JP2013211864A - 情報伝送方法及びシステム - Google Patents

Abstract

【課題】アクセス制御の用途における、データ伝送機器と書込及び／又は読出モジュールの間の情報伝送方法を提供する。
【解決手段】伝送すべきデータが、データ伝送機器によって、デジタル信号として表されて、その信号が、周波数拡散方式を用いて、超広帯域信号に変換され、ユーザーの身体を介して、容量結合及び／又は抵抗結合により書込及び／又は読出モジュールに伝送される。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば、ポータブル機器から書込及び／又は読出モジュールに情報を伝送する方法、その方法を実施するためのシステム、データを伝送する機器並びに書込及び／又は読出モジュールに関する。

送信機と受信機の間で情報信号、特に、デジタル信号を伝送するために、多くのチャネルが利用可能である。そのような一つのチャネルは、ポータブル機器と書込・読出モジュールの間の容量結合（正確には、容量／抵抗結合）である。そのような結合は、伝送媒体としての人体を介しての結合を行うアプリケーションにおいて、特に興味を持たれている。それに対応するシステムは、例えば、特許文献１〜３に開示されている。ユーザーは、ポータブル機器を一緒に携帯している。ユーザーが書込・読出モジュールと繋がった接触面に触れるか、或いはその直ぐ近くに居ると直ちに情報が流れる。例えば、携帯機器から書込・読出モジュールにユニークなアクセスコードを伝送することができる。

実用的な用途、特に、最も広い意味でのアクセス制御に関して、これまでこの種の情報伝送の商業的なブレイクスルーを妨げて来た次の要件が挙げられ、これらの要件を組み合わせても既存のシステムには適合しない。
Ａ．信号対雑音比。有利な信号対雑音比は、伝送信号の振幅が大きい場合にのみ可能である。高抵抗の人体内に生じる、電気機器からの影響による電位の変動は、１ＭＨｚまでの帯域において数百ｍＶのオーダーである。しかし、伝送システムに関して、ユーザーに対するずっと大きな信号振幅（即ち、人体への高電圧）は許されない。そのため、この方法は、不利な信号対雑音比でも機能しなければならない。
Ｂ．携帯機器の安価なコンポーネント。例えば、ＲＦＩＤ情報伝送に関しては、最も簡単な受動的なコンポーネントで十分である一方、容量結合式伝送に関するポータブル機器は、電源を持つ能動的な送信機を備えなければならず、受信機との同期の問題が生じる。しかし、正確なクロック発生器（水晶発振器等）は高価であり、精度の低いクロック発生器では、同期を取る負担が増大する。
Ｃ．速度。同期を含む情報伝送プロセス全体の時間は、最大で数秒、より良くは一秒以内とすべきであり、用途によっては、最大３００ｍｓ又は最大２００ｍｓである。

特許文献２では、「直接シーケンススペクトル拡散」変調方式を情報伝送に使用することが既に提案されている。そうすることによって、雑音に対する弱さ（ここでは、特に、多分に干渉に対する弱さを意味する）を低減させて、複数の送信機を同時に作動させることが可能であり、その場合各送信機が独自の変調符号（拡散符号）を有する。実際、既に長い間周知の「スペクトル拡散」方式は、良く知られている通り、信号の妨害の受け易さを低減するとともに、受信機に合わせて信号を符号化するのに適している。しかし、書込及び／又は読出モジュールの計算負荷と同期の負担がポータブル機器では相当な負担となるという欠点も有る。前記の特許文献２は、如何にして要件ＢとＣに抵触すること無く、同期を実行することが可能であるかに対する示唆を何も与えていない。更に、用途によっては、複数のポータブル機器が同時に書込及び／又は読出モジュールと通信することが可能であることが不利となる場合が有る。例えば、「安全なアクセス制御」の用途に対しては、むしろ書込及び／又は読出モジュールによって受信されるデータが、モジュールの操作面の直ぐ近くに居て、例えば、それに触れているユーザーからのみ発せられていることを保証すべきである。

米国特許第４，５９１，８５４号明細書 米国特許第５，９１４，７０１号明細書 米国特許第５，７９６，８２７号明細書 ＰＣＴ出願番号第２００６／０００５１８号明細書

本発明の課題は、そのような従来技術を出発点として、従来技術の欠点を克服するとともに、要件Ａ〜Ｃを少なくとも部分的に満足する情報伝送方法を提供することである。有利には、本発明による方法は、人体を介した容量結合による「体内」情報伝送の利点を有するとともに、書込及び／又は読出モジュールで受信するデータがモジュールの直ぐ近くに居るユーザーの携帯するポータブル機器からのデータであることを保証することを可能とすべきである。

この課題は、（多くの場合、ユーザーが携帯するポータブル）機器によって伝送すべきデータがデジタルデータとして表されて、それを周波数拡散方式によって超広帯域信号に変換し、（ユーザーの身体を介して、或いは直接的に）容量結合及び／又は抵抗結合により書込及び／又は読出モジュールに伝送することによって解決される。

人体を介した容量結合及び／又は抵抗結合による信号伝送とは、送信機（トランスミッター）と受信機（レシーバー）間の信号伝送であり、信号は、送信機のインタフェースを介して、トランスミッターから身体に入力結合することが可能であるとともに、身体からは、受信機のインタフェースと入力結合することが可能であるものと解する。身体を介した結合は、基本的には抵抗結合により行われる。送信機と受信機のインタフェース間の結合は、状況に応じて、基本的に容量結合によるか、基本的に抵抗結合によるか、或いは両結合の組み合わせとなる。インタフェースと身体間における基本的な抵抗結合は、インタフェースが身体と直接接触する電極を有する場合に行われ、それ以外の場合、全体として容量結合による寄与が支配的となる。この形式の容量結合及び／又は抵抗結合による信号伝送は、「体内」信号伝送とも呼ばれている。文献（特に、特許文献２）では、体内信号伝送が、基本的に容量結合によって構成されている。

超広帯域とは、情報伝送用の帯域幅が中心周波数の少なくとも２０％であるか、或いは少なくとも５００ＭＨｚである周波数帯域を使用するものとして定義される。本発明による方法では、１００ＭＨｚ以上の伝送周波数は不利又は実現不可能であり、そのため、以下において、「超広帯域」とは、「中心伝送周波数の少なくとも２０％」、即ち、場合によっては、「搬送周波数の少なくとも２０％」と同等の帯域であると看做す。

従来技術では、他の伝送チャネルとの干渉を防止すべき場所（例えば、パーソナルエリアネットワーク内）において、周波数拡散させた超広帯域信号が使用されていた。そのような信号は、衝突すること無く非常に多くのユーザーと同時に通信することができるようにするために（例えば、ＵＭＴＳ）も使用されている。本発明は、周波数拡散させた超広帯域信号の伝送が別の情報チャネルと干渉することの無いポイントツーポイント伝送（そのようなポイントツーポイント伝送は、人体を介した容量結合及び／又は抵抗結合による伝送である）に関しても有利な場合が有るとの知見を活用している。

特に、電圧の振幅が小さい場合の信号対雑音比に関して、超広帯域信号の容量結合及び／又は抵抗結合による伝送が有利であることが分かった。特に、本発明による措置によって、身体内で数ｍＶの（例えば、電極上で３Ｖ以下に対応する）電圧の振幅を用いて運用することが可能となり、それは、何れにせよ電気機器によって入力結合される人体内での電位変動以下である。本発明による措置によって、信号を雑音又は干渉における疑似雑音信号として（例えば、１０分の１に）「消失」させことが可能となり、従って、人体内に電流の測定できない程の影響を生じさせることが可能となる。

また、それ故に、本発明による方法を実施する場合、結合用電極での振幅は、有利には、５Ｖ、特に有利には、３Ｖを上回らない。

有利には、「直接シーケンススペクトル拡散方式」を使用する。そして、符号周波数（チッピング周波数）は、「超広帯域」の定義にもとづき、例えば、信号の中心周波数の少なくとも５分の１、有利には、信号の中心周波数の少なくとも２分の１である。特に有利な場合、チッピング周波数は、変調周波数に等しく、そのため中心周波数と等しい。

「拡散」の前に、デジタルデータ変調方法を用いて、データワードを変調する。その一例は、位相シフトキーイング（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方法、特に、２進位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）方法又は１／４位相シフトキーイング又はその他の位相シフトキーイング方法である。有利には、そのようなデータ変調方法は、例えば、位相差だけを見るようにすること（差分符号化：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｅｎｄｏｄｉｎｇ）によって、信号を絶対位相に依存しないようにする符号化と組み合わされる。例えば、ＰＳＫは、組み合わされてＤＰＳＫ（差分位相シフトキーイング：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、例えば、ＤＢＰＳＫ変調方式となる。そのような方法は、本発明による措置と組み合わされて、絶対位相を知る必要が無いという利点を生じさせる。むしろ、差分位相シフトキーイングでは、シンボルとその次のシンボルとの間の相対位相だけが意味がある。差分符号化に代わって、同様の特性を有するその他の符号、例えば、誤り訂正符号や回転不変符号を使用することもできる。

有利には、データワードは、受信機側での整合性試験（広い意味でのチェックサムテスト）、例えば、巡回冗長検査を可能とする１ビット又は複数ビットを含むものである。それは、差分符号化又は回転不変符号化との関連で特に有利であり、受信したデータに整合性試験を適用することによって、復号化の際に二つの隣接する符号シンボル間のシステム特有の位相回転のために、データワードの代わりにアーティファクトが含まれているか否かを検出することができる。そのようなシステム特有の位相回転は、一方における送信機側で変調に用いた搬送周波数とサンプリング周波数との間の不確実な関係（場合によっては、受信機側で使用する符号の位相補正）のために発生することが有る。整合性試験（例えば、ＣＲＣテスト）で整合性が失われていることが分かった場合、受信したシンボル列を廃棄して、シンボル間のシステム特有の、例えば、π／２の位相回転に関する新たな評価を行っている。

差分位相シフトキーイングに代わって、その他の変調方法、例えば、（差分式でない）位相シフトキーイング（ＰＳＫ変調）やその他の変調方法を採り入れるか、或いは全く変調を行わないこともできる。そのような場合、場合によっては、受信信号の絶対位相が既知でなければならない。受信信号の絶対位相及び周波数を検出するために、例えば、従来技術で周知のフェーズロックループ（ＰＬＬ）を使用することができる。それは、比較的負担が大きく、或る程度の制御開始時間が必要であるが、用途によっては、この実施構成も有効、或いは全く有利である。

本発明では、特に有利には、逆拡散（受信側で実施される周波数拡散と逆の操作）を復調と組み合わせている。従来技術では、一方における拡散と逆拡散用のモジュールと他方における変調と復調用のモジュールは、互いに独立していた。そのことは、図１１に図示されており、そこでは、例えば、非接触式データ伝送に対して用いられている方法が図示されている。伝送すべきデータ（「データ」）は、先ずは、例えば、ＰＳＫ方式により変調され、その変調は、符号化として解釈することもできる。次に、拡散と搬送周波数への変調が行われる。受信機側では、一連の逆の工程が行われる。このような措置は、標準的なコンポーネントを使用することができる、即ち、周知の拡散器／逆拡散器を新たに開発するシステムにも使用することができるという利点を有する。しかし、本発明の有利な実施構成による新たに提案した組み合わせは、逆拡散と復調に関して、別個の同期プロセスが不要であるという利点を有し、それは、「バースト」モード動作に対して有利である。むしろ、逆拡散のために行う信号の捕捉を復調のためにも使用することができる。逆拡散は、場合によっては、更に復号／復調（変調、例えば、ＤＰＳＫ変調と逆のプロセス）しなければならないが、そのために、もはや同期を必要としない符号シンボルが直接得られることとなる。この実施構成は、ビット周波数とチッピング周波数との間の固定的に与えられた関係が存在することを前提条件としている。特に有利には、チッピング列（符号サイクル）の長さは、ちょうど一つの符号シンボルの長さである。

有利には、信号は、周波数拡散後で、かつ伝送前に搬送信号に変調される。搬送周波数は、既に述べた通り、チッピング周波数と同じにすることができる。搬送信号への変調は、妨害を受け易い非常に低い周波数（５０Ｈｚ等）から十分大きく離れた周波数帯域に大部分の信号成分が含まれるようにするという利点を有する。以下において述べる全ての実施例は、それが本発明の必要な前提条件でなく、（通信技術においてベースバンド信号に相当する）周波数拡散信号を、場合によっては、ローパスフィルターで相応にフィルタリングした後に、直接伝送することもできる場合でも、搬送波への変調を含むものであるとする。

本発明による方法を用いて、「バーストモード」で、即ち、時間のかかる同期工程無しに即座に伝送することが可能である。捕捉（同期）及びトラッキングには、本来受信した場合よりも大きな信号対雑音比が必要である。従って、有利な実施構成では、符号を合算又は平均（「合成」）している。パイロットシーケンス（例えば、プリアンブル）に頼らないようにするために、データに支援されない（Ｎｏｎ Ｄａｔａ Ａｉｄｅｄ：ＮＤＡ）形の合成器を用いて、符号を平均する。それには、例えば、ＤＰＳＫ復調器を用いて、符号シンボルを予測する必要がある。

「合成」の際に、有利には、直接連続する、場合によっては、予測したデータビット長の少なくとも二つの信号シーケンスを、それぞれ保存していた符号と相関を取るとともに、その結果を符号シンボル値で調整して合算するのが有利である。合算した値は、捕捉のためと、特に良好な信号対雑音比で「トラッキング」する信号を取得するために使用することができる。「トラッキング」とは、送信周波数に関して、受信機が追跡することであると称される。それは、例えば、「アーリーレイトゲート」法を用いて行うことができる。ＰＳＫ変調の場合、正負符号の調整は、有利には、相対的な「正負符号」、例えば、（符号シンボルに対応する）二つのデータ信号の相対的な複素引数を予測するためのＤＰＳＫ復調値との乗算によって行われる。

伝送すべきデータワードを連続的に繰り返し送信し、そのため絶え間の無いビットストリームを伝送するものと規定することもできる。受信機は、任意のスタート時点で、即ち、受信機が入って来る信号を検知して、捕捉すると直ちに、データワードの記録を開始することが可能なように構成することができる。これらの措置の組合せは、出来る限り早い時点でデータの伝送と記録を開始することができることを保証するものである。そして、実際には、信号が入って来たことを受信機が検知した時点とデータの記録開始との間に時間的な遅れは発生しない。

それに代わって、或いはそれを補完して、当然のことながら、データを伝送する機器が、単に随時信号の送信を生じさせる手段を有するものと規定することもできる。そのような手段には、機器の手動による起動、動き検知器による起動、相応に設計されたウェークアップ回路又はその他の任意の手段を含むことができる。

特別な実施構成では、相関手法に関して、同時使用可能な複数の相関器が用いられる。そのため、場合によっては、送信機側の「チッピング周波数」と受信機側のサンプリング周波数との間の周波数の関係が正確には分からないという状況、即ち、送信機のクロック発生器が非常に正確なものでない場合を考慮することができる。相異なる相関器を用いて、擬似的に相異なるチッピング周波数を試している。チッピング周波数が一致した場合にのみ、並びにせいぜい周波数が近い場合に、有意な相関が得られる。相異なる相関器は、相異なるサンプリング周波数によるチッピング符号の仮想的なサンプリング信号（或いは、それは同じものであるか、同根から生じたものであり、相異なるチッピング周波数と固定的なサンプリング周波数によるチッピング符号の仮想的なサンプリング信号）に対応させることができる。それは、相異なる相関器の長さと位相が当該の周波数偏差に適合していることを意味する。典型的には、相関器は、受信機のサンプリング間隔、有利には、（チッピング周波数の２倍に相当する）チッピング長の１／２の単位で離散的に設定される。

第一の変化形態では、これら複数の相関器（相関器群）が、チッピング周波数の不確かな部分の全帯域をカバーする。そして、捕捉は、完全に並列的に進めることができる。別の代替形態として、相関器群が可能性の有る周波数の不確かな部分の一部だけをカバーするようにして、一つの相関器が有意なデータ信号（符号シンボル）を取得するまで、相関器群が、全体として、可能性の有る周波数帯全体に渡ってステップバイステップでサンプリング周波数又はそれと同等の周波数を変更して行くことができる（部分的に並列な捕捉）。

相関器群は、固定方式として、（固定的な）サンプリング周波数との固定的な周波数関係を持つようにすることができる。それに代わって、（例えば、トラッキングから得られる）相関値にもとづき、サンプリング周波数を容易に適合させるファインチューニングを配備することもできる。

特に、送信機側のクロック発生器が比較的正確なシステムに適した代替の実施構成では、単一の相関器だけを使用する。その相関器は、精度が十分に高い場合に、固定的なサンプリング周波数と共に使用することができる。それに代わって、有意なデータ信号が発見されるまで、一定の帯域に渡ってサンプリング周波数をステップバイステップで変更して行くこともできる。

捕捉のために、振幅又は絶対値基準と時間基準の二つの判断基準を使用することができ、その中の少なくとも一つ、有利には、両方が使用される。振幅又は絶対値基準は、予測した最大絶対値（ピーク）を雑音レベルと比較することに関する。例えば、２〜５ｄＢの或る閾値だけ平均雑音レベルを上回った場合に、符号シンボルであると予測する。連続する二つのピークの時間的な間隔が少なくともほぼ１ビット長に一致する場合に、それら二つのピークが時間基準を満たすとする。同時に、１ビット長は、相関器（符号）の長さ又はその所定数分の１である。

複数の相関器が有る場合、時間の関数だけでなく、相関器又はその番号の関数においても、信号のピークを検索する。捕捉に関して、第三の判断基準が得られており、送信周波数が、メッセージ（「バースト」）長に渡ってほぼ一定でなければならない、即ち、異なるビット間でチッピング周波数が大きく変化することは有り得ないので、様々なピークに対して同じ相関器又はせいぜい隣接する相関器を割り当てるべきである。

特に有利には、本発明による方法は、当初から複数の（送信機としての）ポータブル機器がデータ交換に関与することが排除されるように実施される。それは、例えば、伝送周波数（又は中心周波数）が１０ＭＨｚより低く、有利には、２ＭＨｚ以内に、特に有利には、１ＭＨｚ以内とすることによって保証することができる。更に、容量／抵抗結合が非常に短い距離でのみ機能するように、送信電力を小さくすべきである。これらの条件を満たすことが、「安全なアクセス制御」の用途にとって特に重要である。即ち、その場合には、信号出力（言わば、伝送媒体としての人体を介した情報伝送）を測定することができないという条件が満たされる。そして、受信機で受信された情報が実際に操作面に触れたか、或いはその直ぐ近くに居るユーザーが携帯するポータブル機器から送られてきたものであることが保証される。それに対して、周波数が所定の周波数よりも高い場合、信号を送出する電極は、アンテナとしても機能する。

また、本発明は、データを伝送する少なくとも一つの（例えば、ポータブル）機器と少なくとも一つ書込及び／又は読出モジュールとを有するデータ伝送システムに関する。同様に、本発明の対象は、そのようなデータを伝送する（例えば、ポータブル）機器と書込及び／又は読出モジュールである。この機器は、二つの電極を備えており、それらの電極の間には、二つの電極の中の一方が身体の直ぐ近くに有り、他方がそこから或る程度遠く離れて配置されている場合に、ユーザーの人体に非常に小さい電流が流れるように、時間的に変化する電圧を印加することができる。書込及び／又は読出モジュールは、第一と第二の電極間の電圧又は電流を検出する検出器を備えている。通常、第一の電極は、動作状態において、ユーザーの人体の直ぐ近くに有るように配置される。本発明の電極は、例えば、操作面、押ボタンの面、扉のノブなどとして構成することができる。例えば、導電板が、第二の電極としての役割を果たすことができる。ユーザーの身体内の電流は、動作状態において、データを伝送する機器の電極と書込及び／又は読出モジュールの電極との間の容量結合及び／又は抵抗結合を生じさせることとなる。

そこで、本発明の機器は、動作状態において、超広帯域周波数拡散信号が送出されるように、時間的に変化する電圧を制御する。書込及び／又は読出モジュールは、入って来た超広帯域周波数拡散信号を復号するためのデータ捕捉・復号ユニットを有する。

本発明によるシステム、本発明による機器及び本発明による書込及び／又は読出モジュールは、それらが前述した、並びに後述する有利な実施構成の中の何れかによる方法を実施することが可能であるように構成することができる。

本発明による方法の実施構成の概略図 本発明による方法の実施形態のポータブル機器内で実行される工程図 本発明による方法の実施形態の書込及び／又は読出モジュール内での受信信号のサンプリングまでの処理図 本発明による方法の実施形態の書込及び／又は読出モジュール内でのサンプリング信号の処理図 本発明による方法の代替実施形態の書込及び／又は読出モジュールのサンプリング信号の処理図 本発明による方法の信号検出の実施形態図 トラッキングの実施形態図 符号シンボルの復号の実施形態図 時間の関数による「合成信号」の模式図 本発明によるポータブル機器と本発明による書込及び／又は読出モジュールを備えた本発明によるシステムの概略図 従来技術による無線波を用いた情報伝送システムの模式図

以下において、本発明の有利な実施構成を図面にもとづき詳しく説明する。

図１によるシステムは、データを伝送するポータブル機器１と書込及び／又は読出モジュール２とを備えている。それらは、ユーザー３の身体を介して容量結合及び／又は抵抗結合により、或いは送信機と受信機間で直に容量／抵抗結合により互いに通信することができる。後者のケースは、例えば、ユーザーが受信機と接続された受信機の電極上で直に読み取られるタグを保持している場合である。

本発明では、ポータブル機器のデータが、周波数拡散（スペクトル拡散）方式を利用して、超広帯域信号として、ユーザーの身体を介した容量結合及び／又は抵抗結合により書込及び／又は読出モジュールに伝送される。データ１１は、例えば、ＥＥＰＲＯＭメモリ内にデジタルで存在し、データ伝送のために周波数拡散方式１２を適用されて、次に、それを搬送信号１３に変調することができる。周波数拡散方式は、例えば、直接シーケンス（ダイレクトシーケンス）周波数拡散方式として構成することができる、即ち、周期的に繰り返される「チッピングシーケンス」による変調を含むものである。「チッピングシーケンス」は、「疑似ランダムビットシーケンス」の形式であり、「コード」、「拡散符号」又は「チッピング符号」とも呼ばれる。個々のチップの時間間隔Ｔ_C ＝１／ｆ_C は、シンボル長（ビット周期）Ｔ_B ＝１／ｆ_B （ｆ_B ＝ビット周波数）よりも短い。

周波数拡散方式の別の実施形態、例えば、「周波数ホッピング」や「パルス位置変調」方式も考えられる。以下においては、有利な直接シーケンス周波数拡散（ダイレクトシーケンススペクトル拡散）方式をベースとする本発明による方法の実施形態を考察する。

特に有利には、直接シーケンス周波数拡散に関して、短い符号、即ち、例えば、最大１０Ｔ_B の長さの符号、特に有利には、Ｔ_B の長さの符号とする。大抵の実施構成では、ＣＤＭＡ（符号分割多重アクセス）に関する措置を備えない。

書込及び／又は読出モジュールでは、データは、新たに搬送周波数の信号２１を乗算され（復調）、次に、相関２２によって、受信信号は、書込及び／又は読出モジュール内で生成されたコード信号と同期を取られる。それに続いて、復号２３（即ち、受信信号からのビットシーケンスの生成）が行われ、次に、復号されたデータがデータ処理ユニット２４で処理される。

データの処理は、例えば、識別符号の検証から構成することができ、一致した場合、アクセス制御の応用例では、例えば、メカトロニクスユニットへの制御信号によって、オブジェクトの解放が行われる。しかし、それに代わって、データの処理が、別の一つ以上の工程及び／又は単なる符号の検証以外の工程を更に含むこともできる。更に、容量結合及び／又は抵抗結合による情報伝送によって、及び／又はその他のチャネルを介して、更なるデータ交換を開始することができる。容量結合及び／又は抵抗結合による情報伝送は、典型的には、全体として片方向であり、場合によっては、その他のチャネルも、同様に片方向とするか、逆方向への情報伝送とするか、或いは両方向の情報伝送とすることが可能である。例えば、ここで述べているパス上でのメッセージの伝送は、（容量／抵抗結合及び／又は別のパスでの）通信チャネルを構築する役割を果たすことができる。情報伝送方式の例が、特許文献４にも記載されており、ここで、明確に参照するものとする。

以下においては、図２〜８にもとづき、本発明による方法の書込及び／又は読出モジュールへの実装形態を実施例により説明する。この場合、次の課題に取り組んでいる。
１．受信機では、直接シーケンス周波数拡散信号が、「チップ」列として到来する。ここで、チップ周波数とビット周波数間の比率がＮである場合、Ｎ個のチップが一つの符号シンボルを形成し、Ｎ個のチップ毎に新しい符号シンボルが始まる。そもそも、データを読み取ることが可能であるためには、受信機は、到来するチップ列内において、それぞれ新しい符号シンボルが何処からスタートするのかを決定して、チップ毎に、受信機にも保存されているチッピング符号と乗算することによって（或いは、ＸＯＲ演算によるデータの表示／分解に応じて）ビットシーケンスを得るようにしなければならない。以下において、チップ列内における１ビット長の符号シンボルの位置を検知するプロセスを「捕捉」と呼び、その捕捉のために実行される、符号とチップ部分列とのチップ毎の乗算（又はＸＯＲ演算）及び加算のプロセスを「相関」と呼ぶ。相異なるチップ部分列の相関結果の符号シンボル値を求めるための平均を「合成」と称する。
２．送信機側の搬送周波数発生器と受信機側のサンプリング周波数発生器間の同期が完全でない場合、サンプリング信号には、信号に依存しない時間的に変化するシステム特有の偏差が発生し、その偏差は、複素平面での実数値の回転として表すことができる。連続するシンボルを互いに比較する各演算において、この状況を考慮しなければならない。以下の記述において、全ての乗算は、複素数として行われるものと看做す。その関連で、複素数値の偏角を値の「位相」と呼ぶ。
３．特に、このシステム特有の偏差は、アーティファクトが発生する可能性の有るＤＰＳＫ変調では、シンボル間のシステム特有の偏差がπ／２以上である場合に、影響を及ぼすようになる。

図２は、本発明による方法のポータブル機器での実施構成における実装形態を図示している。

送信すべきデータ（入力データ）は、例えば、ポータブル機器のデータメモリから取り出される。一例を挙げると、それは、例えば、４０〜５００データビット、特に有利には、１５０データビット以下の短いビット列から構成される。そのビット列の最初と最後に、受信機には事前に分かっているビット列である「同期ワード」３１を付加することができる。

「同期ワード」の付加に代わる可能な代替形態として、ビット列を巡回符号化することができる。巡回符号化は、（後の図８の説明で更に明らかとなる通り）復号時に本発明による方法をより速く実行することができるという利点を有する。

更なる工程３２では、誤り検出及び／又は誤り訂正のためにデータを符号化する。それは、例えば、巡回冗長検査（ＣＲＣ）を可能とするＣＲＣワードとして、少なくとも一つのＣＲＣビットを追加することによって行うことができる。ＣＲＣテストに代わって、受信データの整合性の検査及び／又は訂正を可能とする別の方法を適用することもできる。システム特有な、或いはシステム特有でない符号も可能である。

以下において、任意選択の構成要素である「同期ワード」と一つ以上の符号化ビットを含むビット列全体を「データワード」と称する。

有利には、データワードは、少なくとも送信期間の間連続的に繰り返し送信される、即ち、絶え間の無いビットストリームが生じる。受信機によるデータワードの記録は、任意のスタート時点で開始することができ、以下において、それを更に説明する。

次の工程３３では、ここで述べている方法の場合、差分位相シフトキーイング（ＤＰＳＫ：Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式による変調が行われる。そして、得られたデジタル信号は、（一般的に疑似ランダムな）チッピング符号３５と乗算されて、次に、搬送信号３６に変調される。最後に、出力側には、搬送周波数の２倍以上（ｆ_C ≒ｆ_Carrier の場合）又はｆ_C ＋ｆ_Carrier 以上の周波数をカットする（任意選択の）ローパスフィルター３７が更に配置されている。チッピング周波数が搬送周波数よりも低い場合、有利には、ローパスフィルター３７に代わって、バンドパスフィルターが使用される。図では、送信信号がＴｘで表示されている。

チッピング符号３５の生成と搬送信号３６の生成のために、（単一の）クロック発生器３８が使用される。

同期ワードの付加、ＣＲＣ符号の計算、ＤＰＳＫ変調と（場合によっては）更なるアップサンプリング、「拡散」及び搬送波への（そしてデジタル）変調、或いはこれらの工程の中の一つだけ又は複数は、事前に計算することが可能であり、データ伝送の間に「オンライン」で行う必要はない。

受信機は、例えば、図面に図示されてないウェークアップ回路（Ｗａｋｅ−ｕｐ Ｃｉｒｃｕｉｔ）を備えている。その回路は、入力電極に信号レベルの上昇が生じた時点を決定し、それは、ユーザーが電極の直ぐ近くに居るか、或いは電極に触れた場合である。ユーザーは、擬似的に、主として５０Ｈｚ〜１００ｋＨｚの周波数帯域内の電磁放射用のアンテナとして機能し、（入力信号が本当の意味での雑音ではないので、本来は干渉レベルである）「雑音」レベルの上昇によって作動する。ウェークアップ回路が、そのような信号レベルの上昇を検知した後で、初めて受信機の本来の電子回路が作動する。

受信機のウェークアップ回路は、別の原理にもとづく回路とすることもできる。例えば、前記に代わって、雑音／干渉レベルに代わる信号によって、回路をウェークアップすると規定することもできる。更に別の代替形態として、ウェークアップ回路は、二つの回路要素を含むことができ、第一の回路要素が雑音／干渉レベルに反応する一方、第二の回路要素が信号の受信を選択的に検索し、状況に応じて、一方又は他方のウェークアップ回路が受信機を作動させるか、或いは作動している選択式ウェークアップ回路も信号の存在を計測した場合に、雑音／干渉レベルの上昇の計測後に、初めて第一のウェークアップ回路が受信機を作動させるものである。

図３は、電極で受信されて、身体３を介して容量結合及び／又は抵抗結合により伝達された信号Ｒｘの入力側での処理を図示している。入力側のローパスフィルター４１は、ポータブル機器のローパスフィルター３７と同じ遮断周波数を有し、カットオフ閾値を上回る雑音成分をカットする。搬送信号４２との新たな乗算による復調後に、カットオフ周波数がチッピング周波数ｆ_C と一致する第二のローパスフィルター４３を配置することができる。有利には、サンプリング周波数を２＊ｆ_C として、得られた信号をサンプリングする（工程４４）。書込及び／又は読出モジュールの側でも、一つのクロック発生器４６が有る。

図４と６、並びに図４の変化形態としての図５には、データに支援されない「合成」を用いて、本発明による方法の捕捉工程を如何にして実装することができるかが図示されている。

図４では、サンプリング信号Ｓ_a が、チッピング符号発生器５１によって生成された所定のチッピング符号の信号と相関を取られている。その結果のサンプル毎の乗算及び加算によって、理想的には、（チッピング符号の疑似ランダム性のために）サンプリング信号と生成されたチッピング符号の信号が互いに同相、さもなければほぼ０である場合、搬送信号と位相の関係が分かっている雑音の無い信号から、伝送された符号ビット（又は複数のチップ符号に対して伝送された符号ビット列）が得られる。図から、サンプリング信号とチッピング符号との相関のために、チッピング符号の周期の長さの（即ち、有利には、符号ビット周期に一致する）シフトレジスター５２．１，５２．２が直列に接続されていることが分かる。そのために、サンプリング値は、値毎に符号を保持するレジスター５３の値と乗算される。その結果、サンプリング周波数がチッピング周波数の２倍と一致する場合、符号毎に二回の乗算が行われることとなる。信号対雑音比が十分に良好な場合、加算した結果の絶対値にもとづき、捕捉とトラッキングを行うためには、それぞれサンプリング信号用に一つのシフトレジスターと符号用に一つのレジスターを使用すれば十分であり、得られた合計の絶対値が所定の閾値を上回った場合には、常にシフトレジスターの内容が正確にチッピング列と一致し、（複素数の）合計が符号シンボルとなる。そのことは、（信号の雑音が多くなく、搬送信号と位相の関係が既知で一定である理想的な場合に関して、新たに）図９に図解されている。図には、（加算器５４．１の出力に対応する）値毎の乗算結果の合計Σ_corrが時間の関数で図示されている。図９の信号から、（復号前の、即ち、シーケンスが必ずしもデータビット列ではない）符号シンボル１，−１，−１のシーケンスが得られる。符号シンボル間の距離が既知であり、ビット周期Ｔ_b と一致するので、基本的に、一つの符号シンボルが最初に検知された後では、もはやサンプリング周波数のパルスとの相関を取る必要が無く、ビット周波数のパルスを用いた計算を実行すれば十分であり（図９では、ピーク間のデータではなく、ピーク時のシンボル値だけを計算している）、それに関しては、以下で更に詳しく説明する。

信号対雑音比が問題となる場合、本発明の特に有利な実施構成では、データの支援を受けない「合成」を提案している。図４は、２段階の「合成」を図解しているが、このコンセプトは、３段階、４段階、Ｎ段階の合成にも同様に拡張することができる。そのために、複数のシフトレジスター５２．１，５２．２が、直列に接続されており、値毎に符号と乗算して、得られた値を加算している。その結果に対して、結果の凡の絶対値を加算することができるように、相対的な（それぞれ次の結果と比べた）「正負符号」の予測を行っている。この予測は、ＤＰＳＫ復調方式による演算５５（Ｓｉｇｎ（Ｒｅ（ｒ_k ＊ｒ^* _k-1 ）））によって表される通り行うことができ、ここで、「Ｓｉｇｎ」は符号の関数を、「Ｒｅ」は実数成分を、「＊」は複素共役を、ｒ_k ，ｒ_k-1 は二つの連続する値を表している。この比較結果は、二つの値の相対的な「正負符号」を提供し、一方の値とこの結果との乗算によって、両方が同じ正負符号を持つこととなり、それに続く加算（加算器５６）により、符号シンボルを表す信号成分をその値に関わらず予測して加算する一方、雑音が平均化され、そのことは、信号対雑音比を最大３ｄＢ改善させることとなる。得られた合計とその絶対値（絶対値演算器５７）は、（相対的な「正負符号」が除去されているために）もはや本来のデータを含まない。しかし、信号対雑音比が改善されているために、より良好に捕捉のために使用することができる。相対的な正負符号の予測のために、ＤＰＳＫ復調方式による演算に代わって、例えば、デシジョンツリーをベースとする、その他の手法も考えられる。例えば、複素平面を領域に分割して、連続した値が有る領域の比較にもとづき、予測を行うことができる。

３段階又は多段階の合成の場合、例えば、所定の加算器の出力とそれ以外の全ての加算器の各出力間において、それぞれＤＰＳＫ復調方式による演算が行われる。それに代わって、様々な形式で縦列接続して合成を行うこともできる。

用途によっては、ポータブル機器を出来る限り安価な構成要素から構成することが望ましい。その場合、ポータブル機器のクロック発生器は、集積半導体パーツ（チップ）に統合されたものが選定され、従って、比較的不正確なものとすることができる。そのクロック発生器は、書込及び／又は読出モジュールのクロック発生器に対して２％までの偏差を持つことができる。従来技術では、サンプリングした入力信号と保存してある符号の間で高い相関値が得られるまで、サンプリング周波数を「チューニング」プロセスの形式で計画的に変更することによって、そのような状況に対処することができる。本発明による方法に関しても、そのようなチューニングプロセスを考慮している。しかし、重要な用途である「アクセス制御」に関しては、捕捉プロセス全体に数分の１秒以上必要としないことが大切である。ポータブル機器のクロック発生器の不正確さが大きすぎる場合、この時間間隔内でのチューニングは不可能である。

従って、図５にもとづき、合成と（図６と組み合わせて）捕捉の有利な変化形態を説明するが、この変化形態は、特に、送信機又は受信機の何れか（或いは両方）が不正確な（クォーツではない）クロック発生器を備えており、迅速な捕捉、例えば、リアルタイムな捕捉が重要であるシステムに適している。ここで、「周波数拡散方式及びバーストモード運用による人体を介した超広帯域の容量結合及び／又は抵抗結合によるデータ伝送」を例として、この変化形態を説明する一方、この変化形態は、それと匹敵する要件が重要であるその他の如何なるシステムにも適している。

図５では、保存しておいた符号５１を様々なサンプリング周波数でサンプリングすることによって、符号群が得られている。具体的には、ここに図示されている例では、サンプリング工程６２において、（ビット長当たり）２＊（チップ数）＋ｎ個のサンプリング周波数による符号５１のサンプリングをシミュレーションしており、ここで、ｎは（負の）最小値ｍｉｎＯと最大値ｍａｘＯの間で変化する。最小値と最大値は、クロック発生器の精度に依存する。５１１チップ／ビットと±２％の不正確さの例では、ｍｉｎＯ＝−２１、ｍａｘＯ＝２１であり、その結果相関器の長さは、１００１と１０４３の間で変わる。冒頭で言及した通り、送信機と受信機のクロック発生器は、正確に合っていないために、システム特有の位相回転も発生する。搬送波の周期毎に２π／ｎの値（サンプル毎にπ／ｎ）だけ位相を補正することによって、位相回転を補償している（位相回転６３）。長さがそれぞれ２＊（チップ数）＋ｎであるｍａｘＯ−ｍｉｎＯ個の符号が得られる。

当然のことながら、ここで述べた相関の特別な変化形態に関して、一連の符号（符号群）をそれぞれサンプリングにより算出する必要はない。符号群は、電子回路に事前に保存しておく、例えば、レジスタ７３内に直接保存することもできる。ハードウェア的に保存しておく解決策も可能である。

符号群の各符号に関して、図４と同様の方法による相関が行われる。ここでも、各相関器は、簡単な「合成」又は多段階の合成（図では２段階の合成）のための手段を備えることができる。

出力側には、時間の関数のｍａｘＯ−ｍｉｎＯ個の信号が得られ、図４における通り、Ｉ／Ｑが複素数、即ち、位相情報を含む信号値であり、Ａｂｓが絶対値であり、場合によっては、前述した合成による信号対雑音比を改善したものである。

図６には、本来の捕捉工程が図示されている。相関を取られた絶対値信号は、時間ｔの関数と、複数の相関器、従って、複数の信号が存在する場合には、相関係数ｃ（即ち、周波数の偏差）の関数とにより最大値を検索される（８１）。当該の最大値は、閾値８２と比較され（工程８３）、同じく、絶対値信号自体、例えば、その他の相関器の雑音又は全ての相関器の平均値から算出することができる最大雑音が、閾値８２の役割を果たす。この閾値を上回る値が、データ記憶素子（例えば、記憶場所が僅か数個であるＦＩＦＯメモリ）に保存され、時間ｔ及び場合によっては、相関係数ｃも保存される。更なる工程８４において、保存した値の間における時間の偏差と相関器の偏差が比較される。保存した最大値が有意であり、符号シンボルを表している場合、それらが、符号長±数チップの規則的な時間間隔で存在し、同じ、或いは高々１だけ異なる相関係数を有することとなる。ピークの検索は、符号８５で表されている。

そのような一連の有意な最大値が見い出されると、直ちに捕捉手法が終了して、時間ｔ及び規則的な時間間隔Ｔと、場合によっては、「正しい」相関器の相関係数Ｃとが、ここでは「トラッキング」と呼ばれ、図７に模式的に図示されている次の工程に渡される。「トラッキング」とは、受信機のタイミングを送信機に追従させるプロセスを意味する（下記参照）。そのために、「アーリーレイトゲート法」を使用することができる。規則的な時間間隔Ｔは、ビット長（及びビット当り１符号を選定している場合には、符号長）に等しい。それは、場合によっては、捕捉工程から取得する必要はなく、むしろ既知のビット長又は符号長（Ｔ_b ）を使用することもできる。

トラッキング工程は、それぞれ相関器の信号を処理する一つ又は複数のトラッキング受信器を有する。典型的には、捕捉手法で選定された相関器Ｃの信号及び隣接する二つの相関器Ｃ−１とＣ＋１に対して、それぞれ一つのトラッキング受信器が使用される。相関のピーク位置に追従させるために、Ｃ−１，Ｃ及びＣ＋１用の受信機が互いに助け合う方法が考えられる。即ち、一つのトラッキング受信器が信号を見失った場合、その受信機は、別のトラッキング受信器から信号位置に関する情報を取得する。

図７に図示されている例は、トラッキングに関する「ゲート法」を示している。

各ゲート受信器において、先ずは、それぞれ外挿した次のピーク位置の信号の絶対値をその隣の値と比較する。そのために、先ずは、当該の相関器に入力された絶対値を処理する。デシメーター９１は、それぞれ（符号シンボルを表す）ピークを統合した時点ｔを出発点として、ｔ＋Ｔ（次のピークの予測時点），ｔ＋Ｔ−１，ｔ＋Ｔ＋１に対応する一連の三つの値（直に隣り合う信号値）を選定する。次の決定器において、四つの場合が弁別される。
１．三つのデータ点の中で最も大きな値が、（ｔ＋Ｔに対応する）中間点である。その場合、ピーク位置は正しく外挿されていた。次の符号シンボルの位置は、ｔ：＝ｔ＋Ｔである。
２．三つの値が、単調に低下するシーケンスである。その場合、次のピークは、外挿したものより早い位置に有る。次の符号シンボルの位置は、ｔ：＝ｔ＋Ｔ−１である。
３．三つの値が、単調に増加するシーケンスである。その場合、次のピークは、外挿したものより遅い位置に有る。次の符号シンボルの位置は、ｔ：＝ｔ＋Ｔ＋１にセットされる。
４．三つのデータの中で最も小さい値が（ｔ＋Ｔに対応する）中間点である。その場合、ピーク位置を全く見失っていると結論付けられる。当該のゲート受信器に関するピーク位置ｔは、廃棄される。全てのゲート受信器が一回又は複数回位置を見失った場合（又はゲート受信器が一つだけ存在し、そのゲート受信器が位置を見失った場合）、そのプロセスは、完全に停止されて、場合によっては、更なる補正メカニズムの後に、捕捉工程が、新たに開始される。

第二のデシメーター９３は、信号の複素数値から、その時間的な位置ｔにおいて、決定器により選択された絶対値に対応する信号を選定する。選定された信号と共に、時間的に隣接する二つの信号の値も選定されて、それら三つの値を後続の加算器９４で合算する（合成）。この時間的に隣接する三つの信号の値の合算は、サンプリング周波数として、二倍のチッピング周波数を選定した場合に有効である。より高いサンプリング周波数の実施構成では、三つより多い時間的に連続する値に関する合算が有効である場合も有る。この実施構成では、「ゲート」関数が、より複雑なアルゴリズムを含むこともでき、その場合、常に、一つの時間スロット内において、ピークの最大値を検索して、それが予測された時点に対応してない場合、それに対応して、ピーク位置に関する予測を適合させるという原理を追求するものである。

出力側では、ゲート受信器毎に、符号シンボル又は時間の関数による一連の符号シンボルが得られる。

ここで、発見した符号シンボルの復号を図８にもとづき説明する。複数のゲート受信器の場合、有効である限りにおいて、第一の工程で、相異なるゲート受信器により算出された、符号シンボルを表す信号を加算することによって、信号対雑音比を改善する。そのために、先ずは、各ゲート受信器に関して、符号シンボルの評価が有効であるか否かを決定する（決定工程１０１）。例えば、前記の弁別において、中間のデータ点が三つの値の中の最小値となる状況（ケース４）がどの程度の頻度で発生したかという情報が、決定の判断基準としての役割を果たす。選定した判断基準（少なくとも一回、少なくとも二回、少なくとも三回、・・・発生したか）に応じて、それに対応する一連の符号シンボルは、有効でないと見做され、例えば、算出された値がゼロにセットされる。そうでない場合、更なる処理のために、ｍｓｇＬｅｎ＋１個（ｍｓｇＬｅｎ：同期ワードと符号化（ＣＲＣ）ビットを含むデータビット数）の符号シンボルが得られる。追加の符号シンボルは、ＤＰＳＫ復号に用いられる。三つの符号シンボルは、加算器１０３によって合計され、その場合更に、２π／（Ｔ_carr／δ＊Ｔ_sa）値だけ位相の調整１０４．１，１０４．２が行われ、ここで、δは、ゲート受信器に対応する当該の相関器の係数と探し出された「中央の」相関器Ｃとの偏差であり、Ｔ_carr＝１／ｆ_carrは、搬送周波数の逆数であり、Ｔ_sa＝１／ｆ_saは、サンプリング周波数の逆数である。図示している例では、δ＝−１は、一番上の線（調整１０４．１）に対応し、δ＝０は、中間の線に対応し、δ＝１は、一番下の線（調整１０４．２）に対応する。

得られた一連の合算された符号シンボルは、「オフライン」で実行することができる、即ち、前述した工程とは逆に、データ伝送がリアルタイムで行われないか、或いは必ずしも行われない。そのために、先ずは、ＤＰＳＫ復調器１０６によって、合算した符号シンボル（これは、入力側でのＤＰＳＫ変調３３のための位相差データ信号である）から、ビットストリームを生成する。ここでも、ＤＰＳＫ復調のために、Ｓｉｇｎ（Ｒｅ（ｒ_k ＊ｒ^* _k-1 ））式、或いは例えば、デシジョンツリーをベースとする、その他の手法を使用することができる。

ＤＰＳＫ復調と関連して、更に、前述した連続する二つの符号シンボル間の位相に関する不確実性のために、それぞれπ／２を上回る位相の回転が発生するという問題が起こる可能性が有る。その場合、Ｓｉｇｎ（Ｒｅ（ｒ_k ＊ｒ^* _k-1 ））式は、伝送されたデータビット列ではなく、アーティファクトとしての有効でないシンボル列を与える。このため、先ずは、ｍｓｇＬｅｎの長さのシンボル列を受け取って（１０７）、誤り検出及び誤り訂正、例えば、誤り試験及び／又は誤り訂正１１１により、整合性を検査する。復号可能な巡回符号を使用している限り、そのシーケンスが既知でない場合でも、誤り試験は、得られたシンボル列に関する単一の計算で構成される。そうでない場合、図示されている通り、符号シンボル列を最大ｍｓｇＬｅｎ回繰り返して（１１２）、正しい開始点に到達しなければならない。誤り試験がシンボル列の整合性を示した場合、それが検索していたビット列である。誤り試験１１１と、場合によっては、複数回の繰り返し１１２とによる手法は、巡回復号と看做すこともできる。

例えば、前述した説明に加えて、データワード内に整合性試験のための１ビットを予約しておくことによって、受信したシンボル列の妥当性を検査するための追加措置を設けることができる。この試験は、ＣＲＣ試験又はそれと同等の試験として構成することができる。そのような試験によって、例えば、復号した符号シンボルの中の一つが誤っている場合を検知することができる。そうすることによって、間違った誤り訂正のために、符号シンボルを間違った方向に訂正してしまう確率を低減することもできる。

このシンボル列は、更なる処理（後で説明する同期ワードの検索）のために転送される。さもなければ、二つの符号シンボル間の位相が、それぞれΔΦ_m ＝ｍπ／２（ｍ＝１，２，３）だけ回転しており、整合性の有るシンボル列（検索するビット列）が見つかるまで、ＤＰＳＫ復調１０６とそれに続く整合性試験を新たに実行する。回転ΔΦ_m は、相対的な回転である、即ち、各符号シンボルの位相は、その前の値よりもΔΦ_m の値だけ更に回転している、即ち、例えば、ｍ＝１に関して、順番に続くシンボルの位相は、０，π／２，３π／２等だけ回転している。

この位相回転ΔΦm は、実際には、図５による（粗い、即ち、サンプルとしての）位相回転６３を補完して、最も良く適合した形で発見された相関器でも、送信器側と受信機側のクロックの間に、符号シンボル間の位相回転を生じさせる小さい偏差が存在するという状況を考慮に入れた細かい補正要素である。相関器群の相関器が、前述した場合よりも近くに隣り合うように選定して、もはや細かい補正要素を不要とした場合、位相回転ΔΦm の必要性を避けることができる。

そのようなデータビット列では、どのビットからデータが始まるのかは先天的に分かっていない、即ち、所望の情報を先天的に導き出すことはできない。データが絶えず繰り返し送信されており、当初は、受信機側の検出した信号の開始時点が分からないので、むしろ第一の工程において、データビット列の実際の開始点を検出しなければならない。そのために、有利には、開始点を検索するために、既に冒頭で述べた通り、同期ワードを使用する。高々ｍｓｇＬｅｎ回のビット列のローテーション１２１によって、同期ワードを検索する（１２２）。それが発見されたら、直ちに同期ワードと、場合によっては、符号化ビットとを取り除いて（除去１２３）、残ったビットをデータ（データ出力）として更なる処理のために転送する。同期ワードの検索と、場合によっては、複数回のローテーション１２１による手法は、非巡回（即ち、メッセージの正確に定義された開始点の特定にもとづく）復号と看做すこともできる。ここで述べた措置は、データビット内において、同期ワードのパターンが出現しないか、或いは非常に小さい確率でしか出現しない場合に機能する。

実施構成に応じて、誤り試験は、符号シンボル列が明白な固定した開始点を有する場合にしか整合性を示さないことが有る（完全な非巡回誤り試験）。そのような場合、同期ワード（従って、同期ワード自体）の検索は不要である。そして、誤り試験によって、直接開始点が分かる。その場合、データワードの開始点は、符号から得られる（コンマフリー符号）
他方において、十分に長い同期ワードが存在する場合も、ＣＲＣ試験を省くことができる。そして、前述したＤＰＳＫ復調時の位相に関する不確実性を取り除くのに必要な整合性試験は、同期ワードのビットの検索に限定され、その検索自体は、高々ｍｓｇＬｅｎ回のビット列のローテーションを含むものである。同期ワードが発見された場合、整合性が認められると同時に、開始点も発見される。しかし、この実施構成は、信頼性の低下を伴い、しかも間違ったビットが検出されず、誤り訂正も不可能である。従って、この実施構成は、特に、データ伝送誤りに対して強いシステムに適している。

既に述べた通り、データワードを巡回符号化することもできる。その場合、同期ワードの検索が省かれる。

本発明による情報伝送システムが、図１０に図示されている。ポータブル機器１と書込及び／又は読出モジュール２の間において、ユーザー３の身体を介して、容量接合及び／又は抵抗結合によりデータを交換することができる。そのために、ポータブル機器１は、二つの電極２０１，２０２を備えており、それらの電極間に、信号発生器２０３によって、時間的に変化する電圧を印加することができる。図には、更に、伝送すべきデータを保持するデータメモリ２０４も図示されている。ポータブル機器は、ユーザーの身体、例えば、ポケットの中で持ち運ばれる。この場合、第一の電極２０１は、第二の電極２０２よりも身体の近くに有る。場合によっては、第一の電極を身体に直接接触させることもできる。書込及び／又は読出モジュール２は、第一の受信機電極２１１と第二の受信機電極２１２の間の電圧を検出することができる検出器２１３（最も簡単な場合、主に、増幅器から構成されるが、この検出器は、複雑な構成とすることもでき、例えば、弁別手段等を備えることができる）を備えている。第一の受信機電極２１１は、操作又は接触面として構成することができる。それは、書込及び／又は読出モジュールの一部とするか、或いはそのモジュールが、モジュールに付属しない、第一の電極として機能する金属体、例えば、扉の押ボタン又は扉のノブとの接触手段（例えば、接触電線）だけを備えることもできる。第二の電極も、必ずしもモジュール自体の構成要素である必要はない。ユーザー３が、第一の受信機電極の直ぐ近くに居る場合に、例えば、指が電極に触れるか、或いは殆ど触れていることによって、第一の電極と第二の電極間に、ポータブル機器の電極間の電圧に依存する、時間的に変化する電圧を誘導することができる。この原理は、冒頭に言及した文献により周知であり、ここでは、詳しく説明しない。検出器によって検出された電圧信号は、データ捕捉・復号ユニット２１５によって、前述した手法で処理することができる。

前記の実施構成は、如何にして本発明を実装することができるかの単なる例である。本発明の基本的な利点を放棄すること無く、それ以外の実装形態も可能である。第一の例として、相関器群を用いて、或いは一つの簡単な相関器だけでも、複数回の「合成」が無くとも、捕捉が可能であることを指摘しておきたい。その場合、例えば、ＤＰＳＫ復調方式による相対的な「正負符号」を計算するための演算による相対的な正負符号の予測も不要である。

ＢＰＳＫ以外のデジタルデータ変調、例えば、ＱＰＳＫ等も使用することが可能である。更に、ここで提案した符号長とビット長間の関係は、決して必須ではなく、ビット（シンボル）長と符号間のそれ以外の、有利には、所定の関係も可能である。

以上において、データの支援を受けない合成を用いた捕捉を説明したが、本発明は、データの支援を受けた捕捉方法によって実現することも可能である。

最後に、本発明をより良く理解してもらうために、「ポータブル機器」及び「書込及び／又は読出モジュール」という用語を選んだが、それらに対応する構成要素の配置は、必ずしも固定されていないことを指摘しておきたい。特に、ユーザーが携帯する機器が、容量／抵抗結合による受信機を備え、書込及び／又は読出モジュールとしての役割を果たすものと規定することもできる。それに代わって、及び／又はそれを補完して、送信機を備えた機器を少なくとも一時的に一つの箇所に装着することもできる、即ち、常に携帯可能な形態とする必要はない。

Claims (29)

1. 一つの機器と一つの書込及び／又は読出モジュールの間のデータ伝送方法であって、この方法が、
   符号シンボル列によりデータを表す工程と、
   その符号シンボル列をチップ周波数を有するチップ列により変調して、直接シーケンススペクトル拡散信号を発生させる工程と、
   その直接シーケンススペクトル拡散信号を搬送信号に変調して、変調された直接シーケンススペクトル拡散信号を発生させる工程と、
   その変調された直接シーケンススペクトル拡散信号をポータブル機器から容量結合及び／又は抵抗結合により書込及び／又は読出モジュールに伝送する工程と、
   を有し、
   この変調された直接シーケンススペクトル拡散信号が中心周波数の少なくとも２０％の帯域幅を有し、それにより、この伝送される変調された直接シーケンススペクトル拡散信号が超広帯域信号になるとともに、この中心周波数が２ＭＨｚ以内であるように、チップ周波数と搬送信号の搬送周波数を選定する方法。
2. チッピング符号の長さとして、符号シンボルの長さを選定することを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 超広帯域信号の最大振幅が、５Ｖ以内であることを特徴とする請求項１又は２に記載の方法。
4. 当該のチップ列による変調工程前に、伝送データを、先ずは、デジタルデータ変調方式により変調することを特徴とする請求項１から３までのいずれか一つに記載の方法。
5. デジタルデータ変調方式として、２進位相シフトキーイングを使用することを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. データ変調方式を、絶対位相に依存しない信号に変換する符号方式と組み合わせることを特徴とする請求項４又は５に記載の方法。
7. 当該のデータ変調方式と組み合わせる符号方式が、差動位相シフトキーイングに対応するものであることを特徴とする請求項６に記載の方法。
8. 書込及び／又は読出モジュールが受信した信号をサンプリングし、それによって、一連のサンプリング値を生成することと、その一連のサンプリング値の部分シーケンスを、保存しておいたチッピング符号を表す一連の値と相関を取ることを特徴とする請求項１から７までのいずれか一つに記載の方法。
9. 当該の一連のサンプリング値の中の連続する複数の部分シーケンスを、それぞれ当該の一連の値と相関を取ることと、データを捕捉するために、それらの相関演算結果を合成することとを特徴とする請求項８に記載の方法。
10. 当該の結果の合成が、データの支援を受けない形で行われることを特徴とする請求項９に記載の方法。
11. 当該の合成のために、それぞれ二つの相関演算結果のデータ内容に関して特徴的な値を予測することと、その値を用いて、二つの結果の中の一方を補正して、二つの結果の他方に加算することとを特徴とする請求項１０に記載の方法。
12. 当該の一連のサンプリング値の一つ又は複数の部分シーケンスを、相異なる一連の値と並列的に相関を取ることを特徴とする請求項８から１１までのいずれか一つに記載の方法。
13. 当該の相異なる一連の値が、相異なるサンプリング周波数によりサンプリングされたチッピング符号に対応するものであることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
14. 当該の一つ又は複数の部分シーケンスと相異なる一連の値の各々の間に相関が無い場合に、当該の一つ又は複数の部分シーケンスを、適合させたサンプリング周波数でサンプリングしたチッピング符号に対応する一連の値の別のグループと相関を取るか、或いは新たなサンプリング周波数による一連のサンプリング値を新たに生成して、再度相異なる一連の値と相関を取ることを特徴とする請求項１２又は１３に記載の方法。
15. 当該のデジタルデータ変調方式の逆変換時における受信信号と保存しておいたチッピング符号との相関を、同期のために使用することを特徴とする請求項４から７と８から１４までのいずれか一つに記載の方法。
16. 当該の受信信号と保存しておいたチッピング符号との相関結果を、符号シンボルから直接導き出すことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
17. タイミングの捕捉のために、少なくとも二つの判断基準を相関演算結果に適用することとし、その中の第一の判断基準が、これらの結果の絶対値と雑音レベルの比較を含み、第二の判断基準が、一つの絶対値の極大と最後の絶対値の極大間の時間的な距離とビット長との比較を含むことを特徴とする請求項８から１６までのいずれか一つに記載の方法。
18. 各相関演算結果にサンプリング周波数を適合させて、それにより、チューニング及び／又はファインチューニングを実現することを特徴とする請求項８から１７までのいずれか一つに記載の方法。
19. 送信機が、データワードの伝送終了直後に、データワードの伝送を新たに開始する形で、データを絶えず繰り返し送信することを特徴とする請求項１から１８までのいずれか一つに記載の方法。
20. データが、データの整合性及び／又は誤り訂正のために、少なくとも一つのデータビットを有することを特徴とする請求項１から１９までのいずれか一つに記載の方法。
21. 請求項１に記載の方法であって、データが差動位相シフトキーイングにより伝送され、書込及び／又は読出モジュールにより受信された信号が、スペクトル拡散の逆変換後に、シンボル列として表される方法において、
    データの整合性に関して、シンボル列の中のデータワードの長さの部分シーケンスを検査し、整合性が無い場合に、それぞれ隣接する二つのシンボル間の位相回転を行うことを特徴とする方法。
22. データが、同期に関して事前に既知のシーケンスを有することを特徴とする請求項１から２１までのいずれか一つに記載の方法。
23. 巡回符号化及び／又は非巡回符号化してデータを伝送することを特徴とする請求項１から２１までのいずれか一つに記載の方法。
24. チッピング符号の長さが、データビット長の整数倍に一致することと、スペクトル拡散変調が、データを表すデータビット列と同期して行われることとを特徴とする請求項１から２３までのいずれか一つに記載の方法。
25. 当該の伝送工程が、変調された直接シーケンススペクトル拡散信号をユーザーの身体に結合させて、その変調された直接シーケンススペクトル拡散信号を身体から受信することで構成されることを特徴とする請求項１から２４までのいずれか一つに記載の方法。
26. 少なくとも一つの機器と少なくとも一つの書込及び／又は読出モジュールを備えた、符号シンボル列で表されるデータを伝送するシステムであって、この機器は、二つの電極（２０１，２０２）と、二つの電極（２０１，２０２）間に時間的に変化する電圧を印加することが可能な一つの信号発生器（２０３）とを備えており、この書込及び／又は読出モジュールは、第一と第二の受信機電極（２１１，２１２）間の電圧又は電流を検出することが可能な検出器（２１３）と、第一と第二の受信機電極（２１１，２１２）間で検出された信号からデータを算出するためのデータ捕捉・復号ユニット（２１５）とを備えているシステムにおいて、
    符号シンボル列によりデータを表す工程と、
    その符号シンボル列をチップ周波数を有するチップ列により変調して、直接シーケンススペクトル拡散信号を発生させる工程と、
    その直接シーケンススペクトル拡散信号を搬送信号に変調して、変調された直接シーケンススペクトル拡散信号を発生させる工程と、
    その変調された直接シーケンススペクトル拡散信号をポータブル機器から容量結合及び／又は抵抗結合により書込及び／又は読出モジュールに伝送する工程と、
    を有する方法であって、
    この変調された直接シーケンススペクトル拡散信号が中心周波数の少なくとも２０％の帯域幅を有し、それにより、この伝送される変調された直接シーケンススペクトル拡散信号が超広帯域信号になるとともに、この中心周波数が２ＭＨｚ以内であるようにチップ周波数と搬送信号の搬送周波数を選定する方法を実施するように、信号発生器（２０３）がプログラミング及び／又は駆動されることを特徴とするシステム。
27. 二つの電極（２０１，２０２）と、二つの電極（２０１，２０２）間に時間的に変化する電圧を印加することが可能な信号発生器（２０３）とを備えた、書込及び／又は読出モジュールに符号シンボル列で表されるデータを伝送するための機器において、
    符号シンボル列によりデータを表す工程と、
    その符号シンボル列をチップ周波数を有するチップ列により変調して、直接シーケンススペクトル拡散信号を発生させる工程と、
    その直接シーケンススペクトル拡散信号を搬送信号に変調して、変調された直接シーケンススペクトル拡散信号を発生させる工程と、
    その変調された直接シーケンススペクトル拡散信号をポータブル機器から容量結合及び／又は抵抗結合により書込及び／又は読出モジュールに伝送する工程と、
    を有する方法であって、
    この変調された直接シーケンススペクトル拡散信号が中心周波数の少なくとも２０％の帯域幅を有し、それにより、この伝送される変調された直接シーケンススペクトル拡散信号が超広帯域信号になるとともに、この中心周波数が２ＭＨｚ以内であるようにチップ周波数と搬送信号の搬送周波数を選定する方法を実施するように、信号発生器（２０３）がプログラミング及び／又は駆動されることを特徴とする機器。
28. 第一と第二の受信器電極（２１１，２１２）間の電圧又は電流を検出することが可能な検出器（２１３）と、第一と第二の受信機電極（２１１，２１２）間で検出された信号からデータを算出するためのデータ捕捉・復号ユニット（２１５）とを備えた、一つの機器から容量結合及び／又は抵抗結合により伝送することが可能なデータを受信するための書込及び／又は読出モジュールにおいて、
    データ捕捉・復号ユニット（２１５）が、直接シーケンススペクトル拡散方式によるデータを表す、中心周波数の少なくとも２０％の帯域幅を有する超広帯域信号からデータを取り出すための手段を有し、この中心周波数が２ＭＨｚ以内であり、この取り出すための手段が、この超広帯域信号を復調及び逆拡散するために配備されていることを特徴とする書込及び／又は読出モジュール。
29. 雑音及び／又は干渉レベルが一定の値に達するか、信号の到来が確認されるか、或いはその両方が満たされた場合に、直ちにデータ捕捉・復号ユニット（２１５）を作動させることが可能なウェークアップ回路を特徴とする請求項２８に記載の書込及び／又は読出モジュール。

Images