JP2013130180A - 真空ポンプ - Google Patents

Abstract

【課題】モータ電流や電磁石電流の高調波成分を低減することができる真空ポンプの提供。
【解決手段】真空ポンプは、ロータと、ロータを回転駆動するモータ３６と、ロータを磁気浮上支持する磁気軸受と、磁気軸受に駆動電流を供給する励磁アンプ１００と、出力電圧が可変なＤＣ電源４２Ｂと、励磁アンプ１００をＰＷＭ制御する制御部４４とを備えている。そして、制御部４４は、軸受負荷の大小を判定し、その軸受負荷が小さい場合ほどＤＣ電源４２Ｂの出力電圧をより低く設定するようにした。その結果、軸受電流に含まれる高調波成分を低負荷時において低減することができる。
【選択図】図３

Description

本発明は、ターボ分子ポンプ等の真空ポンプに関する。

ターボ分子ポンプでは回転翼が形成されたロータをモータで回転駆動し、この回転翼を固定翼に対して高速回転させることにより気体分子を排気している。そのようなターボ分子において、モータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により回転駆動するものが知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００７−８２３７０号公報

ところで、従来のターボ分子ポンプでは、インバータ入力電圧はモータ最大負荷に対応した最大電圧値に固定されている。モータ電流はＰＷＭ制御により制御されているため、インバータのスイッチング素子のオンオフに伴って電流が急激に変化するスイッチングリップルが発生し、モータ電流の高調波成分が大きくなる。その結果、高調波成分による渦電流損の割合が増加し、電力ロスの増大や、ロータ温度の上昇を招くという問題があった。

請求項１の発明に係る真空ポンプは、排気機能部が形成されたロータと、ロータを回転駆動するモータと、ロータを磁気浮上支持する磁気軸受と、磁気軸受に駆動電流を供給する磁気軸受励磁アンプと、励磁アンプにＰＷＭ信号を出力してＰＷＭ制御を行う磁気軸受制御部と、出力電圧が可変な励磁アンプ用電源と、軸受負荷の大小を判定し、その軸受負荷が小さい場合ほど励磁アンプ用電源の出力電圧をより低く設定する軸受用電圧設定部と、を備えたことを特徴とする。
請求項２の発明は、請求項１に記載の真空ポンプにおいて、モータを駆動するインバータと、インバータにＰＷＭ信号を出力してＰＷＭ制御を行うモータ制御部と、出力電圧が可変なインバータ用電源と、モータ負荷の大小を判定し、そのモータ負荷が小さい場合ほどインバータ用電源の出力電圧をより低く設定するモータ用電圧設定部と、をさらに備えたことを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項２に記載の真空ポンプにおいて、モータ用電圧設定部は、モータ制御部から出力されるＰＷＭ信号に基づいてモータ負荷の大小判定を行い、軸受用電圧設定部は、磁気軸受制御部から出力されるＰＷＭ信号に基づいて軸受負荷の大小判定を行うことを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項２または３に記載の真空ポンプにおいて、励磁アンプにＰＷＭ信号を出力する磁気軸受制御部と、インバータにＰＷＭ信号を出力するモータ制御部とを一つのデジタル演算器で構成したことを特徴とする。
請求項５の発明は、請求項２乃至４のいずれか一項に記載の真空ポンプにおいて、モータ用電圧設定部および軸受用電圧設定部による設定を無効とし、インバータ用電源および励磁アンプ用電源の出力電圧を所望の電圧に設定する指令を入力するための指令入力部を備えたものである。
請求項６の発明は、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の真空ポンプにおいて、モータ制御部は、矩形波駆動または正弦波駆動によるＰＷＭ制御を行うことを特徴とする。
請求項７の発明に係る真空ポンプは、排気機能部が形成されたロータと、ロータを回転駆動するモータと、モータを駆動するインバータと、インバータに正弦波駆動によるＰＷＭ信号を出力してＰＷＭ制御を行うモータ制御部と、出力電圧が可変なインバータ用電源と、モータ負荷の大小を判定し、そのモータ負荷が小さい場合ほどインバータ用電源の出力電圧をより低く設定するモータ用電圧設定部と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、低負荷時においてモータ電流や電磁石電流の高調波成分を低減することができ、省電力化やロータ温度の低減を図ることができる。

ターボ分子ポンプのポンプユニット１を示す断面図である。 磁気軸受３７，３８の電磁石の配置を示す図である。 コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。 インバータ４３の構成を示す図である。 励磁アンプ１００の構成を示す図である。 モータの励磁シーケンスを説明する図である。 ＰＷＭ制御時のＰＷＭ電圧波形とモータ電流波形とを示す図である。 デューティ比の設定方法を説明する図である。 インバータ入力電圧およびデューティ比の制御を説明するフローチャートである。 モータ駆動開始後のデューティ比、インバータ入力電圧および回転数の時間的変化の一例を示す図である。 モータ負荷とデューティ比との関係を示す図である。 インバータ入力電圧を３段階で切り換える場合の一例を示す図である。 ロータ位置とＰＷＭ信号との関係を説明する図である。 磁気軸受電磁石２００に流れる電磁石電流Ｉmを説明する図である。 ＤＣ電源４２Ｂの出力電圧の切替動作を説明するフローチャートである。 正弦波駆動の場合のＰＷＭ信号を説明する図である。 ＤＣ電源４２Ａ，４２Ｂの電圧切換の切換時間を説明する図である。

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。ターボ分子ポンプは、ポンプシステムとして、真空排気を行うポンプユニットと、ポンプユニットを駆動制御するコントロールユニットとを備えている。図１は、ポンプユニット１の概略構成を示す断面図である。図１に示したターボ分子ポンプは磁気軸受式のポンプであり、ロータ３０は、５軸制御型磁気軸受を構成する磁気軸受３７，３８によって非接触支持される。磁気軸受３７，３８によって回転自在に磁気浮上されたロータ３０は、モータ３６により回転駆動される。モータ３６には、例えば、ＤＣブラシレスモータが用いられる。ロータ３０の回転数は回転数センサ２３によって検出される。回転数センサ２３には、例えばインダクタンス式のセンサが用いられる。

ロータ３０には、排気機能部として、複数段の回転翼３２と円筒状のネジロータ３１とが形成されている。一方、固定側には、排気機能部として、軸方向に対して回転翼３２と交互に配置された複数段の固定翼３３と、ネジロータ３１の外周側に設けられたネジステータ３９が設けられている。各固定翼３３は、それぞれ一対のスペーサリング３５によって軸方向上下から挟持されるように積層され、ベース２０上に載置されている。吸気口フランジ２１が形成されたポンプケーシング３４をベース２０に固定すると、積層されたスペーサリング３５がベース２０とポンプケーシング３４との間に挟持され、各固定翼３３が位置決めされる。

ベース２０には排気ポート２２が設けられ、この排気ポート２２にバックポンプが接続される。ロータ３０を磁気浮上させつつモータ３６により高速回転駆動することにより、吸気口側の気体分子は排気ポート２２側へと排気される。

図２は各磁気軸受３７，３８の電磁石の配置を示す図であり、ロータ３０の回転軸３０ａをｚ軸方向とした。磁気軸受３７，３８は５軸制御型磁気軸受を構成している。すなわち、磁気軸受３７Ａは回転軸３０ａを挟んで対向配置された１組の電磁石３７Ａｘと１組の電磁石３７Ａｙとを有し、磁気軸受３７Ｂは回転軸３０ａを挟んで対向配置された１組の電磁石３７Ｂｘと１組の電磁石３７Ｂｙとを有し、磁気軸受３８はスラストディスク３０ｂを挟んで対向配置された１組の電磁石３８ｚを有している。５軸制御型磁気軸受の場合、５組１０個の電磁石を有している。

図３は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。外部からのＡＣ入力は、コントロールユニットに設けられたＡＣ／ＤＣコンバータ４０によってＤＣ電圧に変換される。そのＤＣ電圧はＤＣ／ＤＣコンバータ４１に入力され、そこでモータ用のＤＣ電圧と磁気軸受用のＤＣ電圧とが生成され、それらはモータ用のＤＣ電源４２Ａおよび磁気軸受用のＤＣ電源４２Ｂにそれぞれ入力される。

ＤＣ電源４２Ａ，４２Ｂは出力電圧が可変な電源である。モータ３６を駆動するインバータ４３には、ＤＣ電源４２ＡのＤＣ電圧が印加される。また、磁気軸受３７，３８を構成する電磁石に励磁電流を供給する複数の励磁アンプ１００には、ＤＣ電源４２ＢのＤＣ電圧が印加される。１０個の磁気軸受電磁石２００は、図２に示した１０個の電磁石に対応するものであり、各磁気軸受電磁石２００毎に励磁アンプ１００が設けられている。

制御部４４はモータおよび磁気軸受の制御を行うデジタル演算器であり、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などが用いられる。制御部４４は、ＤＣ電源４２Ａ，４２Ｂに対しては出力電圧を設定するための出力電圧制御信号４０１，４０２を出力し、状況に応じて異なる電圧（例えば、高電圧ＶHおよび低電圧ＶL）をＤＣ電源４２Ａ，４２Ｂから出力させる。また、制御部４４は、インバータ４３および各励磁アンプ１００を制御する制御部としても機能し、インバータ４３および各励磁アンプ１００のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号４０３，４０４を各々に出力する。詳細は後述する。

なお、インバータ４３にＰＷＭ信号を出力する機能と各励磁アンプ１００にＰＷＭ信号を出力する機能とを個別にＩＣ出力するように構成すると、それらのために広い基板面積が必要となる。また、各々のＰＷＭ信号を決めるためのデューティ比に基づいてＤＣ電源４２Ａ，４２Ｂの電圧制御を行っているので、多数の配線パターンが必要となる。ＰＷＭ信号はデジタル演算器で処理が容易なので、本実施の形態ではデジタル演算器としてＦＰＧＡ等を使用し、ＰＷＭ信号生成機能もデジタル演算器内部で行わせるように構成することで、複数のＩＣやそれらに関する配線パターンを省略することができ、回路基板の小型化が図れる。

図４はインバータ４３を示す図である。インバータ４３には、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６が設けられている。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６には、MOSFETやIGBTなどのパワー半導体素子が用いられる。Ｄ１〜Ｄ６は環流ダイオードである。モータステータ３６１に設けられたＵ，Ｖ，Ｗ相コイルに流れる電流は、電流センサ４５Ｕ，４５Ｖ，４５Ｗによってそれぞれ検出される。

制御部４４は、電流センサ４５Ｕ，４５Ｖ，４５Ｗによって検出された電流値および回転数センサ２３によって検出された回転数に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ制御するためのＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号により各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフすることにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイルにモータ駆動電流が供給される。

図５は、励磁アンプ１００の構成を示す図である。図５に示した磁気軸受電磁石２００は、一軸の磁気軸受を構成する一対の電磁石の一方に対応している。そのため、５軸磁気軸受では、磁気軸受電磁石２００を合計で１０個備えている。励磁アンプ１００は各磁気軸受電磁石２００に対して設けられる。励磁アンプ１００は、直列接続されたスイッチング素子とダイオードとを直列接続したものを、さらに２つ並列接続したものである。磁気軸受電磁石２００は、スイッチング素子ＳＷ１０およびダイオードＤ１０の中間と、スイッチング素子ＳＷ１１およびダイオードＤ１１の中間との間に接続される。

スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１には、制御部４４からＰＷＭ信号が入力される。スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１は同時にオンオフされ、両方ともオンの場合には実線矢印で示すように電流が流れ、両方ともオフの場合には破線矢印で示すように電流が流れる。

（モータ駆動の説明）
図６は、１２０度通電（矩形波駆動）でモータ３６を駆動する場合の励磁シーケンスを示す図である。図６では、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のオンオフタイミング、および、Ｕ相電流，Ｖ相電流，Ｗ相電流を示した。丸で囲った１〜１２の数字はステップ順を示している。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、High信号でオンされ、Low信号でオフされる。例えば、ステップ１では、図４のスイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ５がオンされ、Ｕ相コイルに正方向の電流が流れ、Ｖ相コイルに負方向の電流が流れる。続くステップ２では、スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ６がオンされ、Ｕ相コイルに正方向の電流が流れ、Ｗ相コイルには負方向の電流が流れる。

図６に示すような手順でスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフすることにより、モータステータ３６１に回転磁界が形成され、その回転磁界によってモータロータが回転駆動される。モータロータの回転速度（すなわち回転数）は、スイッチングの周期を変えることにより可変とされる。また、図６に示すHigh信号の区間におけるＰＷＭ信号のデューティ比を変えることによって、モータ電流の制御、すなわちモータ電力の制御が行われる。デューティ比を大きくするとモータ電流は大きくなり、逆に、デューティ比を小さくするとモータ電流が小さくなる。

上述のように、モータ回転速度（すなわち回転数）は図６に示すスイッチングの周期によって決まり、スイッチング周期を短くすれば回転速度は速くなり、逆に、スイッチング周期を長くすれば回転速度は遅くなる。しかし、ガス負荷等が加わってモータ負荷が増大した場合、そのときのモータ電力が小さいとスイッチング周期で決まる回転数を維持できなくなって、モータの回転数が減少する。

一般に、ターボ分子ポンプを使用する場合には、モータ回転は一定の目標回転数（通常は定格回転数）とされ、その目標回転数に維持できる程度の電力で回転駆動されている。そのため、ガス流入量ゼロの状態からガス流入が開始されてモータ負荷が増加した場合には、モータ電流を増加させてモータ回転数を定格回転数に維持するようにしている。すなわち、デューティ比を制御して定格回転数が維持されるようにしている。ガス流入が停止されて再び無負荷状態となると、モータ電力が大きいままだと回転数が上昇傾向となるので、回転数が一定に維持されるようにデューティ比を変化させる制御が働き、再びデューティ比は低下する。

従来のターボ分子ポンプではインバータ入力電圧が一定値に固定されているため、上述したモータ電力の調整はＰＷＭ信号のデューティ比を変化させることで行っている。図７は、ＰＷＭ制御時の相コイルの電圧波形（ＰＷＭ電圧波形）と電流波形とを示したものである。図７（ａ），（ｂ）はガス流量がゼロの無負荷定格回転（低負荷）の場合を示し、図７（ｃ），（ｄ）はモータ負荷が高負荷の場合を示す。高負荷の場合、モータ電流を大きくするようにデューティ比Ｄが大きな値に設定され、そのときのＰＷＭ電圧波形は図７（ｃ）に示すようになる。図７（ｃ）に示す例では、デューティ比ＤはＤ2＝Δｔ2／Δｔとなっている。図７（ｄ）は、図７（ｃ）に示すＰＷＭ電圧波形の場合の電流波形を示す。

一方、無負荷定格回転時には、回転を維持するために必要なモータ電力は非常に小さくて済む。従来のターボ分子ポンプにおいては、インバータ入力電圧はモータの最大負荷に合わせた電圧に設定されている。そのため、無負荷定格回転時のデューティ比Ｄは、図７（ａ）に示すように小さな値Ｄ1（＝Δｔ1／Δｔ）となる。

ところで、電流波形におけるＰＷＭスイッチングリップルの傾きはＶ／Ｌ（Ｖはインバータ入力電圧、Ｌはコイルのインダクタンス）に依存するが、インバータ入力電圧は負荷の大小に関わらず一定に保たれている。そのため、低負荷の場合も高負荷の場合も、ＰＷＭスイッチングリップルの傾きは同じになる。ＰＷＭスイッチングリップルは高調波成分の原因となり、傾きが大きいほど高調波成分が増加する。そのため、鉄損（渦電流損）が大きくなり、エネルギーロスが大きくなる。

そこで、本実施の形態では、電力的に余裕のある低負荷時には、インバータ入力電圧を低くすることでＰＷＭスイッチングリップルの傾きが緩やかになるようにし、高調波成分の発生を低減するようにした。すなわち、インバータ入力電圧であるＤＣ電源４２Ａの出力電圧を上述のように可変とすることで、モータ負荷が低い場合には、モータ負荷が高い場合よりも低いインバータ入力電圧に設定するようにした。

図８はモータ負荷に応じたインバータ入力電圧の制御例の一例を示したものであり、高負荷時にはインバータ入力電圧を高電圧ＶHとし、低負荷時にインバータ入力電圧を低電圧ＶLに変更するようにした。図８（ａ），（ｂ）は高負荷時、例えばガス負荷が大きい場合におけるＰＷＭ電圧波形と電流波形とを示したものである。一方、図８（ｃ），（ｄ）は低負荷時、例えばガス負荷が比較的小さい場合や無負荷時におけるＰＷＭ電圧波形と電流波形とを示したものである。ここでは、無負荷定格回転時における状況を示した。

高電圧ＶHは、従来のターボ分子ポンプにおけるインバータ入力電圧と同程度に設定される。そのため、図８（ａ）に示すように、高負荷時におけるデューティ比Ｄは図７（ｃ）に示す場合のデューティ比Ｄ2の場合と同様に大きくなる。

一方、低電圧ＶLは、無負荷定格回転時におけるデューティ比Ｄが、図７（ａ）に示す従来の無負荷定格回転時におけるデューティ比Ｄ1よりも大きくなるように設定されている。図７（ａ），（ｂ）に示す状態から図８（ｃ），（ｄ）に示す状態に切り換える場合、低電圧ＶLとなった場合のデューティ比Ｄ3（＝Δｔ3／Δｔ）は、モータに供給される電力がインバータ入力電圧の設定切換前後でほぼ等しくなるように設定される。すなわち、図７（ａ），（ｂ）の場合の電力と図８（ｃ），（ｄ）に示す場合の電力とがほぼ等しくなるように設定される。言い換えると、無負荷時には、インバータ入力電圧が低電圧ＶLの場合にはデューティ比Ｄ1で定格回転数Ｎ0に維持され、インバータ入力電圧が高電圧ＶHの場合にはデューティ比Ｄ3で定格回転数Ｎ0に維持される。

電圧切り換え後のインバータ入力電圧ＶLは切り換え前の電圧ＶHよりも低いので、図８（ｄ）に示すように電流波形の立ち上がりが緩やかになり、モータ電流に含まれる高調波成分が小さくなる。

図９は、本実施の形態におけるインバータ入力電圧およびデューティ比の制御の一例を説明するフローチャートである。図９に示す制御は、ロータ３０が磁気軸受により磁気浮上され、モータ回転指令が制御部４４に入力されるとスタートする。ステップＳ１１０では、インバータ入力電圧Ｖを高電圧ＶHに設定し、モータ駆動を開始する。

ステップＳ１１０の処理によりモータ駆動を開始したならばステップＳ１２０に進み、モータ回転数を定格回転数Ｎ0まで上昇させる加速制御が開始される。すなわち、回転数センサ２３により検出された回転数に基づいて、モータ回転数が目標回転数である定格回転数Ｎ0となるように、検出された回転数をフィードバックしてＰＷＭ信号のデューティ比Ｄを設定する。

例えば、定格回転数Ｎ0と検出回転数Ｎとの差分（＝Ｎ0−Ｎ）が所定値ΔＮ以上の場合にはデューティ比を増加させ、差分が−ΔＮ以下であった場合にはデューティ比を減少させる。そして、｜差分｜＜ΔＮの場合、すなわち定格回転数範囲内となった場合にはデューティ比を変化させず維持させるようにする。また、ステップＳ１１０の初期値Ｄ0を１とし、デューティ比Ｄ＝１で加速を開始し、回転数Ｎが予め定めた回転数Ｎ1（＜Ｎ0）よりも大きくなったならば、上述のように差分に応じてデューティ比制御を行うようにしても良い。

図１０は、モータ駆動開始後のデューティ比Ｄ、インバータ入力電圧および回転数の時間的変化の一例を示したものである。時刻ｔ1にモータの回転駆動を開始すると、デューティ比Ｄは初期値Ｄ0から徐々に増加する。図１０に示す例では時刻ｔ2の時点でＤ＝１となる。その後、回転数Ｎが定格回転数Ｎ0に近付くとデューティ比Ｄは減少しはじめ、最終的には無負荷定格回転を維持できる値（ここではＤ1）まで減少する。デューティ比Ｄ1においてはモータ負荷とモータ供給電力とが釣り合って回転数（＝定格回転数Ｎ0）が一定となる。図１０に示す例では、デューティ比ＤがＤ1となった後に回転数Ｎが定格回転数Ｎ0に達しているが、デューティ比Ｄの制御の仕方によっては、いったん定格回転数Ｎ0を越えた後に減少してＮ＝Ｎ0となる場合もある。

図９のステップＳ１３０では、回転数センサ２３により検出された回転数Ｎが定格回転数Ｎ0となったか否かを判定し、定格回転数Ｎ0と判定されるとステップＳ１４０へ進んで加速制御を停止する。続くステップＳ１５０では、回転数Ｎが定格回転数Ｎ0に維持されるようなデューティ比制御（速度フィードバック制御）を開始する。すなわち、検出される回転数Ｎが定格回転数Ｎ0よりも低下したならばデューティ比Ｄを増加させ、逆に、回転数Ｎが定格回転数Ｎ0よりも大きくなった場合にはデューティ比Ｄを減少させる。

ステップＳ１６０では、デューティ比Ｄが所定の値Ｄ4以下であるか否かを判定する。ここで、デューティ比Ｄ4はインバータ入力電圧を高電圧ＶHから低電圧ＶLへと切り替える閾値であって、モータ電流の高調波成分が問題となり始めるデューティ比Ｄ1よりもやや大きめに設定される。

ところで、モータ負荷が大きいか小さいかを判定する場合には、負荷情報としてのモータ電流値から判定する方法がある。しかし、モータ電流値を監視しながらインバータ入力電圧を制御する場合、大きな電流値が検出されても、それがノイズにより流れた電流なのか制御部４４からの指令に応じて流れた電流なのか分かりづらい。また、そのようなことを避けるために、ノイズなどの影響をなくすために電流値をフィルタ処理した場合には、フィルタによる時間遅れが出てしまうことがある。

そこで、本実施の形態では、モータ電流を流すための指令値であるＰＷＭ信号に着目し、ＰＷＭ信号の変化を監視しながらインバータ入力電圧を変更するようにした。ＰＷＭ信号を用いる場合、スイッチングリップルやノイズの影響も無く、フィルタを用いる場合のように時間遅れもない。もちろん、電流センサ４５Ｕ，４５Ｖ，４５Ｗによって検出されたモータ電流に基づいてモータ負荷を判定するようにしても良い。

ステップＳ１６０においてデューティ比ＤがＤ4以下と判定されるとステップＳ１７０へ進み、インバータ入力電圧を高電圧ＶHから低電圧ＶLに切り替える動作を開始する。なお、インバータ入力電圧が変化すると電流値が変化して回転数が変化するが、上述したように、回転数Ｎが定格回転数Ｎ0に維持されるような速度フィードバック制御が行われているので、回転数を元に戻すようにデューティ比Ｄが変更される。そのため、ステップＳ１７０における高電圧ＶHから低電圧ＶLへの切り替えは、回転数の変化にデューティ比Ｄの変化が追従できる程度に徐々に変化させる。

図１０に示す例では、ステップＳ１３０で回転数が定格回転数Ｎ0であると判定された時点では、既にデューティ比ＤはＤ1であってＤ4よりも小さくなっている。そのため、ステップＳ１６０でＤ≦Ｄ4と判定されてインバータ入力電圧が低電圧ＶLに切り替えられる。切り替え前のＰＷＭ電圧波形およびモータ電流波形は図７（ａ），（ｂ）に示す状態であるが、インバータ入力電圧が最終的に低電圧ＶLになると、図８（ｃ），（ｄ）に示すような状態となる。その結果、電流波形の立ち上がりが緩やかになり、モータ電流中の高調波成分の比率が減少する。なお、図１０においては、時刻ｔ3においてデューティ比ＤがＤ1からＤ3へ変化するように記載されているが、実際には上述したように徐々に変化する。後述する、時刻ｔ6，ｔ8における切替の場合も同様である。

図９のステップＳ１８０では、デューティ比Ｄが値Ｄ5（Ｄ3＜Ｄ5≦１）以上となったか否かを判定し、Ｄ≧Ｄ5と判定されるとステップＳ１９０へ進む。ステップＳ１９０では、インバータ入力電圧を低電圧ＶLから高電圧ＶHへと切り替える。この場合も、ステップＳ１７０の場合と同様に、インバータ入力電圧を徐々に変化させる。ステップＳ１９０の処理が終了したら、ステップＳ１６０へ戻る。

図１０では、時刻ｔ3から時刻ｔ4まではガス負荷＝０であって無負荷定格回転状態なので、定格回転数Ｎ0に保つためにデューティ比ＤはＤ3のまま一定に保持される。そして、時刻ｔ4においてガス流入量の比較的小さい低ガス負荷状態となると、その直後は回転数Ｎが低下する。しかし、ステップＳ１５０の処理によって、回転数Ｎを定格回転数Ｎ0に維持するようにデューティ比Ｄが変更される。すなわち、図１０に示すように、時刻ｔ4直後にデューティ比Ｄが増加し、回転数Ｎが定格回転数Ｎ0になるとデューティ比Ｄは一定となる。

さらに、時刻ｔ5においてガス流入量が増えて高ガス負荷状態となると、再び回転数Ｎが定格回転数Ｎ0に維持されるようにデューティ比Ｄを増加させる。その後、時刻ｔ6にデューティ比ＤがＤ≧Ｄ5となると、図９のステップＳ１９０の処理によってインバータ入力電圧が低電圧ＶLから高電圧ＶHに切り替えられる。インバータ入力電圧切り替え後も、回転数Ｎが定格回転数Ｎ0となるようにデューティ比Ｄを増加され、回転数Ｎが定格回転数Ｎ0となったところでデューティ比は一定とされる。

その後、図１０の時刻ｔ7においてガス流入が停止されて無負荷状態となると、回転数Ｎが定格回転数Ｎ0に維持されるようにデューティ比Ｄを減少させる。デューティ比Ｄが減少して時刻ｔ8にＤ≦Ｄ4となると、図９のステップＳ１７０の処理によりインバータ入力電圧が高電圧ＶHから低電圧ＶLに切り換えられる。切り替え後のデューティ比Ｄは上述したＤ3よりも大きくなるが、その後も回転数Ｎが定格回転数Ｎ0となるようにデューティ比Ｄの減少が継続される。そして、無負荷定格回転Ｎ0におけるデューティ比Ｄ3となったところで、デューティ比Ｄは一定となる。

図１１（ａ）は、図９，１０で説明した電圧切り替えの場合の、モータ負荷とデューティ比Ｄとの関係を示す図である。横軸はモータ負荷であり、無負荷と記した位置はガス負荷がゼロとなる所である。ラインＬ１はインバータ入力電圧が高電圧ＶHの場合を示し、ラインＬ２はインバータ入力電圧が低電圧ＶLの場合を示す。無負荷状態（無負荷定格回転状態）では、ラインＬ１の場合にはデューティ比Ｄ1となり、ラインＬ２の場合にはデューティ比Ｄ3となる。

インバータ入力電圧を高電圧ＶHから低電圧ＶLへと切り換える場合には、デューティ比ＤがＤ4以下となった時点で切り替わり、インバータ入力電圧を低電圧ＶLから高電圧ＶHへと切り換える場合には、デューティ比ＤがＤ5以上となった時点で切り替わる。すなわち、モータ負荷が減少する場合と上昇する場合とでは切換時のモータ負荷が異なっている。そのため、切り替わり点の近辺でモータ負荷が変動するようなことがあっても、高電圧ＶHと低電圧ＶLとの間で頻繁に切り替わるという不都合を避けることができ。

図１１（ａ）に示す例では、上述したようにモータ電流の高調波成分が問題となるデューティ比Ｄ1よりもやや大きなデューティ比Ｄ4において、インバータ入力電圧を高電圧ＶHから低電圧ＶLへと切り換えてデューティ比Ｄを大きくするようにした。一方、図１１（ｂ）に示す例では、モータ負荷を高負荷と低負荷とに区分し、モータ負荷がその境界を越えたときにインバータ入力電圧を切り換えるようにした。その境界におけるデューティ比Ｄは、ラインＬ１の場合にはＤ6となり、ラインＬ２の場合にはＤ7となる。図１１（ｂ）の場合も、図１１（ａ）に示すように切り換えの方向によってモータ負荷が異なる、いわゆるヒステリシスを設けるようにしても良い。

上述した例では、インバータ入力電圧を高電圧ＶHと低電圧ＶLとの間で切り換える場合について説明したが、３種類以上の設定電圧を設けて３段階以上で切り換える場合にも同様に適用することができる。図１２に、インバータ入力電圧をＶ１，Ｖ２，Ｖ３の三種類に区分して、３段階で切り換える場合の一例を示した。ラインＬ１１は高電圧Ｖ１の場合を、ラインＬ１２は中電圧Ｖ２の場合を、ラインＬ１３は低電圧Ｖ３の場合をそれぞれ示す。

ここでは、低負荷、中負荷および高負荷の区分は、電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３におけるデューティ比Ｄが等しい値Ｄ8となるように設定した。高電圧Ｖ１から中電圧Ｖ２へ切り換えるとデューティ比ＤはＤ8からＤ9へと大きくなり、中電圧Ｖ２から低電圧Ｖ３へ切り換えるとデューティ比ＤはＤ8からＤ10へと大きくなる。この例の場合には、デューティ比Ｄは、モータ電流の高調波成分が問題となるデューティ比Ｄ1よりも十分に大きなＤ8以上に設定されることになる。

（磁気軸受制御の説明）
前述したように、励磁アンプ１００は、スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１のオンオフをＰＷＭ制御することにより、磁気軸受電磁石２００の電流を制御している。通常、安定状態では、支持対象であるロータ３０は、磁気軸受によって所定の支持位置に支持されている。ロータ３０の位置が変化して磁気軸受電磁石２００とロータ３０との距離が小さくなると、励磁アンプ１００は磁気軸受電磁石２００の電流を小さくして吸引力を弱くする。逆に、磁気軸受電磁石２００とロータ３０との距離が大きくなると、励磁アンプ１００は磁気軸受電磁石２００の電流を大きくして吸引力を強くする。

図１３は、ロータ位置とＰＷＭ信号との関係を説明する図である。また、図１４は、図１３に示すＰＷＭ信号が励磁アンプ１００に入力された場合の、磁気軸受電磁石２００に流れる電磁石電流Ｉmを説明する図である。ＰＷＭ信号Ｓ5は、制御信号Ｓ1とキャリア信号Ｓ4とを比較することにより生成される。制御信号Ｓ1のレベルがキャリア信号Ｓ4のレベル以上である場合には、ＰＷＭ信号Ｓ5はオン状態（ハイレベル）となり、制御信号Ｓ1のレベルがキャリア信号Ｓ4のレベルよりも低い場合には、ＰＷＭ信号Ｓ5はオフ状態（ローレベル）となる。

図１３（ａ）は、ロータ３０が所定支持位置に支持されているときの制御信号Ｓ1およびＰＷＭ信号Ｓ5を示したものである。ロータ３０が所定支持位置（中立位置）に支持されているときは、電磁石電流Ｉmは変更されず一定の値に維持される。この場合、制御信号Ｓ1のレベルはキャリア信号Ｓ4の最大値Ｖcの１／２に設定される。その結果、デューティ比（＝Ｔ１／Ｔ０）が５０％のＰＷＭ信号Ｓ5が生成される。

ＰＷＭ信号Ｓ5がオンの場合には、図５の実線矢印のように電流が流れる。このときの電流の傾きは、ＤＣ電源４２Ｂの電圧をＶ、磁気軸受電磁石２００のインダクタンスをＬとすると、Ｖ/Ｌに比例している。一方、ＰＷＭ信号Ｓ5がオフの場合には、スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１はオフ状態（開状態）となる。このとき、電磁石コイルには電磁エネルギーが蓄積されているため、そのエネルギーの放電により、電磁石電流Ｉmは破線矢印のように流れ、その大きさは時間の経過と共に減少する。このときの電流の傾きも、Ｖ/Ｌに比例することになる。このように、ＰＷＭ信号Ｓ5のオンオフが繰り返されることにより、小刻みに上下する電流が発生する。モータ電流の場合と同様に、この小刻みな変化はスイッチングリップルと呼ばれるもので、高調波成分の発生の原因となる。

一方、図１３（ｂ）および図１４（ｂ）は、ロータ３０が所定支持位置から磁気軸受電磁石２００に近づいた場合の制御信号Ｓ1、ＰＷＭ信号Ｓ5、電磁石電流Ｉmを示している。この場合には、図１３（ｂ）に示すように制御信号Ｓ1のレベルはＶc／２よりも小さく設定され、ＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比は５０％よりも小さくなる。図１４（ｂ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｓ5のオフ状態の方が長いと、電磁石電流Ｉmは小刻みな増減を繰り返しながらも平均値は徐々に減少する。すなわち、ロータ３０が磁気軸受電磁石２００に近づくと電磁石電流Ｉmは減少し、吸引力が減少する。

逆に、ロータ３０が磁気軸受電磁石２００から遠ざかると、制御信号Ｓ1のレベルは図１３（ｃ）に示すようにＶc／２よりも大きく設定される。その結果、ＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比は５０％よりも大きくなり、図１４（ｃ）に示すように電磁石電流Ｉmの平均値は増加する。すなわち、ロータ３０が磁気軸受電磁石２００から遠ざかると、磁気軸受電磁石２００の吸引力は増加する。

図２に示したように磁気軸受は支持対象（ロータ３０の回転軸３０ａまたはスラストディスク３０ｂ）を挟んで一対の電磁石が配置されており、支持対象が所定位置から変位すると、一方の電磁石に近づくと共に他方の電磁石から遠ざかる。上述したように、近づいた方の電磁石の電流は減少し、遠ざかった方の電磁石の電流は増加するため、支持対象は所定位置に戻されることになる。

ところで、モータ３６の場合には、負荷の小さいときにはＤＣ電源４２Ａからインバータ４３に出力される電圧を下げて、スイッチングリップルの傾きを緩やかにして高調波成分の発生を抑制し、渦電流発生によるエネルギーロスを低減するようにした。

磁気軸受制御の場合には、定格回転数において外部から外力が作用しない状態が、モータ制御の場合の低負荷に対応する。一方、地震、装置振動などに伴う外乱（外部振動）に耐えるために、電磁石力生成に必要な励磁電流が大幅に増大するときが、モータ制御の高負荷に対応する。

従来、励磁アンプ１００に電力を供給するＤＣ電源の電圧は、外乱時にも対応できるように設定されている。そのため、安定状態における電力供給に関しては余裕をもった電圧設定となっている。そこで、磁気軸受制御の場合には、例えば、従来の設定電圧を上述した電圧ＶHとし、従来の設定電圧よりも低い電圧を電圧ＶLに設定する。そして、低負荷に対応する安定状態においてはＤＣ電源４２Ｂの電圧設定をＶLとし、外乱時には電圧設定をＶHとする。また、安定状態か外乱時かの判定は、ＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比によって判断する。安定状態ではデューティ比は０．５（５０％）程度であるので、判定用閾値Ｄthは０．５よりもやや大きめ（例えば、Ｄth＝０．５５）に設定する。

なお、モータ負荷の場合と同様に、電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂで検出された電流値およびＤＣ電源４２Ｂの出力電圧値とに基づいて、磁気軸受負荷が高負荷（外乱時）か低負荷（安定状態）かを判定するようにしても良い。ただし、磁気軸受の場合、ポンプの設置向きにより、ロータ３０に左右する重力を支えるための浮上力を生成する直流の励磁電流を電磁石に流す必要があり、一概に電流が大きいから外乱が大きいとは判断できない。例えば、大電流であっても一定であれば（直流成分）、デューティ比は５０％付近にある。そのため、上述したように、ＰＷＭ信号を用いるのが好ましい。

図１５は、磁気軸受制御におけるＤＣ電源４２Ｂの出力電圧の切替動作を説明するフローチャートである。図１５に示す制御は、例えば、コントロールユニットの電源スイッチがオンされるとスタートする。ステップＳ２００では、ＤＣ電源４２Ｂの出力電圧を電圧ＶHに設定する。全ての励磁アンプ１００には電圧ＶHが入力される。次いで、ステップＳ２１０において磁気浮上を開始する。その後、モータ駆動が開始される。ステップＳ２２０では、ロータ３０の回転数が定格回転数となったか否かを判定し、定格回転数と判定されるとステップＳ２３０へ進む。

ステップＳ２３０では、制御部４４は、各励磁アンプ１００へ出力しているＰＷＭ信号のデューティ比Ｄが閾値Ｄth以下であるか否かを判定する。ここでは、上述したモータ制御の場合と同様に、ＰＷＭ信号の変化に基づいてＤＣ電源４２Ｂの出力電圧を変更するようにした。ステップＳ２３０でＤ≦Ｄthと判定されると、ステップＳ２４０へ進んでＤＣ電源４２Ｂの出力電圧を高電圧ＶHから低電圧ＶLへと設定変更する。そのため、各励磁アンプ１００の入力電圧は全て低電圧ＶLとなる。

なお、モータ制御の場合には、ＤＣ電源４２Ａの出力電圧を変更した際に、電圧変更に対応させてＰＷＭ信号のデューティ比を変更することで、電力の変化による回転数の変化を防止するようにした。一方、磁気軸受制御の場合には、電圧変更の前後でＰＷＭ信号のデューティ比の変更を行わない。そのため、デューティ比５０％で所定位置に磁気支持されている状態であっても、高電圧ＶHの場合と低電圧ＶLの場合とでは外乱変動への応答性が異なることになる。

ステップＳ２５０では、ＰＷＭ信号のデューティ比Ｄが閾値Ｄthを超えたか否かを判定する。ロータ３０が安定して所定位置に支持されている場合には、デューティ比Ｄは５０％となり電磁石電流は一定値に維持されている。しかし、ポンプに外乱などが作用し、磁気軸受の変位センサによりロータ変位が検出されると、制御部４４はＰＷＭ信号のデューティ比Ｄを５０％よりも大きくして電磁石電流を増加させる。その結果、ポンプに外乱などが作用すると、ステップＳ２５０でＤ＞Ｄthと判定され、ステップＳ２６０へ進む。

ステップＳ２６０では、外乱に対応できるように即座に電圧を低電圧ＶLから高電圧ＶHへと設定変更する。高電圧ＶHへ変更することにより磁気軸受制御の応答性が高まり、外乱に対してエネルギー（電圧）が足りない状態とならないようにする。ステップＳ２６０の処理を実行したならば、ステップＳ２２０へ戻る。

このように、磁気軸受制御の場合も、低負荷と高負荷とで電圧を切り替えることで低負荷時における高調波成分の低減が図れ、渦電流が発生することによるエネルギーロスを抑えることができる。また、ロータ温度の上昇を低減することができる。なお、磁気軸受制御の場合も、上述したモータ制御の場合と同様に、低負荷（安定状態）および高負荷（外乱時）の２つの状態だけでなく、高負荷を２以上の状態に分類し、ＤＣ電源４２Ｂの電圧値設定を３つ以上としても良い。

（正弦波駆動）
上述したモータ制御においては矩形波駆動の場合を例に説明したが、本発明は矩形波駆動に限らず正弦波駆動の場合にも同様に適用することができる。正弦波駆動は、モータロータの回転位置に応じて固定子コルの電圧を正弦波状に変化させる駆動方法であり、１２０deg位相をずらした正弦波電圧が各相に印加される。矩形波駆動ではＰＷＭ信号のデューティ比は時間的に変化せず一定であったが、正弦波駆動の場合にはデューティ比を正弦波的に変化させることにより、正弦波電圧を生成するようにしている。

図１６は正弦波駆動の場合のＰＷＭ信号を説明する図であり、３相の内の１つの相について示したものである。ＰＷＭ信号Ｓ5を生成するための制御信号Ｓ1は正弦波的に変化し、正弦波の振幅値を大きくしたり小さくしたりすることで相コイルに流れる電流の大きさが制御される。また、正弦波の周期を変更することで、モータの回転周期を変更するようにしている。

図１６（ａ）において、振幅の小さな制御信号Ｓ1はモータ電流が小さな低負荷時を示しており、振幅の大きな制御信号Ｓ1’はモータ電流が大きな高負荷時を示している。制御信号Ｓ1とキャリア信号Ｓ4とを比較することにより、図１６（ｂ）に示すＰＷＭ信号Ｓ5が生成される。一方、制御信号Ｓ1’とキャリア信号Ｓ4とを比較することにより、図１６（ｂ）に示すＰＷＭ信号Ｓ5’が生成される。なお、インバータ４３のＵ相に図１６（ｂ）に示すようなＰＷＭ信号Ｓ5が入力される場合には、この信号を±１２０degだけ位相をずらした信号がＶ相、Ｗ相に入力されることになる。

図１６（ｂ）、（ｃ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｓ5が与えられると電流Ｉmが相コイルに流れ、ＰＷＭ信号Ｓ5’が与えられると電流Ｉm’が相コイルに流れる。電流ＩmおよびＩm’はいずれも正弦波的に変化し、電流Ｉm’の振幅の方が電流Ｉmの振幅よりも大きい。図１６（ｂ）と図１６（ｃ）との比較から分かるように、モータ負荷が低負荷の場合には電流値が小さいので、ＰＷＭ信号Ｓ5のデューティ比は５０％近辺で正弦波的に変化している。逆に、高負荷の場合には、デューティ比が正弦波的に変化する際の変化の度合いが、低負荷の場合に比べて大きい。

このような正弦波駆動の場合も、上述した矩形波駆動の場合と同様にＤＣ電源４２Ａの電圧切換を行うことができる。その結果、低負荷時の高調波成分の低減が図れ、渦電流損を低減することによるモータ省電力化が図れる。また、渦電流損の低減により、ロータ温度の上昇を抑えることができる。

なお、ＤＣ電源４２Ａ，４２Ｂの電圧切換を行う場合には、図１７に示すように行うのが好ましい。図１７では、Ｔａ＋Ｔｂの期間がＤ＞Ｄthとなる期間であり、Ｔａが「低負荷→高負荷」と負荷状態が変化したときの電圧上昇時間である。ガス負荷増加や外乱などにより「低負荷→高負荷」と負荷状態が変化した場合には、モータ制御の場合には脱調や失速、磁気軸受制御の場合にはロータタッチダウンなどの異常事態が生じるおそれがある。そのため、「低負荷→高負荷」の時には、そのような異常事態を避けるために比較的速く電圧を上げる必要がある。ターボ分子ポンプの場合、モータ制御における電圧上昇時間は１秒以内、望ましくは０．１sec程度に設定するのが良い。また、磁気軸受制御に電圧上昇時間は０．１sec前後、望ましくは１０msec程度に設定するのが良い。

なお、Ｔｂは電圧が高電圧ＶHに維持されている期間である。ガス負荷増によるモータ負荷が高負荷となる状況では、Ｔｂはガス負荷が高負荷となっている期間であり、ガス負荷が高負荷である間は高電圧ＶHに維持されることになる。一方、磁気軸受制御における外乱のような場合、外乱が治まってロータ変位が小さくなればＤ＜Ｄthとなるので、Ｔｂは比較的短時間である。

一方、「高負荷→低負荷」と負荷状態が変化した場合、高電圧ＶHの状態は余裕のある状態なので、比較的ゆっくり電圧を下げることができる。なお、この場合にはガス負荷変動や外乱などが再度発生することも考慮し、余裕を持って（数十秒から数十分かけて）電圧を下げるのが好ましい。

（１）上述した実施の形態では、モータ制御および磁気軸受制御の両方に関して負荷の大小に応じた電圧設定を行ったが、モータ制御および磁気軸受制御のいずれか一方にのみに適用しても良い。また、負荷状態を複数に分類して電圧を複数段階に設定したが、負荷の大小に応じて連続的に電源電圧を変化させるようにしても良い。すなわち、真空ポンプは、排気機能部が形成されたロータ３０と、ロータ３０を回転駆動するモータ３６と、ロータ３０を磁気浮上支持する磁気軸受３７，３８と、磁気軸受３７，３８に駆動電流を供給する励磁アンプ１００と、励磁アンプ１００にＰＷＭ信号を出力してＰＷＭ制御を行う磁気軸受制御部としての制御部４４と、出力電圧が可変なＤＣ電源４２Ｂと、軸受負荷の大小を判定し、その軸受負荷が小さい場合ほどＤＣ電源４２Ｂの出力電圧をより低く設定する軸受用電圧設定部と、としての制御部４４と、を備える。例えば、図１７のＤ＞Ｄthという高負荷範囲では高電圧ＶHに設定され、Ｄ≦Ｄthという低負荷範囲では低電圧ＶLに設定される。

その結果、低負荷時においてはＰＷＭ制御による電流リップルの傾きが緩やかになり、磁気軸受電流の高周波成分が低減される。その結果、高調波成分に起因する渦電流損が低減され、省電力化およびロータ発熱の低減を図ることができる。さらに、磁気軸受の電磁力に起因する振動やノイズも低減することができる。

（２）さらに、モータ３６を駆動するインバータ４３と、インバータ４３にＰＷＭ信号を出力してＰＷＭ制御を行うモータ制御部としての制御部４４と、出力電圧が可変なＤＣ電源４２Ａと、モータ負荷の大小を判定し、そのモータ負荷が小さい場合ほどＤＣ電源４２Ａの出力電圧をより低く設定するモータ用電圧設定部としての制御部４４と、をさらに備えるようにしても良い。

その結果、磁気軸受を備えた磁気浮上式の真空ポンプにおいて、低負荷時にモータ電流および磁気軸受電流に含まれる高周波成分が低減され、省電力化（渦電流損の低減）およびロータ発熱の低減を図ることができる。さらに、モータおよび磁気軸受の電磁力に起因する振動やノイズも低減することができる。

（３）また、モータ負荷や軸受負荷の大小判定を、制御部４４からインバータ４３および励磁アンプ１００に出力されるＰＷＭ信号（デューティ比）に基づいて行うようにするのが好ましい。それにより、正確に大小判定を行うことができる。

もちろん、モータ電流や磁気軸受電流に基づいてモータ負荷や軸受負荷を判定することもできるが、前述したように、大きな電流値が検出されても、それがノイズにより流れた電流なのか制御部４４からの指令に応じて流れた電流なのか分かりづらい。また、そのようなことを避けるために、ノイズなどの影響をなくすために電流値をフィルタ処理した場合には、フィルタによる時間遅れが出てしまうことがある。一方、制御部４４で生成されるＰＷＭ信号を用いることで、スイッチングリップルやノイズの影響が無く、フィルタを用いる場合のように時間遅れも生じない。

（４）励磁アンプ１００にＰＷＭ信号を出力する磁気軸受制御部と、インバータ４３にＰＷＭ信号を出力するモータ制御部とを、図３の制御部４４のように一つのデジタル演算器（例えばＦＰＧＡ）で構成しても良い。そのような構成とすることで、回路基板の小型化を図ることができる。

（５）また、図３の符号４６で示すように、コントロールユニットに、制御部４４によるＤＣ電源４２Ａ，４２Ｂの電圧設定を無効とし、ＤＣ電源４２Ａ，４２Ｂを所望の出力電圧設定に設定する指令の入力が可能な指令入力部（例えば、入力操作部や外部入端子）を備えるようにしても良い。これにより、ポンプ使用環境が特別な場合（例えば、外乱リスクが極めて低く省エネ重視の場合、あるいは、逆に外乱リスクが大きく省エネメリットが小さい場合）にも、状況に応じた適切な設定が可能となる。

上述した各形態はそれぞれ単独に、あるいは組み合わせて用いても良い。それぞれの実施形態での効果を単独あるいは相乗して奏することができるからである。また、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。例えば、磁気浮上式のターボ分子ポンプを例に説明したが、ターボ分子ポンプ以外の真空ポンプにも適用することができる。

１：ポンプユニット、３０：ロータ、３６：モータ、４１：ＤＣ／ＤＣコンバータ、４２Ａ，４２Ｂ：ＤＣ電源、４３：インバータ、４４：制御部、４６：指令入力部、１００：励磁アンプ、２００：磁気軸受電磁石

Claims (7)

1. 排気機能部が形成されたロータと、
   前記ロータを回転駆動するモータと、
   前記ロータを磁気浮上支持する磁気軸受と、
   前記磁気軸受に駆動電流を供給する励磁アンプと、
   前記励磁アンプにＰＷＭ信号を出力してＰＷＭ制御を行う磁気軸受制御部と、
   出力電圧が可変な励磁アンプ用電源と、
   軸受負荷の大小を判定し、その軸受負荷が小さい場合ほど前記励磁アンプ用電源の出力電圧をより低く設定する軸受用電圧設定部と、を備えた真空ポンプ。
2. 請求項１に記載の真空ポンプにおいて、
   前記モータを駆動するインバータと、
   前記インバータにＰＷＭ信号を出力してＰＷＭ制御を行うモータ制御部と、
   出力電圧が可変なインバータ用電源と、
   モータ負荷の大小を判定し、そのモータ負荷が小さい場合ほど前記インバータ用電源の出力電圧をより低く設定するモータ用電圧設定部と、をさらに備えたことを特徴とする真空ポンプ。
3. 請求項２に記載の真空ポンプにおいて、
   前記モータ用電圧設定部は、前記モータ制御部から出力されるＰＷＭ信号に基づいて前記モータ負荷の大小判定を行い、
   前記軸受用電圧設定部は、前記磁気軸受制御部から出力されるＰＷＭ信号に基づいて前記軸受負荷の大小判定を行うことを特徴とする真空ポンプ。
4. 請求項２または３に記載の真空ポンプにおいて、
   前記励磁アンプにＰＷＭ信号を出力する前記磁気軸受制御部と、前記インバータにＰＷＭ信号を出力する前記モータ制御部とを一つのデジタル演算器で構成したことを特徴とする真空ポンプ。
5. 請求項２乃至４のいずれか一項に記載の真空ポンプにおいて、
   前記モータ用電圧設定部および軸受用電圧設定部による設定を無効とし、前記インバータ用電源および前記励磁アンプ用電源の出力電圧を所望の電圧に設定する指令を入力するための指令入力部を備えることを特徴とする真空ポンプ。
6. 請求項１乃至５のいずれか一項に記載の真空ポンプにおいて、
   前記モータ制御部は、矩形波駆動または正弦波駆動によるＰＷＭ制御を行うことを特徴とする真空ポンプ。
7. 排気機能部が形成されたロータと、
   前記ロータを回転駆動するモータと、
   前記モータを駆動するインバータと、
   前記インバータに正弦波駆動によるＰＷＭ信号を出力してＰＷＭ制御を行うモータ制御部と、
   出力電圧が可変なインバータ用電源と、
   モータ負荷の大小を判定し、そのモータ負荷が小さい場合ほど前記インバータ用電源の出力電圧をより低く設定するモータ用電圧設定部と、を備えた真空ポンプ。

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