JP2013106199A - Ｍｉｍｏ−ｏｆｄｍ伝送における受信装置及び受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】線形フィルタリングを用いたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムにおいて最適な軟判定ビットを生成する。
【解決手段】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送システムにおいて、誤り訂正符号化されたユーザデータ伝送用の変調信号にチャネル推定用の参照信号が多重された信号を受信し、参照信号部分の受信信号に基づいて、ＭＩＭＯチャネル行列及び雑音電力密度を推定し、ＭＩＭＯチャネル行列を用いた線形空間フィルタリングにより送信レイヤ毎の信号に分離・合成を行い、ＭＩＭＯチャネル行列及び雑音電力密度に基づいて、各送信レイヤの受信ＳＩＮＲをＯＦＤＭサブキャリア毎に算出し、分離・合成された受信信号と送信信号候補点に基づいて、送信レイヤ毎のチャネル対数尤度比をビット毎に算出し、受信ＳＩＮＲにより重み付けされたチャネル対数尤度比を用いて、軟判定誤り訂正復号を行う。
【選択図】図４

Description

本発明は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送において送信装置からの送信信号を受信する受信装置及び受信方法に関し、特に、対数尤度比に基づいた軟判定ビットを用いた軟判定誤り訂正復号を行う受信装置及び受信方法に関する。

第３世代移動通信システムの長期発展システムＬＴＥ（Long Term Evolution）のサービスが開始されている。ＬＴＥでは、特に下りリンクの通信においては、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送方式が用いられている。ＯＦＤＭ伝送方式は、マルチパス伝送に伴う符号間干渉やフェージングに強く、周波数利用効率が高いなどの利点を有する。

移動通信システムの伝送容量を増加させるための１つの手段として、送受信装置間の伝送に複数のアンテナを用いるＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送方式があり、このＭＩＭＯ伝送方式では、送信側の複数のアンテナから異なるデータを送信することにより空間多重を行うことができる。受信側のアンテナ数を送信側のアンテナ数以上とすれば、送信側のアンテナ数分の空間多重が可能となる。

このようにＭＩＭＯ伝送方式においては、空間多重により複数の送信アンテナから送信された信号は、無線チャネル上で混在したまま受信アンテナで受信される。このため、受信側において、ＭＩＭＯ信号を送信アンテナ毎の信号に分離する必要があり、このＭＩＭＯ信号を分離する方法は、線形信号処理を用いる方法と非線形信号処理を用いる方法とに大別される。非線形信号処理を用いる方法としては、最尤検出（Maximum Likelihood Detection: MLD）を用いる方法が知られている。この方法は、送信信号の全候補点の中から最も可能性がある信号点を選択する方法であって、良好な復号特性が得られるという利点があるが、送信アンテナ数や変調多値数に応じて、計算量が指数的に増加するため、現実的には実装は困難となる。一方、線形信号処理を用いる方法としては、ゼロフォーシング（Zero Forcing: ZF）や最小二乗誤差法（Minimum Mean Square Error: MMSE）を用いる方法があり、最尤検出法と比較すると、復号特性は劣るが、計算量を少なくすることができるために、実際に広く使用されている。

上記のＯＦＤＭ伝送とＭＩＭＯ伝送を組み合わせたＭＩＭＯ−ＯＤＦＭ伝送は、周波数領域と空間領域の複合領域において信号処理が行われるため、通信品質及び通信容量を向上させることが可能となる。このため、ＬＴＥなどの新たな世代の移動通信システムにおいて採用されている。

一般に、移動通信システムにおいては、信号伝送の伝送信頼度を向上させるため、送信側において、前方誤り訂正符号化が行われ、この前方誤り訂正符号化としては、畳み込み符号やターボ符号が一般的に用いられる。その他、ＬＤＰＣ符号を用いる方法なども検討されている。受信側では、これら前方誤り訂正符号化された信号を復号するため、最尤（Maximum Likelihood: ML）復号や最大事後確率（Maximum A Posteriori Probability: MAP）復号が用いられる。最尤復号は、畳み込み符号の復号に主に用いられ、またＭＡＰ復号は、ターボ符号やＬＤＰＣ符号の復号に用いられる。なお、最尤復号を効率的に実現するためのアルゴリズムとして、周知のビタビアルゴリズムがある。また、ターボ符号やＬＤＰＣ符号に対しては、周知のＢＣＪＲアルゴリズム、Ｍａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズム、Ｓｕｍ−Ｐｒｏｄｕｃｔアルゴリズム等の繰返し処理を用いた復号が行われる。

上記の復号には、誤り訂正復号器への入力データとして硬判定ビットを用いる硬判定復号と、軟判定ビットを用いる軟判定復号とがあり、誤り訂正能力の観点からは、軟判定復号が行われる。しかし、軟判定復号においては、受信信号から軟判定ビットを生成する方法が問題となる。特に、ＭＩＭＯシステムでは、送信および受信方法によって、軟判定ビットの生成方法が異なってくるからである。

なお、上記の非線形信号処理を用いてＭＩＭＯの信号分離を行う方法においては、最適な軟判定ビットを生成する方法が検討されており、例えば、下記の特許文献１、２がある。

特許文献１には、最尤検出（ＭＬＤ）における軟判定ビットの生成方法とその演算方法が記載されており、また、特許文献２には、演算量削減型ＭＬＤにおける軟判定ビットの生成方法が記載されている。

特開２００８−１１４６１号公報 特開２０１１−０４１４２号公報

上記の線形信号処理を用いる信号分離法（以下、線形空間フィルタリングと称す）において、最適な軟判定ビットを生成する必要があるが、未だその最適な方法は提案されていない。

本発明は、特にＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送の受信側において、受信信号に線形空間フィルタリングを適用して軟判定ビットを生成する受信装置及びその受信方法を提供することを目的とする。

本発明は、誤り訂正符号化されたユーザデータ伝送用の変調信号にチャネル推定用の参照信号を多重するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送において送信装置から送信された信号を受信する受信装置であって、前記参照信号部分の受信信号に基づいて、ＭＩＭＯチャネル行列及び雑音電力密度を推定するチャネル推定部と、前記ＭＩＭＯチャネル行列を用いた線形空間フィルタリングにより，前記受信信号を送信レイヤ毎の信号に分離・合成する信号分離部と、前記ＭＩＭＯチャネル行列及び雑音電力密度に基づいて、各送信レイヤの受信ＳＩＮＲ（Signal-to-Interference Noise Ratio）をＯＦＤＭサブキャリア毎に算出する受信ＳＩＮＲ算出部と、前記分離・合成された受信信号と送信信号候補点に基づいて、各送信レイヤのチャネル対数尤度比（Log-Likelihood Ratio: LLR）をビット毎に算出するチャネル対数尤度比算出部と、前記受信ＳＩＮＲにより重み付けされた前記チャネル対数尤度比を用いて、軟判定誤り訂正復号を行う復号部と、を備えることを特徴とする。

また、本発明は、誤り訂正符号化されたユーザデータ伝送用の変調信号にチャネル推定用の参照信号を多重するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送において送信装置から送信された信号を受信する信号受信方法において、前記参照信号部分の受信信号に基づいて、ＭＩＭＯチャネル行列及び雑音電力密度を推定するステップと、前記ＭＩＭＯチャネル行列を用いた線形空間フィルタリングにより送信レイヤ毎の信号に分離・合成するステップと、前記ＭＩＭＯチャネル行列及び雑音電力密度に基づいて、各送信レイヤの受信ＳＩＮＲをＯＦＤＭサブキャリア毎に算出するステップと、前記分離・合成された受信信号と送信信号候補点に基づいて、送信レイヤ毎のチャネル対数尤度比をビット毎に算出するステップと、前記受信ＳＩＮＲにより重み付けされた前記チャネル対数尤度比を用いて、軟判定誤り訂正復号を行うステップと、を有することを特徴とする。

前方誤り訂正符号化を行う送信側と受信側モデルを示す図である。 ＳＩＳＯ（Single Input Single Output）伝送におけるＯＦＤＭ送受信モデルを示す図である。 ＭＩＭＯ伝送におけるＯＦＤＭ送受信モデルを示す図である。 本発明に基づくＭＩＭＯシステムの等価並列ＳＩＳＯ送受信モデルを示す図である。 ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける送信機構成を示す図である。 本発明に基づくＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける受信機構成を示す図である。 ブロック誤り率特性を表すグラフである。

まず、ＭＩＭＯシステムにおける受信信号の分離・合成方法について図３を参照して説明する。図３は、ＯＦＤＭ伝送方式におけるＭＩＭＯシステムの送受信モデルを示し、参照番号31は直列−並列変換器、32は前方誤り訂正（Forward Error Correction: FEC）符号化器、33は変調器、34はプリコーダで、これらは送信側装置である。35は無線伝搬路であり、これはＭＩＭＯチャネル行列としてモデル化することができる。36は受信側装置における空間フィルタ、37はチャネル対数尤度比生成器、38はレイヤデマッパー、39は軟判定誤り訂正復号器、40は並列−直列変換器である。本図のＭＩＭＯシステムにおいて、送信アンテナ数をNt、受信アンテナ数をNr、送信レイヤ数（空間多重数）をMとすると、受信アンテナ数が送信アンテナ数と同じか、又は多い場合（即ち、Nt < Nr）、送信レイヤ数Mの最大値は、送信アンテナ数と同じとなる。なお、ＬＴＥにおいては、無線伝搬路の状態に応じて最適な送信レイヤ数Mを選択するランクアダプテーションを適用することができる。また、kはサブキャリア番号を示す。

図３において、送信シンボルは、直列−並列変換器31により、送信レイヤ数分の並列信号となり、前方誤り訂正符号（ＦＥＣ）符号化器32により、誤り訂正符号化され、変調器33により変調が行われる。その後、プリコーダ34において、所定のプリコーディング行列が掛けられ、無線チャネル上に送信される。

図３の受信側においては、無線チャネル上で互いに干渉している送信シンボルストリームs₁(k), s₂(k), ..., s_M(k)を、空間フィルタ36での線形空間フィルタリング処理により分離・合成する。上記のように、非線形信号処理による受信信号の分離・合成も可能であるが、ここでは、より現実的な線形空間フィルタリング処理のみを考える。また、ここでは、線形空間フィルタリング処理として、サブストリーム間の干渉電力を０とするゼロフォーシング（ＺＦ）に基づく方法と、希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲを最小とする最小二乗誤差（ＭＭＳＥ）に基づく方法を記載するが、これら２つの方法に限定されるものではない。

上記M本の独立なＳＩＳＯ伝送を用いた等価送受信モデルを図４に示す。また、図４は、本発明を説明するための図でもある。図４において、参照番号32は送信側の前方誤り訂正符号化器、33は変調器、37は受信側のチャネル対数尤度比生成器、39は軟判定誤り訂正復号器を表す。これらの構成は、M本の各経路に対して、同一なものである。

上記式(11)に示されるように、第iサブストリームの第kサブキャリアで送信されたシンボルs_i(k)の第lビットc_i(k,l)のチャネル対数尤度比L_ch(c_i(k,l))の算出において、対数尤度比に対してそのシンボルの受信ＳＩＮＲで重み付けを行うことにより、サブストリーム毎に最適なチャネル対数尤度比を得ることができる。

なお、受信ＳＩＮＲで重み付けを行うことにより最適なチャネル対数尤度比を得ることができるとしたが、受信ＳＩＮＲに関連する値により重み付けを行うものとすることもできる。

上記式(12)の受信ＳＩＮＲは、線形フィルタリングの方法により、具体的には、以下のように展開することができる。

以上、本発明に関して、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送におけるチャネル対数尤度比の最適な生成方法について説明した。以下では、上記説明を補足するために、ＳＩＳＯモデルを用いたチャネル対数尤度比の算出方法を記載する。

軟判定誤り訂正復号器16に入力するする軟判定ビット値として、上記のチャネル対数尤度比L_ch(c_l,p)を用いることにより、上記式(29)中のPr(r'_l,p|c_l,p)の値が求められ、最尤復号を行うことが可能となる。

上記のように、軟判定誤り訂正復号において、軟判定誤り訂正復号器に入力される軟判定ビットとして、送信された各ビットのチャネル対数尤度比を使用することができる。続いて、ＳＩＳＯシステムにおける軟判定ビットの具体的な生成方法について説明する。

図２は、ＳＩＳＯシステムにおけるＯＦＤＭ送受信モデルを示し、参照番号11は送信側における前方誤り訂正符号化器、13は変調器、21は無線チャネルをモデル化した無線伝搬チャネル応答、14は受信側におけるチャネル対数尤度比生成器、16は軟判定誤り訂正復号器である。なお、図１に示されるインタリーバ及びデインタリーバは、省略している。

以上、ＳＩＳＯ伝送モデルを用いたチャネル対数尤度比の算出方法を説明した。上記したように、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送は、送信レイヤ毎に独立したＳＩＳＯ伝送モデルとして、等価的に表現することができる。ＳＩＳＯ伝送のチャネル対数尤度比は、式(51)に示されるように、対数尤度Ａと対数尤度Ｂの差に対して、対応するサブキャリアの受信ＳＮＲで重み付けすることで算出される。このため、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送においても、式(11)に示されるように、各サブストリーム（送信レイヤ）において、対数尤度Ａと対数尤度Ｂの差に対して、対応するサブキャリアの受信ＳＮＲで重み付けすることで、チャネル対数尤度比を算出することが可能となる。ただし、式(11)においては、干渉成分も考慮して、受信ＳＩＮＲで重み付けされていることに注意すべきである。

次に、本発明におけるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信機構成を図５に、その受信機構成を図６に示す。送信機構成は、従来方法と同じであるため、詳細な説明は省略する。ここでは、データのみがプリコーダ34によりプリコーディングされており、参照信号生成器54により生成された参照信号はプリコーディングされていない。受信機において、チャネル推定器79は、ＭＩＭＯチャネル行列及び雑音電力を推定する。推定されたＭＩＭＯチャネル行列及び雑音電力を用いて、空間フィルタ係数生成器80は、空間フィルタ係数を生成する。空間フィルタ36は、ＭＭＳＥ、ＺＦなどの線形フィルタリングを行い、受信信号を分離・合成する。空間フィルタ出力ＳＩＮＲ算出部81では、式(17)に示されるように、線形フィルタリングのタイプに対応した受信ＳＩＮＲを算出する。チャネル対数尤度比算出部37では、従来方法と同様にチャネル対数尤度比を算出した後、出力ＳＩＮＲ算出部81から出力される受信ＳＩＮＲでサブストリーム毎に重み付けを行う。重み付けされたチャネル対数尤度比は、軟判定誤り訂正復号器39に入力され、軟判定による受信信号の復号が行われる。

本発明の効果を図７のグラフに示す。図７は、コンピュータシミュレーションにより得られた受信アンテナ当りの平均E_s/N₀（雑音電力当りのシンボル電力）に対する平均ブロックエラー率（BLER）を表す。シミュレーションの条件を表１に示す。ＭＩＭＯアンテナ構成は２×２（送信アンテナ数２、受信アンテナ数２）であり、線形フィルタリングとしてはＭＭＳＥを用いる。誤り訂正符号化はターボ符号により行われ、復号器においては、繰返し回数を８とした、Ｍａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰ復号が行われる。

図７において、点線（左端）は、最尤判定（MLD）による特性であり、理想的な特性を示す。実線は、本発明における特性を示し、チャネル対数尤度比に対し受信ＳＩＮＲで重み付けを行ったものである。破線（右端）は、従来方法における特性であり、チャネル対数尤度比に対する重み付けを行っていない。即ち、本発明における重み付け係数を１としたものである。平均BLER = 10^-1を達成する受信Ｅ_ｓ／Ｎ_０において、本発明による特性は、従来方法による特性に比べて、約5 dBの改善が得られている（およそ19 dBから14 dBに減少）。即ち、本発明では、従来方法より受信Ｅ_ｓ／Ｎ_０が5 dB低い伝搬路環境において、従来方法と同等の平均BLER特性が得られることになる。また、MLDの特性と比較すると、2 dB程度の劣化しか見られないことがわかる。

以上述べたように、本発明によれば、軟判定誤り訂正復号器に入力される軟判定ビットを、チャネル対数尤度比にサブストリーム毎の受信ＳＩＮＲで重み付けして生成することにより、従来方法と比較して、大幅な特性改善が得られており、本発明の有効性が確認できる。

Claims (2)

1. 誤り訂正符号化されたユーザデータ伝送用の変調信号にチャネル推定用の参照信号を多重するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送において送信装置から送信された信号を受信する受信装置であって、
   前記参照信号部分の受信信号に基づいて、ＭＩＭＯチャネル行列及び雑音電力密度を推定するチャネル推定部と、
   前記ＭＩＭＯチャネル行列を用いた線形空間フィルタリングにより，受信信号を送信レイヤ毎の信号に分離・合成する空間フィルタ部と、
   前記ＭＩＭＯチャネル行列及び雑音電力密度に基づいて、各送信レイヤの受信ＳＩＮＲをＯＦＤＭサブキャリア毎に算出する出力ＳＩＮＲ算出部と、
   前記分離・合成された受信信号と送信信号候補点に基づいて、各送信レイヤのチャネル対数尤度比をビット毎に算出するチャネル対数尤度比算出部と、
   前記受信ＳＩＮＲにより重み付けされた前記チャネル対数尤度比を用いて、軟判定誤り訂正復号を行う復号部と、
   を有することを特徴とする、受信装置。
2. 誤り訂正符号化されたユーザデータ伝送用の変調信号にチャネル推定用の参照信号を多重するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送において送信装置から送信された信号を受信する信号受信方法であって、
   前記参照信号部分の受信信号に基づいて、ＭＩＭＯチャネル行列及び雑音電力密度を推定するステップと、
   前記ＭＩＭＯチャネル行列を用いた線形空間フィルタリングにより、受信信号を送信レイヤ毎の信号に分離・合成するステップと、
   前記ＭＩＭＯチャネル行列及び雑音電力密度に基づいて、各送信レイヤの受信ＳＩＮＲをＯＦＤＭサブキャリア毎に算出するステップと、
   前記分離・合成された受信信号と送信信号候補点に基づいて、送信レイヤ毎のチャネル対数尤度比をビット毎に算出するステップと、
   前記受信ＳＩＮＲにより重み付けされた前記チャネル対数尤度比を用いて、軟判定誤り訂正復号を行うステップと、
   を有することを特徴とする、信号受信方法。

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