JP2013106467A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】マトリックスコンバータにおける各スイッチを適切に制御することにより、当該スイッチに並列接続されたダイオードに起因するスイッチの不具合を防ぐことが可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１０１において、マトリックスコンバータ１は、複数のスイッチＳａ１〜Ｓｃ３と、スイッチに対応して設けられ、対応のスイッチと並列に接続された複数のダイオードとを含む。制御部５は、複数のスイッチＳａ１〜Ｓｃ３を所定の順序に従って択一的にオンし、負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣに供給すべき交流電力の目標値に基づいてスイッチのオン時間を算出し、算出したスイッチのオン時間が対応のダイオードの順回復時間未満となる場合には、スイッチのオン時間が順回復時間以上となるように、スイッチのオン時間を補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、マトリックスコンバータを備えた電力変換装置に関する。

近年、商用電源からの交流電力を、直流リンクを介さずに任意の電圧および任意の周波数の交流電力に直接変換可能な交流−交流直接形電力変換器であるマトリックスコンバータ（以下、ＭＣとも称する。）が注目されている。

ＭＣは、従来の直流リンクを介したコンバータ・インバータシステムと比較すると、サイズ、寿命および効率の点で有利である。また、電源高調波も少なく、回生動作が可能である。

このようなＭＣの制御方法の一例が、石田宗秋・岩崎雅巳・大熊繁・岩田幸二 著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電学論Ｄ、Vol.107,No.2,pp.239-246、1987（非特許文献１）に開示されている。すなわち、入力電流の位相を制御するＸ関数と、出力電圧の位相および振幅を制御するＹ関数とを合成する。この合成により得られた信号波に対してＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行うことで、ＭＣにおける各スイッチを制御するためのスイッチングパルスを得る。

石田宗秋・岩崎雅巳・大熊繁・岩田幸二 著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電学論Ｄ、Vol.107,No.2,pp.239-246、1987

非特許文献１に記載のＭＣの制御方法等、従来のＭＣの制御方法では、ＭＣにおけるスイッチのオン時間が非常に短くなるようなスイッチングパルスが生成される場合がある。

また、ＭＣにおけるスイッチは、逆耐圧を持たない場合、保護のために当該スイッチと並列にダイオードが接続される。

このような構成において、ＭＣにおけるスイッチのオン時間が非常に短くなるようなスイッチングパルスが生成されると、スイッチに並列接続されたダイオードの順回復時間よりもスイッチのオン時間が短い場合には、ダイオードに順バイアスが与えられてから定常オン状態に達しないうちに、ダイオードに逆バイアスが与えられてしまう。ここで、ダイオードの順回復時間とは、ダイオードに順バイアスが与えられてから定常オン状態となるまでの時間である。

そして、ダイオードの特性として、順バイアスが与えられてから、定常オン状態に達しないうちに逆バイアスが与えられると、逆バイアス時のサージ電圧が大きくなるという特性が知られている。

このため、ＭＣにおけるスイッチのオン時間が非常に短くなるようなスイッチングパルスが生成されると、定常オン状態を経由しないことにより生じる逆バイアス時のサージ電圧により、ダイオードに並列接続されたスイッチに過大な電圧が印加され、最悪の場合にはスイッチの破壊に至るという問題点があった。

この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、マトリックスコンバータにおける各スイッチを適切に制御することにより、当該スイッチに並列接続されたダイオードに起因するスイッチの不具合を防ぐことが可能な電力変換装置を提供することである。

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、複数相の電源からそれぞれ供給される交流電力を複数相の交流電力に変換して負荷に供給するためのマトリックスコンバータと、上記マトリックスコンバータを制御するための制御部とを備え、上記マトリックスコンバータは、上記電源ごとに設けられ、対応の上記電源から供給される交流電力を、オンすることにより上記負荷に伝達するための複数のスイッチと、上記スイッチに対応して設けられ、対応の上記スイッチと並列に接続された複数のダイオードとを含み、上記制御部は、上記複数のスイッチを所定の順序に従って択一的にオンし、上記負荷に供給すべき上記交流電力の目標値に基づいて上記スイッチのオン時間を算出し、算出した上記スイッチのオン時間が対応の上記ダイオードの順回復時間未満となる場合には、上記スイッチのオン時間が上記順回復時間以上となるように、上記スイッチのオン時間を補正する。

このような構成により、マトリックスコンバータにおいて、入力および出力間に接続された半導体スイッチに逆並列接続されたダイオードを、順バイアス状態から必ず定常オン状態を経由して逆バイアス状態へと移行させることができる。これにより、ダイオードが順バイアス状態から急に逆バイアス状態へ移行することによるサージ電圧の発生を抑制することができる。そして、半導体スイッチの両端に発生するサージ電圧を低減することができるため、半導体スイッチが過電圧により破壊されることを防ぐことができる。したがって、マトリックスコンバータにおける各スイッチを適切に制御することにより、当該スイッチに並列接続されたダイオードに起因するスイッチの不具合を防ぐことができる。

また、スイッチのオン時間とダイオードの順回復時間との大小関係に基づいて、必要な場合にのみスイッチのオン時間の補正を行う構成により、スイッチの不具合を防ぎながら、負荷に供給する交流電力を可能な限り目標値に制御することができる。

好ましくは、上記制御部は、上記負荷に供給すべき上記交流電力の目標値に基づいて上記複数のスイッチのオン時間およびオンタイミングを算出し、算出した上記オン時間が上記順回復時間未満となる上記スイッチが存在する場合には、上記スイッチのオン時間が上記順回復時間以上となるように、上記複数のスイッチの上記オン時間および上記オンタイミングをそれぞれ補正する。

このような構成により、マトリックスコンバータの入力側の短絡および出力側の開放を防ぐことができるため、当該スイッチに並列接続されたダイオードに起因するスイッチの不具合を防ぐとともに、交流−交流直接形電力変換器であるマトリックスコンバータ１を適切に制御することができる。

好ましくは、上記制御部は、キャリア波の１周期において上記複数のスイッチがオン状態となる割合を示す制御値をそれぞれ算出し、上記キャリア波と各上記制御値との比較結果に基づいて、オンすべき上記スイッチを選択し、上記キャリア波の周期の最初および最後の両方においてオンする上記スイッチのオン時間が上記順回復時間未満となる場合には、上記キャリア波の周期の最初および最後におけるオン時間の合計値が上記ダイオードの順回復時間以上になるように上記スイッチのオン時間を補正する。

このような構成により、マトリックスコンバータにおける各スイッチを適切にＰＷＭ制御し、かつキャリア波の周期の最初および最後の両方においてオンするスイッチの不具合を防ぐことができる。また、キャリア周期におけるスイッチのオン回数に応じてオン時間の補正量を適切に算出することができる。

好ましくは、上記制御部は、キャリア波の１周期において上記複数のスイッチがオン状態となる割合を示す制御値をそれぞれ算出し、上記キャリア波と各上記制御値との比較結果に基づいて、オンすべき上記スイッチを選択し、上記キャリア波の周期の最初または最後においてオンしない上記スイッチのオン時間が上記順回復時間未満となる場合には、オン時間が上記ダイオードの順回復時間以上になるように上記スイッチのオン時間を補正する。

このような構成により、マトリックスコンバータにおける各スイッチを適切にＰＷＭ制御し、かつキャリア波の周期の最初または最後においてオンしないスイッチの不具合を防ぐことができる。また、キャリア周期におけるスイッチのオン回数に応じてオン時間の補正量を適切に算出することができる。

本発明によれば、マトリックスコンバータにおける各スイッチを適切に制御することにより、当該スイッチに並列接続されたダイオードに起因するスイッチの不具合を防ぐことができる。

本発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る電力変換装置における双方向スイッチの構成の一例を示す図である。 本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるマトリックスコンバータの出力１相分の等価回路を示す図である。 本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるマトリックスコンバータの出力１相分の等価回路を示す図である。 ＭＣにおけるスイッチのオン時間が非常に短くなるようなスイッチングパルスが生成される状況の一例を示す図である。 最小オンデューティＤ_minの算出方法を説明するための図である。 延長補正前および延長補正後のスイッチングパルスを比較するための図である。 延長補正前および延長補正後のスイッチングパルスを比較するための図である。 延長補正前および延長補正後のスイッチングパルスを比較するための図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

［構成および基本動作］
図１は、本発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。

図１を参照して、電源システム２０１は、中性線ＮＬに接続された交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷと、電力変換装置１０１と、負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣとを備える。電力変換装置１０１は、マトリックスコンバータ１と、入力フィルタ２と、出力フィルタ３と、測定部４と、制御部５とを含む。マトリックスコンバータ１は、双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３を含む。負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣは、たとえばスター結線されている。

電力変換装置１０１は、たとえば三相３線式であり、周波数および振幅が変動する複数相の交流電力から任意の周波数および任意の振幅を有する複数相の交流電圧または交流電流を生成する。すなわち、電力変換装置１０１は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの各々から供給されるＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力を任意の周波数および任意の振幅を有するＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力に変換して負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣにそれぞれ供給する。

入力フィルタ２は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷとマトリックスコンバータ１との間に設けられている。

出力フィルタ３は、マトリックスコンバータ１と負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣとの間に設けられている。

マトリックスコンバータ１では、交流電源ごとに設けられ、対応の交流電源から供給される交流電力を、オンすることにより１相の負荷に伝達するためのスイッチの組が設けられる。このスイッチの組は、負荷の相ごとに設けられる。すなわち、マトリックスコンバータ１は、Ａ相に対応する双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３の組と、Ｂ相に対応する双方向スイッチＳｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３の組と、Ｃ相に対応する双方向スイッチＳｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３の組とを含む。

双方向スイッチＳａ１は、入力フィルタ２のＵ相出力と出力フィルタ３のＡ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳａ２は、入力フィルタ２のＶ相出力と出力フィルタ３のＡ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳａ３は、入力フィルタ２のＷ相出力と出力フィルタ３のＡ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳｂ１は、入力フィルタ２のＵ相出力と出力フィルタ３のＢ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳｂ２は、入力フィルタ２のＶ相出力と出力フィルタ３のＢ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳｂ３は、入力フィルタ２のＷ相出力と出力フィルタ３のＢ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳｃ１は、入力フィルタ２のＵ相出力と出力フィルタ３のＣ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳｃ２は、入力フィルタ２のＶ相出力と出力フィルタ３のＣ相入力との間に接続されている。双方向スイッチＳｃ３は、入力フィルタ２のＷ相出力と出力フィルタ３のＣ相入力との間に接続されている。

双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３の各々は、通常はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体スイッチを２つ組み合わせることで構成される。ただし、ＩＧＢＴ等の半導体素子は逆耐圧を持たないため、一般的にはＩＧＢＴおよびダイオードを逆並列接続、すなわち互いの導通方向が逆向きになるように並列接続した回路を２つ直列に組み合わせた回路構成が用いられる。なお、逆耐圧を持つ半導体スイッチを用いる場合には、ダイオードは不要であり、２つの半導体スイッチを逆並列接続すればよい。

図２は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における双方向スイッチの構成の一例を示す図である。

図２を参照して、双方向スイッチは、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

ダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチ素子に対応して設けられ、対応のスイッチ素子と並列に接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２は、導通方向が対応のスイッチ素子の導通方向と逆になるように接続されている。

再び図１を参照して、入力フィルタ２は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷからそれぞれ受けたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に含まれる所定周波数以上のノイズを減衰させ、減衰後の交流電力をマトリックスコンバータ１へ出力する。

マトリックスコンバータ１は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷからそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣへ出力する。具体的には、マトリックスコンバータ１は、制御部５から受けた制御信号Ｇ１〜Ｇ９に基づいて双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３をそれぞれオン・オフすることにより、入力フィルタ２を通過したＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力を任意の周波数および任意の電圧振幅を有するＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力に変換し、出力フィルタ３へ出力する。

出力フィルタ３は、マトリックスコンバータ１から受けたＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力に含まれる所定周波数以上のノイズを減衰させ、減衰後の交流電力を負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣへそれぞれ出力する。

ここで、出力フィルタ３が減衰させるノイズの周波数は、電源システム２０１の仕様に応じて適宜変更され、たとえば負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣへ供給すべき交流電力の周波数より高い周波数である。

測定部４は、図示しない電流検出部を含み、マトリックスコンバータ１が交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷから受ける入力交流電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w、およびマトリックスコンバータ１が出力する出力交流電流ｉ_a，ｉ_b，ｉ_cを検出し、検出結果を示す信号を制御部５へ出力する。

また、測定部４は、図示しない電圧検出部を含み、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷがマトリックスコンバータ１へ出力する電源交流電圧ｖ_u0，ｖ_v0，ｖ_w0、マトリックスコンバータ１が入力フィルタ２を介して交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷから受ける入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w、およびマトリックスコンバータ１の出力交流電圧ｖ_a，ｖ_b，ｖ_cを検出し、検出結果を示す信号を制御部５へ出力する。

制御部５は、測定部４の検出結果に基づいて制御信号Ｇ１〜Ｇ９を生成し、マトリックスコンバータ１における双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３へそれぞれ出力することにより、マトリックスコンバータ１を制御する。

電源交流電圧ｖ_u0，ｖ_v0，ｖ_w0および入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wは、以下の式で表される。

（１）式および（２）式において、ωは交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの角周波数であり、Ｖ_Sはフィルタ前の電圧振幅すなわち電源交流電圧ｖ_u0，ｖ_v0，ｖ_w0の振幅であり、Ｖはフィルタ後の電圧振幅すなわち入力交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wの振幅である。また、δは入力フィルタ２によって生じる位相遅れ角である。

制御部５は、サンプリング周期Ｔ_sごとにマトリックスコンバータ１における各スイッチのオンデューティを更新する。

ここで、マトリックスコンバータ１における各スイッチの制御法則を定式化するための制御関数ａ₁〜ｃ₃を考える。

たとえば双方向スイッチＳａ１のサンプリング周期内のオン割合すなわちオンデューティをａ₁と定義し、ａ₁を以下の式に示すように定義する。

電力変換装置１０１は直接形電力変換器であるため、入力側の短絡および出力側の開放が許されない。このため、以下の拘束条件が必要となる。

制御部５は、制御関数が以下の式で表されるような制御を行う。

ただし、Ｙ₁＋Ｙ₂＋Ｙ₃＝０

ここで、（６）式における関数Ｘ₁，Ｘ₂，Ｘ₃は以下の式で表され、入力側関数と呼ぶ。

（７）式において、ψ_Sはマトリックスコンバータ１の入力交流電圧に対する入力交流電流の位相の指令値であり、Ａは電圧振幅変調率である。

また、（６）式における関数Ｙ₁，Ｙ₂，Ｙ₃を出力側関数と呼び、この出力側関数は、出力電圧の指令波形を表す。また、（６）式におけるｈ_u，ｈ_v，ｈ_wは（４）式の拘束条件を満足させるために導入した関数である。

このとき、期間Ｔ_sにおける出力交流電圧ｖ_a，ｖ_b，ｖ_cの平均値は、（２）式、（６）式および（７）式から、以下のようになる。

（８）式において、第１項は、求めるマトリックスコンバータ１の出力電圧である。出力電圧には出力側関数Ｙ₁，Ｙ₂，Ｙ₃の波形がそのまま現れる。このため、出力側関数は出力電圧の指令波形となる。また、第２項は、関数ｈ_u，ｈ_v，ｈ_wにより現れる負荷端の中性点電位成分であり、出力の線間電圧には現れない。この関数ｈ_u，ｈ_v，ｈ_wの導出方法は、非特許文献１に記載の方法と同様である。

［動作］
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の電力変換動作について図面を用いて説明する。

制御部５は、マトリックスコンバータ１における各スイッチをＰＷＭ制御する。すなわち、制御部５は、上記制御アルゴリズムで求めた制御関数ａ₁〜ｃ₃をキャリア波たとえば三角波キャリアまたはノコギリ波キャリアと比較してスイッチングパルスを生成する。そして、制御部５は、生成したスイッチングパルスに基づいてマトリックスコンバータ１における各スイッチをオン・オフする。

以下では、マトリックスコンバータ１の入力３相および出力１相についての動作について代表的に説明する。他の出力相についての動作は以下に説明する動作と同様となる。

前述の制御アルゴリズムで求めた制御関数ａ₁〜ｃ₃は、キャリア波の１周期におけるオン割合を示したものである。制御部５は、制御関数ａ₁〜ｃ₃とキャリア波とを比較することにより、スイッチＳａ１〜Ｓｃ３の各々の時間軸上のスイッチングパルスへ変換する。

図３は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置におけるマトリックスコンバータの出力１相分の等価回路を示す図である。図３は、マトリックスコンバータ１の出力１相すなわちＡ相と、入力３相すなわちＵ相，Ｖ相，Ｗ相との接続関係を示している。

キャリア波は、三角波およびノコギリ波など様々なものが考えられるが、ここでは、例として三角波を用いた場合において、図３に示す各スイッチの制御関数をスイッチングパルスへ変換する方法について説明する。

なお、スイッチング順序については自由度があるが、ここでは、スイッチＳａ１、スイッチＳａ２、スイッチＳａ３、スイッチＳａ２、スイッチＳａ１の順序とする。

図４は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における、三角波キャリアを用いたＰＷＭ制御の一例を示す図である。図４は、キャリア波と制御関数との関係、および制御関数から導出される各スイッチのスイッチングパルスを示している。

図４を参照して、（４）式より、制御関数ａ₁、ａ₂、ａ₃の合計は１であるため、キャリア波形の振幅も１としている。制御関数ａ₁、ａ₂、ａ₃の合計が１以外の値で正規化されている場合には、キャリア波形の振幅もその値と等しく設定することになる。

まず、スイッチＳａ１のスイッチングパルスを生成するためにａ₁とキャリア波との比較を行う。このとき、キャリア波がａ₁未満の期間をスイッチＳａ１のオン時間とする。キャリア波が三角波の場合には、キャリア波の１周期（以下、キャリア周期とも称する。）においてスイッチＳａ１は２回オンすることになる。

ここで、キャリア周期の最初にオンするスイッチＳａ１は、前回のキャリア周期の最後におけるオン状態をそのまま引き継ぐため、キャリア周期におけるオン回数は１回である、と等価的にみなすことができる。

次に、スイッチＳａ２のスイッチングパルスを生成するために、ａ₁＋ａ₂とキャリア波との比較を行う。このとき、キャリア波がａ₁とａ₁＋ａ₂とに挟まれている期間をスイッチＳａ２のオン時間とする。キャリア波が三角波の場合には、キャリア周期の２番目および４番目にオンするスイッチは、キャリア周期において２回オンすることになる。

最後に、スイッチＳａ３のスイッチングパルスを求める。この場合、ａ₁＋ａ₂＋ａ₃とキャリア波との比較を行い、キャリア波がａ₁＋ａ₂とａ₁＋ａ₂＋ａ₃とに挟まれている期間をスイッチＳａ３のオン時間としてもよいし、スイッチＳａ１およびＳａ２がオンしている時間以外をスイッチＳａ３のオン時間としてもよい。いずれにせよ、キャリア周期におけるスイッチング回数は１回となる。

このように、通常、交流−交流直接形電力変換器である電力変換装置１０１のキャリア波として三角波を用いた場合には、１キャリア周期におけるスイッチング回数は５回となる。

なお、ここでは、データサンプリングのタイミングをキャリア波のレベルがゼロとなるタイミングとしたが、キャリア波のレベルが１となるタイミングをデータサンプリングのタイミングとしても、キャリア周期におけるスイッチングの順序が変化するだけで、１キャリア周期におけるスイッチング回数は５回となる。

図５は、ＭＣにおけるスイッチのオン時間が非常に短くなるようなスイッチングパルスが生成される状況の一例を示す図である。

上述した方法でＰＷＭ制御を行うことにより、交流−交流直接形電力変換器の制御を行うことが可能である。しかしながら、この方法では、スイッチのオン時間に下限値を設定していないことから、たとえば図５に示すように、スイッチＳａ２のオン時間が非常に短くなるようなスイッチングパルスが生成されてしまう場合がある。

このようなスイッチングパルスが生成されると、前述のように、ダイオードにおいて定常オン状態を経由しないことにより生じる逆バイアス時のサージ電圧により、当該ダイオードに並列接続されたスイッチに過大な電圧が印加され、最悪の場合にはスイッチが破壊されてしまうという問題点があった。

そこで、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、以下のようなスイッチング制御を行うことにより、上記問題点を解決する。

すなわち、制御部５は、マトリックスコンバータ１のスイッチの組における複数のスイッチを所定の順序に従って択一的にオンする。たとえば、制御部５は、キャリア波の１周期において上記複数のスイッチがオン状態となる割合を示す制御値をそれぞれ算出し、キャリア波と各制御値との比較結果に基づいて、オンすべきスイッチを選択する。

そして、制御部５は、負荷に供給すべき交流電力の目標値に基づいてスイッチのオン時間を算出する。たとえば、制御部５は、測定部３によって測定された入力交流電圧のレベルおよび周波数と、出力交流電圧のレベルおよび周波数の目標値とに基づいて、マトリックスコンバータ１における各スイッチのオン時間を算出する。

そして、制御部５は、算出したスイッチのオン時間が対応のダイオードの順回復時間未満となる場合には、スイッチのオン時間が順回復時間以上となるように、スイッチのオン時間を補正する。

たとえば、制御部５は、負荷に供給すべき交流電力の目標値に基づいて上記複数のスイッチのオン時間およびオンタイミングを算出する。そして、制御部５は、算出したオン時間が順回復時間未満となるスイッチが存在する場合には、スイッチのオン時間が順回復時間以上となるように、上記複数のスイッチのオン時間およびオンタイミングをそれぞれ補正する。

具体的には、制御部５は、ダイオードが定常オン状態となるのに必要な最小オンデューティを設定する。そして、制御部５は、（６）式の演算によって導かれた各スイッチのオンデューティが、設定した最小オンデューティよりも小さくなる場合には、当該スイッチに対し、強制的に最小オンデューティとなるようにオン時間の加算処理を行う。以下、この加算処理のことを延長補正と呼び、加算されるデューティを延長補正量と呼ぶ。

また、この延長補正により、（４）式の制約が守られなくなる。このため、制御部５は、同一出力相に接続された他の２つのスイッチのオンデューティから延長補正量をたとえば均等に減算することにより、（４）式の制約条件を守る。

ここで、上記の最小オンデューティは、これを時間に変換した場合に、スイッチに逆並列接続されたダイオードが定常オン状態となるのに十分なオン時間が得られるような値に設定される。

図６は、最小オンデューティＤ_minの算出方法を説明するための図である。

図６を参照して、スイッチ素子に逆並列接続されたダイオードが定常オン状態となるのに十分な時間を最小オン時間Ｔ_minとすると、最小オンデューティＤ_minは、以下の式で表される。

（９）式において、Ａ_crrはキャリア波の振幅であり、Ｔ_dはキャリア波の１周期の時間である。

再び図５を参照して、制御部５は、延長補正の対象のスイッチがキャリア周期において何番目にオンするのかに応じて延長補正量を変更する。

すなわち、制御部５は、キャリア波の周期の最初および最後の両方においてオンするスイッチのオン時間が順回復時間未満となる場合には、キャリア波の周期の最初および最後におけるオン時間の合計値がダイオードの順回復時間以上になるようにスイッチのオン時間を補正する。

具体的には、キャリア周期において３番目にオンするスイッチ、すなわちスイッチＳａ３のキャリア周期におけるスイッチング回数は１回である。

また、１番目および５番目にオンするスイッチ、すなわちスイッチＳａ１のスイッチングパルスは、キャリア周期において２回出力される。しかしながら、最初のスイッチングパルスについては、スイッチＳａ１は前回のキャリア周期におけるオン状態を引き継ぐため、実際のスイッチング回数は１回とみなすことができる。

また、２番目と４番目にオンするスイッチ、すなわちスイッチＳａ２のキャリア周期におけるスイッチング回数は２回となる。

これらから、キャリア周期において１番目および５番目にオンするスイッチ、ならびに３番目にオンするスイッチについては、スイッチング１回分の延長補正量を与えればよく、２番目および４番目にオンするスイッチについては、スイッチング２回分の延長補正量を与える必要があることが分かる。

以下では、キャリア周期において１番目および５番目にオンするスイッチが双方向スイッチＳａ１であり、３番目にオンするスイッチが双方向スイッチＳａ３であり、２番目および４番目にオンするスイッチが双方向スイッチＳａ２である場合について説明する。

たとえば、延長補正を行う上で、次の（Ｉ）および（ＩＩ）の２つのルールを定める。
（Ｉ）（４）式の拘束条件を満たすこと
（ＩＩ）延長補正量は、同一出力相に接続された他相のスイッチのオンデューティから均等に減算すること

まず、キャリア周期において１番目および５番目にオン状態となるスイッチＳａ１のオンデューティａ₁が、（９）式より求めた最小オンデューティＤ_minより小さい場合について説明する。

前述のように、スイッチＳａ１については、実質上、１キャリア周期におけるスイッチング回数を１回とみなすことができる。すなわち、前回のキャリア周期および今回のキャリア周期でも同様の延長補正が行われることを考慮すると、スイッチＳａ１のオンデューティａ₁は、最小でＤ_min／２確保すればよいことになる。

制御部５は、ａ₁が最小オンデューティを満たし、かつ上記で定めた２つのルールに適合するように、
ａ₁、ａ₂、ａ₃に対して、以下の式で表されるような処理を加える。

図７は、延長補正前および延長補正後のスイッチングパルスを比較するための図である。図７は、延長補正前および延長補正後における、制御関数およびＰＷＭ制御により求められる各スイッチのスイッチングパルスを示している。

図７において、Ａは、延長されたパルス領域であり、Ｂは、短縮されたパルス領域である。

図７を参照して、（１０）式に示す延長補正により、キャリア波と比較されるａ₁が大きくなり、かつａ₁＋ａ₂が大きくなる。

そうすると、スイッチＳａ１のオン時間がＴＥだけ延長され、これに伴い、スイッチＳａ２のオン時間がＴＥだけ短縮されるとともに、ＴＥ／２だけ延長される。そして、スイッチＳａ３のオン時間が、スイッチＳａ２の延長分であるＴＥ／２だけ短縮される。これにより、キャリア周期におけるスイッチＳａ１のオン時間が２×（Ｔ_min／２）＝Ｔ_min確保される。

すなわち、（１０）式によって導出された新しい制御関数ａ_1d、ａ_2d、ａ_3dを用いることにより、スイッチＳａ１のオン時間が非常に短く設定された場合でも、これを補正し、最小オン時間を満たすことが可能となる。

制御部５は、キャリア波の周期の最初または最後においてオンしないスイッチのオン時間が順回復時間未満となる場合には、オン時間がダイオードの順回復時間以上になるようにスイッチのオン時間を補正する。

この一例として、まず、キャリア周期において２番目および４番目にオン状態となるスイッチＳａ２のオンデューティａ₂が、（９）式より求めた最小オンデューティＤ_minより小さい場合について説明する。

前述のように、スイッチＳａ２については、１キャリア周期におけるスイッチング回数が２回であることから、１回のスイッチングごとに最小オンデューティＤ_minを満たす必要がある。

制御部５は、ａ₂が最小オンデューティを満たし、かつ上記で定めた２つのルールに適合するように、
ａ₁、ａ₂、ａ₃に対して、以下の式で表されるような処理を加える。

図８は、延長補正前および延長補正後のスイッチングパルスを比較するための図である。図８は、延長補正前および延長補正後における、制御関数およびＰＷＭ制御により求められる各スイッチのスイッチングパルスを示している。

図８において、Ａは、延長されたパルス領域であり、Ｂは、短縮されたパルス領域である。

図８を参照して、（１１）式に示す延長補正により、キャリア波と比較されるａ₁が小さくなり、かつａ₁＋ａ₂が大きくなる。

そうすると、スイッチＳａ２のオン時間が（２×ＴＥ）だけ延長され、これに伴い、スイッチＳａ１の１回のオン時間がＴＥだけ短縮され、また、スイッチＳａ３のオン時間が、スイッチＳａ２の延長分であるＴＥだけ短縮される。この処理が、キャリア周期における２番目および４番目のスイッチＳａ２のオン時間に対して行われる。これにより、キャリア周期におけるスイッチＳａ２のオン時間がＴ_min確保される。

すなわち、（１１）式によって導出された新しい制御関数ａ_1d、ａ_2d、ａ_3dを用いることにより、スイッチＳａ２のオン時間が非常に短く設定された場合でも、これを補正し、最小オン時間を満たすことが可能となる。

次に、キャリア周期において３番目にオン状態となるスイッチＳａ３のオンデューティａ₃が、（９）式より求めた最小オンデューティＤ_minより小さい場合について説明する。

前述のように、スイッチＳａ３については、１キャリア周期におけるスイッチング回数が１回であることから、スイッチＳａ３のオンデューティａ₃は、最小でＤ_min確保すればよいことになる。

制御部５は、ａ₃が最小オンデューティを満たし、かつ上記で定めた２つのルールに適合するように、
ａ₁、ａ₂、ａ₃に対して、以下の式で表されるような処理を加える。

図９は、延長補正前および延長補正後のスイッチングパルスを比較するための図である。図９は、延長補正前および延長補正後における、制御関数およびＰＷＭ制御により求められる各スイッチのスイッチングパルスを示している。

図９において、Ａは、延長されたパルス領域であり、Ｂは、短縮されたパルス領域である。

図９を参照して、（１２）式による延長補正により、キャリア波と比較されるａ₁が小さくなり、かつａ₁＋ａ₂が小さくなる。

そうすると、スイッチＳａ３のオン時間が前後にＴＥだけそれぞれ延長され、これに伴い、スイッチＳａ２のオン時間がＴＥだけ短縮されるとともに、ＴＥ／２だけ延長される。そして、スイッチＳａ１のオン時間が、スイッチＳａ２の１回の延長分であるＴＥ／２だけ短縮される。これにより、キャリア周期におけるスイッチＳａ３のオン時間が２×Ｔ_min／２＝Ｔ_min確保される。

すなわち、（１２）式によって導出された新しい制御関数ａ_1d、ａ_2d、ａ_3dを用いることにより、スイッチＳａ３のオン時間が非常に短く設定された場合でも、これを補正し、最小オン時間を満たすことが可能となる。

ところで、ＭＣにおけるスイッチのオン時間が非常に短くなるようなスイッチングパルスが生成されると、定常オン状態を経由しないことにより生じる逆バイアス時のサージ電圧により、ダイオードに並列接続されたスイッチに過大な電圧が印加され、最悪の場合にはスイッチの破壊に至るという問題点があった。

これに対して、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部５は、マトリックスコンバータ１における入力相ごとの複数のスイッチを所定の順序に従って択一的にオンする。そして、制御部５は、負荷に供給すべき交流電力の目標値に基づいてスイッチのオン時間を算出し、算出したスイッチのオン時間が対応のダイオードの順回復時間未満となる場合には、スイッチのオン時間が順回復時間以上となるように、スイッチのオン時間を補正する。

このような構成により、マトリックスコンバータ１において、入力および出力間に接続された半導体スイッチに逆並列接続されたダイオードを、順バイアス状態から必ず定常オン状態を経由して逆バイアス状態へと移行させることができる。これにより、ダイオードが順バイアス状態から急に逆バイアス状態へ移行することによるサージ電圧の発生を抑制することができる。そして、半導体スイッチの両端に発生するサージ電圧を低減することができるため、半導体スイッチが過電圧により破壊されることを防ぐことができる。したがって、マトリックスコンバータにおける各スイッチを適切に制御することにより、当該スイッチに並列接続されたダイオードに起因するスイッチの不具合を防ぐことができる。

また、スイッチのオン時間とダイオードの順回復時間との大小関係に基づいて、必要な場合にのみスイッチのオン時間の補正を行う構成により、スイッチの不具合を防ぎながら、負荷に供給する交流電力を可能な限り目標値に制御することができる。

また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部５は、負荷に供給すべき交流電力の目標値に基づいて入力相ごとの複数のスイッチのオン時間およびオンタイミングを算出する。そして、制御部５は、算出したオン時間が順回復時間未満となるスイッチが存在する場合には、スイッチのオン時間が順回復時間以上となるように、上記複数のスイッチのオン時間およびオンタイミングをそれぞれ補正する。

このような構成により、マトリックスコンバータ１の入力側の短絡および出力側の開放を防ぐことができるため、当該スイッチに並列接続されたダイオードに起因するスイッチの不具合を防ぐとともに、交流−交流直接形電力変換器であるマトリックスコンバータ１を適切に制御することができる。

また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部５は、キャリア波の１周期において上記複数のスイッチがオン状態となる割合を示す制御値をそれぞれ算出し、キャリア波と各制御値との比較結果に基づいて、オンすべきスイッチを選択する。そして、制御部５は、キャリア波の周期の最初および最後の両方においてオンするスイッチのオン時間が順回復時間未満となる場合には、キャリア波の周期の最初および最後におけるオン時間の合計値がダイオードの順回復時間以上になるようにスイッチのオン時間を補正する。

このような構成により、マトリックスコンバータ１における各スイッチを適切にＰＷＭ制御し、かつキャリア波の周期の最初および最後の両方においてオンするスイッチの不具合を防ぐことができる。また、キャリア周期におけるスイッチのオン回数に応じてオン時間の補正量を適切に算出することができる。

また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部５は、キャリア波の１周期において上記複数のスイッチがオン状態となる割合を示す制御値をそれぞれ算出し、キャリア波と各制御値との比較結果に基づいて、オンすべきスイッチを選択する。そして、制御部５は、キャリア波の周期の最初または最後においてオンしないスイッチのオン時間が順回復時間未満となる場合には、オン時間がダイオードの順回復時間以上になるようにスイッチのオン時間を補正する。

このような構成により、マトリックスコンバータ１における各スイッチを適切にＰＷＭ制御し、かつキャリア波の周期の最初または最後においてオンしないスイッチの不具合を防ぐことができる。また、キャリア周期におけるスイッチのオン回数に応じてオン時間の補正量を適切に算出することができる。

なお、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部５は、非特許文献１に記載の方法を用いて制御関数ａ₁〜ｃ₃を求める構成であるとしたが、これに限定するものではない。演算等によってキャリア周期における各スイッチのオンデューティを導出する制御法であれば、どのようなものを適用してもよい。

また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部５は、ＰＷＭ制御におけるサンプリングタイミングをキャリア波のレベルがゼロとなるタイミングとしたが、これに限定するものではない。ＰＷＭ制御におけるサンプリングタイミングをキャリア波のレベルが１となるタイミングに設定しても、同様の効果を奏することが可能である。

また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部５は、図３に示す回路において、スイッチング順序をスイッチＳａ１、スイッチＳａ２、スイッチＳａ３、スイッチＳａ２、スイッチＳａ１の順序としたが、これに限定するものではない。これとは異なるスイッチング順序を採用しても、同様の効果を奏することが可能である。

また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、測定部４を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。測定部４は、電力変換装置１０１の外部に設けられる構成であってもよい。

上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ マトリックスコンバータ
２ 入力フィルタ
３ 出力フィルタ
４ 測定部
５ 制御部
１０１ 電力変換装置
２０１ 電源システム
ＥＵ，ＥＶ，ＥＷ 交流電源
ＬＡ，ＬＢ，ＬＣ 負荷
ＮＬ 中性線
Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３ 双方向スイッチ
Ｓ１，Ｓ２ スイッチ素子
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード

Claims (4)

1. 複数相の電源からそれぞれ供給される交流電力を複数相の交流電力に変換して負荷に供給するためのマトリックスコンバータと、
   前記マトリックスコンバータを制御するための制御部とを備え、
   前記マトリックスコンバータは、
   前記電源ごとに設けられ、対応の前記電源から供給される交流電力を、オンすることにより前記負荷に伝達するための複数のスイッチと、
   前記スイッチに対応して設けられ、対応の前記スイッチと並列に接続された複数のダイオードとを含み、
   前記制御部は、前記複数のスイッチを所定の順序に従って択一的にオンし、前記負荷に供給すべき前記交流電力の目標値に基づいて前記スイッチのオン時間を算出し、算出した前記スイッチのオン時間が対応の前記ダイオードの順回復時間未満となる場合には、前記スイッチのオン時間が前記順回復時間以上となるように、前記スイッチのオン時間を補正する、電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記負荷に供給すべき前記交流電力の目標値に基づいて前記複数のスイッチのオン時間およびオンタイミングを算出し、算出した前記オン時間が前記順回復時間未満となる前記スイッチが存在する場合には、前記スイッチのオン時間が前記順回復時間以上となるように、前記複数のスイッチの前記オン時間および前記オンタイミングをそれぞれ補正する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、キャリア波の１周期において前記複数のスイッチがオン状態となる割合を示す制御値をそれぞれ算出し、前記キャリア波と各前記制御値との比較結果に基づいて、オンすべき前記スイッチを選択し、
   前記キャリア波の周期の最初および最後の両方においてオンする前記スイッチのオン時間が前記順回復時間未満となる場合には、前記キャリア波の周期の最初および最後におけるオン時間の合計値が前記ダイオードの順回復時間以上になるように前記スイッチのオン時間を補正する、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、キャリア波の１周期において前記複数のスイッチがオン状態となる割合を示す制御値をそれぞれ算出し、前記キャリア波と各前記制御値との比較結果に基づいて、オンすべき前記スイッチを選択し、
   前記キャリア波の周期の最初または最後においてオンしない前記スイッチのオン時間が前記順回復時間未満となる場合には、オン時間が前記ダイオードの順回復時間以上になるように前記スイッチのオン時間を補正する、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。

Images