JP2013232055A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電圧の電圧値の安定性を確保する技術を提供する。
【解決手段】
電源回路は、バッテリ電圧を第１特定電圧に降圧するスイッチングレギュレータと、スイッチング素子及び該スイッチング素子の後段に接続されたコンデンサを備え、第１特定電圧を降圧して第２特定電圧を出力するシリーズレギュレータと、第１特定電圧の電圧値に応じて前記コンデンサに蓄積される電荷の量を調整する制御回路とを備える。これにより、電源回路の主力電圧の発振を防止して電圧値の安定性を確保できる。
【選択図】図３

Description

本発明は、電圧を降圧する電源回路に関する。

従来、車両には各種電子装置（例えば、ＥＣＵ（Electronic Control Unit））が備えられており、これらの電子装置にはバッテリから電力が供給される。また、車両には、バッテリからの入力電圧を降圧して電子装置に出力する電源回路が備えられている。図１は従来の電源回路１ａの回路構成を主に示す図である。

電源回路１ａは、スイッチングレギュレータ１０と、回路２aのシリーズレギュレータ２０ａおよび制御回路３０ａとを主に備える。電源回路１ａは、バッテリ３から入力される電圧ＢＡＴＴ（理想値：14V）をスイッチングレギュレータ１０を用いて降圧して所定の電圧ＶＩＮ（理想値：6V）を出力した後、さらに回路２ａのシリーズレギュレータ２０ａで電圧ＶＩＮを降圧して、所定の電圧ＶＣＣ（理想値：1.2V）を負荷４（例えば、ＥＣＵのマイクロコンピュータ）に出力する。

なお、スイッチングレギュレータ１０、および、シリーズレギュレータ２０ａは、各レギュレータに入力される電圧を上限とする範囲で電圧を調整して出力するものである。したがって、入力される電圧が目的の出力電圧より低下すれば、出力される電圧も目的の電圧より低下することとなる。

つまり、バッテリの電圧ＢＡＴＴが各レギュレータの目的とする出力電圧よりも低下すれば、それに伴いスイッチングレギュレータ１０で降圧して得られる電圧ＶＩＮや、シリーズレギュレータ２０ａで降圧して得られる電圧ＶＣＣ（負荷４の電圧）も目的の電圧よりも低下する。なお、本明細書で説明する電圧は全て直流電圧である。

次に電源回路１ａの回路動作を具体的に説明する。スイッチングレギュレータ１０は、バッテリ３から入力された電圧ＢＡＴＴを電圧ＶＩＮに降圧して出力する。出力された電圧ＶＩＮは端子Ｔａを介して回路２ａに入力される。そして、回路２ａの制御回路３０ａは、入力された電圧ＶＩＮを抵抗で分圧し、コンパレータ３０３が、この分圧された電圧（以下、「第１電圧」という。）と基準となる電圧（以下、「第１基準電圧」という。）とを比較する。そして、制御回路３０ａは比較の結果に応じて、シリーズレギュレータ２０ａの増幅回路２０６の動作状態を切り替えるスイッチ３０５をＯＮ又はＯＦＦする。

なお、コンパレータ３０３の第１基準電圧はヒステリシスにより複数の閾値を有するが、一の閾値であってもよい。ここで、電圧ＶＩＮが所定電圧以上の電圧値（例えば、6V以上）の場合と所定電圧以下の電圧値（例えば、6V未満）の場合とで電源回路１ａの動作が異なる。つまり、第１電圧が第１基準電圧を上回る電圧値の場合と、第１電圧が第１基準電圧を下回る電圧値の場合とで、コンパレータ３０３の出力が変わる。そして、コンパレータ３０３の出力の変化に伴いスイッチ３０５のＯＮ／ＯＦＦが切り替わり、電源回路１ａの動作が異なる。このため、以下では場合分けして説明する。

＜電圧ＶＩＮが6V以上の場合＞
電圧ＶＩＮが6V以上の場合、つまり第１電圧が第１基準電圧を上回る場合は、コンパレータ３０３の出力によりスイッチ３０５がＯＮ状態となる。その結果、シリーズレギュレータ２０ａの増幅回路２０６は動作可能な状態となる。

また、シリーズレギュレータ２０ａの出力電圧が、抵抗により分圧され、この分圧された電圧（以下、「第２電圧」という。）が誤差アンプ２０４の非反転入力端子に入力される。そして、誤差アンプ２０４は、第２電圧と基準電圧（以下、「第２基準電圧」という。）とを比較して、第２電圧が第２基準電圧未満の電圧値の場合、ＰＮＰトランジスタ２０１を駆動させて第２電圧を持ち上げるように動作する。つまり、ＰＮＰトランジスタ２０１はＯＮ状態となり、エミッタ―コレクタ間に電流が流れ、電圧ＶＣＣの電位が上昇する。これにより、例えばバッテリ３の電圧ＢＡＴＴの電圧値が一時的に低下して、シリーズレギュレータ２０ａの出力電圧が低下した場合でも、電源回路１ａは、負荷４が動作するための最適な電圧を出力できる。

また、誤差アンプ２０４は、第２電圧が第２基準電圧以上の電圧値の場合、ＰＮＰトランジスタ２０１を停止させて第２電圧を引き下げるように動作する。つまり、ＰＮＰトランジスタ２０１はＯＦＦ状態となり、エミッタ―コレクタ間に電流が流れなくなり、電圧ＶＣＣの電位が低下する。これにより、例えば、バッテリの電圧ＢＡＴＴの電圧値が一時的に上昇して、シリーズレギュレータ２０ａの出力が上昇した場合でも、電源回路１ａは、負荷４が動作するための最適な電圧を出力できる。

＜電圧ＶＩＮが6V未満の場合＞
電圧ＶＩＮが6V未満の場合、つまり第１電圧が第１基準電圧を下回る場合は、コンパレータ３０３の出力によりスイッチ３０５はＯＦＦ状態となる。その結果、シリーズレギュレータの増幅回路２０６は停止する。そのため、誤差アンプ２０４の出力端子から出力された信号はＰＮＰトランジスタ２０１のベースには入力されず、ＰＮＰトランジスタ２０１はＯＦＦ状態となり、エミッタ―コレクタ間に電流が流れなくなる。このように電圧ＶＩＮが6Vを下回る場合は、電源回路１ａは負荷４の動作を停止させるように動作する。そのため、電源回路１ａの出力電圧ＶＣＣの電圧値を負荷４の動作を可能とさせる電圧値よりも低下させるようにしていた。なお、本発明と関連する技術を説明する資料としては特許文献１がある。

特開２０１０−２２４８２５号公報

しかしながら、上述のような電源回路１ａにおいて、車両がＩＧ−ＯＮの状態からＩＧ−ＯＦＦの状態となった場合、つまりバッテリ３の電圧ＢＡＴＴの電圧値が時間ごとに所定割合低下するとき、負荷４に対して出力する電圧ＶＣＣの電圧値が発振して不安定となることがあった。ここで、発振とは電圧値が一定の周期で振動すると共に電圧値が一定値を上回る場合をいう。

具体的には電圧ＢＡＴＴが低下することにより電圧ＶＩＮの電圧値が変動し、この電圧ＶＩＮの電圧値の変動に伴い、電圧ＶＣＣの電圧値が変動するような場合である。図２は、電圧ＢＡＴＴ、電圧ＶＩＮ、および、電圧ＶＣＣの時間ごとの変化を示す図である。以下、図２を用いて詳細に説明する。

図２の上図は、バッテリ３の電圧ＢＡＴＴの時間ごとの電圧値の変化をグラフ線ＶＢで示す図である。また、図２の下図は、電圧ＶＩＮおよび電圧ＶＣＣの時間ごとの電圧値の変化をグラフ線ＶＩａ、および、グラフ線ＶＣａで示す図である。ここで、図２上図、および、下図の縦軸は電圧［V］、横軸は時間［μsec］を示す。

また、図２下図では、コンパレータ３０３の第１基準電圧に対応する複数の閾値のうち、高い方の閾値を第１閾値ｔｈとし、低い方の閾値を第２閾値ｔｗとしている。すなわち、グラフ線ＶＩａの値が超えたときにスイッチ３０５をＯＮ状態にする方の閾値が第１閾値ｔｈであり、グラフ線ＶＩａの値が下回ったときにスイッチ３０５をＯＦＦ状態にする方の閾値が第２閾値ｔｗである。図２下図では、第１閾値ｔｈを3.2Vとし、第２閾値ｔｗを3Vとしている。

まず、車両がＩＧ−ＯＮの状態からＩＧ−ＯＦＦの状態となった場合、バッテリ３の電圧ＢＡＴＴは、図２上図のグラフ線ＶＢに示すように電圧値が所定の傾きで低下する。ここで、時刻ｔ１ａではグラフ線ＶＢは3Vであり、電圧ＢＡＴＴが3Vであることを示している。この場合、スイッチングレギュレータ１０の目的とする出力電圧値を下回っているため、電圧ＶＩＮのグラフ線ＶＩａの値も3Vとなる。つまり、電圧ＶＩＮの電圧値は第２閾値ｔｗ以下となる。その結果、スイッチ３０５がＯＦＦ状態となり、増幅回路２０６は停止し、ＰＮＰトランジスタ２０１はＯＦＦ状態となり、エミッタ―コレクタ間に電流は流れなくなる。すなわち、シリーズレギュレータ２０ａは動作を停止する。

また、電圧ＶＩＮの電圧値が3V以下になると、グラフ線ＶＣａに示すように電圧ＶＣＣの電圧値も低下するため、電圧ＶＣＣは、負荷４が動作可能な電圧1.2Vを下回る電圧値となる。

ここで、シリーズレギュレータ２０ａが出力を停止すると、端子Ｔａから端子Ｔｂには電流が流れなくなる。そして、図１に示すスイッチングレギュレータ１０のコイル１０２に生じる自己誘導起電力により、電流が引き続き同じ方向に流れるように一時的に電圧が上昇する。その結果、バッテリ３の電圧値が低下しているにもかかわらず、電圧ＶＩＮの値は上昇する。そして、時刻ｔ２ａでは電圧ＶＩＮの値が第１閾値ｔｈ以上となった場合、増幅回路２０６は動作可能となり、ＰＮＰトランジスタ２０１はＯＮ状態となる。その結果、ＰＮＰトランジスタ２０１のエミッタ―コレクタ間に比較的多量の電荷が流れ込み、電源回路１ａの出力電圧ＶＣＣの値が所定以上の傾きで上昇する。

次に、電源回路１ａから多量の電流が出力されたことに伴い電圧ＶＩＮの電圧値が所定以上の傾きで低下する。そして、時刻ｔ３ａでは電圧ＶＣＣの値は比較的短時間（例えば、20μsecの周期）で3V以下となる。その結果、増幅回路２０６は動作を停止し、ＰＮＰトランジスタ２０１はＯＦＦ状態となり、エミッタ―コレクタ間に電流は流れなくなる。

また、電圧ＶＩＮの電圧値が3V以下になると、電圧ＶＣＣの値も低下する。その結果、電圧ＶＣＣの電圧は負荷４を動作させる電圧（1.2V）を下回る電圧値となる。この場合、シリーズレギュレータ２０ａは出力を停止するため、上述のようにスイッチングレギュレータ１０のコイル１０２の特性等によりスイッチングレギュレータ１０から回路２ａに入力される電圧ＶＩＮの値は上昇する。そして、時刻ｔ４ａでは電圧ＶＩＮの値が第１閾値ｔｈ以上となった場合、増幅回路２０６は動作可能となり、ＰＮＰトランジスタ２０１はＯＮ状態となる。その結果、ＰＮＰトランジスタ２０１のエミッタ―コレクタ間に比較的多量の電流が流れ、電源回路１ａの出力電圧ＶＣＣの電圧値が所定以上の傾きで上昇する。車両をＩＧ−ＯＦＦした場合、このような電圧値の比較的急激な上昇と低下とが繰り返されることで、電圧ＶＩＮが発振し電圧ＶＣＣも発振するため、負荷４を動作させる電圧が不安定な状態となる場合があった。

本発明は、出力電圧の電圧値の安定性を確保することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は、バッテリ電圧を第１特定電圧に降圧するスイッチングレギュレータと、スイッチング素子及び該スイッチング素子の後段に接続されたコンデンサを備え、前記第１特定電圧を降圧して第２特定電圧を出力するシリーズレギュレータと、前記第１特定電圧の電圧値に応じて前記コンデンサに蓄積される電荷の量を調整する制御回路と、を備える。

また、本発明の制御回路は、前記第１特定電圧が所定電圧を下回る場合は、前記コンデンサの電荷を増加させる制御を行い、前記第１特定電圧が所定電圧を上回る場合は、前記コンデンサの電荷を減少させる制御を行う。

さらに、本発明のシリーズレギュレータは、前記第２特定電圧の電圧値に応じて前記スイッチング素子の動作状態を制御する信号を出力する演算回路を更に備え、前記制御回路の前記電荷を増加させる制御は、定電流源からの電荷を前記コンデンサに蓄積させる制御であり、前記電荷を減少させる制御は、前記コンデンサに蓄積された電荷を前記演算回路に流れ込ませる制御である。

本発明によれば、第１特定電圧の電圧値に応じてコンデンサに蓄積される電荷の量を調整することで、電源回路の主力電圧の発振を防止して電圧値の安定性を確保できる。
また、本発明によれば、コンデンサの容量の変更に応じて、出力電圧の変動状態を調整でき、出力電圧の発振を防止して電圧値の安定性を確保できる。

さらに、本発明によれば、定電流源に流れ込む電荷量の変更に応じて、出力電圧の変動状態を調整でき、出力電圧の発振を防止して電圧値の安定性を確保できる。

図１は、従来の電源回路の回路構成を示す図である。 図２は、従来の電圧ＢＡＴＴ、電圧ＶＩＮ、および、電圧ＶＣＣの時間ごとの変化を示す図である。 図３は、本実施の形態の電源回路の回路構成を示す図である。 図４は、本実施の形態の電圧ＢＡＴＴ、電圧ＶＩＮ、および、電圧ＶＣＣの時間ごとの変化を示す図である。

以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。以下に示す実施の形態は例示であり、本願発明の技術的範囲をこれらに限定するものではない。

＜第１の実施の形態＞
＜１．電源回路の構成＞
図３は、電源回路１の回路構成を主に示す図である。電源回路１は、回路２と、スイッチングレギュレータ１０とを主に備えている。電源回路１は、バッテリ３から入力される電圧ＢＡＴＴ（理想値：14V）をスイッチングレギュレータ１０を用いて降圧して所定の電圧ＶＩＮ（第１特定電圧）（理想値：6V）を得た後、さらに回路２のシリーズレギュレータ２０で降圧して、負荷４（例えば、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）のマイクロコンピュータ）に対して電圧ＶＣＣ（第２特定電圧）（理想値：1.2V）を出力するようになっている。なお、電圧ＶＩＮは端子Ｔａを介して回路２に入力される入力電圧であり、電源ＶＣＣは端子Ｔｂを介して回路２から出力される出力電圧である。ＥＣＵは例えばエンジンの駆動を制御するエンジン制御ＥＣＵであり、当該ＥＣＵのマイクロコンピュータへ一定の電力を供給するために電源回路１が用いられる。

なお、スイッチングレギュレータ１０、および、シリーズレギュレータ２０は、各レギュレータに入力される電圧を上限とする範囲で電圧を調整して出力するものである。したがって、入力される電圧が目的の出力電圧より低下すれば、出力される電圧も目的の電圧より低下することになる。つまり、バッテリの電圧ＢＡＴＴが各レギュレータの目的とする出力電圧よりも低下すれば、それに伴いスイッチングレギュレータ１０で降圧して得られる電圧ＶＩＮや、シリーズレギュレータ２０で降圧して得られる電圧ＶＣＣ（負荷４の電圧）も目的の電圧より低下する。

次に電源回路１の構成について詳細に説明する。電源回路１は、回路２と、スイッチングレギュレータ１０とを主に備えている。スイッチングレギュレータ１０は、スイッチング回路部１０１、コイル１０２、コンデンサ１０３を主に備える。

スイッチング回路部１０１は、一端がバッテリ３と接続され、他端が後述するコイル１０２の一端に接続されている。また、スイッチング回路部１０１はグランドに接続されている。スイッチング回路部１０１は、電圧ＢＡＴＴをスイッチング回路部１０１内に設けられたスイッチング素子（例えば、ＮチャンネルＭＯＳ ＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor))のスイッチング制御に応じた電圧に変換して出力する。

コイル１０２の一端は、スイッチング回路部１０１の他端に接続されている。また、コイル１０２の他端はコンデンサ１０３の一端と、回路２の端子Ｔａとに接続されている。なお、コイル１０２の他端には、スイッチング回路部１０１に電圧を出力するフィードバックループが形成されている。

コンデンサ１０３の一端は、コイル１０２の他端と、回路２の端子Ｔａとに接続されている。また、コンデンサ１０３の他端はグランドと接続されている。

コイル１０２、および、コンデンサ１０３は、スイッチング回路部１０１から出力された電圧を平滑化して電圧ＶＩＮを回路２に出力する。

回路２はシリーズレギュレータ２０と制御回路３０とを主に備える。シリーズレギュレータ２０は、ＰＮＰトランジスタ２０１、抵抗２０２、抵抗２０３、誤差アンプ２０４、基準電源２０５、増幅回路２０６、バッファ２０７、コンデンサ２０８、定電流源２０９、スイッチ２１０、および、抵抗２１１を主に備える。

ＰＮＰトランジスタ２０１のエミッタは信号線Ｌ１を介して端子Ｔａと接続されており、コレクタは信号線Ｌ２を介して端子Ｔｂと接続されている。また、ベースは、誤差アンプ２０４の出力端子から出力される信号を伝達するバッファ２０７の出力端と接続されている。

信号線Ｌ２とグランドとの間には、抵抗２０２と抵抗２０３とが直列に接続されている。また、抵抗２０２と抵抗２０３との接続点は、誤差アンプ２０４の非反転入力端子に接続されている。

誤差アンプ２０４は、非反転入力端子、反転入力端子、および、出力端子を備える。非反転入力端子は抵抗２０２と抵抗２０３との接続点に接続されており、非反転入力端子には電圧ＶＣＣが抵抗２０２と抵抗２０３とによって分圧されて入力される。反転入力端子は基準電源２０５と接続されている。出力端子は、増幅回路２０６の入力端とコンデンサ２０８の他端とスイッチ２１０の一端とに接続されている。なお、基準電源２０５の電圧値は例えば、1.0Vである。また、誤差アンプ２０４は演算回路であり、誤差アンプ２０４と同じ機能を有する演算回路であれば、誤差アンプ以外の回路でもよい。

基準電源２０５の一端は、誤差アンプ２０４の反転入力端子と接続され、基準電源２０５の他端はグランドに接続されている。

増幅回路２０６の入力端は、誤差アンプ２０４の出力端子と接続され、増幅回路２０６の出力端はバッファ２０７の入力端と接続されている。なお、増幅回路２０６は誤差アンプ２０４の出力端子から出力された信号の信号レベルを増幅するものであり、例えば、信号レベルを８倍に増幅する。

バッファ２０７の入力端は、増幅回路２０６の出力端と接続され、バッファ２０７の出力端は、ＰＮＰトランジスタ２０１のベースと接続されている。なお、バッファ２０７は増幅回路２０６の出力端から出力された信号の信号レベルを減衰させることなく、ＰＮＰトランジスタ２０１のベースに対し出力するものである。

コンデンサ２０８の一端は信号線Ｌ２と接続され、コンデンサ２０８の他端はスイッチ２１０の一端と誤差アンプ２０４の出力端子とに接続されている。なお、コンデンサ２０８は、誤差アンプ２０４の出力端子から出力される信号の位相を安定させる位相補償の機能を有するとともに、後述する定電流源２０９から流れる電流の電荷を蓄積する。また、図３に示すようにコンデンサ２０８を回路２の内部に設けることで、回路の基板面積を縮小できる。

定電流源２０９は、スイッチ２１０の他端と接続されている。なお、定電流源２０９の電圧は例えば6Vであり所定の電流を流し続ける。

スイッチ２１０の一端は誤差アンプ２０４の出力端子とコンデンサ２０８の他端とに接続されており、スイッチ２１０の他端は定電流源２０９に接続されている。なお、このスイッチ２１０は、制御回路３０のコンパレータ３０３の出力端子からの信号に基づいてＯＮ状態およびＯＦＦ状態のいずれかの状態に切替えられる。

抵抗２１１は、ＰＮＰトランジスタ２０１のベースにバッファ２０７の出力端からの信号が入力されていない場合、つまり、誤差アンプ２０４の出力端からの信号がＰＮＰトランジスタ２０１のベースに入力されていない場合に、ＰＮＰトンランジスタ２０１のベースとエミッタとの電位を同電位とする抵抗（リークカット抵抗）である。

制御回路３０は抵抗３０１、抵抗３０２、コンパレータ３０３、基準電源３０４を主に備える。信号線Ｌ２とグランドの間には、抵抗３０１と抵抗３０２とが直列に接続されている。また、抵抗３０２と抵抗３０３との接続点は、コンパレータ３０３の反転入力端子に接続されている。なお、制御回路３０は、電圧ＶＩＮの電圧値に応じてスイッチ２１０のＯＮ又はＯＦＦを制御することにより、コンデンサ２０８に蓄積される電荷の量を調整する機能を有する。

コンパレータ３０３の反転入力端子は抵抗３０１と抵抗３０２との接続点に接続されている。また、コンパレータ３０３の非反転入力端子は、基準電源３０４に接続されている。さらに、コンパレータ３０３の出力端子は、Ｈｉｇｈ信号およびＬｏｗ信号のそれぞれの信号をスイッチ２１０に対して出力し、スイッチ２１０は入力したＨｉｇｈ信号およびＬｏｗ信号に応じてＯＮ状態およびＯＦＦ状態のいずれかの状態に切替えられるよう構成されている。

基準電源３０４の一端は、コンパレータ３０３の非反転入力端子と接続され、基準電源３０４の他端はグランドに接続されている。なお、基準電源３０４の電圧値は例えば、1.25Vである。

スイッチ２１０はコンパレータ３０３の出力端子からのＨｉｇｈ信号およびＬｏｗ信号のいずれかの信号に応じて、ＯＮ状態およびＯＦＦ状態に切り替わる。つまり、コンパレータ３０３の出力端子からＬｏｗ信号が出力された場合、スイッチ２１０はＯＮ状態となり、定電流源２０９の電流がコンデンサ２０８に流れるようにする。その結果、コンデンサ２０８の電荷は増加する。また、コンパレータ３０３の出力端子からＨｉｇｈ信号が出力された場合、スイッチ２１０はＯＦＦ状態となり、コンデンサ２０８に蓄積された電荷は誤差アンプ２０４に流れ込む。その結果、コンデンサ２０８の電荷は減少する。

また、電源回路１の回路２の端子Ｔｂには、コンデンサ４１の一端と負荷４の一端とが接続されている。ここで、コンデンサ４１と負荷４は電源回路１の外部に設けられている。また、コンデンサ４１の他端と負荷４の他端はグランドに接続されている。そして、コンデンサ４１は、回路２の端子Ｔｂから出力される電圧の高周波成分を除去するとともに、回路２から端子Ｔｂを介して流れる電流の電荷を蓄積する。なお、上述のコンデンサ２０８およびコンデンサ４１は、例えばセラミックコンデンサ、電解コンデンサ等である。

＜２．電源回路の動作＞
次に、電源回路１の動作について説明する。スイッチングレギュレータ１０は、バッテリ３から入力された電圧ＢＡＴＴを降圧して電圧ＶＩＮを出力する。出力された電圧ＶＩＮは端子Ｔａを介して回路２に入力される。そして、回路２に入力された電圧ＶＩＮが、抵抗３０１と抵抗３０２とによって分圧される。コンパレータ３０３は、分圧された電圧である第１電圧と基準電源３０４の電圧値である第１基準電圧とを比較する。この比較の結果に応じてシリーズレギュレータ２０の動作が異なるため、電圧ＶＩＮの理想値を6Vとした場合に、電圧ＶＩＮが6V未満の場合と6V以上の場合とに場合分けをして説明する。 ＜２−１．電圧ＶＩＮが6V未満の場合＞
電圧ＶＩＮが6V未満の場合は、抵抗３０１、および、抵抗３０２によって分圧された第１電圧が第１基準電圧を下回る電圧値となるため、コンパレータ３０３は出力端子からＨｉｇｈ信号を出力する。そして、出力端子から出力されたＨｉｇｈ信号によりスイッチ２１０はＯＮ状態となり、定電流源２０９から流れる電流の電荷がスイッチ２１０を介してコンデンサ２０８に蓄積される。なお、この場合に誤差アンプ２０４の出力端子の電圧は上昇するため、誤差アンプ２０４の出力端から増幅回路２０６の入力端にはＰＮＰトランジスタ２０１を停止させる信号が入力される。そして、増幅回路２０６の出力端から出力されるＰＮＰトランジスタを停止させる信号は、バッファ２０７を介して、ＰＮＰトランジスタ２０１のベースに出力され、ＰＮＰトランジスタ２０１はＯＦＦ状態となる。

その結果、エミッタ―コレクタ間には電流は流れないが、定電流源２０９からコンデンサ２０８に電荷が蓄積されることで、コンデンサ４１の電圧の低下割合が比較的小さくなる。つまり、従来の電源回路１ａの電圧ＶＣＣの低下割合と比べて、電源回路１の電圧ＶＣＣの低下割合が小さくなる。

＜２−２．電圧ＶＩＮが6V以上の場合＞
電圧ＶＩＮが6V以上の場合は、抵抗３０１、および、抵抗３０２によって分圧された第１電圧が第１基準電圧を上回る電圧値となるため、コンパレータ３０３は出力端子からＬｏｗ信号を出力する。そして、出力端子から出力されたＬｏｗ信号によりスイッチ２１０はＯＦＦ状態となり、コンデンサ２０８に蓄積された電荷に対応する電流が誤差アンプ２０４の出力端子に流れる。なお、定電流源２０９の電流はスイッチ２１０がＯＦＦ状態であるため、コンデンサ２０８に流れ込むことはない。また、この場合に誤差アンプ２０４の出力端子の電圧は低下するため、誤差アンプ２０４の出力端から増幅回路２０６の入力端に入力される信号は、ＰＮＰトランジスタ２０１を駆動させる信号となる。そして、増幅回路２０６の出力端子から出力されるＰＮＰトランジスタ２０１を駆動させる信号は、バッファ２０７を介して、ＰＮＰトランジスタ２０１のベースに出力され、ＰＮＰトランジスタ２０１はＯＮ状態となる。そして、エミッタ―コレクタ間には電流が流れることで、回路２の端子Ｔｂから出力される電圧ＶＣＣの電圧値は上昇する。

その結果、コンデンサ４１の電圧の上昇割合が比較的小さくなる。つまり、従来の電源回路１ａの電圧ＶＣＣの上昇割合と比べて、電源回路１の電圧ＶＣＣの上昇割合が小さくなる。このように従来の電源回路１ａの電圧ＶＣＣの変化割合と比べて、電源回路１の電圧ＶＣＣの変化割合が小さくなる。
これにより、電源回路１の出力電圧ＶＣＣの発振を防止して電圧値の安定を確保できる。また、予めコンデンサ２０８の容量、定電流源２０９の電流量、および、誤差アンプ２０４に流れ込む電流量の少なくともいずれか一の要素を任意の値に変更することで、電圧ＶＣＣの電圧値の時間当たりの変化量を調整できる。その結果、電圧ＶＣＣの発振の防止して電圧値の安定性を確保できる。

＜３．電圧ＶＩＮおよび電圧ＶＣＣの時間ごとの変化＞
上述の電圧ＶＩＮおよび電圧ＶＣＣの時間ごとの変化を図４を用いて説明する。図４の上図は、バッテリ３の電圧ＢＡＴＴの時間ごとの電圧値の変化をグラフ線ＶＢで示す図である。また、図４の下図は、電圧ＶＩＮおよび電圧ＶＣＣの時間ごとの電圧値の変化をグラフ線ＶＩ、および、グラフ線ＶＣで示す図である。ここで、図４上図、および、図４下図の縦軸は電圧［V］、横軸は時間［μsec］を示す。

図４下図では、コンパレータ３０３の第１基準電圧に対応する複数の閾値のうち、高い方の閾値を第１閾値ｔｈとし、低い方の閾値を第２閾値ｔｗとしている。すなわち、グラフ線ＶＩの値が超えたときにスイッチ２１０をＯＮ状態にする方の閾値が第１閾値ｔｈであり、グラフ線ＶＩの値が下回ったときにスイッチをＯＦＦ状態にする方の閾値が第２閾値ｔｗである。図４下図では、第１閾値ｔｈ以上を3.2Vとし、第２閾値ｔｗを3Vとしている。

まず、車両がＩＧ−ＯＮの状態からＩＧ−ＯＦＦの状態となった場合、バッテリ３の電圧ＢＡＴＴは、図４上図のグラフ線ＶＢに示すように電圧値が所定の傾きで低下する。ここで、時刻ｔ１ではグラフ線ＶＢは3Vを示しており、電圧ＢＡＴＴが3Vであることを示している。この場合、スイッチングレギュレータ１０の目的とする電圧値を下回っているため、電圧ＶＩＮのグラフ線ＶＩの値も3Vとなる。つまり、電圧ＶＩＮの電圧値は第２閾値ｔｗ以下となる。その結果、スイッチ２１０がＯＦＦ状態となり、増幅回路２０６は動作を停止し、ＰＮＰトランジスタ２０１はＯＦＦ状態となり、エミッタ―コレクタ間に電流は流れなくなる。すなわち、シリーズレギュレータ２０は出力を停止する。

また、電圧ＶＩＮの電圧値が3V以下になると、グラフ線ＶＣに示すように電圧ＶＣＣも低下するため、電圧ＶＣＣは、負荷４が動作可能な電圧1.2Vを下回る電圧値となる。シリーズレギュレータ２０が出力を停止すると、端子Ｔａから端子Ｔｂには電流が流れなくなるが、図３に示すスイッチングレギュレータ１０のコイル１０２に生じる自己誘導起電力により、電流が引き続き同じ方向に流れるように一時的に電圧が上昇する。その結果、バッテリ３の電圧値が低下しているにもかかわらず、電圧ＶＩＮの値は上昇する。

そして、時刻ｔ２において電圧ＶＩＮの値が第１閾値ｔｈ以上となった場合、ＰＮＰトランジスタ２０１はＯＮ状態となる。その結果、ＰＮＰトランジスタ２０１のエミッタ−コレクタ間に電荷が流れ込み、電源回路１の出力電圧ＶＣＣの値が上昇する。なお、図４の電圧ＶＩＮを示すグラフ線ＶＩと図２の電圧ＶＩＮを示すグラフ線ＶＩａとを比べると、図４のグラフ線ＶＩの変化割合が小さくなっている。つまり、電圧ＶＩＮの値が第１閾値ｔｈを上回るタイミングが時刻ｔ２ａよりも遅い時刻ｔ２となっている。

これは上述のように電圧ＶＣＣの電圧値はコンデンサ２０８の電荷の増減に応じて変化するが、本実施の形態では、ＰＮＰトランジスタ２０１のＯＦＦ時にコンデンサ２０８に電荷を蓄積することで、ＰＮＰトランジスタ２０１のエミッタ−コレクタ間の電位差を小さくしているため、図１に示す従来の電源回路１ａの電圧ＶＣＣと比べて図３に示す電源回路１の電圧ＶＣＣの変化割合を小さくすることができる。これにより、ＰＮＰトランジスタ２０１のＯＮ／ＯＦＦ状態の切替えも従来の電源回路１ａの切替えと比べて本実施の形態の電源回路１の切替えのほうが時間間隔の長い切替えとなる。

そのため、電源回路１の電圧ＶＩＮは、図４に示すグラフ線ＶＩのように、振幅が図２に示すグラフ線ＶＩａと比較して小さくなり、周期がグラフ線ＶＩａと比べて長い周期となっている。つまり、電圧ＶＩＮの電圧値の時間当たりの変化量が従来と比べて小さくなっている。また、電圧ＶＣＣは、図４に示すグラフ線ＶＣにように、振幅が図２のグラフ線ＶＣａと比較して小さくなり、周期がグラフ線ＶＣａと比べて長い周期となっている。

つまり、電源回路１の電圧ＶＩＮおよび電圧ＶＣＣに対応するグラフ線ＶＩおよびグラフ線ＶＣの１周期である時刻ｔ１〜時刻ｔ３は電源回路１ａの時刻ｔ１ａ〜時刻ｔ３ａよりも長い周期となる。また、グラフ線ＶＩａおよびグラフ線ＶＣａと比べて、グラフ線ＶＩおよびグラフ線ＶＣの振幅も小さくなっている。このようにして時刻ｔ１〜時刻ｔ４以降も電圧ＶＩＮおよび電圧ＶＣＣの値の変動に伴い、グラフ線ＶＩおよびグラフ線ＶＣの値が変化する。

その後、グラフ線ＶＣに対応する電圧ＶＣＣの電圧値が負荷４の動作可能な電圧値よりも低下した状態が継続することで負荷４の動作が完全に停止する。これにより、電源回路１の出力電圧ＶＣＣの発振を防止して電圧値の安定性を確保できる。このように本実施の形態の構成により、ＩＧ−ＯＮの場合に電源回路１は目標電圧に対応した出力電圧を負荷４に出力することが可能となり、ＩＧ−ＯＮからＩＧ−ＯＦＦとなった場合、つまり入力電圧が時間ごとに低下していく場合に、出力電圧が発振することを防止できる。
＜変形例＞
以上、本発明の実施の形態について説明してきたが、この発明は上記実施の形態に限定されるものではなく様々な変形が可能である。以下では、このような変形例について説明する。なお、上記実施の形態で説明した形態、および、以下で説明する形態を含む全ての形態は、適宜に組み合わせ可能である。

上記実施の形態において、図３に示すコンデンサ２０８は電源回路１の回路２内に設けられているが、このコンデンサ２０８を回路２の外部に設けてもよい。コンデンサを回路２の内部に設ける場合は、回路２内部の他の素子との関係によりコンデンサの容量に制限があるが、コンデンサを回路２の外部に設けるときは回路２内部の他の素子の影響はないため、回路２の内部に設けるよりも容量を大きくできる。具体的には例えば、コンデンサ２０８を回路２内部に設ける場合の容量を10pFとすると、回路２の外部に設けた場合は10の4乗倍の0.1μFとすることができる。また、回路２の外部にコンデンサ２０８を設けることで回路２内部の部品点数の削減できる。

上記実施の形態において、図３に示す電源回路１は回路２の前段にコイル１０２を備えたスイッチングレギュレータ１０を備える構成としたが、必ずしもコイル１０２を備えるスイッチングレギュレータ１０を設けなくてもよい。例えば、回路２の前段にシリーズレギュレータを設けてバッテリ３の電圧を目標とする電圧（電圧ＶＩＮ）に降圧するようにしてもよい。これにより、例えば、電圧ＶＣＣの時間当たりの立ち上がりの電圧値が比較的大きい電圧値なり、目標とする電圧値（例えば、1.2V）を超える（オーバーシュートする）状態となることを防止し、電圧ＶＣＣの立ち上がりの際の時間あたりの電圧の変化量を比較的小さい値とできる。

また、上記実施の形態において、ＰＮＰトランジスタ２０１はスイッチング素子の一例を示したものであり、回路構成を変更して他のスイッチング素子（例えば、ＮＰＮトランジスタ）に変更してもよい。

また、上記実施の形態において、図３で説明した示した各レギュレータの駆動に対応する電圧（入力される電圧、および、出力される電圧）の電圧値は一例であり、各レギュレータの入出力の電圧の特性が保たれれば他の電圧値に変更してもよい。

さらに、上記実施の形態において、定電流源２０９はシリーズレギュレータ２０内部に設けられているが、シリーズレギュレータ２０の外部に設けてもよい。

１・・・・・電源回路
１０・・・・スイッチングレギュレータ
２０・・・・シリーズレギュレータ
３０・・・・制御回路

Claims (3)

1. バッテリ電圧を第１特定電圧に降圧するスイッチングレギュレータと、
   スイッチング素子及び該スイッチング素子の後段に接続されたコンデンサを備え、前記第１特定電圧を降圧して第２特定電圧を出力するシリーズレギュレータと、
   前記第１特定電圧の電圧値に応じて前記コンデンサに蓄積される電荷の量を調整する制御回路と、
   を備える電源回路。
2. 請求項１に記載の電源回路であって、
   前記制御回路は、前記第１特定電圧が所定電圧を下回る場合は、前記コンデンサの電荷を増加させる制御を行い、前記第１特定電圧が所定電圧を上回る場合は、前記コンデンサの電荷を減少させる制御を行うこと、
   を特徴とする電源回路。
3. 請求項１または２に記載の電源回路であって、
   前記シリーズレギュレータは、前記第２特定電圧の電圧値に応じて前記スイッチング素子の動作状態を制御する信号を出力する演算回路を更に備え、
   前記制御回路の前記電荷を増加させる制御は、定電流源からの電荷を前記コンデンサに蓄積させる制御であり、前記電荷を減少させる制御は、前記コンデンサに蓄積された電荷を前記演算回路に流れ込ませる制御であること、
   を特徴とする電源回路。

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