JP2013247564A - 出力バッファ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】スピーカなどの負荷を駆動する出力バッファ回路において、小さな回路規模で、かつＥＭＩの悪化を招くことなくスルーレート制御を実現することを可能にする。
【解決手段】出力バッファ回路において、負荷を駆動する出力用トランジスタを入力信号に応じて駆動するプリドライバにおいて、１つの定電流源に、出力トランジスタの出力電圧と基準レベルとの大小比較を行うための電流源の役割と、出力トランジスタのゲートの充電電流を調整するための電流源の役割とを兼ねさせる。
【選択図】図１

Description

この発明は、スピーカなどの負荷を駆動する出力バッファ回路におけるスルーレート制御に関する。

集積回路装置の出力部に設けられる出力バッファ回路は、そこに接続される負荷を駆動することができるよう充分なサイズのトランジスタにより構成する必要がある。しかし、出力バッファ回路のトランジスタのサイズを大きくすると、出力信号のレベルが切り換わるときに高圧側電源および低圧側電源（例えば、接地）間に大きな貫通電流が流れ、かつ、出力信号波形が急激に変化し、これが大きな雑音を生み出し、集積回路装置の誤動作の原因となる。出力バッファ回路におけるスルーレート制御とは、入力信号のレベル変化に応じて出力信号レベルを切り換えるときに、出力バッファ回路のトランジスタが一気にオン状態となったり、オフ状態となったりすることを回避して出力信号波形の変化が緩やかになるようにすることを言う。

図４は、スルーレート制御機能を備えた出力バッファ回路の構成例を示す図である。この出力バッファ回路の出力段は、高圧側電源ＰＶＤＤと低圧側電源ＰＶＳＳの間に直列に介挿されたＰチャネル電界効果トランジスタＭＰおよびＮチャネル電界効果トランジスタＭＮにより構成されている。図４に示すように、Ｐチャネル電界効果トランジスタＭＰとＮチャネル電界効果トランジスタＭＮは各々のドレインが接続されており、当該接続点の電位が出力信号Ｖｏｕｔとして負荷に出力される。図４では、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭＮをオフ状態からオン状態に遷移させる際のスルーレート制御を実現する構成のみが図示されている。図４に示すように、高圧側電源ＰＶＤＤとＮチャネル電界効果トランジスタＭＮのゲートの間には、スイッチＳＷ１および定電流源ＣＩ１が直列に介挿されているとともに、スイッチＳＷ２および定電流源ＣＩ２が直列に介挿されている。定電流源ＣＩ１およびＣＩ２の各々は互いに異なる電流値の電流を出力する。

図４に示す出力バッファ回路では、高圧側電源ＰＶＤＤと低圧側電源ＰＶＳＳの電位差を分圧して生成した基準電圧Ｖｔｈと出力信号ＶｏｕｔとをコンパレータＣＭＰにより比較し、その比較結果に応じてスイッチＳＷ１およびＳＷ２のオン／オフが切り換えられる。例えば、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭＮをオフ状態からオン状態に遷移させる過程では、出力信号Ｖｏｕｔは高圧側電源ＰＶＤＤの電位ＶＤＤから低圧側電源ＰＶＳＳの電位ＶＳＳまで下降するが、図４に示す出力バッファ回路では、出力信号Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｔｈを下回ったことを契機として、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭＮのゲートに供給される充電電流が少なくなるようにスイッチＳＷ１およびＳＷ２のオン／オフを切り換える。これにより、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭＮがオフ状態から一気にオン状態に遷移することが回避され、スルーレート制御が実現される。

特開２００８−１７１３８号公報 特開２００７−２５１６９９号公報 特開平６−２０９２５１号公報

図４に示す構成の出力バッファ回路では、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭＮのゲートに供給する充電電流の大きさを出力信号Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｔｈの大小関係に応じて切り換えるために、２つの定電流源（すなわち、定電流源ＣＩ１およびＣＩ２）とコンパレータとを含んでいる。コンパレータを駆動するための電流源が必要であることを考慮すると、図４に示す構成の出力バッファ回路では、回路規模が大きくなることは避けられないといった問題がある。また、充電電流の大きさの切り換えをスイッチにより行う態様では、制御遅延の発生といった不具合や、スイッチングに起因して生じる高周波の不要輻射によりＥＭＩ（Electromagnetic Interference）が悪化するといった不具合が生じ得る。

本発明は上記課題に鑑みて為されたものであり、スピーカなどの負荷を駆動する出力バッファ回路において、小さな回路規模で、かつＥＭＩの悪化を招くことなくスルーレート制御を実現することを可能にする技術を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明は、負荷を駆動する出力トランジスタと、第１のトランジスタおよび前記第１のトランジスタに流れる電流に比例した電流を発生させて前記出力トランジスタのゲートに介在する容量を充電する第２のトランジスタとからなる第１のカレントミラーと、充電用定電流源と、入力信号に応じて前記充電用定電流源を前記第１のトランジスタに接続するか否かを切り換える定電流源接続スイッチと、前記充電用定電流源に並列接続された補正用定電流源を含み、前記出力トランジスタの出力電圧と基準電圧との比較結果に基づいて、前記補正用定電流源を機能させるか否かを切り換える電圧比較器と、を具備し、前記電圧比較器は、第３のトランジスタと、前記充電用定電流源に並列接続され、前記第３のトランジスタとともに第２のカレントミラーを構成し、前記第３のトランジスタに流れる電流に比例した電流を発生することにより前記補正用定電流源として機能する第４のトランジスタと、第１の基準定電流源と、前記出力トランジスタの出力電圧と基準電圧との比較結果に基づいて、前記第１の基準定電流源の出力電流を前記第３のトランジスタに流すか否かを切り換える切換手段とを具備することを特徴とする出力バッファ回路、を提供する。

本発明に係る出力バッファ回路においては、第２のトランジスタを介して出力トランジスタのゲートに供給される（或いは同ゲートから引き抜かれる）電流によって、出力トランジスタのゲートに介在する容量の充電（或いは放電）が行われ、出力トランジスタのオン／オフが切り換えられる。この出力バッファ回路においては、補正用定電流源を機能させるか否かが、出力トランジスタの出力電圧と基準電圧との比較結果に基づいて切り換えられ、これにより、出力トランジスタのゲートに供給される充電電流の大きさが切り換えられる。また、この出力バッファ回路では、第１の基準定電流源を電圧比較器の駆動と補正用定電流源の駆動の両方に利用するため、回路規模を小さく抑えることが可能になる。また、本実施形態では、充電電流の電流値の切り替えにスイッチを用いていないため、ＥＭＩの悪化を招くこともない。なお、特許文献１〜３には、スイッチによる充電電流源の切り換えを行わずにスルーレート制御を行う発明が開示されているが、これら発明は、出力トランジスタのドレイン電圧と所定の基準電圧との大小比較を行う電圧比較器を駆動する電流源の役割と充電電流の大きさを切り換えるための電流源の役割とを一つの定電流源に兼ねさせるものではなく、本願発明とは全く異なる発明である。

より具体的な構成としては、前記第１の基準定電流源は、前記第３のトランジスタと直列に接続されており、前記切換手段は、前記第１の基準定電流源および前記第３のトランジスタの共通ノードと前記出力トランジスタとの間に介挿され、前記出力トランジスタの出力電圧と前記基準電圧との比較結果に基づきオン／オフが切り換わる第５のトランジスタを有し、前記第５のトランジスタがオフであるときに前記第１の基準定電流源の出力電流が前記第３のトランジスタに流れ、前記第５のトランジスタがオンであるときに前記第１の基準定電流源の出力電流が前記第５のトランジスタを介して前記出力トランジスタに流れる構成が考えられる。

また、前記電圧比較器の具体的な構成としては、第２の基準定電流源と、ドレインが前記第２の基準定電流源に接続され、ソースが抵抗を介して基準電圧源に接続された第６のトランジスタと、をさらに具備し、前記第５よび第６のトランジスタの各ゲートが前記第６のトランジスタのドレインに接続されており、前記第２の基準定電流源の出力電流が前記第６のトランジスタを介して前記基準電圧源に流れることにより前記第６のトランジスタのソースに前記基準電圧が発生し、前記出力トランジスタの出力電圧が前記基準電圧よりも大きいか否かによって前記第５のトランジスタのオン／オフが切り換わる構成が考えられる。

この発明の一実施形態の出力バッファ回路の構成例を示す図である。 本実施形態の効果を説明するための図である。 変形例（１）に係る出力バッファ回路の構成例を示す図である。 従来の出力バッファ回路においてスルーレート制御を実現する回路の一例を示す図である。

以下、図面を参照しつつ、この発明の実施形態について説明する。
図１は、この発明の一実施形態である出力バッファ回路の構成例を示す図である。この出力バッファ回路は、Ｐチャネルプリドライバ１、Ｎチャネルプリドライバ２、および出力部５を有している。図１に示すように、Ｐチャネルプリドライバ１、Ｎチャネルプリドライバ２、および出力部５の各々は、高圧側電源ＰＶＤＤおよび低圧側電源ＰＶＳＳ間に介挿された各種の素子により構成されている。

出力部５は、高圧側電源ＰＶＤＤと低圧側電源ＰＶＳＳとの間に直列に介挿されたＰチャネル電界効果トランジスタＭＰ１およびＮチャネル電界効果トランジスタＭＮ１を含んでいる。以下、本実施形態の説明では、「電界効果トランジスタ」のことを単に「トランジスタ」と略記する。図１に示すように、ＰチャネルトランジスタＭＰ１とＮチャネルトランジスタＭＮ１は各々のドレインが共通接続されており、その共通接続点は出力端子２０となっている。この出力端子２０には、スピーカなどの負荷（図示省略）が接続される。つまり、ＰチャネルトランジスタＭＰ１およびＮチャネルトランジスタＭＮ１の各々は負荷を駆動する出力トランジスタの役割を担っている。図１に示すように、出力端子２０における出力信号ＶｏｕｔはＰチャネルプリドライバ１およびＮチャネルプリドライバ２の各々にも与えられ、各出力トランジスタのスルーレート制御に利用される。

Ｐチャネルプリドライバ１およびＮチャネルプリドライバ２は、出力部５に含まれる出力トランジスタを入力信号Ｖｉｎに応じて駆動する回路である。より詳細に説明すると、Ｐチャネルプリドライバ１は、入力信号ＶｉｎがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り換わるのに応じてＰチャネルトランジスタＭＰ１をオン状態からオフ状態に遷移させ、同入力信号ＶｉｎがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り換わるのに応じてＰチャネルトランジスタＭＰ１をオフ状態からオン状態に遷移させる。同様に、Ｎチャネルプリドライバ２は、入力信号ＶｉｎがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り換わるのに応じてＮチャネルトランジスタＭＮ１をオフ状態からオン状態に遷移させ、同入力信号ＶｉｎがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り換わるのに応じてＮチャネルトランジスタＭＮ１をオン状態からオフ状態に遷移させる。

図１に示すようにＰチャネルプリドライバ１とＮチャネルプリドライバ２は互いに対称な構成（高圧側電源ＰＶＤＤと低圧側電源ＰＶＳＳとを入れ替え、さらに各々に含まれるトランジスタを逆極性のものに置き換えた構成）を有している。より詳細に説明すると、Ｐチャネルプリドライバ１におけるＰチャネルトランジスタＭＰ１０、ＭＰ１２ａ、ＭＰ１２ｂ、ＭＰ１４ａおよびＭＰ１４ｂの各々は、Ｎチャネルプリドライバ２におけるＮチャネルトランジスタＭＮ２０、ＭＮ２２ａ、ＭＮ２２ｂ、ＭＮ２４ａおよびＭＮ２４ｂの各々に対応する。同様に、Ｐチャネルプリドライバ１におけるＮチャネルトランジスタＭＮ１０ａ、ＭＮ１０ｂ、ＭＮ１２、ＭＮ１４ａ、ＭＮ１４ｂおよびＭＮ１４ｃの各々は、Ｎチャネルプリドライバ２におけるＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａ、ＭＰ２０ｂ、ＭＰ２２、ＭＰ２４ａ、ＭＰ２４ｂおよびＭＰ２４ｃの各々に対応する。また、Ｐチャネルプリドライバ１における抵抗Ｒ１０ａおよびＲ１０ｂはＮチャネルプリドライバ２における抵抗Ｒ２０ａおよびＲ２０ｂに対応し、Ｐチャネルプリドライバ１における充電用定電流源ＣＩ１０はＮチャネルプリドライバ２における充電用定電流源ＣＩ２０に対応する。このように、Ｐチャネルプリドライバ１とＮチャネルプリドライバ２は対称な構成を有しているため、以下では、Ｎチャネルプリドライバ２の構成についてのみ詳細に説明する。

図１に示すように、Ｎチャネルプリドライバ２は、駆動電流生成器２Ａと電圧比較器２Ｂとを含んでいる。駆動電流生成器２Ａは、ＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートに介在する容量を充電（或いは放電）させる駆動電流ＮＧを入力信号Ｖｉｎに応じて同ゲートに供給する（或いは同ゲートから引き抜く）。より詳細に説明すると、入力信号ＶｉｎがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り換わる過程では、駆動電流生成器２ＡはＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートに駆動電流ＮＧを供給して同ゲートに介在する容量の充電を行う。逆に、入力信号ＶｉｎがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り換わる過程では、駆動電流生成器２ＡはＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートから駆動電流ＮＧを引き抜き、同ゲートに介在する容量を放電させる。これにより、ＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲート・ソース間電圧が変動し、ＮチャネルトランジスタＭＮ１はオフ状態からオン状態に、或いはオン状態からオフ状態に遷移する。

図１に示すように、駆動電流生成器２Ａは、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａ、ＭＰ２０ｂおよびＭＰ２２と、ＮチャネルトランジスタＭＮ２０と、充電用定電流源ＣＩ２０とを含んでいる。駆動電流生成器２Ａを構成する各構成要素の接続関係は以下の通りである。ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａは、高圧側電源ＰＶＤＤとＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートの間に介挿されている。より詳細に説明すると、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａのソースは高圧側電源ＰＶＤＤに接続されており、同トランジスタのドレインはＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートに接続されている。そして、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａのドレインとＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートの共通接続点と低圧側電源ＰＶＳＳの間にはＮチャネルトランジスタＭＮ２０が介挿されている。ＮチャネルトランジスタＭＮ２０のゲートには入力信号Ｖｉｎが与えられる。ＮチャネルトランジスタＭＮ２０は、入力信号ＶｉｎがＨｉｇｈレベルの場合にはオン状態となり、入力信号ＶｉｎがＬｏｗレベルの場合にはオフ状態となる。

ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ｂのソースは高圧側電源ＰＶＤＤに接続されており、同トランジスタのドレインとゲートはＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａのゲートに共通接続されている。つまり、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ｂはＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａとともにカレントミラー回路を構成する。ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ｂのドレインと低圧側電源ＰＶＳＳの間には、ＰチャネルトランジスタＭＰ２２と充電用定電流源ＣＩ２０が直列に介挿されている。図１に示すように、ＰチャネルトランジスタＭＰ２２のゲートには入力信号Ｖｉｎが与えられる。ＰチャネルトランジスタＭＰ２２は入力信号ＶｉｎがＨｉｇｈレベルの場合にはオフ状態となり、入力信号ＶｉｎがＬｏｗレベルの場合にはオン状態となる。このＰチャネルトランジスタＭＰ２２は、充電用定電流源ＣＩ２０をＰチャネルトランジスタＭＰ２０ｂに接続するか否かを入力信号Ｖｉｎに応じて切り換える定電流源接続スイッチの役割を果たすのである。

入力信号ＶｉｎがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルへ切り換わると、ＰチャネルトランジスタＭＰ２２はオフ状態からオン状態へ遷移し、ＮチャネルトランジスタＭＮ２０はオン状態からオフ状態へ遷移する。ＰチャネルトランジスタＭＰ２２がオン状態になると、充電用定電流源ＣＩ２０がＰチャネルトランジスタＭＰ２０ｂのドレインに接続され、高圧側電源ＰＶＤＤ→ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ｂ→ＰチャネルトランジスタＭＰ２２→充電用定電流源ＣＩ２０→低圧側電源ＰＶＳＳといった電流経路に沿って電流が流れる。前述したように、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａとＭＰ２０ｂはカレントミラー回路を構成するため、上記電流経路に沿って電流が流れると、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａにはＰチャネルトランジスタＭＰ２０ｂに流れる電流に比例した電流が流れる。例えば、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ｂとＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａのサイズ比が１：ｋであるとすると、上記電流経路に沿って電流が流れる状態では、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ｂに流れる電流のｋ倍の電流がＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａに流れる、といった具合である。

前述したように、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａのドレインはＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートに接続されているため、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａの出力電流によって、ＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートに介在する容量の充電が行われる。このように、ＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートに介在する容量が充電されると、ＮチャネルトランジスタＭＮ１はオフ状態からオン状態へと遷移する。詳細については後述するが、本実施形態では、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａの出力電流の大きさを、出力信号Ｖｏｕｔと所定の基準電圧Ｖｔｈｎの大小関係に応じて切り換えることでＮチャネルトランジスタＭＮ１をオフ状態からオン状態にする際のスルーレート制御が実現される。

逆に、入力信号ＶｉｎがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへ切り換わる場合には、ＰチャネルトランジスタＭＰ２２はオン状態からオフ状態へ遷移し、ＮチャネルトランジスタＭＮ２０はオフ状態からオン状態へ遷移する。ＮチャネルトランジスタＭＮ２０がオン状態であれば、ＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲート→ＮチャネルトランジスタＭＮ２０→低圧側電源ＰＶＳＳといった電流経路に沿って電流（すなわち、ＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートに介在する容量に蓄積された電荷を放電させる電流）が流れ、ＮチャネルトランジスタＭＮ１はオン状態からオフ状態へと遷移する。

電圧比較器２Ｂは、図１に示すように、ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ａ，ＭＰ２４ｂおよびＭＰ２４ｃと、ＮチャネルトランジスタＭＮ２２ａ，ＭＮ２２ｂ，ＭＮ２４ａおよびＭＮ２４ｂと、抵抗Ｒ２０ａおよびＲ２０ｂと、を含んでいる。電圧比較器２Ｂを構成する各構成要素の接続関係は、以下の通りである。ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ａと抵抗Ｒ２０ａは高圧側電源ＰＶＤＤと低圧側電源ＰＶＳＳの間に直列に介挿されており、ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ｂとＮチャネルトランジスタＭＮ２２ａと抵抗Ｒ２０ｂも高圧側電源ＰＶＤＤと低圧側電源ＰＶＳＳの間に直列に介挿されている。そして、ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ａのゲートは同トランジスタのドレインに接続されており、同接続点には、ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ｂのゲートが共通接続されている。つまり、ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ａとＭＰ２４ｂはカレントミラー回路を構成する。ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ａと抵抗Ｒ２０ａは所定電流値の基準電流を生成して出力する基準電流生成回路の役割を果たし、ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ｂは同基準電流に比例した電流を出力する定電流源の役割を果たす。

ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ｃとＮチャネルトランジスタＭＮ２２ｂは高圧側電源ＰＶＤＤと出力端子２０との間に直列に介挿されている。すなわち、ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ｃ、ＮチャネルトランジスタＭＮ２２ｂ、およびＮチャネルトランジスタＭＮ１は、高圧側電源ＰＶＤＤと低圧側電源ＰＶＳＳの間に直列に介挿されている。ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ｃのゲートは、ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ａのゲートとドレインの接続点に共通接続されている。つまり、ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ｃは、ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ａとともにカレントミラー回路を構成し、上記基準電流に比例した電流を出力する定電流源の役割を果たす。以下では、ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ｃを「第１の基準定電流源」と呼び、ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ｂを「第２の基準定電流源」と呼ぶ場合がある。ＮチャネルトランジスタＭＮ２２ｂのゲートはＮチャネルトランジスタＭＮ２２ａのゲートに接続されており、同接続点にはＮチャネルトランジスタＭＮ２２ａのドレインが共通接続されている。つまり、ＮチャネルトランジスタＭＮ２２ａとＮチャネルトランジスタＭＮ２２ｂはカレントミラー回路を構成する。

ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ａは、ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ｃのドレインとＮチャネルトランジスタＭＮ２２ｂのドレインとの共通接続点と低圧側電源ＰＶＳＳの間に介挿されており、ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ｂは、ＰチャネルトランジスタＭＰ２２のドレインと充電用定電流源ＣＩ２０との接続点と低圧側電源ＰＶＳＳの間に介挿されている。そして、ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ａのゲートとＮチャネルトランジスタＭＮ２４ｂのゲートは、ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ａのドレインに共通接続されている。つまり、ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ａとＮチャネルトランジスタＭＮ２４ｂはカレントミラー回路を構成する。

ここで、高圧側電源ＰＶＤＤ→第２の基準定電流源（ＰチャネルトランジスタＭＰ２４ｂ）→ＮチャネルトランジスタＭＮ２２ａ→抵抗Ｒ２０ｂ→低圧側電源ＰＶＳＳといった電流経路に電流が流れると、ＮチャネルトランジスタＭＮ２２ａのソースと抵抗Ｒ２０ｂの共通接続点には、抵抗Ｒ２０ｂにおける電圧降下に応じた基準電圧Ｖｔｈｎが現われる。本実施形態の電圧比較器２Ｂでは、基準電圧Ｖｔｈｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの大小関係に応じてＮチャネルトランジスタＭＮ２２ｂのオン／オフが切り換わり、第１の基準定電流源から出力される電流の流れる電流経路が切り換わる。具体的には、出力電圧Ｖｏｕｔ＞基準電圧Ｖｔｈｎの場合には、ＮチャネルトランジスタＭＮ２２ｂはオフになり、高圧側電源ＰＶＤＤ→第１の基準定電流源→ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ａ→低圧側電源ＰＶＳＳといった電流経路（図１における電流経路Ｃ１）に沿って電流が流れる。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔ≦基準電圧Ｖｔｈｎの場合には、ＮチャネルトランジスタＭＮ２２ｂはオンになり、高圧側電源ＰＶＤＤ→第１の基準定電流源→ＮチャネルトランジスタＭＮ２２ｂ→ＮチャネルトランジスタＭＮ１→低圧側電源ＰＶＳＳといった電流経路（図１における電流経路Ｃ２）に沿って電流が流れる。つまり、ＮチャネルトランジスタＭＮ２２ｂは、第１の基準定電流源の出力電流をＮチャネルトランジスタＭＮ２４ａに流すか否かを、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｔｈｎの大小関係に応じて切り換える切換手段の役割を果たすのである。

前述したように、ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ａとＮチャネルトランジスタＭＮ２４ｂはカレントミラー回路を構成している。このため、電流経路Ｃ１に沿って電流が流れている場合（すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔ＞基準電圧Ｖｔｈｎの場合）には、ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ａに流れる電流に比例した電流がＮチャネルトランジスタＭＮ２４ｂに流れる。以下では、ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ｂに流れる電流の電流値をＩαとする。前述したように、ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ｂは、駆動電流生成器２ＡにおけるＰチャネルトランジスタＭＰ２２のドレインおよび充電用定電流源ＣＩ２０の共通接続点と低圧側電源ＰＶＳＳとの間に介挿入されている。このため、出力電圧Ｖｏｕｔ＞基準電圧Ｖｔｈｎであれば、ＰチャネルトランジスタＭＰ２２のドレインと充電用定電流源ＣＩ２０との接続点から電流値Ｉαの電流がＮチャネルトランジスタＭＮ２４ｂによって引き抜かれる。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔ≦基準電圧Ｖｔｈｎであれば、ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ａに第１の基準定電流源の出力電流が流れることはなく、ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ｂにも電流は流れない。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔ≦基準電圧Ｖｔｈｎの場合には、ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ｂによる電流の引き抜きは行われない。

入力信号ＶｉｎがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り換わる場合（すなわち、ＮチャネルトランジスタＭＮ１をオフ状態からオン状態に切り換え、ＰチャネルトランジスタＭＰ１をオン状態からオフ状態に切り換える場合）、出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルはＶＤＤからＶＳＳまで下降する。出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルがＶＤＤからＶＳＳまで下降する過程において、出力電圧Ｖｏｕｔ＞基準電圧Ｖｔｈｎである間は、ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ｂによる電流の引き抜きが行われ、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ｂに流れる電流は、充電用定電流源ＣＩ２０によって引き抜かれる電流とＮチャネルトランジスタＭＮ２４ｂによって引き抜かれる電流の和に等しくなる。ここで、充電用定電流源ＣＩ２０によって引き抜かれる電流の電流値をＩ１とすると、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａには、電流値がｋ×（Ｉ１＋Ｉα）の電流が流れ、この電流が駆動電流ＮＧとしてＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートに供給され、同ゲートに介在する容量の充電が行われる。

そして、ＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートに介在する容量の充電に応じて出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルが下降し、出力電圧Ｖｏｕｔ≦基準電圧Ｖｔｈｎとなると、ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ｂによる電流の引き抜きは行われなくなり、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ｂに流れる電流は、充電用定電流源ＣＩ２０によって引き抜かれる電流に等しくなる。この状態では、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ａには、電流値がｋ×Ｉ１の電流が流れ、この電流が駆動電流ＮＧとしてＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートに供給され、同ゲートに介在する容量の充電が行われる。このように、ＮチャネルトランジスタＭＮ２４ｂは、ＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートに供給する充電電流を補正する補正用定電流源の役割を果たし、この補正用定電流源を機能させるか否かを、出力信号Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｔｈｎの大小関係に応じて切り換えることで、ＮチャネルトランジスタＭＮ１をオフ状態からオン状態にする際のスルーレート制御が実現されるのである。

図２は、本実施形態の効果を説明するための図である。図２には、入力信号ＶｉｎがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り換わる場合における出力電圧ＶｏｕｔおよびＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲート電圧ＶＮＧの波形が示されている。前述したように、出力電圧Ｖｏｕｔ＞基準電圧Ｖｔｈｎである間は、電流値がｋ×（Ｉ１＋Ｉα）の駆動電流ＮＧによってＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートに介在する容量の充電が行われ、出力電圧Ｖｏｕｔ≦基準電圧Ｖｔｈｎとなると、電流値がｋ×Ｉ１の駆動電流ＮＧによってＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートに介在する容量の充電が行われる。なお、図２示すように、ＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲートに充電電流を供給し続けてもゲート電圧ＶＮＧが上昇しない区間が生じるのはＮチャネルトランジスタＭＮ１のゲート電極とドレイン電極との間に介在する寄生容量による影響（すなわち、ゲートに供給した充電電流が寄生容量の充電に消費される）からである。出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｔｈｎ以下になると駆動電流ＮＧの電流値はより小さな値に切り換えられるため、図２に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは基準電圧Ｖｔｈｎを上回っている間よりも緩やかな勾配でＶＳＳまで下降する。

ここで注目すべき点は、本実施形態の出力バッファ回路においては、第１の基準定電流源は、出力トランジスタＭＮ１（すなわち、ＮチャネルトランジスタＭＮ１）のドレイン電圧と所定の基準電圧との大小比較を行う電圧比較器２Ｂを駆動する役割と、出力トランジスタＭＮ１の充電電流の大きさを切り換える補正用定電流源を駆動する役割の両者を担っている、という点である。このような構成としたため、本実施形態の出力バッファ回路によれば、電圧比較器２Ｂを駆動する電流源と補正用定電流源を駆動する電流源とを各々別個に設ける場合に比較して回路規模を小さく抑えることが可能になる。また、本実施形態では、駆動電流ＮＧの電流値の切り替えにスイッチを用いていないため、ＥＭＩの悪化を招くこともない。

以上説明したように、本実施形態の出力バッファ回路によれば、小さな回路規模で、かつＥＭＩの悪化を招くことなくスルーレート制御を実現することが可能になる。

以上本発明の一実施形態について説明したが、この実施形態に以下の変形を加えても勿論良い。
（１）上述した実施形態では、駆動電流生成器１Ａと電圧比較器１Ｂとを組み合わせてＰチャネルプリドライバ１を構成し、駆動電流生成器２Ａと電圧比較器２Ｂとを組み合わせてＮチャネルプリドライバ２を構成した。しかし、図３に示すように、出力トランジスタＭＰ１を駆動するためのＰチャネルプリドライバ１´を駆動電流生成器１Ａと電圧比較器１Ｂ´とを組み合わせて構成しても良く、ＮチャネルトランジスタＭＮ１を駆動するためのＮチャネルプリドライバ２´を駆動電流生成器２Ａと電圧比較器２Ｂ´とを組み合わせて構成しても良い。図１と図３とを対比すれば明らかように、電圧比較器１Ｂ´の構成は電圧比較器２Ｂの構成と同一であり、電圧比較器２Ｂ´の構成は電圧比較器１Ｂの構成と同一である。

図３に示すＮチャネルプリドライバ２´では、抵抗Ｒ１０ｂとＰチャネルトランジスタＭＰ１２ａのソースの共通接続点の電位が基準電圧Ｖｔｈｎとなり、出力電圧Ｖｏｕｔ＞基準電圧Ｖｔｈｎある間は電流経路Ｃ２´に沿って電流が流れ、出力電圧Ｖｏｕｔ≦基準電圧Ｖｔｈｎとなると電流経路Ｃ１´に沿って電流が流れる。図３に示すように、電圧比較器２Ｂ´のＰチャネルトランジスタＭＰ１４ｂのドレインは駆動電流生成器２ＡにおけるＰチャネルトランジスタＭＰ２２のドレインと充電用定電流源ＣＩ２０の共通接続点に接続されている。出力電圧Ｖｏｕｔ≦基準電圧Ｖｔｈｎとなれば、ＰチャネルトランジスタＭＰ１４ｂ→充電用定電流源ＣＩ２０→低圧側電源ＰＶＳＳといった電流経路に沿って電流Ｉαが流れるが、出力電圧Ｖｏｕｔ＞基準電圧Ｖｔｈｎである間は、上記電流経路に沿って電流が流れることはない。

駆動電流生成器２Ａにおいて充電用定電流源ＣＩ２０は、ＰチャネルトランジスタＭＰ２２のドレインとＰチャネルトランジスタＭＰ１４ｂのドレインの共通接続点から一定の電流値Ｉ１の電流を引き抜くのであるから、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｔｈｎを跨いで変化する過程では、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ｂに流れる電流も変化することになる。具体的には、出力電圧Ｖｏｕｔ＞基準電圧Ｖｔｈｎである間は、ＰチャネルトランジスタＭＰ２０ｂのドレイン電流の電流値はＩ１であり、出力電圧Ｖｏｕｔ≦基準電圧Ｖｔｈｎなると、同ドレイン電流の電流値は充電用定電流源ＣＩ２０が引き抜く電流の電流値Ｉ１から電流Ｉαを差し引いた値（Ｉ１−Ｉα）になる。したがって、本変形例のＮチャネルプリドライバ２´によっても、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｔｈｎ以下になると駆動電流ＮＧの電流値はより小さな値に切り換えられ、前掲図２と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔは基準電圧Ｖｔｈｎを上回っている間よりも緩やかな勾配でＶＳＳまで下降することになる。

本変形例においても、出力トランジスタＭＮ１のドレイン電圧と所定の基準電圧との大小比較を行う電圧比較器２Ｂ´を駆動する定電流源（ＮチャネルトランジスタＭＮ１４ｃ）が、充電電流の大きさを切り換える補正用定電流源（ＰチャネルトランジスタＭＰ１４ｂ）を駆動する役割を兼ねているため、回路規模を小さく抑えることが可能になる。また、駆動電流ＮＧの電流値の切り替えにスイッチを用いていないため、ＥＭＩの悪化を招くこともない。

（２）上記実施形態では、出力部５をＰチャネルトランジスタＭＰ１とＮチャネルトランジスタＭＮ１からなる相補対称型の回路としたが、出力部をＰチャネルトランジスタＭＰ１またはＮチャネルトランジスタＭＮ１の一方のみからなるオープンドレイン型の回路とし、これにより負荷の駆動を行うようにしても良い。例えば、出力部をＮチャネルトランジスタＭＮ１のみからなるオープンドレイン型の回路とする場合には、この出力部とＮチャネルプリドライバ２（或いはＮチャネルプリドライバ２´）を組み合わせて出力バッファ回路を構成すれば良い。

１，１´…Ｐチャネルプリドライバ、２，２´…Ｎチャネルプリドライバ、１Ａ，２Ａ…駆動電流生成器、１Ｂ，１Ｂ´、２Ｂ、２Ｂ´…電圧比較器、５…出力部、ＭＰ１，ＭＰ１０，ＭＰ１２ａ，ＭＰ１２ｂ，ＭＰ１４ａ，ＭＰ１４ｂ，ＭＰ２０ａ，ＭＰ２０ｂ，ＭＰ２２，ＭＰ２４ａ，ＭＰ２４ｂ，ＭＰ２４ｃ…Ｐチャネルトランジスタ、ＭＮ１，ＭＮ１０ａ，ＭＮ１０ｂ，ＭＮ１２，ＭＮ１４ａ，ＭＮ１４ｂ，ＭＮ１４ｃ，ＭＮ２０，ＭＮ２２ａ，ＭＮ２２ｂ，ＭＮ２４ａ，ＭＮ２４ｂ…Ｎチャネルトランジスタ、Ｒ１０ａ，Ｒ１０ｂ，Ｒ２０ａ，Ｒ２０ｂ…抵抗。

Claims (3)

1. 負荷を駆動する出力トランジスタと、
   第１のトランジスタおよび前記第１のトランジスタに流れる電流に比例した電流を発生させて前記出力トランジスタのゲートに介在する容量を充電する第２のトランジスタとからなる第１のカレントミラーと、
   充電用定電流源と、
   入力信号に応じて前記充電用定電流源を前記第１のトランジスタに接続するか否かを切り換える定電流源接続スイッチと、
   前記充電用定電流源に並列接続された補正用定電流源を含み、前記出力トランジスタの出力電圧と基準電圧との比較結果に基づいて、前記補正用定電流源を機能させるか否かを切り換える電圧比較器と、を具備し、
   前記電圧比較器は、
   第３のトランジスタと、
   前記第３のトランジスタとともに第２のカレントミラーを構成し、前記第３のトランジスタに流れる電流に比例した電流を発生することにより前記補正用定電流源として機能する第４のトランジスタと、
   第１の基準定電流源と、
   前記出力トランジスタの出力電圧と基準電圧との比較結果に基づいて、前記第１の基準定電流源の出力電流を前記第３のトランジスタに流すか否かを切り換える切換手段と、
   を具備することを特徴とする出力バッファ回路。
2. 前記第１の基準定電流源は、前記第３のトランジスタと直列に接続されており、
   前記切換手段は、前記第１の基準定電流源および前記第３のトランジスタの共通ノードと前記出力トランジスタとの間に介挿され、前記出力トランジスタの出力電圧と前記基準電圧との比較結果に基づきオン／オフが切り換わる第５のトランジスタを有し、
   前記第５のトランジスタがオフであるときに前記第１の基準定電流源の出力電流が前記第３のトランジスタに流れ、前記第５のトランジスタがオンであるときに前記第１の基準定電流源の出力電流が前記第５のトランジスタを介して前記出力トランジスタに流れる
   ことを特徴とする請求項１に記載の出力バッファ回路。
3. 前記電圧比較器は、
   第２の基準定電流源と、
   ドレインが前記第２の基準定電流源に接続され、ソースが抵抗を介して基準電圧源に接続された第６のトランジスタと、をさらに具備し、
   前記第５よび第６のトランジスタの各ゲートが前記第６のトランジスタのドレインに接続されており、
   前記第２の基準定電流源の出力電流が前記第６のトランジスタを介して前記基準電圧源に流れることにより前記第６のトランジスタのソースに前記基準電圧が発生し、
   前記出力トランジスタの出力電圧が前記基準電圧よりも大きいか否かによって前記第５のトランジスタのオン／オフが切り換わることを特徴とする請求項２に記載の出力バッファ回路。

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