JP2013062620A - 信号処理回路、信号処理方法、及び受信システム - Google Patents

Abstract

【課題】スプリアスの周波数位置を的確に特定してスプリアスを低減可能な信号処理回路を提供する。
【解決手段】信号処理回路は、ＯＦＤＭの受信信号をＦＦＴするＦＦＴ部と、ＦＦＴ部から出力される受信データ中のパイロット信号に基づいて伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、伝搬路推定値に基づいて、ＦＦＴ部から出力される受信データに対して伝搬路補償する伝搬路補償部と、伝搬路補償部から出力される受信データ中のデータ信号点に基づいて求めた誤差ベクトルが飽和していない場合には誤差ベクトルに基づいて、誤差ベクトルの大きさが飽和している場合には伝搬路推定値に基づいて、スプリアスの周波数位置を検出するスプリアス周波数検出部と、スプリアス周波数検出部が検出したスプリアスの周波数位置における受信信号の周波数成分を低減するスプリアス低減部とを含む。
【選択図】図１

Description

本願開示は、一般に信号処理回路に関し、詳しくは受信装置において用いる信号処理回路に関する。

通信システムの受信器においては、受信信号に送信信号以外の干渉波信号（スプリアス）が混入することがある。スプリアスは、他の機器から漏れ出た信号であったり、受信器自身の他の信号源（例えばクロック信号系）から漏れ出た信号であったりする。スプリアスにより受信信号の品質が劣化してしまうので、スプリアスの影響を軽減する必要ある。

スプリアスは無変調波や狭帯域の変調波であることが多い。従って、スプリアスの周波数位置を特定できれば、その特定の周波数位置での信号成分を抑制することによりスプリアスを低減することができる。しかしながら、スプリアスの振幅が小さい場合には、スプリアスを発見してその周波数位置を特定することが困難になる、という問題がある。

例えば、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路を受信信号中の無変調又は狭帯域の変調波成分にロックさせることにより、スプリアスの周波数位置を特定する方式がある。この方式の場合、スプリアスの振幅が小さくなると、スプリアスの周波数位置でのＰＬＬ内のループフィルタ出力値とそれ以外の周波数位置でのループフィルタ出力値との差が小さくなり、スプリアスの周波数位置を特定できなくなってしまう。ループフィルタの帯域を十分に狭くすれば、ＰＬＬがロックしてスプリアスの周波数位置を特定できるようになるが、引き込み（ロック動作）にかかる時間が長くなってしまう、という問題がある。またＰＬＬが引き込める周波数範囲が狭くなるので、ＰＬＬの発振周波数を変化させながら周波数領域全体をスイープしてスプリアスの周波数位置を発見する際に、スイープのステップ幅を狭くすることが必要になり、ここでも更に時間がかかってしまう。またスイープするためのフィードバックループにおいて用いるループフィルタについても同様に、帯域を十分に狭くしないと、スプリアスの周波数位置が検出できているか否かの判断ができなくなる。また帯域を十分に狭くすると、スプリアスの周波数位置が検出できているか否かの判断に時間がかかり、スイープ動作が遅くなってしまう、という問題がある。

特開２００６−１８６４２１号公報 特開２００９−１９４４８１号公報

以上を鑑みると、スプリアスの周波数位置を的確に特定してスプリアスを低減可能な信号処理回路が望まれる。

信号処理回路は、ＯＦＤＭの受信信号をＦＦＴするＦＦＴ部と、前記ＦＦＴ部から出力される受信データ中のパイロット信号に基づいて伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、前記伝搬路推定値に基づいて、前記ＦＦＴ部から出力される受信データに対して伝搬路補償する伝搬路補償部と、前記伝搬路補償部から出力される受信データ中のデータ信号点に基づいて求めた誤差ベクトルが飽和していない場合には前記誤差ベクトルに基づいて、前記誤差ベクトルの大きさが飽和している場合には前記伝搬路推定値に基づいて、スプリアスの周波数位置を検出するスプリアス周波数検出部と、前記スプリアス周波数検出部が検出したスプリアスの周波数位置における前記受信信号の周波数成分を低減するスプリアス低減部とを含むことを特徴とする。

信号処理方法は、ＯＦＤＭの受信信号をＦＦＴし、前記ＦＦＴ後の受信データ中のパイロット信号に基づいて伝搬路推定値を求め、前記伝搬路推定値に基づいて、前記ＦＦＴ後の受信データに対して伝搬路補償を行い、前記伝搬路補償後の受信データ中のデータ信号点に基づいて求めた誤差ベクトルが飽和していない場合には前記誤差ベクトルに基づいて、前記誤差ベクトルの大きさが飽和している場合には前記伝搬路推定値に基づいて、スプリアスの周波数位置を検出し、前記検出されたスプリアスの周波数位置における前記受信信号の周波数成分を低減する各段階を含むことを特徴とする。

受信システムは、チューナと、前記チューナの出力信号を受け取りデジタル信号を出力する復調回路と、前記デジタル信号を受け取り出力信号を生成するデコーダと、前記復調回路と前記デコーダとを制御する制御回路と、前記出力信号を映像及び音声の少なくとも一方として出力する出力装置とを含み、前記復調回路は、前記チューナの出力信号であるＯＦＤＭの受信信号をＦＦＴするＦＦＴ部と、前記ＦＦＴ部から出力される受信データ中のパイロット信号に基づいて伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、前記伝搬路推定値に基づいて、前記ＦＦＴ部から出力される受信データに対して伝搬路補償する伝搬路補償部と、前記伝搬路補償部から出力される受信データ中のデータ信号点に基づいて求めた誤差ベクトルが飽和していない場合には前記誤差ベクトルに基づいて、前記誤差ベクトルの大きさが飽和している場合には前記伝搬路推定値に基づいて、スプリアスの周波数位置を検出するスプリアス周波数検出部と、前記スプリアス周波数検出部が検出したスプリアスの周波数位置における前記受信信号の周波数成分を低減するスプリアス低減部とを含むことを特徴とする。

本願開示の少なくとも１つの実施例によれば、スプリアスの周波数位置を的確に特定してスプリアスを低減することができる。

受信装置において用いられる信号処理回路の構成の一例を示す図である。 伝播路変動やノイズが無い場合のコンスタレーションを示す図である。 スプリアスがある場合のコンスタレーションを示す図である。 振幅の小さな無変調スプリアスが存在する場合の伝播路推定値分布を示す図である。 振幅の大きな無変調スプリアスが存在する場合の伝播路推定値分布を示す図である。 誤差ベクトルについて説明するための図である。 振幅の小さな無変調スプリアスが存在する場合の誤差ベクトルの大きさの分布を示す図である。 振幅の大きな無変調スプリアスが存在する場合の誤差ベクトルの大きさの分布を示す図である。 図１のロータの構成の一例を示す図である。 ループフィルタの構成の一例を示す図である。 信号処理回路の構成の変形例を示す図である。 ＯＦＤＭの受信システムの構成の一例を示す図である。

以下に、本発明の実施例を添付の図面を用いて詳細に説明する。

図１は、受信装置において用いられる信号処理回路の構成の一例を示す図である。この信号処理回路１０は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）の受信信号を信号処理する回路である。信号処理回路１０は、ＲＦ回路１１、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）１２、ＰＬＬ部１３、ＤＣカット部１４、逆ロータ１５、ＦＦＴ部１６、伝搬路補償部１７、及び伝搬路推定部１８を含む。信号処理回路１０は更に、伝搬路推定値分布測定部１９、データサブキャリアＥＶＭ測定部２０、及びスプリアス周波数検出部２１を含む。

アンテナ５により受信された信号が、ＲＦ回路１１に入力される。ＲＦ回路１１は、アンテナ５からの受信信号をベースバンド信号に変換して出力する。ＡＤ変換器１２は、ＲＦ回路１１から出力されるベースバンド受信信号をアナログ信号からデジタル信号へと変換する。ＰＬＬ部１３、ＤＣカット部１４、及び逆ロータ１５は、ＡＤ変換器１２から出力されるデジタル受信信号におけるスプリアス成分を低減し、スプリアス成分が低減されたデジタル受信信号を出力する。ＦＦＴ部１３は、ＯＦＤＭのデジタル受信信号に対してＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を実行し、時間領域信号から周波数領域の信号へと変換する。これにより、直交周波数分割多重された信号が復調されて、複数のサブキャリアについての各データが得られる。ＦＦＴ部１３の出力は、データ信号及びパイロット信号を含む。パイロット信号はＢＳＰＫ変調されており、データ信号はＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭの何れかで変調されている。

伝搬路推定部１８は、ＦＦＴ部１６から出力されるパイロット信号の受信データに基づいて、受信データに対して伝送路特性を等化するための伝送路特性値を求める。なおパイロット信号は、送信側において複数のサブキャリアにデータ信号を割り当てる際に、サブキャリアの一定間隔毎にデータ信号の合間に挿入されている。即ち、周波数軸方向に並ぶ複数のサブキャリアを順番に見たときに、所定数個の連続したデータ信号のサブキャリアとパイロット信号の１つのサブキャリアとが、交互に配置されている。伝搬路推定部１８は、パイロット信号のサブキャリアの受信データを本来のパイロット信号の値（送信側で挿入した既知のパイロット信号の値）で除算することにより、当該位置における伝送路特性値を算出する。伝搬路推定部１８は更に、こうして求めたパイロット信号のサブキャリア位置における伝送路特性値に基づいて、データ信号のサブキャリア位置における伝送路特性値を補間により推定し、各サブキャリア位置における伝送路特性値の推定値を求める。伝搬路補償部１７は、各サブキャリア位置における伝送路特性値の推定値により、ＦＦＴ部１６から出力される対応するサブキャリア位置の受信データの値を除算することで、伝送路特性を等化する。

伝搬路補償部１７により伝送路特性を等化された受信データは、例えばデマッピング処理により軟判定され、更にビタビ復号化処理等を用いた誤り訂正処理により訂正されてよい。誤り訂正後のデータは、例えばデコーダ等の回路に供給されてよい。

上述のように、伝搬路推定部１８は、ＦＦＴ部１６から出力される受信データ中のパイロット信号に基づいて伝搬路推定値を求める。また伝搬路補償部１７は、この伝搬路推定値に基づいて、ＦＦＴ部１６から出力される受信データに対して伝搬路補償する。このような構成において、信号処理回路１０では、受信信号中のスプリアスを低減するために、スプリアス周波数検出部２１によりスプリアス周波数を検出する。具体的には、スプリアス周波数検出部２１は、伝搬路補償部１７から出力される受信データ中のデータ信号点に基づいて求めた誤差ベクトルが飽和していない場合には、この誤差ベクトルに基づいて、スプリアスの周波数位置を検出する。またスプリアス周波数検出部２１は、上記誤差ベクトルの大きさが飽和している場合には、伝搬路推定部１８からの伝搬路推定値に基づいて、スプリアスの周波数位置を検出する。後述するように、スプリアスの振幅が大きい場合には、誤差ベクトルが飽和し、スプリアスの振幅が小さい場合には、誤差ベクトルは飽和しない。従って、スプリアス周波数検出部２１は、スプリアスの振幅が小さい場合には、誤差ベクトルに基づいてスプリアスの周波数位置を検出し、スプリアスの振幅が大きい場合には、伝搬路推定値に基づいてスプリアスの周波数位置を検出する。

ＰＬＬ部１３とＤＣカット部１４とはスプリアス低減部として機能し、スプリアス周波数検出部２１が検出したスプリアスの周波数位置における受信信号の周波数成分を低減する。ＰＬＬ部１３は、ロータ２５、ＮＣＯ（数値制御発振器）２６、及びループフィルタ２７を含む。ＤＣカット部１４は、ループフィルタ２８と減算器２９とを含む。

ＰＬＬ部１３は、検出されたスプリアスの周波数位置の近傍において無変調波又は狭帯域の変調波信号にロックする。具体的には、ＮＣＯ２６がまず、スプリアス周波数検出部２１の検出したスプリアスの周波数位置を初期位置として発振する。ロータ２５は、ＮＣＯ２６の発振する周波数位置が直流成分になるように、受信信号の周波数全体をシフトする。ループフィルタ２７は、このシフト後の受信信号の直流成分を積分し、積分値をＮＣＯ２６にフィードバックする。ＮＣＯ２６は、フィードバック値に基づいて発振周波数を調整することより、初期位置近傍にある無変調波又は狭帯域の変調波（スプリアス）にロックする。その結果、ロータ２５は、ロックした周波数が直流成分になるように受信信号の周波数全体をシフトすることになる。ＤＣカット部１４は、このシフト後の受信信号中の直流成分の信号成分を低減する。具体的には、ループフィルタ２８がシフト後の受信信号の直流成分を積分し、積分値を減算器２９に供給する。減算器２９は、シフト後の受信信号から積分値を減算することにより、シフト後の受信信号中の直流成分を低減又は除去する。これにより、受信信号中のスプリアスを低減又は除去することができる。

逆ロータ１５は、ＮＣＯ２６が発振する周波数信号に基づいて、シフト後の受信信号の周波数全体を逆方向にシフトすることにより、受信信号の元の周波数位置に戻す。ロータ２５及び逆ロータ１５は、基本的には、ＮＣＯ２６の発振する周波数信号を対象信号に掛算するミキサであり、この掛算処理により周波数のシフトを行なう。

図２は、伝播路変動やノイズが無い場合のコンスタレーションを示す図である。図２において、横軸は実数成分（Ｉ成分：同相成分）を示し、縦軸は虚数成分（Ｑ成分：直交成分）を示す。図２に示される複素平面上に配置される複数の点３１は、理想的なデータ信号点の位置を示す。データ信号点３１は、本来縦横同数ずつマトリクス状に配置されるが、図２にはシミュレーションにおけるデータ位置を示しており、データ信号点が欠落している位置にはデータが存在していない。信号点３０は、パイロット信号の信号点位置である。この例の場合、パイロット信号はＢＰＳＫ変調されているため、Ｉ軸上の一番左側に位置している。

図３は、スプリアスがある場合のコンスタレーションを示す図である。図３には、シミュレーションにより求められたスプリアスが混入した状態の受信データのデータ信号点が示されている。図３（ａ）は、スプリアス周波数に近い周波数のサブキャリアにおける受信データのデータ信号点位置を示す。図３（ｂ）は、スプリアス周波数から遠い周波数のサブキャリアにおける受信データのデータ信号点位置を示す。スプリアスが無変調波又は狭帯域の変調波である場合、図３（ａ）及び（ｂ）に示すように、受信データのプロットは理想信号点を中心に円を描くことになる。スプリアス周波数にサブキャリアの周波数が近くなるほど、円の半径が大きくなり、スプリアス周波数からサブキャリアの周波数が遠ざかるほど、円の半径が小さくなる。従って、この円の大きさに基づいて、スプリアスの周波数位置を特定することができる。即ち、サブキャリア間で円の半径を比較したときに、円の半径が最も大きくなるサブキャリアの周波数を、スプリアスの周波数位置として検出すればよい。

図１に示す信号処理回路１０では、伝搬路推定値分布測定部１９が、パイロット信号に基づいて得られる上記円の大きさの周波数領域における第１の分布を求める。またデータサブキャリアＥＶＭ測定部２０が、データ信号（パイロット信号を含まない）に基づいて得られる上記円の大きさの周波数領域における第２の分布を求める。そして、スプリアス周波数検出部２１は、これら第１の分布と第２の分布との少なくとも一方の分布に基づいてスプリアスの周波数位置を検出する。以下に、伝搬路推定値分布測定部１９、データサブキャリアＥＶＭ測定部２０、及びスプリアス周波数検出部２１での処理を詳細に説明する。

ｔをシンボル時間とし、ｉをサブキャリア番号とする。既知信号であるパイロット信号をＰ（ｔ，ｉ）とし、ＦＦＴ後の受信データをＲ（ｔ，ｉ）とすると、伝播路推定値Ｈ（ｔ，ｉ）は次式で表すことができる。
Ｈ（ｔ，ｉ）＝Ｒ（ｔ，ｉ）／Ｐ（ｔ，ｉ）
但し、ｔ，ｉはパイロット信号が挿入されているシンボル時間及びサブキャリア番号でのみ有効な変数であるとする。

この伝播路推定値Ｈ（ｔ，ｉ）のシンボル時間方向での平均値を、サブキャリア毎に求めることにより、伝播路推定値の周波数領域における分布（サブキャリアの周波数を横軸として縦軸を伝搬路推定値の平均値とした分布）を求めることができる。なおここで平均値を求める演算は、所定の時間枠内での移動平均であってよいし、或いはＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタによる演算であってもよい。例えば移動平均を使用した場合、伝播路推定値分布Ｈｐａ（ｔ，ｉ）は、以下の式で表わされる。

ここでｔｎは移動平均を求める時間枠の幅である。スプリアスが影響しないサブキャリア位置においてＨｐａ（ｔ，ｉ）は１に近い値となるが、スプリアスが影響するサブキャリア位置においてＨｐａ（ｔ，ｉ）は１より大きな値となる。スプリアスの周波数にサブキャリアの周波数が近いほど、伝播路推定値分布Ｈｐａ（ｔ，ｉ）の値は大きくなる。従って、この伝播路推定値分布Ｈｐａ（ｔ，ｉ）のピーク位置に基づいて、スプリアスの周波数位置を特定することができる。

パイロット信号の本来の値は既知であり、パイロット信号のサブキャリアの位置も既知であるので、それら既知の情報に基づいて求めた伝播路推定値分布Ｈｐａ（ｔ，ｉ）は、スプリアスの振幅の大小に関わらず、スプリアスの周波数においてピークを有する。但し、パイロット信号が通常は周波数方向に間隔を置いて配置される結果、スプリアス周波数の検出分解能もこの周波数方向の間隔に等しくなる。即ち、サブキャリア間隔に等しい分解能でスプリアス周波数を特定することはできない。

図４は、振幅の小さな無変調スプリアスが存在する場合の伝播路推定値分布を示す図である。図４において、横軸はサブキャリア番号を示し、縦軸が伝播路推定値分布Ｈｐａ（ｔ，ｉ）の値示す。サブキャリア番号が大きくなるほどサブキャリア周波数が高くなるので、横軸はサブキャリア周波数であると考えてよい。図４の伝搬路推定値分布から、データサブキャリア番号１８００付近にスプリアスの周波数位置が存在することが分かり、スプリアス周波数を特定することができる。但し、所定数個のサブキャリア毎（この例では１２サブキャリア毎）にパイロット信号が配置されている結果、この所定数個のサブキャリア間隔の分解能でしかスプリアス周波数を特定することができない。

図５は、振幅の大きな無変調スプリアスが存在する場合の伝播路推定値分布を示す図である。図５において、横軸はサブキャリア番号を示し、縦軸が伝播路推定値分布Ｈｐａ（ｔ，ｉ）の値示す。図５の伝搬路推定値分布から、データサブキャリア番号１８００付近にスプリアスの周波数位置が存在することが分かり、スプリアス周波数を特定することができる。但し、所定数個のサブキャリア毎（この例では１２サブキャリア毎）にパイロット信号が配置されている結果、この所定数個のサブキャリア間隔の分解能でしかスプリアス周波数を特定することができない。

図１に戻り、伝搬路推定値分布測定部１９は、伝搬路推定部１８から供給されるパイロット信号の各サブキャリア位置での伝搬路推定値を、時間シンボル方向に平均値をとり、前述の伝播路推定値分布Ｈｐａ（ｔ，ｉ）を求める。伝搬路推定値分布測定部１９が求めた伝播路推定値分布Ｈｐａ（ｔ，ｉ）は、前記第１の分布として、スプリアス周波数検出部２１に供給される。

図６は、誤差ベクトルについて説明するための図である。図６は、図２と同様の複素平面を示す図であり、複素平面上に縦横に配置される複数の理想的なデータ信号点が示されている。データ信号点３６は、伝搬路補償部１７により等化処理を行なった後のあるサブキャリアの１つの受信データを示す。誤差ベクトル３７は、このデータ信号点３６と最も距離が近い理想データ信号点３５を始点とし、データ信号点３６を終点とするベクトルである。この誤差ベクトル３７の大きさは、図３で説明した受信データに基づく円の半径に対応する。

ｔをシンボル時間とし、ｉをサブキャリア番号とする。理想データ信号点をＩ（ｔ，ｉ）とし、受信データ信号点をＲ（ｔ，ｉ）とすると、誤差ベクトルＥ（ｔ，ｉ）は次式で表すことができる。
Ｅ（ｔ，ｉ）＝Ｒ（ｔ，ｉ）−Ｉ（ｔ，ｉ）
但し、ｔ，ｉはデータ信号が割り当てられているシンボル時間及びサブキャリア番号でのみ有効な変数であるとする。

更に、ＥＶＭ（Error Vector Magnitude）は以下の式で表わされる。
ＥＶＭ（ｔ，ｉ）＝Ｅ^２（ｔ，ｉ）
このＥＶＭ（ｔ，ｉ）のシンボル時間方向での平均値を、サブキャリア毎に求めることにより、ＥＶＭ（ｔ，ｉ）の周波数領域における分布（サブキャリアの周波数を横軸として縦軸をＥＶＭ（ｔ，ｉ）の平均値とした分布）を求めることができる。なおここで平均値を求める演算は、所定の時間枠内での移動平均であってよいし、或いはＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタによる演算であってもよい。例えば移動平均を使用した場合、ＥＶＭ分布ＥＶＭａ（ｔ，ｉ）は、以下の式で表わされる。

ここでｔｎは移動平均を求める時間枠の幅である。スプリアスが影響しないサブキャリア位置においてＥＶＭａ（ｔ，ｉ）は０に近い値となるが、スプリアスが影響するサブキャリア位置においてＥＶＭａ（ｔ，ｉ）は０より大きな値となる。スプリアスの周波数にサブキャリアの周波数が近いほど、ＥＶＭ分布ＥＶＭａ（ｔ，ｉ）の値は大きくなる。従って、このＥＶＭ分布ＥＶＭａ（ｔ，ｉ）のピーク位置に基づいて、スプリアスの周波数位置を特定することができる。

上記のようにしてスプリアスの周波数位置を特定できるのは、以下に説明するように、スプリアスの振幅が小さいときのみである。まずパイロット信号と異なり、データ信号の本来の値は不明である。例えば図６に示す例の場合、データ信号点３６に一番距離が近い理想データ信号点３５が、データ信号点３６のデータの本来のデータ値であると仮定して誤差ベクトル３７を求めている。しかし、一番近い理想データ信号点３５が本来のデータ値であるとの仮定は、スプリアスの振幅が小さいときにのみ成立するものである。スプリアスの振幅が小さい場合には、本来のデータ信号点の位置から受信データ信号点の位置が比較的近い距離にあることになり、この受信データ信号点の位置に一番近い理想データ信号点は本来のデータ信号点と一致する。しかしながらスプリアスの振幅が大きい場合には、本来のデータ信号点の位置から受信データ信号点の位置が遠く離れることになり、この受信データ信号点の位置に一番近い理想データ信号点は本来のデータ信号点とは全く異なるものとなる。従って、この場合には、誤差ベクトルの大きさは隣接する理想データ信号点間の間隔の１／２に相当する大きさで飽和し、スプリアスの振幅の大きさを反映しないものとなる。このとき、スプリアスの周波数に近いサブキャリア周波数において誤差ベクトルが飽和するだけでなく、スプリアスの周波数から遠いサブキャリア周波数においても誤差ベクトルが飽和しているとすると、誤差ベクトルの大きさの分布には明確なピークが存在しない。従って、ＥＶＭ分布ＥＶＭａ（ｔ，ｉ）からは、スプリアスの周波数位置を特定することができないことになる。

図７は、振幅の小さな無変調スプリアスが存在する場合の誤差ベクトルの大きさの分布を示す図である。図７において、横軸はサブキャリア番号を示し、縦軸が誤差ベクトルの大きさの分布ＥＶＭａ（ｔ，ｉ）の値示す。サブキャリア番号が大きくなるほどサブキャリア周波数が高くなるので、横軸はサブキャリア周波数であると考えてよい。図７の誤差ベクトルの大きさの分布から、データサブキャリア番号１６００付近にスプリアスの周波数位置が存在することが分かり、スプリアス周波数を特定することができる。この場合、データ信号は基本的に各サブキャリアに割り当てられているので、サブキャリア間隔の分解能でもってスプリアス周波数を特定することができる。なお一般に、時間シンボル位置が異なれば、パイロット信号を挿入するサブキャリア位置も異なるので、各サブキャリアにおいて何れかの時間シンボル位置において必ずデータ信号が現れる。従って、サブキャリア間隔の分解能でもってスプリアス周波数を特定することができる。

図８は、振幅の大きな無変調スプリアスが存在する場合の誤差ベクトルの大きさの分布を示す図である。図８において、横軸はサブキャリア番号を示し、縦軸が誤差ベクトルの大きさの分布ＥＶＭａ（ｔ，ｉ）の値示す。図８に示すＥＶＭ誤差ベクトルの大きさの分布ＥＶＭａ（ｔ，ｉ）では、誤差ベクトルの大きさが飽和してしまっており、明確なピークが存在しない。従って、スプリアスの周波数位置を十分な精度で特定することができない。全体の分布の形状を解析すれば、スプリアスの周波数が存在する大体の位置を特定できる可能性はあるが、誤差が大きく、ＰＬＬ部１３で引き込み可能な範囲内である保証はない。従って、このように誤差ベクトルの大きさが飽和している場合には、誤差ベクトルに基づいてスプリアスの周波数位置を検出することは適切ではない。

図１に戻り、データサブキャリアＥＶＭ測定部２０は、伝搬路補償部１７から供給される等化後の受信データ中のデータ信号点に基づいて誤差ベクトルを求め、この誤差ベクトルに基づいて前述のＥＶＭ分布ＥＶＭａ（ｔ，ｉ）を求める。データサブキャリアＥＶＭ測定部２０が求めたＥＶＭ分布ＥＶＭａ（ｔ，ｉ）は、前記第２の分布として、スプリアス周波数検出部２１に供給される。

スプリアス周波数検出部２１は、第１の分布と第２の分布との少なくとも一方の分布に基づいてスプリアスの周波数位置を検出する。具体的には、スプリアス周波数検出部２１は、データサブキャリアＥＶＭ測定部２０からのＥＶＭ分布において誤差ベクトルが飽和していない場合、ＥＶＭ分布のピーク位置をスプリアスの周波数位置として検出する。またスプリアス周波数検出部２１は、データサブキャリアＥＶＭ測定部２０からのＥＶＭ分布において誤差ベクトルが飽和している場合、伝搬路推定値分布測定部１９からの伝搬路推定値分布Ｈｐａ（ｔ，ｉ）のピーク位置をスプリアスの周波数位置として検出する。ＥＶＭ分布において誤差ベクトルが飽和しているか否かは、例えばＥＶＭ分布の分散が所定値より大きいか否かにより判断してよい。また或いは、ＥＶＭ分布の最大値から所定の割合下がった値（例えば最大値の８０％の値）以上のＥＶＭの値が、所定数より多いか否か或いは所定割合より多いか否かにより判断してよい。また或いは、予め分かっている誤差ベクトルの飽和値（図７及び図８の例では２５０〜３００の値）に到達しているＥＶＭ分布の値が所定数より多いか否か或いは所定割合より多いか否かにより判断してよい。ＥＶＭ分布において誤差ベクトルが飽和しているか否かの判定は、特に限定されるものではない。

また前述のように、スプリアスの振幅が大きい場合には、誤差ベクトルが飽和し、スプリアスの振幅が小さい場合には、誤差ベクトルは飽和しない。従って、スプリアス周波数検出部２１は、伝搬路推定値分布測定部１９からの伝搬路推定値分布Ｈｐａ（ｔ，ｉ）のピーク値が所定値より小さい場合には、ＥＶＭ分布のピーク位置をスプリアスの周波数位置として検出してよい。またスプリアス周波数検出部２１は、伝搬路推定値分布測定部１９からの伝搬路推定値分布Ｈｐａ（ｔ，ｉ）のピーク値が所定値より大きい場合には、この伝搬路推定値分布Ｈｐａ（ｔ，ｉ）のピーク位置をスプリアスの周波数位置として検出してよい。伝搬路推定値分布Ｈｐａ（ｔ，ｉ）のピーク値と比較対象となる所定値は、誤差ベクトルの大きさが飽和する条件に対応する値を、予め計算やシミュレーション等により求めておけばよい。

スプリアスの振幅が大きい場合には、伝搬路推定値分布Ｈｐａ（ｔ，ｉ）に基づいた分解能の粗いスプリアス周波数検出となる。しかしながら、スプリアスの振幅が大きい場合には、ＰＬＬ部１３による周波数引き込み幅（ＰＬＬ部１３の初期周波数とロック可能な周波数との最大差）が大きいので、スプリアス周波数検出の分解能が粗くとも問題にはならない。

図９は、図１のロータ２５の構成の一例を示す図である。ロータ２５は、掛算器４１乃至４５及び加算器４６及び４７を含む。これによりロータ２５は、受信信号ＲＩ＋ｊＲＱとＮＣＯ発振信号ＮＩ＋ｊＮＱに対して、
（ＲＩ・ＮＩ＋ＲＱ・ＮＱ）＋ｊ（ＲＱ・ＮＩ−ＲＩ・ＮＱ）
を計算する。これはＮＣＯ発振信号の複素共役と受信信号との積に相当する。なお図１の逆ロータ１５は、ＤＣカット部１４の出力するシフト後の受信信号に１／（ＮＣＯ発振信号の複素共役）を掛算する演算を行なえばよい。ロータ２５の出力の同相成分ＲＩ・ＮＩ＋ＲＱ・ＮＱのみがループフィルタ２７に供給される。

図１０は、ループフィルタ２７の構成の一例を示す図である。ループフィルタ２７は、掛算器５１、加算器５２、及び遅延素子５３を含む。掛算器５１は０＜α＜１である所定の係数αを入力値（ロータ２５の出力の同相成分ＲＩ・ＮＩ＋ＲＱ・ＮＱ）に掛算する。この係数αの値に応じて、ループフィルタ２７の通過帯域が決まる。加算器５２は、掛算器５１の出力と１サイクル前の加算器５２の出力とを加算する。遅延素子５３は、加算器５２の出力を１サイクル遅延させる。この遅延素子５３の出力がループフィルタ２７の出力となる。

図１のＰＬＬ部１３において、ＮＣＯ発振信号の周波数ω_２がスプリアスの周波数ω_１に等しく且つ両信号の位相差が９０度となる場合、ロータ２５出力の同相成分はゼロ（直交成分はゼロ以外）となる。このときループフィルタ２７の出力もゼロであり、ＮＣＯ２６は現在の発振周波数で発振し続け、ＰＬＬ部１３はロック状態となる。ＮＣＯ発振信号の周波数ω_２がスプリアスの周波数ω_１よりも高い場合、ループフィルタ２７の出力はゼロ以外（例えば負の値）となり、この出力値に応じてＮＣＯ２６は現在の発振周波数よりも低い周波数で発振する。これにより、ＮＣＯ発振信号の周波数ω_２がスプリアスの周波数ω_１に近づいていく。またＮＣＯ発振信号の周波数ω_２がスプリアスの周波数ω_１よりも低い場合、ループフィルタ２７の出力はゼロ以外（例えば正の値）となり、この出力値に応じてＮＣＯ２６は現在の発振周波数よりも高い周波数で発振する。これにより、ＮＣＯ発振信号の周波数ω_２がスプリアスの周波数ω_１に近づいていく。

図１１は、信号処理回路の構成の変形例を示す図である。図１１において、図１と同一又は対応する構成要素は同一又は対応する番号で参照し、その説明は適宜省略する。図１１に示す信号処理回路１０Ａは、図１に示す信号処理回路１０と比較して、ＰＬＬ部１３、ＤＣカット部１４、及び逆ロータ１５の代りにバンドエリミネーションフィルタ（ＢＥＦ）２２が設けられている点が異なる。その他の構成は、図１の信号処理回路１０と図１１の信号処理回路１０Ａとで同様である。

図１の場合と同様にして、スプリアス周波数検出部２１は、スプリアスの周波数位置を検出する。検出された周波数位置を示す信号が、スプリアス周波数検出部２１からバンドエリミネーションフィルタ２２に供給される。バンドエリミネーションフィルタ２２は、スプリアス周波数検出部２１から供給される信号が示す周波数位置において、ＡＤ変換器１２から供給される受信信号の成分をフィルタリングにより低減又は除去する。これによりバンドエリミネーションフィルタ２２は、受信信号からスプリアスの成分を低減又は除去することができる。

図１２は、ＯＦＤＭの受信システムの構成の一例を示す図である。図１２に示す受信システムは、チューナ１１１、ＯＦＤＭ復調回路１１２、デコーダ１１３、ＣＰＵ１１４、ディスプレイ１１５、及びスピーカ１１６を含む。チューナ１１１は、アンテナで受信した受信信号を受け取りベースバンド信号を出力する。ＯＦＤＭ復調回路１１２は、チューナ１１１からのベースバンド信号を受け取り、ＯＦＤＭ復調後のデジタル信号をトランスポートストリームＴＳとして出力する。ＯＦＤＭ復調回路１１２は、図１の信号処理回路１０又は図１１の信号処理回路１０Ａを、ＲＦ回路１１の部分を除き、含むものである。ＯＦＤＭ復調回路１１２は更に、伝送路特性を等化された受信データをデインターリーブする回路、デマッピング処理により軟判定する回路、更にビタビ復号化処理等を用いた誤り訂正処理を実行する回路等を含んでよい。デコーダ１１３は、ＯＦＤＭ復調回路１１２からのトランスポートストリームＴＳを受け取り、デコード処理を実行することにより映像信号及び音声信号を含む出力信号を生成する。ＣＰＵ１１４は、ＯＦＤＭ復調回路１１２とデコーダ１１３との動作を制御する。ディスプレイ１１５は映像信号に基づいて映像を出力する。スピーカ１１６は、音声信号に基づいて音声を出力する。

以上、本発明を実施例に基づいて説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内で様々な変形が可能である。

１０ 信号処理回路
１１ ＲＦ回路
１２ ＡＤ変換器（ＡＤＣ）
１３ ＰＬＬ部
１４ ＤＣカット部
１５ 逆ロータ
１６ ＦＦＴ部
１７ 伝搬路補償部
１８ 伝搬路推定部
１９ 伝搬路推定値分布測定部
２０ データサブキャリアＥＶＭ測定部
２１ スプリアス周波数検出部

Claims (8)

1. ＯＦＤＭの受信信号をＦＦＴするＦＦＴ部と、
   前記ＦＦＴ部から出力される受信データ中のパイロット信号に基づいて伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、
   前記伝搬路推定値に基づいて、前記ＦＦＴ部から出力される受信データに対して伝搬路補償する伝搬路補償部と、
   前記伝搬路補償部から出力される受信データ中のデータ信号点に基づいて求めた誤差ベクトルが飽和していない場合には前記誤差ベクトルに基づいて、前記誤差ベクトルの大きさが飽和している場合には前記伝搬路推定値に基づいて、スプリアスの周波数位置を検出するスプリアス周波数検出部と
   前記スプリアス周波数検出部が検出したスプリアスの周波数位置における前記受信信号の周波数成分を低減するスプリアス低減部と
   を含むことを特徴とする信号処理回路。
2. 前記スプリアス低減部は、
   前記スプリアスの周波数位置の近傍において無変調波又は狭帯域の変調波信号にロックするＰＬＬ回路と、
   前記ＰＬＬ回路がロックした位置における前記受信信号の周波数成分を低減する信号カット部と
   を含むことを特徴とする請求項１記載の信号処理回路。
3. 前記ＰＬＬ回路はロックした周波数が直流成分になるように前記受信信号の周波数全体をシフトするロータを更に含み、前記信号カット部は前記直流成分の信号成分を低減することを特徴とする請求項２記載の信号処理回路。
4. 前記伝搬路推定値の周波数領域における第１の分布を求める伝搬路推定値分布測定部と、
   前記伝搬路補償部から出力される受信データ中のデータ信号点に基づいて前記誤差ベクトルを求め、更に前記誤差ベクトルの周波数領域における第２の分布を求める誤差ベクトル推定部と、
   を更に含み、前記スプリアス周波数検出部は前記第１の分布と前記第２の分布との少なくとも一方の分布に基づいて前記スプリアスの周波数位置を検出することを特徴とする請求項３記載の信号処理回路。
5. ＯＦＤＭの受信信号をＦＦＴし、
   前記ＦＦＴ後の受信データ中のパイロット信号に基づいて伝搬路推定値を求め、
   前記伝搬路推定値に基づいて、前記ＦＦＴ後の受信データに対して伝搬路補償を行い、
   前記伝搬路補償後の受信データ中のデータ信号点に基づいて求めた誤差ベクトルが飽和していない場合には前記誤差ベクトルに基づいて、前記誤差ベクトルの大きさが飽和している場合には前記伝搬路推定値に基づいて、スプリアスの周波数位置を検出し、
   前記検出されたスプリアスの周波数位置における前記受信信号の周波数成分を低減する各段階を含むことを特徴とする信号処理方法。
6. 前記伝搬路推定値の周波数領域における第１の分布を求め、
   前記誤差ベクトルの周波数領域における第２の分布を求める
   段階を更に含み、前記スプリアスの周波数位置を検出する段階は、前記第１の分布と前記第２の分布との少なくとも一方の分布に基づいて前記スプリアスの周波数位置を検出することを特徴とする請求項５記載の信号処理方法。
7. チューナと、
   前記チューナの出力信号を受け取りデジタル信号を出力する復調回路と、
   前記デジタル信号を受け取り出力信号を生成するデコーダと、
   前記復調回路と前記デコーダとを制御する制御回路と、
   前記出力信号を映像及び音声の少なくとも一方として出力する出力装置と
   を含み、前記復調回路は、
   前記チューナの出力信号であるＯＦＤＭの受信信号をＦＦＴするＦＦＴ部と、
   前記ＦＦＴ部から出力される受信データ中のパイロット信号に基づいて伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、
   前記伝搬路推定値に基づいて、前記ＦＦＴ部から出力される受信データに対して伝搬路補償する伝搬路補償部と、
   前記伝搬路補償部から出力される受信データ中のデータ信号点に基づいて求めた誤差ベクトルが飽和していない場合には前記誤差ベクトルに基づいて、前記誤差ベクトルの大きさが飽和している場合には前記伝搬路推定値に基づいて、スプリアスの周波数位置を検出するスプリアス周波数検出部と
   前記スプリアス周波数検出部が検出したスプリアスの周波数位置における前記受信信号の周波数成分を低減するスプリアス低減部と
   を含むことを特徴とする受信システム。
8. 前記スプリアス低減部は、
   前記スプリアスの周波数位置の近傍において無変調波又は狭帯域の変調波信号にロックするＰＬＬ回路と、
   前記ＰＬＬ回路がロックした位置における前記受信信号の周波数成分を低減する信号カット部と
   を含むことを特徴とする請求項７記載の受信システム。

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