JP2013085231A - 無線通信装置、受信処理装置及び通信制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】妨害波成分が存在する場合においても、適切な受信処理が可能な無線通信装置、受信処理装置、及び、通信制御方法を提供する。
【解決手段】０系受信部１内のＡＧＣ回路７は、ＲＳＳＩの値が閾値を超える場合、現在のＡＧＣ制御値よりも小さな値の新たなＡＧＣ制御値を導出し、ＡＧＣＡＭＰ６に設定する。新たなＡＧＣ制御値は、Ａ／Ｄコンバータ９への入力信号のレベルが、当該Ａ／Ｄコンバータ９がオーバーフローしない範囲（入力可能範囲）となるような値である。また、ＡＧＣ回路７は、新たな乗算値を導出し、乗算器１１に設定する。新たな乗算値は、新たなＡＧＣ制御値から閾値を差し引いた値である。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信装置、受信処理装置及び通信制御方法に関する。

ＣＰＲＩ（Common Public Radio Interface）を備えたＬＴＥ（Long Term Evolution）方式の無線基地局装置には、フェージングやマルチパスのノイズの改善、受信感度の向上が求められている。このため、ＬＴＥ方式の無線基地局装置は、一般的に２つの受信系統を設けたダイバーシチ受信方式を採用している。ＬＴＥ方式の無線基地局装置は、２系統で無線信号を受信した場合には、デジタル処理において、各系統の受信信号を合成し、復調することにより、ダイバーシチゲイン分の受信感度の向上や、最適なパスの選択による外乱の影響の抑制を図ることができる。

具体的には、従来のダイバーシチ受信方式を採用したＬＴＥ方式の無線基地局装置は、２系統の受信部である０系受信部及び１系受信部と、当該０系受信部及び１系受信部をＣＰＲＩを介して接続するチャネル処理部と有する。０系受信部及び１系受信部の双方にアンテナからの信号が入力される場合（両系受信の場合）、０系受信部及び１系受信部内のＡ／Ｄ（Analogue/Digital）コンバータは、アンテナからの受信信号をデジタル信号に変換する。チャネル処理部は、０系受信部及び１系受信部からのデジタル信号を合成し、合成後のデジタル信号を復調する。

一方、０系受信部及び１系受信部の一方のみにアンテナからの信号が入力され、他方が無入力系となる場合（片系受信の場合）、チャネル処理部は、無入力系の受信部からのデジタル信号からノイズ成分をある程度除去でき、熱雑音（ＫＴＢＦ）等のノイズのみが残る。従って、ノイズレベルは低下し、合成時にノイズの影響は小さくなる。

また、無線基地局装置が、希望波成分の信号を受信中に、その希望波成分の周波数の近傍に高レベル（高電界）の妨害波成分が入力された場合を想定する。この場合、受信部内のＡ／Ｄコンバータは、高レベルの信号が入力されるためにオーバーフローしてしまう。このため、Ａ／Ｄコンバータは、正常なデジタル変換処理ができなくなり、後段のチャネル処理部も正常な復調処理ができなくなる。このようなＡ／Ｄコンバータにおけるオーバーフローを防止するために、受信部は、ＡＧＣ（Auto Gain Control）回路と、Ａ／Ｄコンバータの前段のＡＧＣＡＭＰ（Auto Gain Control Amplifier）とを備える。ＡＧＣ回路は、Ａ／Ｄコンバータの入力レベルがオーバーフローしない範囲となるように、ＡＧＣＡＭＰの増幅率を制御する（例えば、特許文献１参照）。

特開平１１−１８６９４６号公報

しかしながら、ＡＧＣ回路がＡＧＣＡＭＰの増幅率を低下させると、Ａ／Ｄコンバータに入力される信号のレベルは、妨害波成分のみならず、希望波成分まで低下してしまう。上述した片系受信を想定すると、妨害波成分が存在する片系受信では、希望波成分と妨害波成分とを受信した受信部内のＡＧＣ回路は、希望波成分のレベルを低下させてしまう。このため、チャネル処理部が、各受信部からの信号を合成する場合、無入力系の受信部からのＫＴＢＦ等のノイズのレベルが低くても、当該ノイズが低いレベルの希望波成分に重畳されることにより、所要のＣ／Ｎ（Carrier to Noise ratio：希望波と干渉波の比）を満たすことができなくなる。特に、ＣＰＲＩの仕様において信号のレベルが一定のレベルに規定されていない場合には、各受信部が出力する信号のレベルに差が生じることがあるため、所要のＣ／Ｎを満たせなくなる可能性が高い。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたものであり、妨害波成分が存在する場合においても、適切な受信処理が可能な無線通信装置、受信処理装置、及び、通信制御方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の第１の観点に係る無線通信装置は、
無線信号を受信する複数のアンテナと、前記アンテナと１対１に接続され、前記無線信号の受信処理を行う複数の受信処理部と、前記複数の受信処理部を接続し、前記複数の受信処理部からの信号を合成して復調する受信制御部とを有する無線通信装置であって、
前記受信処理部は、
前記無線信号の受信レベルが閾値以下である場合に、第１の増幅率で前記無線信号を増幅し、前記無線信号の受信レベルが前記閾値を超える場合に、前記第１の増幅率よりも低い第２の増幅率で前記無線信号を増幅する第１の利得制御手段と、
前記第１の利得制御手段により増幅された信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
前記アナログ／デジタル変換手段から出力されるデジタル信号から希望波成分を抽出するフィルタ手段と、
前記第１の利得制御手段により前記第２の増幅率で無線信号が増幅された場合に、前記フィルタ手段から出力される希望波成分のデジタル信号を第３の増幅率で増幅する第２の利得制御手段と
を備えることを特徴とする。

上記目的を達成するために、本発明の第２の観点に係る受信処理装置は、
アンテナによって受信された無線信号の受信処理を行う受信処理装置であって、
前記無線信号の受信レベルが閾値以下である場合に、第１の増幅率で前記無線信号を増幅し、前記無線信号の受信レベルが前記閾値を超える場合に、前記第１の増幅率よりも低い第２の増幅率で前記無線信号を増幅する第１の利得制御手段と、
前記第１の利得制御手段により増幅された信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
前記アナログ／デジタル変換手段から出力されるデジタル信号から希望波成分を抽出するフィルタ手段と、
前記第１の利得制御手段により前記第２の増幅率で無線信号が増幅された場合に、前記フィルタ手段から出力される希望波成分のデジタル信号を第３の増幅率で増幅する第２の利得制御手段と
を備えることを特徴とする。

上記目的を達成するために、本発明の第３の観点に係る通信制御方法は、
無線通信装置における通信制御方法であって、
無線信号の受信レベルが閾値以下である場合に、第１の増幅率で前記無線信号を増幅し、前記無線信号の受信レベルが前記閾値を超える場合に、前記第１の増幅率よりも低い第２の増幅率で前記無線信号を増幅する第１のステップと、
前記第１のステップにおいて増幅された信号をデジタル信号に変換する第２のステップと、
前記第２のステップにおいて得られる前記デジタル信号から希望波成分を抽出する第３のステップと、
前記第１のステップにおいて前記第２の増幅率で無線信号が増幅された場合に、前記第３のステップにおいて得られる希望波成分のデジタル信号を第３の増幅率で増幅する第４のステップと
を備えることを特徴とする。

本発明によれば、従来のものと比べて、妨害波成分が存在する場合においても、適切な受信処理が可能となる。

本発明の一実施形態に係る無線基地局装置の構成を示す図である。 本発明の一実施形態に係るＡＧＣ回路の動作を示すフローチャートである。 本発明の一実施形態に係る無線基地局装置と、従来の無線基地局装置との利得の差異を示す図である。 本発明の一実施形態に係る無線基地局装置と、従来の無線基地局装置とのスループット特性の差異を示す図である。 本発明の変形例に係る無線基地局装置の構成を示す図である。 本発明の変形例に係るＡＧＣ回路の動作を示すフローチャートである。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態に係る無線通信装置、受信処理装置及び通信制御方法を説明する。

図１に示す無線基地局装置Ａは、ＣＰＲＩを備えたＬＴＥ方式の無線基地局装置である。また、無線基地局装置Ａは、ダイバーシチ受信方式を採用している。無線基地局装置Ａは、図示しない無線端末との間で無線信号の送信及び受信を行う。

無線基地局装置Ａは、受信処理部及び受信処理装置としての０系受信部１と、当該０系受信部１に接続されるアンテナ２と、受信処理部及び受信処理装置としての１系受信部２１と、当該１系受信部２１に接続されるアンテナ２２と、０系受信部１及び１系受信部２１を接続する受信制御部としてのチャネル処理部１５と、０系受信部１とチャネル処理部１５とのインタフェースであるＣＰＲＩ１６と、１系受信部２１とチャネル処理部１５とのインタフェースであるＣＰＲＩ３６とを備える。

図１に示す０系受信部１は、帯域通過フィルタ３、アンプ４、ミキサ５、ＡＧＣＡＭＰ６、ＡＧＣ回路７、ＲＳＳＩ（Receive Signal Strength Indication）回路８、Ａ／Ｄコンバータ９、デジタルフィルタ１０、乗算器１１を備える。

帯域通過フィルタ３は、アンテナ２により受信された信号（受信信号Ｓ０）を入力する。帯域通過フィルタ３は、受信信号Ｓ０のうち、希望波成分の周波数帯を含む所定周波数帯の信号を通過させ、後段のアンプ４へ出力する。アンプ４は、帯域通過フィルタ３からの信号を所定の増幅率で増幅させ、後段のミキサ５へ出力する。ミキサ５は、アンプ４からの信号に、所定の信号を混合して、信号の周波数変換を行う。例えば、ミキサ５は、無線周波数帯の信号をベースバンド帯の信号に変換して出力する。ミキサ５は、周波数変換後の信号を、後段のＡＧＣＡＭＰ６へ出力する。

ＡＧＣＡＭＰ６は、増幅率が可変のアンプである。ＡＧＣＡＭＰ６の増幅率は、後述するＡＧＣ回路７により制御される。ＡＧＣＡＭＰ６は、入力した信号を、その時点で設定されている増幅率で増幅し、後段のＡ／Ｄコンバータ９へ出力する。

Ａ／Ｄコンバータ９は、ＡＧＣＡＭＰ６からの信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換し、後段のデジタルフィルタ１０へ出力する。ＲＳＳＩ回路８は、Ａ／Ｄコンバータ９への入力信号のレベル（電界強度）を検出する。なお、Ａ／Ｄコンバータ９は利得がないので、Ａ／Ｄコンバータ９の入力信号のレベルとＡ／Ｄコンバータ９の出力信号のレベルとが等しくなる。そのため、Ａ／Ｄコンバータ９の出力レベルを検出することで、Ａ／Ｄコンバータ９の入力信号のレベルが検出される。さらに、ＲＳＳＩ回路８は、検出した入力信号のレベルに基づいて、アンテナ２におけるＮＦ値（雑音指数値）を含んだ受信信号電界強度（ＲＳＳＩ）を検出する。ＲＳＳＩ回路８は、ＲＳＳＩの値を、後段のＡＧＣ回路７へ出力する。

ＡＧＣ回路７は、ＡＧＣＡＭＰ６における増幅率を制御するとともに乗算器１１における乗算値を制御する。具体的には、ＡＧＣ回路７は、以下の動作を行う。

図２に示すように、ＡＧＣ回路７は、ＲＳＳＩ回路８によって検出されたＲＳＳＩの値を確認する（ステップＳ１０１）。次に、ＡＧＣ回路７は、ＲＳＳＩの値が閾値を超えたか否かを判定する（ステップＳ１０２）。閾値は、Ａ／Ｄコンバータ９がオーバーフローしない場合のＲＳＳＩの値の上限値である。例えば、閾値は、ＡＧＣ回路７の内部、あるいは、外部に設けられた図示しないメモリに記憶されている。

ＲＳＳＩの値が閾値以下である場合（ステップＳ１０２：ＮＯ）、ＡＧＣ回路７は、ＡＧＣＡＭＰ６の増幅率の値（ＡＧＣ制御値）を、予め定められた初期値（ＡＧＣ初期値）に設定する。本実施形態では、ＡＧＣ初期値は、アンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までの利得が所定値となるような値である。また、ＡＧＣ回路７は、後述する乗算器１１における乗算値を、予め定められた初期値（乗算初期値）に設定する（ステップＳ１０３）。本実施形態では、乗算初期値は０［ｄＢ］である。例えば、ＡＧＣ初期値と乗算初期値とは、ＡＧＣ回路７の内部、あるいは、外部に設けられた図示しないメモリに記憶されている。その後、ＡＧＣＡＭＰ６は、入力した信号を、ＡＧＣ初期値が示す増幅率で増幅し、後段のＡ／Ｄコンバータ９へ出力する。また、ＡＧＣ回路７は、ＡＧＣ初期値を、現在のＡＧＣ制御値として、例えば、ＡＧＣ回路７の内部、あるいは、外部に設けられた図示しないメモリに記憶させる。

一方、ＲＳＳＩの値が閾値を超える場合（ステップＳ１０２：ＹＥＳ）、ＡＧＣ回路７は、現在のＡＧＣ制御値を確認する（ステップＳ１０４）。例えば、現在のＡＧＣ制御値は、ＡＧＣ回路７の内部、あるいは、外部に設けられた図示しないメモリに記憶されている。

次に、ＡＧＣ回路７は、現在のＡＧＣ制御値よりも小さな値である新たなＡＧＣ制御値を導出するとともに、新たな乗算値を導出する（ステップＳ１０５）。具体的には、ＡＧＣ回路７は、Ａ／Ｄコンバータ９への入力信号のレベルが、当該Ａ／Ｄコンバータ９がオーバーフローしない範囲（入力可能範囲）となるように、新たなＡＧＣ制御値を導出する。新たなＡＧＣ制御値と新たな乗算値とは、新たなＡＧＣ制御値が小さいほど、新たな乗算値は大きくなるという関係がある。ここでは、ＡＧＣ回路７は、新たなＡＧＣ制御値から閾値を差し引いた値を、乗算値として導出する。

次に、ＡＧＣ回路７は、新たなＡＧＣ制御値をＡＧＣＡＭＰ６に設定し、新たな乗算値を乗算器１１に設定する（ステップＳ１０６）。その後、ＡＧＣＡＭＰ６は、入力した信号を、新たなＡＧＣ制御値が示す増幅率で増幅し、後段のＡ／Ｄコンバータ９へ出力する。また、ＡＧＣ回路７は、導出した新たなＡＧＣ制御値を、現在のＡＧＣ制御値として、例えば、ＡＧＣ回路７の内部、あるいは、外部に設けられた図示しないメモリに記憶させる。

デジタルフィルタ１０は、Ａ／Ｄコンバータ９からのデジタル信号のうち、希望波成分に対応するデジタル信号を通過させ、後段の乗算器１１へ出力する。

乗算器１１は、デジタルフィルタ１０からのデジタル信号に、ＡＧＣ回路７により設定された乗算値を乗算することで、デジタル信号のレベルを変換する。さらに、乗算器１１は、レベルが変換されたデジタル信号を、ＣＰＲＩ１６を介して、チャネル処理部１５へ出力する。

図１に示す１系受信部２１は、帯域通過フィルタ２３、アンプ２４、ミキサ２５、ＡＧＣＡＭＰ２６、ＡＧＣ回路２７、ＲＳＳＩ回路２８、Ａ／Ｄコンバータ２９、デジタルフィルタ３０、乗算器３１を備える。

１系受信部２１は、上述した０系受信部１と同様の処理を行う。すなわち、帯域通過フィルタ２３は、アンテナ２２により受信された信号（受信信号Ｓ１）を入力する。帯域通過フィルタ２３は、受信信号Ｓ１のうち、所定周波数帯の信号のみを通過させ、後段のアンプ２４へ出力する。アンプ２４は、帯域通過フィルタ３からの信号を所定の増幅率で増幅させ、後段のミキサ２５へ出力する。ミキサ２５は、アンプ３４からの信号に、所定の信号を混合して、信号の周波数変換を行い、周波数変換後の信号を、後段のＡＧＣＡＭＰ２６へ出力する。

ＡＧＣＡＭＰ２６は、後述するＡＧＣ回路２７により増幅率が制御される。ＡＧＣＡＭＰ２６は、入力した信号を、その時点で設定されている増幅率で増幅し、後段のＡ／Ｄコンバータ２９へ出力する。

Ａ／Ｄコンバータ２９は、ＡＧＣＡＭＰ２６からの信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換し、後段のデジタルフィルタ３０へ出力する。ＲＳＳＩ回路２８は、Ａ／Ｄコンバータ２９へ入力される信号のレベルを検出する。なお、上述したとおり、Ａ／Ｄコンバータ９の出力信号のレベルを検出することで、Ａ／Ｄコンバータ９の入力信号のレベルが検出される。さらに、ＲＳＳＩ回路２８は、検出した入力信号のレベルに基づいて、アンテナ２２におけるＮＦ値を含んだＲＳＳＩを検出し、当該ＲＳＳＩの値を、後段のＡＧＣ回路２７へ出力する。

ＡＧＣ回路２７は、ＲＳＳＩ回路２８からのＲＳＳＩの値を確認し、当該ＲＳＳＩの値と予め定められた閾値とを比較する。ＲＳＳＩの値が閾値を超えない場合、ＡＧＣ回路２７は、ＡＧＣＡＭＰ２６のＡＧＣ制御値を、ＡＧＣ初期値に設定する。また、ＡＧＣ回路２７は、後述する乗算器３１における乗算値を、乗算初期値に設定する。その後、ＡＧＣＡＭＰ２６は、入力した信号を、ＡＧＣ初期値が示す増幅率で増幅し、後段のＡ／Ｄコンバータ２９へ出力する。

一方、ＲＳＳＩの値が閾値を超える場合、ＡＧＣ回路２７は、現在のＡＧＣ制御値を確認する。ＡＧＣ回路２７は、現在のＡＧＣ制御値よりも小さな値の新たなＡＧＣ制御値を導出する。さらに、ＡＧＣ回路２７は、新たな乗算値を導出する。

新たなＡＧＣ制御値及び新たな乗算値の導出後、ＡＧＣ回路２７は、新たなＡＧＣ制御値を、ＡＧＣＡＭＰ２６の増幅率の値に設定する。その後、ＡＧＣＡＭＰ２６は、入力した信号を、新たなＡＧＣ制御値が示す増幅率で増幅し、後段のＡ／Ｄコンバータ２９へ出力する。また、ＡＧＣ回路２７は、新たな乗算値を、乗算器３１の乗算値に設定する。

デジタルフィルタ３０は、Ａ／Ｄコンバータ２９からのデジタル信号のうち、希望波成分に対応するデジタル信号を通過させ、後段の乗算器３１へ出力する。

乗算器３１は、デジタルフィルタ３０からのデジタル信号に、乗算値を乗算することで、デジタル信号のレベルを変換して、ＣＰＲＩ３６を介して、チャネル処理部１５へ出力する。

図１に示すチャネル処理部１５は、チャネル推定回路１２、チャネル推定回路３２、合成回路１３及び復調部１４を備える。

チャネル推定回路１２は、ＣＰＲＩ１６を介して、０系受信部１内の乗算器１１に接続されている。チャネル推定回路１２は、乗算器１１からのデジタル信号に基づいて、０系受信部１により受信された信号のチャネル推定を行うとともに、ノイズ除去を行う。

チャネル推定回路３２は、ＣＰＲＩ３６を介して、１系受信部２１内の乗算器３１に接続されている。チャネル推定回路３２は、乗算器３１からのデジタル信号に基づいて、１系受信部３１により受信された信号のチャネル推定を行うとともに、ノイズ除去を行う。

合成回路１３は、チャネル推定回路１２及びチャネル推定回路３２からのチャネル推定及びノイズ除去後の信号を合成し、合成信号を復調部１４へ出力する。復調部１４は、合成回路１３からの合成信号を復調する。

次に、本実施形態の無線基地局装置Ａの具体的な動作をいくつかの代表的な受信処理を例に挙げて説明する。以下においては、閾値は−６５．０［ｄＢｍ］とする。また、０系受信部１における希望波成分の信号の受信レベルが閾値−６５．０［ｄＢｍ］以下の場合、ＡＧＣ回路７は、アンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までの利得が６０．０［ｄＢ］となるように、ＡＧＣＡＭＰ６にＡＧＣ初期値を設定するとともに、乗算器１１に乗算初期値である１．０［ｄＢ］を設定するものとする。同様に、１系受信部２１における希望波成分の信号の受信レベルが閾値−６５．０［ｄＢｍ］以下の場合、ＡＧＣ回路２７は、アンテナ２２からＡ／Ｄコンバータ２９までの利得が６０．０［ｄＢ］となるように、ＡＧＣＡＭＰ２６にＡＧＣ初期値を設定するとともに、乗算器３１に乗算初期値である１．０［ｄＢ］を設定するものとする。また、復調部１４において復調可能なＣ／Ｎ比（所要Ｃ／Ｎ比）は０．０[ｄＢ]とする。アンテナ２及びアンテナ２２におけるＮＦ値は３．３［ｄＢ］とする。ＫＴＢＦのレベルは、信号の帯域幅が４．５［ＭＨｚ］の場合に−１０４．０［ｄＢｍ］とする。チャネル推定回路１２及びチャネル推定回路３２のノイズ除去能力は−１５．０［ｄＢｍ］とする。Ａ／Ｄコンバータ９及びＡ／Ｄコンバータ２９のノイズフロアは−７０．０［ｄＢｍ］とする。ダイバーシチゲインは３．０［ｄＢ］とする。また、帯域制限フィルタ３及び帯域制限フィルタ２３は、希望波成分の周波数帯域から５．０［ＭＨｚ］以内の妨害波成分を除去することができないものとする。

［第１の処理（両系受信の場合）］
まず、０系受信部１及び１系受信部２１が、それぞれ−９５．５［ｄＢｍ］の希望波成分の信号を受信する場合の処理（第１の処理）を説明する。この場合、０系受信部１ではＲＳＳＩ回路８によりＲＳＳＩの値が検出されるとともに、１系受信部２１ではＲＳＳＩ回路２８によりＲＳＳＩの値が検出される。それぞれのＲＳＳＩの値は、受信した希望波成分の信号レベルと、上述したＫＴＢＦのレベルとを用いて算出され、具体的には、下記数式１に示す

となる。すなわち、各ＲＳＳＩの値は、それぞれ閾値−６５．０［ｄＢｍ］以下となる。
従って、０系受信部１においては、ＡＧＣ回路７は、ＡＧＣＡＭＰ６にＡＧＣ初期値を設定するとともに、乗算器１１に乗算初期値を設定する。これにより、アンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までの利得は、６０．０［ｄＢ］となる。同様に、１系受信部２１においては、ＡＧＣ回路２７は、ＡＧＣＡＭＰ２６にＡＧＣ初期値を設定するとともに、乗算器３１に乗算初期値を設定する。これにより、アンテナ２２からＡ／Ｄコンバータ２９までの利得は、６０．０［ｄＢ］となる。ここで、Ａ／Ｄコンバータ９及びＡ／Ｄコンバータ２９のノイズフロア（−７０．０［ｄＢｍ］）は、アンテナ２２からＡ／Ｄコンバータ２９までの利得（６０．０［ｄＢ］）分を足したＲＳＳＩの値（−３４．９［ｄＢｍ］）に対して、十分小さいために無視できる。そこで、ダイバーシチゲインのみを考慮すると、合成回路１３が出力する信号のＣ／Ｎ比は、０系受信部１又は１系受信部２１が受信した希望波成分の信号の値と、ＫＴＢＦのレベルと、ダイバーシチゲインとを用いて算出され、具体的には下記数式２に示す

となる。この算出したＣ／Ｎ比は、復調部１４における所要Ｃ／Ｎ比を満たす。すなわち、算出したＣ／Ｎ比は、０．０［ｄＢ］以上となる。従って、復調部１４は、正常な復調処理を行うことができる。

［第２の処理（片系受信の場合）］
次に、０系受信部１が−９５．５［ｄＢｍ］の希望波成分の信号を受信し、１系受信部２１が無入力である片系受信の場合の処理（第２の処理）を説明する。この場合、０系受信部１では、上述したＲＳＳＩの値を検出する処理と同様の処理が行われる。これにより、上述した数式を用いてＲＳＳＩの値（−９４．９［ｄＢｍ］）が算出される。なお、この算出したＲＳＳＩの値は、閾値−６５．０［ｄＢｍ］以下である。
従って、ＡＧＣ回路７は、アンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までの利得が６０．０［ｄＢ］となるように、ＡＧＣＡＭＰ６にＡＧＣ初期値を設定するとともに、乗算器１１に乗算初期値である１．０［ｄＢ］を設定する。

一方、１系受信部２１ではＲＳＳＩ回路２８によるＲＳＳＩの値を検出する処理が行われる。このとき、１系受信部２１は希望波成分の信号を受信していないため、ＲＳＳＩの値はＫＴＢＦのレベル（−１０４．０［ｄＢｍ］）と同じ大きさになる。すなわち、検出したＲＳＳＩの値は、閾値−６５．０［ｄＢｍ］以下である。従って、ＡＧＣ回路２７は、アンテナ２２からＡ／Ｄコンバータ２９までの利得が６０．０［ｄＢ］となるように、ＡＧＣＡＭＰ２６にＡＧＣ初期値を設定するとともに、乗算器３１に乗算初期値（１．０［ｄＢ］）を設定する。

このようにして０系受信部１から合成回路１３に入力される希望波成分の信号のレベルＣは、０系受信部１が受信した希望波成分の信号のレベルと、アンテナ２２からＡ／Ｄコンバータ２９までの利得と、を用いて算出され。具体的には、下記数式３に示すように、

となる。また、０系受信部１におけるＫＴＢＦは、希望波成分の信号と同様に、アンテナ２２からＡ／Ｄコンバータ２９までの間で増幅される。そのため、０系受信部１におけるＫＴＢＦのレベルは、ＫＴＢＦのレベルと、アンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までの利得とを用いて算出され、具体的には、下記数式４に示すように、

となる。さらに、０系受信部１から合成回路１３に入力されるノイズのレベルＮ０は、ＫＴＢＦとＡ／Ｄコンバータ９のノイズフロアとを用いて算出され、具体的には、下記数式５に示す

となる。

一方、１系受信部２１から合成回路１３に入力されるノイズのレベルＮ１は、チャネル推定回路３２のノイズ除去能力により低減される。従って、ノイズのレベルＮ１は、ＫＴＢＦのレベルと、アンテナ２２からＡ／Ｄコンバータ２９までの利得と、チャネル推定回路３２のノイズ除去能力とを用いて算出され、具体的には、下記数式６に示す

となる。このことから、合成回路１３が出力する信号のＣ／Ｎ比は、

となる。この算出したＣ／Ｎ比は、復調部１４における所要Ｃ／Ｎ比を満たす。すなわち、算出したＣ／Ｎ比は、０．０［ｄＢ］以上となる。従って、復調部１４は、正常な復調処理をおこなうことができる。

［第３の処理］
次に、０系受信部１が−９５．５［ｄＢｍ］の希望波成分の信号と、当該希望波成分の周波数の近傍で−６６．０［ｄＢｍ］の妨害波成分の信号とを受信し、１系受信部２１が無入力である片系受信の場合の処理（第３の処理）を説明する。この場合、０系受信部１内のＲＳＳＩ回路８が検出するＲＳＳＩの値は、受信した希望波成分の信号レベルと、妨害波成分の信号レベルとを用いて算出され、具体的には、下記数式８に示す

となり、その結果、上述した閾値−６５．０［ｄＢｍ］以下となる。

従って、ＡＧＣ回路７は、アンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までの利得が６０．０［ｄＢ］となるように、ＡＧＣＡＭＰ６にＡＧＣ初期値を設定するとともに、乗算器１１に乗算初期値である１．０［ｄＢ］を設定する。一方、１系受信部２１は、上述した第２の処理と同様の処理を行う。この結果、合成回路１３が出力する信号のＣ／Ｎ比は、８．４［ｄＢ］となる。このＣ／Ｎ比は、復調部１４における所要Ｃ／Ｎ比を満たす。従って、復調部１４は、正常な復調処理を行うことができる。

［第４の処理］
次に、０系受信部１が−９５．５［ｄＢｍ］の希望波成分の信号と、当該希望波成分の周波数の近傍で−４２．５［ｄＢｍ］の妨害波成分の信号とを受信し、１系受信部２１が無入力である片系受信の場合の処理（第４の処理）を説明する。この場合、０系受信部１内のＲＳＳＩ回路８が検出するＲＳＳＩの値は、受信した希望波成分の信号レベルと、妨害波成分の信号レベルとを用いて算出され、具体的には、下記数式９に示す

となり、その結果、ほぼ−４２．０［ｄＢｍ］となる。従って、ＲＳＳＩの値は、閾値−６５．０［ｄＢｍ］を超える。

ＡＧＣ回路７は、現在のＡＧＣ制御値を確認するとともに、Ａ／Ｄコンバータ９がオーバーフローしない新たなＡＧＣ制御値を算出する。新たなＡＧＣ制御値は、閾値と、妨害波成分の信号レベルとを用いて算出され、具体的には、下記数式１０に示す

となる。また、乗算器１１の乗算値として、ＡＧＣ制御値分を打ち消す＋２３．０［ｄＢ］を、新たなＡＧＣ制御値補正値として算出する。この場合、アンテナ２から０系受信部１の終端までの利得は、アンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までのＡＧＣ制御値が０［ｄＢ］時の利得から、新たなＡＧＣ制御値と、乗算器補正値とを用いて算出され、具体的には、下記数式１１に示す

となる。すなわち、ＲＳＳＩ回路８が検出するＲＳＳＩの値は、受信した希望波成分の信号レベルと、上述したＫＴＢＦのレベルと、妨害波成分の信号レベルとを用いて算出され、その結果、上述した閾値−６５．０［ｄＢｍ］を超える。そのため、ＡＧＣＡＭＰ６の増幅率が減少しても、乗算器１１によって補完されるため、０系受信部１の全体の利得は低下しない。

この結果、０系受信部１から合成回路１３に入力される希望波成分の信号のレベルＣは、受信した希望波成分の信号のレベルと、ＲＳＳＩ回路８が検出したＲＳＳＩの値とを用いて算出され、具体的には、下記数式１２に示す

となる。また、０系受信部１におけるＫＴＢＦとＡ／Ｄコンバータ９のノイズフロアとの合成レベルは、下記数式１３に示す

となる。さらに、０系受信部１から合成回路１３に入力されるノイズのレベルＮ０は、上述した合成レベルと、乗算器１１の乗算値とを用いて算出され、具体的には、下記数式１４に示す

となる。

一方、１系受信部２１におけるＫＴＢＦとＡ／Ｄコンバータ９のノイズフロアとの合成レベルは、下記数式１５に示す

となる。さらに、１系受信部２１から合成回路１３に入力されるノイズのレベルＮ１は、チャネル推定回路によるチャネル推定回路３２のノイズ除去能力により低減される。従って、ノイズのレベルＮ１は、１系受信部２１におけるＫＴＢＦとＡ／Ｄコンバータ９のノイズフロアとの合成レベルと、チャネル推定回路３２のノイズ除去能力とを用いて算出され、具体的には、下記数式１６に示す

となる。そして、合成回路１３が出力する信号のＣ／Ｎ比は、希望波成分の信号のレベルＣと、ノイズＮとを用いて算出される。また、ノイズＮは、ノイズＮ０と、ノイズＮ１とを用いて算出される。具体的に、合成回路１３が出力する信号のＣ／Ｎ比は、下記数式１７に示す

となる。この算出したＣ／Ｎ比は、復調部１４における所要Ｃ／Ｎ比を満たす。すなわち、算出したＣ／Ｎ比は、０．０［ｄＢ］以上となる。従って、復調部１４は、正常な復調処理を行うことができる。

［従来の処理］
次に、従来の無線基地局装置が、上述した第４の処理に対応する処理を行う場合について説明する。従来の無線基地局装置は、図１に示す本実施形態の無線基地局装置Ａから乗算器１１及び乗算器３１を除いた構成である。

従来の無線基地局装置において、０系受信部１が−９５．５［ｄＢｍ］の希望波成分の信号と、当該希望波成分の周波数の近傍で−４２．０［ｄＢｍ］の妨害波成分の信号とを受信し、１系受信部２１が無入力である片系受信の場合を想定する。この場合には、０系受信部内のＲＳＳＩ回路８が検出するＲＳＳＩの値は、閾値−６５．０［ｄＢｍ］を超える。ＡＧＣ回路７は、Ａ／Ｄコンバータ９がオーバーフローしないＡＧＣ制御値を、閾値と、妨害波成分の信号レベルとを用いて算出する。具体的には、下記数式１８に示す

となる。この場合、アンテナ２から０系受信部１の終端までの利得は、アンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までのＡＧＣ制御値が０ｄＢ時の利得から、Ａ／Ｄコンバータ９がオーバーフローしないＡＧＣ制御値を用いて算出され、具体的には、下記数式１９に示す

となる。すなわち、ＡＧＣ制御値が、Ａ／Ｄコンバータ９がオーバーフローしない値に設定されることにより、アンテナ２から０系受信部１の終端までの利得は低下してしまう。この結果、０系受信部１から合成回路１３に入力される希望波成分の信号のレベルＣは、下記数式２０に示す

となる。すなわち、希望波成分の信号のレベルＣは、上記数式１５に示すようにアンテナ２から０系受信部１の終端までの利得が低下した分だけ、低下する。また、０系受信部１から合成回路１３に入力されるノイズのレベルＮ０は、アンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までの間で増幅されたＫＴＢＦと、上述したＡ／Ｄコンバータ９のノイズフロアとを用いて算出され、具体的には下記数式２１に示す

となる。

一方、１系受信部２１におけるＫＴＢＦとＡ／Ｄコンバータ２９のノイズフロアとの合成レベルは、下記数式２２に示す

である。さらに、１系受信部２１から合成回路１８に入力されるノイズのレベルＮ１は、チャネル推定回路３２のノイズ除去能力により低減される。従って、ノイズのレベルＮ１は、ＫＴＢＦとＡ／Ｄコンバータ２９のノイズフロアとを合成したノイズと、チャネル推定回路３２のノイズ除去能力とを用いて算出され、具体的には、下記数式２３に示す

となる。そして、合成回路１３が出力する信号のＣ／Ｎ比は、希望波成分の信号のレベルＣと、ノイズＮとを用いて算出される。また、ノイズＮは、ノイズＮ０と、ノイズＮ１とを用いて算出される。具体的に、合成回路１３が出力する信号のＣ／Ｎ比は、下記数式２４に示す

となる。このＣ／Ｎ比は、復調部１４における所要Ｃ／Ｎ比を満たさない。従って、復調部１４は、正常な復調処理を行うことができない。

図３は、本実施形態に係る無線基地局装置Ａと、従来の無線基地局装置との利得の差異を示す図である。図３（ａ）及び図３（ｂ）において、実線は、本実施形態に係る無線基地局装置Ａにおける利得を示し、点線は、乗算器が存在しない従来の無線基地局装置の利得を示す。また、図４は、本実施形態に係る無線基地局装置Ａと、従来の無線基地局装置とのスループット特性の差異を示す図である。図４において、実線は、本実施形態に係る無線基地局装置Ａにおけるスループット特性を示し、点線は、乗算器が存在しない従来の無線基地局装置のスループット特性を示す。

図３（ａ）に示すように、本実施形態に係る無線基地局装置Ａ及び従来の無線基地局装置のアンテナからデジタルフィルタまでの利得を比較する。本実施形態に係る無線基地局装置Ａ及び従来の無線基地局装置の何れにおいても、アンテナ２からデジタルフィルタ１０までの利得は、ＲＳＳＩが−６５．０［ｄＢｍ］以下では、６０．０［ｄＢ］が維持される。しかし、ＲＳＳＩが−６５．０［ｄＢｍ］を超えると、Ａ／Ｄコンバータ９がオーバーフローしてしまうことを防止するため、ＡＧＣＡＭＰ６の増幅率が下げられる。このため、例えば、妨害波成分が１．０［ｄＢ］増加する毎に、アンテナ２からデジタルフィルタ１０までの利得は、１．０［ｄＢ］減少する。

一方、図３（ｂ）に示すように、本実施形態に係る無線基地局装置Ａ及び従来の無線基地局装置のアンテナ２から受信部の終端までの利得を比較する。従来の無線基地局装置では、受信部の終端は、デジタルフィルタ１０である。従って、アンテナ２から受信部の終端までの利得は、図３（ａ）の場合と同様である。しかし、本実施形態に係る無線基地局装置Ａでは、受信部の終端は、乗算器１１である。乗算器１１は、ＡＧＣＡＭＰ６における利得の低下を打ち消すように増幅する。従って、ＲＳＳＩが−６５．０［ｄＢｍ］を超えてＡＧＣＡＭＰ６の増幅率が下げられても、アンテナ２から受信部の終端までの利得は維持される。

図３（ｂ）に示すように、本実施形態に係る無線基地局装置Ａ及び従来の無線基地局装置のアンテナ２から受信部の終端までの利得に差異がある結果、本実施形態に係る無線基地局装置Ａは、スループット特性が向上する。図４では、従来の無線基地局装置は、妨害波のレベルが−４３．０［ｄＢｍ］まで上昇すると、スループットが最大値の９５％となる。これに対し、本実施形態の無線基地局は、妨害波のレベルが−３２．０［ｄＢｍ］まで上昇すると、スループットが最大値の９５％となる。

以上、本実施形態によれば、無線基地局装置Ａは、ダイバーシチ受信方式を採用し、アンテナ２と、当該アンテナ２に接続される０系受信部１と、アンテナ２２と、当該アンテナ２２に接続される１系受信部２１と、０系受信部１及び１系受信部２１を接続するチャネル処理部１５とを備える。

この無線基地局装置Ａにおいて、０系受信部１が希望波成分の信号を受信し、１系受信部２１が無入力である片系受信が行われる場合、高電界の妨害波成分が存在することにより、ＲＳＳＩ回路８によって検出されたＲＳＳＩの値が閾値を超えると、０系受信部１内のＡＧＣ回路７は、現在のＡＧＣ制御値よりも小さな値の新たなＡＧＣ制御値を導出し、ＡＧＣＡＭＰ６に設定する。新たなＡＧＣ制御値は、Ａ／Ｄコンバータ９への入力信号のレベルが、当該Ａ／Ｄコンバータ９がオーバーフローしない範囲（入力可能範囲）となるような値である。また、ＡＧＣ回路７は、新たな乗算値を導出し、乗算器１１に設定する。新たな乗算値は、新たなＡＧＣ制御値から閾値を差し引いた値である。

ＡＧＣ回路７が、新たなＡＧＣ制御値及び新たな乗算値を導出、設定することにより、ＡＧＣＡＭＰ６の増幅率が低下し、Ａ／Ｄコンバータ７がオーバーフローすることが防止される。また、乗算器１１は、ＡＧＣＡＭＰ６における利得の低下を打ち消すように増幅する。従って、ＡＧＣＡＭＰ６の増幅率が下げられても、アンテナ２から０系受信部１の終端までの利得は維持される。さらに、合成回路１３が、０系受信部１からの希望波成分と、１系受信部２１からの無入力系のノイズとを合成する際に、希望波成分のレベルが維持されるため、無入力系のノイズの影響を回避することができる。このため、０系受信部１が、従来の妨害波の入力レベルの限界値よりも更に高い妨害波を受信しても、復調部１４における所要Ｃ／Ｎを満たすことができる。すなわち、３ＧＰＰの妨害波の規格に対して、余裕度を大きくとることができるため、Ａ／Ｄコンバータのノイズフロアのばらつき、温度変動、経年変化等による受信部の利得変動に対する耐性が向上する。

なお、上述した実施形態では、片系受信時の場合について説明したが、両系受信時の場合においても、同様に、本発明を適用できる。例えば、０系受信部１が希望波成分の信号を受信中、妨害波成分の信号を受信し、１系受信部２１が妨害波成分の信号を受信した場合、０系受信部１の希望波成分が乗算器１１にて増幅されることにより、合成回路１３における合成時に、１系受信部２１のノイズによる影響を小さくすることができる。このため、従来のＣＰＲＩを備えたＬＴＥ方式の無線基地局装置では不可能であった所要Ｃ／Ｎの０．０［ｄＢ］を満たすことができる。

また、上述した実施形態では、閾値は、Ａ／Ｄコンバータ９がオーバーフローしない場合のＲＳＳＩの値の上限値であったが、Ａ／Ｄコンバータ９がオーバーフローしない場合のＲＳＳＩの値の上限値以下の値であればよい。

また、上述した実施形態では、ＣＰＲＩを備えたＬＴＥ方式で、且つ、ダイバーシチ受信方式を採用した無線基地局装置について説明したが、ダイバーシチ受信方式を採用した無線基地局装置であれば、本発明を適用できる。さらには、無線基地局装置以外の無線通信装置であっても、ダイバーシチ受信方式を採用した無線通信装置であれば、本発明を適用できる。

［変形例］
以上実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、種々変形が可能である。例えば、ＡＧＣ回路が、乗算器の乗算値に上限を設ける機能を有していてもよい。この場合には、乗算器から出力されたデジタル信号が、チャネル推定回路においてオーバーフローすることが防止される。その結果、無線基地局装置の受信動作をより安定化させることができる。以下、変形例に係る無線基地局装置の構成と作用を説明する。

図５は、本発明の変形例に係る無線基地局装置Ａ’の構成を示す図である。なお、上述した無線基地局装置Ａと同一の構成については同一符号を付して説明を省略する。図５に示すように、無線基地局装置Ａ’は、ＡＧＣ回路７の代わりにＡＧＣ回路７’を備えている。

ＡＧＣ回路７’は、上述したＡＧＣ回路７と同様に、ＡＧＣ制御値を設定するとともに、乗算器１１の乗算値を設定する。また、ＡＧＣ回路７’は、乗算器１１の乗算値に上限を設ける機能を有しており、乗算器１１の乗算値が所定値以上とならないように制御可能に構成されている。これにより、チャネル推定回路１２に入力されるデジタル信号の電力値が所定値未満となるように制御される。デジタル信号の電力値としては、例えば、デジタル換算値で＋３６ｄＢであり、ＬＴＥ変調波におけるデジタル換算で平均電力＋２６ｄＢである。

このように、無線基地局装置Ａ’によれば、ＡＧＣ回路７’が、乗算器１１の乗算値に上限を設定する機能を有しているため、乗算器１１から入力されたデジタル信号が、チャネル推定回路１２においてオーバーフローすることを防止することができる。これにより、無線基地局装置Ａ’では、安定した受信動作を行うことができる。

次に、無線基地局装置Ａ’の動作の具体的な例を説明する。

［片系受信処理］
まず、０系受信部１が−９５．５［ｄＢｍ］の希望波成分の信号を受信中に、−３２．０［ｄＢｍ］の妨害波成分が入力され、かつ、１系受信部２１が無入力系となる場合の処理（片系受信処理）を説明する。

図６に示すように、ＡＧＣ回路７は、ＲＳＳＩの値を確認する（ステップＳ２０１）。この処理に先立ち、ＲＳＳＩ回路８は、Ａ／Ｄコンバータ９への入力信号のレベル（電界強度）を検出し、検出した入力信号のレベルに基づいて、アンテナ２におけるＮＦ値（雑音指数値）を含んだ受信信号電界強度（ＲＳＳＩ）を検出する。なお、上述したとおり、Ａ／Ｄコンバータ９の出力信号のレベルを検出することで、Ａ／Ｄコンバータ９の入力信号のレベルが検出される。ＲＳＳＩの値は、希望波成分の信号レベルと、妨害波成分の信号レベルとを用いて算出され、具体的には、下記数式２５に示す

となる。次に、ＡＧＣ回路７’は、ＲＳＳＩの値が閾値を超えるか判定する（ステップＳ２０２）。この処理では、上記数式２１において算出したＲＳＳＩの値（−３２．０［ｄＢｍ］）と、閾値（−６５．０［ｄＢｍ］）とを比較する。

ＡＧＣ回路７’が、ＲＳＳＩの値が閾値を超えると判定すると（ステップＳ２０２：Ｙｅｓ）、現在の現在のＡＧＣ制御値を確認する（ステップＳ２０４）。なお、ＡＧＣ回路７’が、ＲＳＳＩの値が閾値を超えないと判定すると（ステップＳ２０２：Ｎｏ）、ＡＧＣ回路７’は、ＡＧＣ制御値及び乗算値を初期値に設定し、ステップＳ２０２に処理を戻す。

次に、ＡＧＣ回路７’は、新たなＡＧＣ制御値及び乗算値を算出する（ステップＳ２０５）。この処理では、ＡＧＣ回路７’は、ＲＳＳＩの値が閾値以下となるような新たなＡＧＣ制御値を算出する処理を行う。新たなＡＧＣ制御値は、閾値と、算出したＲＳＳＩの値とを用いて算出され、具体的には、下記数式２６に示す

となる。また、ＡＧＣ回路７’は、乗算器１１の乗算値が、ＡＧＣ制御値を打ち消すように、当該乗算値の補正値を算出する。このときの算出した補正値は、下記数式２７に示す

となる。次に、ＡＧＣ回路７’は、算出した乗算値の補正値が＋３０．０［ｄＢ］を超えるか判定する（ステップＳ２０６）。ＡＧＣ回路７’は、算出した補正値が＋３０．０［ｄＢ］を超えないと判定すると（ステップＳ２０６：Ｎｏ）、ＡＧＣ回路７’は、算出した値を補正値として設定する（ステップＳ２０７）。一方、ＡＧＣ回路７’は、算出した補正値が＋３０．０［ｄＢ］を超えると判定すると（ステップＳ２０６：Ｙｅｓ）、乗算器１１の補正値を＋３０．０［ｄＢ］に変更し（ステップＳ２０８）、ステップＳ２０７へ処理を進める。

次に、ＡＧＣ回路７’は、ステップＳ２０７で設定した乗算器の補正値に基づいて、ＡＧＣ制御値を再設定する（ステップＳ２０９）。

上述の処理により再設定されたＡＧＣ制御値や乗算器の補正値は以下のように用いられる。すなわち、ＡＧＣ回路７’がＡＧＣ制御を行うと、アンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までの利得が、ＡＧＣ制御値および乗算器の補正値に応じて変化する。

例えば、ＡＧＣ制御値が初期値（０．０［ｄＢ］）である場合、０系受信部１の総合利得は、アンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までの利得（＋６０．０［ｄＢ］）と同じ値になる。ところが、ＡＧＣ回路７による制御を行うことで、０系受信部１の総合利得は、アンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までの利得に、ＡＧＣ制御値及び乗算器１１の補正値を加えた値となる。具体的には、下記数式２８に示す

となる。また、合成回路１３における０系受信部１の希望波成分の信号レベルＣは、受信した希望波成分の信号レベルと、０系受信部１の総合利得とを用いて算出され、具滝的には、下記数式２９に示す

となる。一方、０系受信部１において発生するノイズとしては、ＫＴＢＦがアンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までの間で利得分だけ増加したノイズ（ＫＴＢＦＧ）と、Ａ／Ｄコンバータ９のノイズフロアＮ_Ａ/Ｄとがある。０系受信部１において発生するノイズの値は、ＫＴＢＦＧと、ノイズフロアＮ_Ａ/Ｄとを用いて算出され、具体的には、下記数式３０に示す

となる。０系受信部１において発生するノイズは、乗算器１１において増幅される（ノイズＮ０）。この乗算器１１において増幅されたノイズＮ０の値は、０系受信部１において発生するノイズと、乗算器１１の補正値とを用いて算出され、具体的には下記数式３１に示す

となる。なお、デジタルフィルタ１０が、妨害波成分の信号レベルを、受信動作には影響を与えない十分低いレベルまで抑制しているため、ここでは、妨害波成分を考慮する必要はない。

一方、１系受信部２１には高レベルの妨害波成分が入力されていないため、ＡＧＣ制御値および乗算器１１の補正値はそれぞれ０．０［ｄＢ］となる。すなわち、ＡＧＣ回路２７’はＡＧＣ制御を行わず、アンテナ２２からＡ／Ｄコンバータ２９までの利得は初期値（＋６０．０［ｄＢ］）となる。従って、１系受信部２１において発生するノイズの値は下記数式３２に示す

となる。１系受信部２１から合成回路１３に入力されるノイズのレベルＮ１は、チャネル推定回路３２のノイズ除去能力により低減される。従って、ノイズのレベルＮ１は、１系受信部２１において発生するノイズの値と、チャネル推定回路３２のノイズ除去能力とを用いて算出され、具体的には、下記数式３３に示す

となる。また、合成回路１３におけるノイズＮは、ノイズＮ０（−３９．２［ｄＢｍ］）と、ノイズＮ１（−５９．０［ｄＢｍ］）とを用いて算出され、具体的には、下記数式３４に示す

となる。また、合成時のＣ／Ｎは上記数式２５で算出した信号レベルＣ（−３８．５［ｄＢｍ］）と、ノイズＮとを用いて算出され、具体的には、下記数式３５に示す

となる。この算出したＣ／Ｎ比は、復調部１４における所要のＣ／Ｎ（０．０［ｄＢ］）を満たす。従って、復調部１４は、チャネル推定回路１２におけるオーバーフローを防止することができ、正常な復調処理を行うことができる。

次に、０系受信部１において、Ａ／Ｄコンバータ９がオーバーフローするレベルを超えた値（−３２．０［ｄＢｍ］）の希望波成分の信号のみを受信した場合を説明する。例えば、ＡＧＣ制御値が初期値（０．０［ｄＢ］）である場合、０系受信部１の総合利得は、アンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までの利得（＋６０．０［ｄＢ］）と同じ値になる。ところが、ＡＧＣ回路７による制御を行うことで、０系受信部１の総合利得は、アンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までの利得に、ＡＧＣ制御値及び乗算器１１の補正値を加えた値となる。具体的には、下記数式３６に示す

となる。従って、チャネル処理部１５での希望波成分の信号レベルは、希望波成分の受信レベル（−３２．０［ｄＢｍ］）と、アンテナ２からＡ／Ｄコンバータ９までの利得とを用いて算出され、具体的には、下記数式３７に示す

となる。このように、チャネル推定回路１２では平均電力２６．０［ｄＢｍ］以下であれば、ピーク値であっても＋３６．０［ｄＢｍ］以下に抑制される。これにより、正常に処理ができる。また、ノイズレベルＮは、下記数式３８に示す

となる。

となる。この算出したＣ／Ｎ比は、復調部１４における所要のＣ／Ｎ（０．０［ｄＢ］）を満たす。これにより、チャネル推定回路１２におけるオーバーフローが防止され、復調部１４では正常な復調処理が行われる。

このように、無線基地局装置Ａ’によれば、乗算器１１の乗算値の上限を設定可能に構成されたＡＧＣ回路７’を備えているため、例えば、通常ではＡ／Ｄコンバータ９がオーバーフローするレベル（−３４．０［ｄＢｍ］）以上の高レベルの希望波成分の信号のみを受信した場合であっても、チャネル推定回路１２におけるオーバーフローを防止することができる。これにより、復調部１４において正常な復調処理を行うことができる。すなわち、正常な受信動作を行うことができる。

さらに、無線基地局装置Ａ’では、ＡＧＣ回路７’が乗算器１１の乗算値に上限を設定する機能を有していても、上述した無線基地局装置Ａと同等の耐妨害波特性を有する。従って、妨害波成分の信号レベル−３２．０［ｄＢｍ］まで耐えることができる。

しかも、無線基地局装置Ａ’では、上述した無線基地局装置Ａに対して、特別なハードウェアの変更を行うことなく、ソフトウェアの軽微な変更を行うことで、上述した機能を付与することができる。これにより、より安定した受信動作を実現することができる無線基地局装置を安価に提供することができる。

仮に、本変形例に係るＡＧＣ回路７’のように、乗算器１１の乗算値に上限を設定する機能を有していない場合には、以下の問題が生じる。すなわち、０系受信部１に、例えば、信号レベルが−３２．０［ｄＢｍ］の希望波成分の信号のみが入力されると、希望波成分の信号レベルは、下記数式４０に示す

となる。この場合には、チャネル推定回路１２にて＋２６．０［ｄＢｍ］を超えるためオーバーフローしてしまう。その結果、復調部１４にて正常な復調ができず、受信動作に問題が生じてしまう。

このような場合に、上述した無線基地局装置Ａでは、アンテナ２にて希望波を受信中に受信帯域近傍に高電界の妨害波を受信した際、Ａ／Ｄコンバータ９の入力レベルがオーバーフローレベルに達しないよう、ＡＧＣＡＭＰ６の利得が低下するよう制御し、デジタルの乗算器１１にてＡＧＣＡＭＰ６及び２６で低下した分だけレベルが増加するよう補正していた。
しかし、チャネル処理部１５におけるチャネル推定回路１２においてデジタル換算の電力値＋３６．０［ｄＢｍ］以上、すなわちＬＴＥ変調波におけるデジタル換算での平均電力＋２６．０［ｄＢｍ］以上が入力されるとピーク値で＋３６．０［ｄＢｍ］を超えるためオーバーフローしてしまい、受信動作に支障をきたす恐れがある。そこで、無線基地局装置Ａ’では、乗算器１１の乗算値に上限を設ける機能を有するＡＧＣ回路７’を備えることで、これらの課題を解決している。

上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。

（付記１）
無線信号を受信する複数のアンテナと、前記アンテナと１対１に接続され、前記無線信号の受信処理を行う複数の受信処理部と、前記複数の受信処理部を接続し、前記複数の受信処理部からの信号を合成して復調する受信制御部とを有する無線通信装置であって、
前記受信処理部は、
前記無線信号の受信レベルが閾値以下である場合に、第１の増幅率で前記無線信号を増幅し、前記無線信号の受信レベルが前記閾値を超える場合に、前記第１の増幅率よりも低い第２の増幅率で前記無線信号を増幅する第１の利得制御手段と、
前記第１の利得制御手段により増幅された信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
前記アナログ／デジタル変換手段から出力されるデジタル信号から希望波成分を抽出するフィルタ手段と、
前記第１の利得制御手段により前記第２の増幅率で無線信号が増幅された場合に、前記フィルタ手段から出力される希望波成分のデジタル信号を第３の増幅率で増幅する第２の利得制御手段と
を備えることを特徴とする無線通信装置。

（付記２）
前記第１の利得制御手段は、前記無線信号の受信レベルが高いほど、前記第２の増幅率を下げることを特徴とする付記１に記載の無線通信装置。

（付記３）
前記第２の利得制御手段は、前記第２の増幅率が低いほど、前記第３の増幅率を上げることを特徴とする付記１又は２に記載の無線通信装置。

（付記４）
前記閾値は、前記アナログ／デジタル変換手段における処理可能範囲となる信号の入力レベルの上限値以下の値である付記１乃至３の何れか１つに記載の無線通信装置。

（付記５）
前記第２の利得制御手段は、前記第２の増幅率から前記閾値を差し引いた値を、前記第３の増幅率とする付記４に記載の無線通信装置。

（付記６）
アンテナによって受信された無線信号の受信処理を行う受信処理装置であって、
前記無線信号の受信レベルが閾値以下である場合に、第１の増幅率で前記無線信号を増幅し、前記無線信号の受信レベルが前記閾値を超える場合に、前記第１の増幅率よりも低い第２の増幅率で前記無線信号を増幅する第１の利得制御手段と、
前記第１の利得制御手段により増幅された信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
前記アナログ／デジタル変換手段から出力されるデジタル信号から希望波成分を抽出するフィルタ手段と、
前記第１の利得制御手段により前記第２の増幅率で無線信号が増幅された場合に、前記フィルタ手段から出力される希望波成分のデジタル信号を第３の増幅率で増幅する第２の利得制御手段と
を備えることを特徴とする受信処理装置。

（付記７）
無線通信装置における通信制御方法であって、
無線信号の受信レベルが閾値以下である場合に、第１の増幅率で前記無線信号を増幅し、前記無線信号の受信レベルが前記閾値を超える場合に、前記第１の増幅率よりも低い第２の増幅率で前記無線信号を増幅する第１のステップと、
前記第１のステップにおいて増幅された信号をデジタル信号に変換する第２のステップと、
前記第２のステップにおいて得られる前記デジタル信号から希望波成分を抽出する第３のステップと、
前記第１のステップにおいて前記第２の増幅率で無線信号が増幅された場合に、前記第３のステップにおいて得られる希望波成分のデジタル信号を第３の増幅率で増幅する第４のステップと
を備えることを特徴とする通信制御方法。

その他、本発明は、上記実施形態の説明及び図面によって限定されるものではなく、上記実施形態及び図面に適宜変更等を加えることは可能である。

１、１’ ０系受信部
２、２２ アンテナ
３、２３ 帯域通過フィルタ
４、２４ アンプ
５、２５ ミキサ
６、２６ ＡＧＣＡＭＰ
７、７’、２７、２７’ ＡＧＣ回路
８、２８ ＲＳＳＩ回路
９、２９ Ａ／Ｄコンバータ
１０、３０ デジタルフィルタ
１１、３１ 乗算器
１２、３２ チャネル推定回路
１３ 合成回路
１４ 復調部
１５ チャネル処理部
１６、３６ ＣＰＲＩ
２１，２１’ １系受信部

Claims (7)

1. 無線信号を受信する複数のアンテナと、前記アンテナと１対１に接続され、前記無線信号の受信処理を行う複数の受信処理部と、前記複数の受信処理部を接続し、前記複数の受信処理部からの信号を合成して復調する受信制御部とを有する無線通信装置であって、
   前記受信処理部は、
   前記無線信号の受信レベルが閾値以下である場合に、第１の増幅率で前記無線信号を増幅し、前記無線信号の受信レベルが前記閾値を超える場合に、前記第１の増幅率よりも低い第２の増幅率で前記無線信号を増幅する第１の利得制御手段と、
   前記第１の利得制御手段により増幅された信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
   前記アナログ／デジタル変換手段から出力されるデジタル信号から希望波成分を抽出するフィルタ手段と、
   前記第１の利得制御手段により前記第２の増幅率で無線信号が増幅された場合に、前記フィルタ手段から出力される希望波成分のデジタル信号を第３の増幅率で増幅する第２の利得制御手段と
   を備えることを特徴とする無線通信装置。
2. 前記第１の利得制御手段は、前記無線信号の受信レベルが高いほど、前記第２の増幅率を下げることを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記第２の利得制御手段は、前記第２の増幅率が低いほど、前記第３の増幅率を上げることを特徴とする請求項１又は２に記載の無線通信装置。
4. 前記閾値は、前記アナログ／デジタル変換手段における処理可能範囲となる信号の入力レベルの上限値以下の値である請求項１乃至３の何れか１項に記載の無線通信装置。
5. 前記第２の利得制御手段は、前記第２の増幅率から前記閾値を差し引いた値を、前記第３の増幅率とする請求項４に記載の無線通信装置。
6. アンテナによって受信された無線信号の受信処理を行う受信処理装置であって、
   前記無線信号の受信レベルが閾値以下である場合に、第１の増幅率で前記無線信号を増幅し、前記無線信号の受信レベルが前記閾値を超える場合に、前記第１の増幅率よりも低い第２の増幅率で前記無線信号を増幅する第１の利得制御手段と、
   前記第１の利得制御手段により増幅された信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
   前記アナログ／デジタル変換手段から出力されるデジタル信号から希望波成分を抽出するフィルタ手段と、
   前記第１の利得制御手段により前記第２の増幅率で無線信号が増幅された場合に、前記フィルタ手段から出力される希望波成分のデジタル信号を第３の増幅率で増幅する第２の利得制御手段と
   を備えることを特徴とする受信処理装置。
7. 無線通信装置における通信制御方法であって、
   無線信号の受信レベルが閾値以下である場合に、第１の増幅率で前記無線信号を増幅し、前記無線信号の受信レベルが前記閾値を超える場合に、前記第１の増幅率よりも低い第２の増幅率で前記無線信号を増幅する第１のステップと、
   前記第１のステップにおいて増幅された信号をデジタル信号に変換する第２のステップと、
   前記第２のステップにおいて得られる前記デジタル信号から希望波成分を抽出する第３のステップと、
   前記第１のステップにおいて前記第２の増幅率で無線信号が増幅された場合に、前記第３のステップにおいて得られる希望波成分のデジタル信号を第３の増幅率で増幅する第４のステップと
   を備えることを特徴とする通信制御方法。

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