＬ_cが有限の数値を持つ場合について述べる。ω²Ｒ_in ²Ｃ_in ²＝１（Ｌ_c＝０とした場合のｆ_3dB条件）とすると、式（１０）の分母は以下のようになる。

したがって、従来回路のｆ_3dB条件のＣ_in、Ｒ_inにおいて、可変インダクタＬ_cを大きくすると、式（１０）の分母が小さくなるので、ｆ_3dB帯域は高くなることが分かる。さらに、可変インダクタＬ_cの値を入力容量Ｃ_inの変化に応じて制御することにより、トランスインピーダンスアンプの最適な周波数帯域を得ることが可能となる。すなわち、トランスインピーダンスアンプの入力容量Ｃ_inが異なる場合においても、本発明の可変インダクタＬ_cにより、最適な利得周波数特性を得ることができる。
したがって、本発明の可変インダクタＬ_cにより、従来技術では困難であった異なる入力容量条件に対し、トランスインピーダンスアンプの帯域劣化や過剰ピーキングを抑えることができ、利得周波数特性を大きく改善することができる。

［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図４は、本発明の第１の実施の形態に係る可変インダクタＬ_cの構成を示す回路図である。図中、Ｌ₀は第１のインダクタ、Ｌ₁は第２のインダクタ、Ｍ４はｎチャンネルの電界効果トランジスタ、Ｐ１は可変インダクタＬ_cの入力端子、Ｐ２は可変インダクタＬ_cの出力端子、Ｖ_cは制御端子である。

図４に示すように、本実施の形態の可変インダクタＬ_cは、一端が可変インダクタＬ_cの入力端子Ｐ１に接続された第１のインダクタＬ₀と、一端が第１のインダクタＬ₀の他端に接続され、他端が可変インダクタＬ_cの出力端子Ｐ２に接続された第２のインダクタＬ₁と、ゲート端子が制御端子Ｖ_cに接続され、ドレイン端子が第２のインダクタＬ₁の一端に接続され、ソース端子が第２のインダクタＬ₁の他端に接続されたトランジスタＭ４とから構成される。この可変インダクタＬ_cの等価回路は図１に示したとおりである。

本実施の形態では、制御端子Ｖ_cの電圧を変えて、トランジスタＭ４のゲート電位を制御することにより、第２のインダクタＬ₁に並列に接続された抵抗値を制御することができる。トランジスタＭ４を完全にオンにすれば、トランジスタＭ４の等価抵抗Ｒ_Cは０Ωとなり、第２のインダクタＬ₁は短絡され、可変インダクタＬ_cのインダクタンスはＬ₀となる。一方、トランジスタＭ４を完全にオフにすれば、トランジスタＭ４の等価抵抗Ｒ_cは無限大になり、可変インダクタＬ_cのインダクタンスはＬ₀＋Ｌ₁となる。

さらに、図５は、本実施の形態の可変インダクタＬ_cの別の構成を示す回路図である。この可変インダクタＬ_cは、第１のインダクタＬ₀と、ｎ個（ｎは２以上の整数）の第２のインダクタＬ₁（Ｌ₁−１〜Ｌ₁−ｎ）と、ｎ個のトランジスタＭ４（Ｍ４−１〜Ｍ４−ｎ）とから構成される。すなわち、図５の可変インダクタＬ_cは、第２のインダクタＬ₁とトランジスタＭ４からなる可変抵抗とを並列に接続した回路を、第１のインダクタＬ₀の後段に複数縦続接続したものである。第２のインダクタＬ₁とトランジスタＭ４との並列接続の仕方は図４で説明したとおりである。各制御端子Ｖ_c（Ｖ_c−１〜Ｖ_c−ｎ）には、同一の電圧を与えてもよいし、異なる電圧を与えてもよい。図５のような構成により、インダクタの可変範囲を広くし、可変分解能を高くすることが可能になる。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図６は、本発明の第２の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの構成を示す回路図である。本実施の形態のトランスインピーダンスアンプ１ａは、ソース接地回路４ａと、ソースフォロワ回路５と、帰還抵抗Ｒ_Fとから構成される。このソース接地回路４ａとソースフォロワ回路５とが図１２の増幅回路２に相当する。

ソース接地回路４ａは、ゲート端子（ソース接地回路４ａの入力端子）がトランスインピーダンスアンプ１ａの入力端子Ｉｎに接続されたトランジスタＭ１と、一端に電源電圧ＶＤＤが供給された負荷抵抗Ｒ_Lと、入力端子が負荷抵抗Ｒ_Lの他端に接続され、出力端子がトランジスタＭ１のドレイン端子に接続された可変インダクタＬ_cと、一端がトランジスタＭ１のソース端子に接続され、他端が接地された抵抗Ｒ_Eとからなる。ソースフォロワ回路５は、ゲート端子がトランジスタＭ１のドレイン端子（ソース接地回路４の出力端子）に接続され、ドレイン端子に電源電圧ＶＤＤが供給され、ソース端子（ソースフォロワ回路５の出力端子）がトランスインピーダンスアンプ１ａの出力端子Ｏｕｔに接続されたトランジスタＭ２と、ゲート端子にバイアス電圧Ｖ_CSが入力され、ドレイン端子がトランスインピーダンスアンプ１ａの出力端子Ｏｕｔに接続され、ソース端子が接地されたトランジスタＭ３とからなる。帰還抵抗Ｒ_Fは、トランスインピーダンスアンプ１ａの出力端子Ｏｕｔ（増幅回路２の出力端子）とトランスインピーダンスアンプ１ａの入力端子Ｉｎ（増幅回路２の入力端子）との間に接続されている。

このように、トランスインピーダンスアンプ１ａは、負荷抵抗Ｒ_Lと直列に、第１の実施の形態で説明した可変インダクタＬ_Cを設けたことを特徴とする。
さらに、図７に、トランスインピーダンスアンプ１ａの具体的な例を示す。可変インダクタＬ_Cは、図４で説明したとおり、第１のインダクタＬ₀と、第２のインダクタＬ₁と、トランジスタＭ４とから構成される。トランジスタＭ４のゲート電圧、すなわち制御端子Ｖ_cの電圧を制御することにより、負荷抵抗Ｒ_Lと可変インダクタＬ_Cとから構成される負荷インピーダンスの周波数特性を制御することができる。

［第２の実施の形態の動作ならびに効果］
以下、本実施の形態による動作と効果について述べる。本実施の形態では、図８（Ａ）に示すように可変インダクタＬ_Cの値を変えることにより、オープンループ利得Ａ_oの周波数特性が変わる。すなわち、可変インダクタＬ_Cの値が小さい場合には高周波でのオープンループ利得Ａ_oは小さいが、可変インダクタＬ_Cの値が大きくなると高周波での利得が大きくなる。これに伴い、図８（Ｂ）に示すように、高周波でトランスインピーダンスアンプ１ａの入力インピーダンスが小さくなるため、トランスインピーダンス利得Ｚ_tの３ｄＢ帯域ｆ_3dBを広くすることができる。

以上のように、本実施の形態では、外部制御可能な可変インダクタＬ_Cをソース接地回路４ａの負荷に備えることにより、トランスインピーダンスアンプ１ａの利得周波数特性の帯域補償を可能とした。具体的には、フォトディテクタ３等の寄生容量に応じて制御端子Ｖ_cの電圧を変えることにより、可変インダクタＬ_Cの値を、Ｌ₀〜（Ｌ₀＋Ｌ₁）まで可変とした。これにより、本実施の形態では、トランスインピーダンスアンプ１ａの利得周波数特性を大きく改善することができる。

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図９は、本発明の第３の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの構成を示す回路図である。本実施の形態のトランスインピーダンスアンプ１ｂは、ソース接地回路４と、ソースフォロワ回路５と、帰還抵抗Ｒ_Fと、可変インダクタＬ_Cとから構成される。このソース接地回路４とソースフォロワ回路５とが図１２の増幅回路２を構成している。

ソース接地回路４は、トランジスタＭ１と、負荷抵抗Ｒ_Lと、抵抗Ｒ_Eとからなる。ソースフォロワ回路５は、トランジスタＭ２，Ｍ３からなる。帰還抵抗Ｒ_Fは、トランスインピーダンスアンプ１ｂの出力端子Ｏｕｔ（増幅回路２の出力端子）とソース接地回路４の入力端子（増幅回路２の入力端子）との間に接続されている。
トランスインピーダンスアンプ１ｂは、トランスインピーダンスアンプ１ｂの入力端子Ｉｎとソース接地回路４の入力端子（増幅回路２の入力端子）との間に、第１の実施の形態で説明した可変インダクタＬ_Cを設けたことを特徴とする。このトランスインピーダンスアンプ１ｂを用いた光受信回路の等価回路は図３に示したようになる。

さらに、図１０に、トランスインピーダンスアンプ１ｂの具体的な例を示す。可変インダクタＬ_Cは、図４で説明したとおり、第１のインダクタＬ₀と、第２のインダクタＬ₁と、トランジスタＭ４とから構成される。トランジスタＭ４のゲート電圧、すなわち制御端子Ｖ_cの電圧を制御することにより、入力抵抗Ｒ_inと可変インダクタＬ_Cとから構成される入力インピーダンスの周波数特性を制御することができる。

［第３の実施の形態の動作ならびに効果］
以下、本実施の形態による動作と効果について述べる。本実施の形態では、入力容量Ｃ_inの存在により高周波でトランスインピーダンスアンプに信号が入力され難くなり、トランスインピーダンス利得Ｚ_tが高周波で減少することを、トランスインピーダンスアンプ１ｂの入力部に接続した可変インダクタＬ_Cにより補償することができる。本実施の形態では、図１１に示すように、可変インダクタＬ_Cの値を大きくすることにより、高周波でトランスインピーダンス利得Ｚ_tを大きくすることができるため、トランスインピーダンス利得Ｚ_tの３ｄＢ帯域ｆ_3dBを広くすることができる。

以上のように、本実施の形態では、外部制御可能な可変インダクタＬ_Cをトランスインピーダンスアンプ１ｂの入力部に備えることにより、トランスインピーダンスアンプ１ｂの利得周波数特性の帯域補償を可能とした。具体的には、フォトディテクタ３等の寄生容量に応じて制御端子Ｖ_cの電圧を変えることにより、可変インダクタＬ_Cの値を、Ｌ₀〜（Ｌ₀＋Ｌ₁）まで可変とした。これにより、本実施の形態では、トランスインピーダンスアンプ１ｂの利得周波数特性を大きく改善することができる。

また、第１、第２の実施の形態の構成によれば、トランスインピーダンスアンプ１ａ，１ｂの帰還ループと係わりなく、トランスインピーダンスアンプ１ａ，１ｂの帯域を可変できるため、回路動作が安定するという効果も得ることができる。

また、第１、第２の実施の形態の構成によれば、ＩＣに集積可能なインダクタＬ₀，Ｌ₁ならびにトランジスタＭ４を用いることにより、ＩＣ上に容易に帯域補償回路が構成できる。さらに、トランジスタＭ４のゲート電位を制御することにより、トランジスタＭ４を可変抵抗として用いることができ、インダクタンス値を制御できるため、トランスインピーダンスアンプ１ａ，１ｂの入力部に接続されたフォトディテクタ３や実装基板等による寄生容量のばらつきによらず、トランスインピーダンスアンプ１ａ，１ｂの平坦な利得周波数特性を得ることができる。また、第１、第２の実施の形態では、トランスインピーダンスアンプ１ａ，１ｂの過剰ピーキングを抑えることができ、リンギングやパタン効果を抑えた、良好なアイ開口が得られるという効果がある。

以上のとおり、本発明の可変インダクタならびにトランスインピーダンスアンプによれば、光電変換された電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンスの利得周波数特性の広帯域化、平坦化ならびに波形応答特性の改善が容易に実現できる。

以上、実施の形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施の形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。

本発明のトランスインピーダンスアンプは、受光素子や実装に起因する寄生容量のばらつきによる帯域不足や過剰ピーキングに対し、利得周波数特性を最適に制御することによって、各種、光通信システムの光受信用ＩＣ、ならびに光受信用ＩＣを用いた光受信モジュール、光トランシーバなどに光受信回路として適用できる。

１ａ，１ｂ…トランスインピーダンスアンプ、２…増幅回路、３…フォトディテクタ、４，４ａ…ソース接地回路、５…ソースフォロワ回路、Ｍ１〜Ｍ４…トランジスタ、Ｒ_F…帰還抵抗、Ｒ_L，Ｒ_E…抵抗、Ｌ_c…可変インダクタ、Ｌ₀，Ｌ₁…インダクタ、Ｉｎ…入力端子、Ｏｕｔ…出力端子、Ｖ_c…制御端子。

Claims (6)

1. 一端が入力端子に接続された第１のインダクタと、
   一端が前記第１のインダクタの他端に接続され、他端が出力端子に接続された第２のインダクタと、
   この第２のインダクタに並列に接続された可変抵抗とを備え、
   外部制御により前記可変抵抗を数値変化させることでインピーダンス可変であることを特徴とする可変インダクタ。
2. 請求項１記載の可変インダクタにおいて、
   前記可変抵抗は、ドレイン端子が前記第２のインダクタの一端に接続され、ソース端子が前記第２のインダクタの他端に接続され、ゲート端子が制御端子に接続されたトランジスタからなることを特徴とする可変インダクタ。
3. 請求項２記載の可変インダクタにおいて、
   前記トランジスタは、前記制御端子に印加される電圧に応じてスイッチとして機能するものであり、
   前記第１のインダクタのインダクタンス値から前記第１、第２のインダクタのインダクタンス加算値まで合計のインダクタンス値を切り替え可能であることを特徴とする可変インダクタ。
4. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載の可変インダクタにおいて、
   前記第２のインダクタと前記可変抵抗とを並列に接続した回路を、前記第１のインダクタの後段に複数縦続接続したことを特徴とする可変インダクタ。
5. 入力電流信号を帰還抵抗の値に比例する利得によって増幅すると同時に電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプにおいて、
   増幅回路と、
   一端が前記増幅回路の入力端子に接続され、他端が前記増幅回路の出力端子に接続された帰還抵抗とを備え、
   前記増幅回路は、ソース接地回路と、ソースフォロワ回路とから構成され、
   前記ソース接地回路の負荷抵抗と直列に、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の可変インダクタを備えたことを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
6. 入力電流信号を帰還抵抗の値に比例する利得によって増幅すると同時に電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプにおいて、
   増幅回路と、
   一端が前記増幅回路の入力端子に接続され、他端が前記増幅回路の出力端子に接続された帰還抵抗とを備え、
   トランスインピーダンスアンプの入力端子と前記増幅回路の入力端子との間に、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の可変インダクタを備えたことを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。

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