JP2013090355A - スイッチング素子の駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】還流モードであるか否かの判断に用いる電流の更新を離散的に行なう場合、還流モードであるか否かの判断に利用された値と、パワースイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）の強制的なオフ処理がなされるときにおける値とが相違しうるため、還流モードの判断のための閾値に大きなマージンを設ける必要が生じること。
【解決手段】デッドタイム生成部３６では、パワースイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎを相補駆動するための操作信号ｇ￥ｐ，ｇ￥ｎを生成する。遮断部３８では、還流モードに対応するパワースイッチング素子Ｓ￥＃の操作信号ｇ￥＃を強制的にオフ操作指令とする。この際、還流モードの有無を判断するための閾値を、モータジェネレータ１０の回転速度等に応じて可変設定する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、インダクタに接続されて且つ、ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子に適用され、ダイオードに電流が流れる還流モードであると判断される場合、スイッチング素子のオン操作を禁止するスイッチング素子の駆動装置に関する。

直流電圧源の各端子と回転機の端子とを接続する高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて構成される電力変換回路（インバータ）が周知である。また、インバータは、上記スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイールダイオードを備えている。ここで、回転機に正弦波形状の電流を流すべく高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子を操作するに際しては、これら高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子を交互にオン状態およびオフ状態とすることで、これら一対のスイッチング素子を相補的に駆動する手法が一般に用いられている。

一方、インバータのスイッチング素子としては、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられることがある。また、近年では、こうしたインバータを構成する半導体素子として、フリーホイールダイオードがＩＧＢＴと同一基板上に併設されたいわゆるダイオード内蔵型ＩＧＢＴが提案されている。

上記ＩＧＢＴはコレクタからエミッタへと進む方向を順方向とするものであるため、逆側には電流が流れない。このため、インバータの一対のスイッチング素子が相補的に駆動される場合、上記正弦波形状の電流の流通方向によっては、オン状態とされているスイッチング素子に電流が流れないことがある。そしてこの場合、これに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードに電流が流れる還流モードとなる。

ところで、上記ダイオード内蔵型ＩＧＢＴにおいては、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際の電圧降下量が、ＩＧＢＴのゲートに電圧が印加されることで増大することが知られている。このため、スイッチング素子を相補的に操作する場合には、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際のフリーホイールダイオードによる電力損失が大きくなり、ひいてはダイオード内蔵型ＩＧＢＴの発熱量が多くなるおそれがある。

そこで従来、例えば下記特許文献１に見られるように、フリーホイールダイオードに電流が流れる還流モードであるか否かを判断し、還流モードであると判断される場合、上記相補的な操作によるオン操作指令にかかわらず、スイッチング素子を強制的にオフ状態とすることも提案されている。ここで、還流モードであるか否かの判断は、回転機の各端子を流れる電流と閾値との大小比較によって行われる。そして、閾値の絶対値は、還流モードであると判断されている状態からされていない状態への移行に伴いスイッチング素子の強制的なオフ処理が実際に解除されるまでの遅延時間に基づき、ゼロよりも大きい値に設定されている（段落「００４０」）。

特開２０１１−１３０５９９号公報

ところで、上記還流モードであるか否かの判断に用いる電流の更新を離散的に行なう場合、還流モードであるか否かの判断に利用された値と、強制的なオフ処理がなされるときにおける値とが相違しうる。このため、上記閾値を、更新周期における電流の変化量の最大値よりも大きくする必要が生じる。この場合、実際の電流の変化量が上記最大値よりも小さい値となるときには、還流モードであるにもかかわらず、ＩＧＢＴをオフ操作できないため、フリーホイールダイオードの電力損失が大きくなる。したがって、上記技術では、フリーホイールダイオードの発熱量の低減効果を十分に発揮できない懸念が生じる。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、インダクタに接続されて且つ、ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子に適用され、ダイオードに電流が流れる還流モードであると判断される場合、スイッチング素子のオン操作を禁止する新たなスイッチング素子の駆動装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、インダクタに接続されて且つ、ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子に適用され、前記インダクタを流れる電流の値を取得する取得手段と、前記取得手段によって取得された電流と閾値との大小比較に基づき、前記ダイオードに電流が流れる還流モードであるか否かを判断する還流モード判断手段と、前記還流モード判断手段によって還流モードであると判断される場合、前記スイッチング素子のオン操作を禁止する禁止手段と、前記還流モード判断手段による判断に利用される電流の更新周期における前記インダクタを流れる電流の変化量が小さい場合、前記閾値の絶対値を低減する低減手段と、を備えることを特徴とする。

還流モード判断手段が判断に用いる電流の更新が離散的になされる場合、更新周期の間に電流が変化するおそれがある。このため、還流モードでないにもかかわらず還流モード判断手段によって還流モードであると判断されている期間が生じる事態を回避する上では、更新周期における電流の変化分を考慮して閾値を設定する必要がある。そしてこれは、更新周期に渡る電流の変化量が変動することで、還流モードである場合であっても還流モードでないと判断される領域が拡大するように閾値を設定する必要が生じうることを意味する。この点、上記発明では、変化量が小さいほど閾値の絶対値を低減することで、還流モードでない場合に確実に還流モードではないと判断しつつも、禁止手段によって禁止がなされる領域を拡大することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記還流モード判断手段による判断に利用される電流は、所定の時間周期で更新されるものであり、前記インダクタは、回転機のコイルであり、前記低減手段は、前記回転機の回転速度が小さい場合、前記変化量が小さいとして前記閾値の絶対値を低減することを特徴とする。

回転機を流れる電流は、回転速度が小さいほど、その位相の変化速度が小さくなることに起因して、その値の変化速度も小さくなる傾向にある。このため、還流モード判断手段の判断に利用される電流が時間周期で更新される場合、回転速度が小さいほど更新周期における電流の変化量が小さくなる。上記発明は、この点に着目して低減手段を構成した。

請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記インダクタは、回転機のコイルであり、前記更新周期を可変とする可変手段を備え、前記低減手段は、前記更新周期が短い場合、前記変化量が小さいとして前記閾値の絶対値を低減することを特徴とする。

更新周期が長いほど、更新周期における電流の位相の変化量が大きくなることから、電流の変化量も大きくなる傾向にある。上記発明は、この点に着目して低減手段を構成した。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記インダクタは、回転機のコイルであり、前記低減手段は、前記回転機を流れる電流の振幅が小さい場合、前記変化量が小さいとして前記閾値の絶対値を低減することを特徴とする。

電流の位相の変化量が同一の場合、電流の振幅が小さいほど、電流値の変化量が小さくなる傾向にある。上記発明は、この点に着目して低減手段を構成した。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記インダクタは、回転機のコイルであり、前記インダクタに接続されるスイッチング素子は、直流交流変換回路を構成して且つ前記回転機の端子と直流電圧源の正極および負極のそれぞれとの間を開閉するものであり、前記取得手段は、前記正極に接続されるスイッチング素子と前記負極に接続されるスイッチング素子との接続点よりも前記インダクタ側の電流、または前記スイッチング素子のうち前記接続点側でない端部よりも前記直流電圧源側の電流のいずれかの検出値を取得するものであり、前記還流モード判断手段、前記禁止手段、および前記低減手段は、前記直流交流変換回路を構成するスイッチング素子のそれぞれ毎に設けられるものであることを特徴とする。

請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記回転機の制御量を制御すべく、前記正極に接続されるスイッチング素子と前記負極に接続されるスイッチング素子とのそれぞれの操作信号を生成する生成手段を備え、前記生成手段は、ソフトウェア処理手段であり、前記還流モード判断手段、前記禁止手段、および前記低減手段は、前記ソフトウェア処理手段によって構成されていることを特徴とする。

上記発明では、ソフトウェア処理手段によって還流モード判断手段等を構成するため、還流モード判断手段の判断周期が離散的なものとなりやすい。このため、上記低減手段の利用価値が特に大きい。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子と、前記ダイオードとは、同一半導体基板に併設されていることを特徴とする。

上記フリーホイールダイオードは、スイッチング素子がオフ状態である場合と比較してオン状態である場合の方が、導通損失が大きくなる。このため、上記禁止手段の利用価値が特に大きい。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる半導体デバイスの断面構成を示す断面図。 同実施形態にかかるオン操作の禁止処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる閾値マップの作成手順を示す図。 第２の実施形態にかかるオン操作の禁止処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかるオン操作の禁止処理の手順を示す流れ図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかるスイッチング素子の駆動装置を車載主機に接続されるインバータを構成するスイッチング素子に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるように、車載主機としてのモータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶおよびコンバータＣＮＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。高電圧バッテリ１２は、端子電圧がたとえば１００Ｖ以上となる直流電圧源である。高電圧バッテリ１２は、その負極電位が車体電位とは相違する電位とされている。詳しくは、本実施形態では、高電圧バッテリ１２の正極電位と負極電位との中央値が車体電位となるように設定されている。これは、高電圧バッテリ１２に一対の抵抗体または一対のコンデンサを並列接続し、一対の抵抗体または一対のコンデンサの接続点を車体に接続することで実現することができる。

上記インバータＩＮＶは、高電位側のパワースイッチング素子Ｓ￥ｐ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）および低電位側のパワースイッチング素子Ｓ￥ｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら各パワースイッチング素子Ｓ￥ｐおよびパワースイッチング素子Ｓ￥ｎの接続点が、モータジェネレータ１０の各相にそれぞれ接続されている。なお、高電位側のパワースイッチング素子Ｓ￥ｐおよび低電位側のパワースイッチング素子Ｓ￥ｎのそれぞれの入出力端子間（コレクタおよびエミッタ間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＤ￥ｐおよび低電位側のフリーホイールダイオードＤ￥ｎのカソードおよびアノードが接続されている。

一方、コンバータＣＮＶは、コンデンサＣと、それに並列接続されたスイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎの接続点および高電圧バッテリ１２の正極との間に接続されたリアクトルＬとを備えている。なお、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｃｐおよび低電位側のパワースイッチング素子Ｓｃｎのそれぞれの入出力端子間（コレクタおよびエミッタ間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＤｃｐおよび低電位側のフリーホイールダイオードＤｃｎのカソードおよびアノードが接続されている。

一方、制御装置２０は、車体を基準電位とするものであり、制御対象としてのモータジェネレータ１０の制御量を制御すべく、上記インバータＩＮＶやコンバータＣＮＶを操作する。この際、制御装置２０は、モータジェネレータ１０の回転角度を検出する回転角度センサ１４や、モータジェネレータ１０を流れる電流を検出する電流センサ１６、インバータＩＮＶの入力電圧を検出する電圧センサ１８等の検出値を取得する。そして、インバータＩＮＶのＵ相、Ｖ相、およびＷ相のそれぞれについてのパワースイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）を操作する操作信号ｇ￥＃を生成し出力する。これにより、パワースイッチング素子Ｓ￥＃は、それらの開閉制御端子（ゲート）に接続されるドライブユニットＤＵを介して制御装置２０により操作される。同様に、コンバータＣＮＶのパワースイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎの操作信号ｇｃｐ，ｇｃｎを生成し、出力することで、コンバータＣＮＶを操作する。

上記電流センサ１６は、その大きさのみならず電流の流通方向を検出可能な手段である。詳しくは、本実施形態では、モータジェネレータ１０およびインバータＩＮＶ間の電気経路に接触することなく電流を検出する手段を採用している。

上記パワースイッチング素子Ｓ￥＃，Ｓｃｐ，Ｓｃｎは、いずれも、入力端子および出力端子が一義に定義されており、出力端子から入力端子への電流の流通を阻止するスイッチング素子である。詳しくは、これらは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されている。特に、本実施形態では、パワースイッチング素子Ｓ￥＃，Ｓｃｐ，Ｓｃｎとこれに逆並列接続されるダイオードＤ￥＃，Ｄｃｐ，Ｄｃｎとが互いに同一の半導体基板に隣接して形成されたものを採用している。

図２に、本実施形態にかかるパワースイッチング素子Ｓ￥＃，Ｓｃｐ，Ｓｃｎとこれに逆並列接続されるダイオードＤ￥＃，Ｄｃｐ，Ｄｃｎの断面構成を示す。

図示されるように、半導体基板４０には、ＩＧＢＴ領域とダイオード領域とが併設されて形成されている。半導体基板４０の主面側から裏面側へと伸びる領域は、導電型がＮ型であるＮ型領域４２となっている。また、半導体基板４０の主面側の表層部には、導電型がＰ型のＰ型領域４４が形成されており、Ｐ型領域４４内に、上記Ｎ型領域４２よりも濃い濃度のＮ型の導電型を有するＮ型領域４６が形成されている。そして、これらＰ型領域４４およびＮ型領域４６には、ＩＧＢＴのエミッタ端子Ｅおよびダイオードのアノード端子が接続されている。また、上記Ｐ型領域４４およびＮ型領域４６上には、ゲート酸化膜４８を介してゲート電極５０が形成されている。

一方、半導体基板４０の裏面側の表層部には、上記Ｎ型領域４２よりも濃度の濃いＮ型領域５６とＰ型領域５４とが併設されている。ここで、Ｐ型領域５４は、ＩＧＢＴのコレクタ領域を構成し、Ｎ型領域５６は、ダイオードのカソード領域を構成する。なお、これらＰ型領域５４およびＮ型領域５６と上記Ｎ型領域４２との間には、Ｎ型領域４２よりも濃度の薄いＮ型領域５２が形成されている。

先の図１に示した制御装置２０は、中央処理装置（ＣＰＵ２２）や、メモリ２４等を備え、メモリ２４に格納されたプログラムを実行することで、操作信号ｇ￥＃，ｇｃｐ，ｇｃｎを生成するソフトウェア処理手段である。次に、操作信号ｇ￥＃の生成処理について、図１に基づき説明にする。

３相／ｄｑ変換部２６では、電流センサ１６によって検出される３相の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、ｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑに変換する。指令電流設定部２８では、要求トルクＴ＊に基づき、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を設定する。電流フィードバック制御部３０では、ｄ軸の実電流ｉｄを指令電流ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量としてｄ軸の指令電圧ｖｄ＊を設定するとともに、ｑ軸の実電流ｉｑを指令電流ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量としてｑ軸の指令電圧ｖｑ＊を設定する。ｄｑ／３相変換部３２では、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄ＊、ｖｑ＊を、３相の指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換する。

ＰＷＭ処理部３４では、指令電圧ｖ￥＊（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）とキャリアとの大小比較に基づき、ＰＷＭ信号ｇ￥を生成する。詳しくは、指令電圧ｖ￥＊をインバータＩＮＶの入力電圧ＶＤＣによって規格化したものとキャリアとのいずれが大きいかに応じて論理「Ｈ」，「Ｌ」が定まるＰＷＭ信号ｇ￥を生成する。

ここで、キャリア周波数ｆｃは、モータジェネレータ１０の電気角速度ωと、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ￥＃の温度Ｔとに応じて可変設定される。ちなみに、温度Ｔに応じて可変設定するのは、温度Ｔが高い場合にスイッチング損失を低減すべく、スイッチング周波数を低下させるためである。また、指令電圧ｖｄ＊、ｖｑ＊の更新周期や実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのサンプリング周期を、本実施形態では、キャリア周期「１／ｆｃ」に設定する。

デッドタイム生成部３６では、ＰＷＭ信号ｇ￥に基づき、相補信号としての操作信号ｇ￥ｐ，ｇ￥ｎを生成する。すなわち、基本的には、ＰＷＭ信号ｇ￥が論理「Ｈ」である場合に操作信号ｇ￥ｐを論理「Ｈ」とするとともに操作信号ｇ￥ｎを論理「Ｌ」とし、ＰＷＭ信号ｇ￥が論理「Ｌ」である場合に操作信号ｇ￥ｐを論理「Ｌ」とするとともに操作信号ｇ￥ｎを論理「Ｈ」とする。ただし、この際、立ち上がりエッジをＰＷＭ信号ｇ￥の対応するエッジに対してデッドタイムだけ遅延させる。

遮断部３８では、操作信号ｇ￥＃のうち、対応するスイッチング素子Ｓ￥＃に逆並列接続されたダイオードＤ￥＃に電流が流れる還流モードにおいて、そのスイッチング素子Ｓ￥＃のオン操作を禁止すべく、オン操作指令を強制的にオフ操作指令に変更する。

図３に、遮断部３８の行なう処理の手順を示す。この処理は、キャリア周期「１／ｆｃ」で実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、キャリア周波数ｆｃ、モータジェネレータ１０の回転速度Ｎｍを取得する。続くステップＳ１２においては、還流モードであるか否かを判断するための閾値Ｉｔｈ（＞０）をマップ演算する。続くステップＳ１４においては、実電流ｉ￥が閾値Ｉｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎの直列接続体について、その下側アームが還流モードであるか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ１４において肯定判断される場合、下側アームが還流モードであると判断し、ステップＳ１６において、下側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｎの操作信号ｇ￥ｎを強制的にオフ操作指令とする。

これに対し、ステップＳ１４において否定判断される場合、ステップＳ１８において、実電流ｉ￥が「−Ｉｔｈ」以下であるか否かを判断する。この処理は、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎの直列接続体について、その上側アームが還流モードであるか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ１８において肯定判断される場合、上側アームが還流モードであると判断し、ステップＳ２０において、上側アームのスイッチング素子Ｓ￥ｐの操作信号ｇ￥ｐを強制的にオフ操作指令とする。

なお、上記ステップＳ１６，Ｓ２０の処理が完了する場合や、ステップＳ１８において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

上記ステップＳ１２において利用するマップは、回転速度Ｎｍが小さいほど、また、キャリア周波数ｆｃが高いほど、閾値Ｉｔｈを小さい値に設定するものである。これは、図３に示す処理の周期（還流モードの判断に利用される実電流ｉ￥の更新周期）における実電流ｉ￥の変化量が小さいほど閾値Ｉｔｈを小さくするための設定である。

図４に、上記マップの作成手法を例示する。

図４（ａ）に、実電流ｉ￥の推移を示す。図示されるように、実電流ｉ￥は、正弦波形状の推移波形を有する。このため、１電気角周期において、振幅中心の位相からキャリア周期「１／ｆｃ」だけ経過するまでの変化量Ｘが最大となる。そこで、図４（ｂ）に示すように、モータジェネレータ１０の回転速度Ｎｍとキャリア周波数ｆｃとに応じて、実電流ｉ￥の振幅Ａと変化量Ｘとの比率「Ｘ／Ａ」を算出する。また、図４（ｃ）に示すように、回転速度Ｎｍとキャリア周波数ｆｃとに応じて、実電流ｉ￥の実効値の最大値Ａｒｍｓを取得する。これは、制御装置２０の制御やモータジェネレータ１０の仕様等によって定まるものである。そして、図４（ｄ）に示すように、図４（ｂ）、図４（ｃ）にて算出、取得された値に基づき、回転速度Ｎｍとキャリア周波数ｆｃとを入力とし、変化量Ｘを出力とするマップを作成する。ここで、各回転速度Ｎｍとキャリア周波数ｆｃとに応じた変化量Ｘは、「（Ｘ／Ａ）・Ａｒｍｓ・（√２）」にて算出できる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）キャリア周波数ｆｃと回転速度Ｎｍとに応じて閾値Ｉｔｈを可変設定した。これにより、還流モードであるか否かの判断に用いられる実電流ｉ￥の更新周期における電流の変化量Ｘが小さいほど閾値Ｉｔｈ（＞０）を小さい値に設定することができる。このため、還流モードでないにもかかわらず還流モードであると判断することを回避しつつ、還流モードであると判断される領域を拡大することができる。

（２）還流モードであるか否かをソフトウェア処理手段（ＣＰＵ２２）によって離散時間毎（キャリア周期「１／ｆｃ」毎）に判断した。このため、判断の更新周期における変化量Ｘの変動量が大きくなりやすい。このため、閾値Ｉｔｈを可変設定するメリットが大きい。

（３）パワースイッチング素子Ｓ￥＃およびフリーホイールダイオードＤ￥＃を、同一半導体基板に併設して形成した。これにより、還流モードにおいてパワースイッチング素子Ｓ￥＃がオン状態となることで導通損失が大きくなるため、還流モードである場合にパワースイッチング素子Ｓ￥＃のオン操作指令をキャンセルする処理の利用価値が特に大きい。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図５に、本実施形態にかかる遮断部３８の行なう処理の手順を示す。この処理は、キャリア周期「１／ｆｃ」で実行される。なお、図５において、先の図２に示した処理に対応するものについては、便宜上、同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、まずステップＳ１０ａにおいて、キャリア周波数ｆｃ、電気角速度ωに加えて、要求トルクＴ＊を取得する。続くステップＳ１２ａにおいては、キャリア周波数ｆｃ、電気角速度ωおよび要求トルクＴ＊に基づき、還流モードであるか否かを判断するための閾値Ｉｔｈ（＞０）をマップ演算する。ここで、要求トルクＴ＊は、実電流ｉ￥の振幅Ａと相関を有するパラメータである。すなわち、先の図１に示したように、要求トルクＴ＊に応じて指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊が設定される。そして、振幅Ａは、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊のベクトルノルムの所定数倍である。

上記振幅Ａが大きいほど、キャリア周期「１／ｆｃ」における変化量Ｘが大きくなる。一方、要求トルクＴ＊が大きいほど、振幅Ａが大きくなる。このため、要求トルクＴ＊が小さいほど、閾値Ｉｔｈを小さい値に設定する。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図６に、本実施形態にかかる遮断部３８の行なう処理の手順を示す。この処理は、キャリア周期「１／ｆｃ」で実行される。なお、図６において、先の図２に示した処理に対応するものについては、便宜上、同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、最新の実電流ｉ￥（ｎ）をサンプリングする。続くステップＳ３２においては、前回の実電流ｉ￥（ｎ−１）に対する最新の実電流ｉ￥（ｎ）の変化量Δｉ￥（ｎ）を算出する。そして、ステップＳ３４において、変化量Δｉ￥（ｎ）に応じて閾値Ｉｔｈを設定する。ここで、閾値Ｉｔｈは、最新の実電流ｉ￥（ｎ）に対する次回の実電流ｉ￥（ｎ＋１）の変化量を用いることで最も適切に設定可能なものである。しかし、次回の実電流ｉ￥（ｎ＋１）を予め取得することはできないため、最新の実電流ｉ￥（ｎ）に対する次回の実電流ｉ￥（ｎ＋１）の変化量が、変化量Δｉ￥（ｎ）程度であるとみなして、変化量Δｉ￥（ｎ）に応じて閾値Ｉｔｈを設定する。ここでは、変化量Δｉ￥（ｎ）が小さいほど閾値Ｉｔｈを小さい値に設定する。

なお、ステップＳ３４の処理が完了する場合、ステップＳ１４〜Ｓ２０の処理を行なう。そして、ステップＳ１６，Ｓ２０の処理が完了する場合や、ステップＳ１８において否定判断される場合には、ステップＳ３６において、サンプリング変数ｎを更新する。なお、ステップＳ３６の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「低減手段について」
上記第１の実施形態や第２の実施形態において、マップを用いる代わりに、先の図４に示した要領で、キャリア周波数ｆｃや回転速度Ｎｍ等から閾値Ｉｔｈを算出してもよい。この際、上記第１の実施形態の場合には、キャリア周波数ｆｃや回転速度Ｎｍと最大電流（実効値）との関係を定めるマップを利用することが望ましい。ちなみに、第２の実施形態の変形例では、このマップに代えて、要求トルクＴ＊から定まる指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊のベクトルノルムを用いることとなる。ただし、これに代えて、ｄｑ変換部２６の出力するｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑのベクトルノルムを用いてもよい。

また、還流モードの判断に利用される電流の更新周期における電流の変化量を把握する上での入力パラメータとしては、上記キャリア周波数ｆｃおよび回転速度Ｎｍ、またはキャリア周波数ｆｃ、回転速度Ｎｍおよび要求トルクＴ＊に限らず、キャリア周波数ｆｃ、回転速度Ｎｍおよび要求トルクＴ＊のうちのいずれか１つでもよく、また電流振幅のみでもよい。

「生成手段について」
電流フィードバック制御手段に限らないことについては、「取得手段について」の欄に記載したとおりである。またたとえば、矩形波制御手段等であってもよい。この場合であっても、還流モード判断手段の判断に利用される電流の更新周期における電流の変化量に応じて閾値を可変設定するなら、還流モードであると判断される期間を短縮することができる。

ちなみに、こうした場合においては、ＰＷＭ処理のためのキャリアが存在しないため、キャリア周期の可変設定に応じてサンプリング周期を可変設定する手段は存在しない。しかし、電流を離散的にサンプリングする場合あっては、サンプリング周期における電流の変化量の変動が顕著となり得るため、閾値を可変設定することは有効である。

「可変手段について」
これが必須でないことについては、「生成手段について」に記載してある。なお、サンプリング周期の可変設定は、ＰＷＭ処理のキャリア周期を可変設定することを必ずしも前提としない。すなわち、たとえば矩形波制御等においても、演算負荷と制御誤差との好適な両立を図る観点から、サンプリング周期を可変とする可変手段を設けうる。

「還流モード判断手段、禁止手段の動作電位について」
これら手段をドライブユニットＤＵ内に搭載し、ドライブユニットＤＵの動作電位としてもよい。この場合、電流を検出する手段としては、スイッチング素子Ｓ￥＃を流れる電流と相関を有する微小電流を出力するセンス端子Ｓｔ（図１に記載）の出力電流とすることが望ましい。この場合、特定のドライブユニットＤＵ内においてモータジェネレータ１０の対応する端子を流れる電流を検出できる期間は、デッドタイム生成部３６において生成される操作信号ｇ￥＃のうちの対応する信号がオン操作指令となる期間（およびデッドタイム期間）のみとなる。このため、次回のオン操作指令を遮断するか否かについては過去の電流値を用いる必要があり、この電流値は、次回のオン操作指令が入力された時点における電流値とは相違する。しかも、それらの電流値同士の差は変動しうる。したがって、この場合であっても、閾値を可変設定することは有効である。

「取得手段について」
還流モード判断手段の入力パラメータとなる電流の値としては、電流の検出値に限らない。たとえば、特開２００８−２２８４１９号公報に記載されているように、インバータのスイッチング素子のオン・オフ操作に応じたスイッチングモードを様々に仮設定した場合のそれぞれにおける電流を予測し、予測される電流に基づき、最適なスイッチングモードを選択するいわゆるモデル予測制御を行なうに際しての予測電流であってもよい。この場合であっても、予測される電流の更新周期における電流の変化量が大きいなら、低減手段を備えるメリットが大きくなる。

また、回転機のコイルを流れる電流を検出する手段としても、インバータＩＮＶおよびモータジェネレータ１０間を流れる電流を検出する電流センサ１６に限らないことについては、「還流モード判断手段、禁止手段の動作電位について」の欄に例示してある。また、たとえば低電位側のスイッチング素子Ｓ￥ｎ同士を接続する直流母線や、高電位側のスイッチング素子Ｓ￥ｐ同士を接続する直流母線の電流を検出する電流センサであってもよい。ちなみに、この電流センサによって検出される電流のみでは、モータジェネレータ１０を流れる全ての電流情報を取得することはできない。しかし、不足する電流情報を推定等によって補うなら、直流母線電流のみを用いて全ての電流情報を得ることは可能である。

「ソフトウェア処理手段について」
還流モード判断手段、禁止手段、および低減手段を上記特許文献１に記載されているように、ハードウェア処理手段としてもよい。ただし、この場合において、還流モードの判断に利用される電流の更新周期が短いなら、還流モードでない状態から還流モードに移行したと判断するための閾値と、還流モードから還流モードでない状態に移行したと判断するための閾値とを相違させることが望ましい。

「還流モード判断手段の判断周期と電流の更新周期との関係について」
これらが等しいものに限らない。たとえば還流モード判断手段の判断周期よりも電流の更新周期の方が長いものであってもよい。この場合、還流モード判断手段の判断周期によって閾値を設定することは判断精度の低下を招く。しかしこの場合であっても、還流モード判断手段による判断に利用される電流の更新周期に基づき閾値を設定するなら、上記第１の実施形態に準じた効果を得ることができる。なお、たとえば判断周期がＴｃであり、電流のサンプリング周期がＴＩ（Ｔｃ＜ＴＩ＜２・Ｔｃ）であるなら、還流モード判断手段による判断に利用される電流の更新周期は、変動する。このため、この場合には、更新周期を、最長の周期「２Ｔｃ」とみなすことが便宜である。もっとも、更新周期を変動するものとして扱ってもよい。

「インダクタについて」
回転機のコイルに限らず、たとえばコンバータＣＮＶのリアクトルＬであってもよい。換言すれば、還流モードの判断対象となるスイッチング素子としては、直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）を構成するものに限らず、コンバータＣＮＶを構成するもの等であってもよい。

「そのほか」
回転機としては、車載主機に限らない。

駆動対象となるスイッチング素子としては、先の図２に示したものに限らない。相補駆動することで、スイッチング素子が無駄にオン操作されることに起因したゲート充電電力の消費を抑制する上では、スイッチング素子のオン操作によってダイオードのオン抵抗が増加することのないものであっても、禁止手段を設けることは有効である。

１０…モータジェネレータ、２０…制御装置、２２…ＣＰＵ、３８…遮断部。

Claims (7)

1. インダクタに接続されて且つ、ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子に適用され、
   前記インダクタを流れる電流の値を取得する取得手段と、
   前記取得手段によって取得された電流と閾値との大小比較に基づき、前記ダイオードに電流が流れる還流モードであるか否かを判断する還流モード判断手段と、
   前記還流モード判断手段によって還流モードであると判断される場合、前記スイッチング素子のオン操作を禁止する禁止手段と、
   前記還流モード判断手段による判断に利用される電流の更新周期における前記インダクタを流れる電流の変化量が小さい場合、前記閾値の絶対値を低減する低減手段と、
   を備えることを特徴とするスイッチング素子の駆動装置。
2. 前記還流モード判断手段による判断に利用される電流は、所定の時間周期で更新されるものであり、
   前記インダクタは、回転機のコイルであり、
   前記低減手段は、前記回転機の回転速度が小さい場合、前記変化量が小さいとして前記閾値の絶対値を低減することを特徴とする請求項１記載のスイッチング素子の駆動装置。
3. 前記インダクタは、回転機のコイルであり、
   前記更新周期を可変とする可変手段を備え、
   前記低減手段は、前記更新周期が短い場合、前記変化量が小さいとして前記閾値の絶対値を低減することを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング素子の駆動装置。
4. 前記インダクタは、回転機のコイルであり、
   前記低減手段は、前記回転機を流れる電流の振幅が小さい場合、前記変化量が小さいとして前記閾値の絶対値を低減することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。
5. 前記インダクタは、回転機のコイルであり、
   前記インダクタに接続されるスイッチング素子は、直流交流変換回路を構成して且つ前記回転機の端子と直流電圧源の正極および負極のそれぞれとの間を開閉するものであり、
   前記取得手段は、前記正極に接続されるスイッチング素子と前記負極に接続されるスイッチング素子との接続点よりも前記インダクタ側の電流、または前記スイッチング素子のうち前記接続点側でない端部よりも前記直流電圧源側の電流のいずれかの検出値を取得するものであり、
   前記還流モード判断手段、前記禁止手段、および前記低減手段は、前記直流交流変換回路を構成するスイッチング素子のそれぞれ毎に設けられるものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。
6. 前記回転機の制御量を制御すべく、前記正極に接続されるスイッチング素子と前記負極に接続されるスイッチング素子とのそれぞれの操作信号を生成する生成手段を備え、
   前記生成手段は、ソフトウェア処理手段であり、
   前記還流モード判断手段、前記禁止手段、および前記低減手段は、前記ソフトウェア処理手段によって構成されていることを特徴とする請求項５記載のスイッチング素子の駆動装置。
7. 前記ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子と、前記ダイオードとは、同一半導体基板に併設されていることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動装置。

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