JP2013059433A - Liquid injection device and medical apparatus - Google Patents
Liquid injection device and medical apparatus Download PDFInfo
- Publication number
- JP2013059433A JP2013059433A JP2011199119A JP2011199119A JP2013059433A JP 2013059433 A JP2013059433 A JP 2013059433A JP 2011199119 A JP2011199119 A JP 2011199119A JP 2011199119 A JP2011199119 A JP 2011199119A JP 2013059433 A JP2013059433 A JP 2013059433A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- carrier frequency
- signal
- voltage value
- voltage
- wcom
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Abstract
Description
本発明は、液体噴射装置および液体噴射装置を備えた医療機器において、液体の噴射を制御するアクチュエーターに駆動信号を印加して駆動する技術に関する。 The present invention relates to a liquid ejecting apparatus and a technique for driving a medical device including the liquid ejecting apparatus by applying a drive signal to an actuator that controls ejection of the liquid.
医療用液体噴射装置（例えば、特許文献１参照）や液体噴射型印刷装置（インクジェットプリンター）のように、アクチュエーターに駆動信号を印加することによって液体を噴射する液体噴射装置は数多く存在する。このような液体噴射装置のアクチュエーターを駆動するためには、ある程度の電力を有する駆動信号が必要となる。そこで、駆動信号の元となる駆動波形信号を電力増幅することによって駆動信号を生成することが行われる。ここで、アナログの駆動波形信号をアナログ的に電力増幅してアナログの駆動信号を直接生成したのでは大きな電力損失が発生して電力効率が低下するので、いわゆるＤ級増幅器を用いて電力増幅する技術が提案されている（例えば、特許文献２、特許文献３参照）。
There are many liquid ejecting apparatuses that eject liquid by applying a drive signal to an actuator, such as a medical liquid ejecting apparatus (see, for example, Patent Document 1) and a liquid ejecting printing apparatus (inkjet printer). In order to drive the actuator of such a liquid ejecting apparatus, a drive signal having a certain amount of power is required. Therefore, the drive signal is generated by power amplification of the drive waveform signal that is the source of the drive signal. Here, if the analog drive waveform signal is amplified in an analog manner and the analog drive signal is directly generated, a large power loss occurs and power efficiency is lowered. Therefore, power amplification is performed using a so-called class D amplifier. Techniques have been proposed (see, for example,
Ｄ級増幅器は、次のようにして電力増幅を行う。先ず、アナログの駆動波形信号をパルス変調することによって変調信号を生成する。パルス変調には幾つかの方式が知られているが、パルス幅変調と呼ばれる方式が使用されることが一般的である。パルス幅変調と呼ばれる方式とは、変調しようとする駆動波形信号を、一定周期（変調周期）で繰り返される三角波形と比較して、駆動波形信号の電圧の方が三角波形の電圧よりも高い期間ではハイを出力し、逆に駆動波形信号の電圧の方が低い期間ではローを出力することによって、ハイとローとを繰り返す変調信号を生成する変調方式である。このようにして得られた変調信号は、駆動波形信号の電圧が高くなるほど、一変調周期内でのハイの期間の比率（オンデューティー比又はデューティー比。本明細書中ではデューティー比と呼ぶ）が高くなる。詳細は後述するが、デューティー比は駆動波形信号の電圧値又は駆動信号の電圧値と一対一の関係にある。 The class D amplifier performs power amplification as follows. First, a modulation signal is generated by pulse-modulating an analog driving waveform signal. Several systems are known for pulse modulation, but a system called pulse width modulation is generally used. A method called pulse width modulation is a period in which the voltage of the drive waveform signal is higher than the voltage of the triangular waveform when the drive waveform signal to be modulated is compared with a triangular waveform that is repeated at a constant period (modulation period). Is a modulation system that generates a modulation signal that repeats high and low by outputting high during the period when the voltage of the drive waveform signal is lower. The modulation signal thus obtained has a higher period ratio (on-duty ratio or duty ratio; referred to as duty ratio in this specification) as the voltage of the drive waveform signal increases. Get higher. Although the details will be described later, the duty ratio has a one-to-one relationship with the voltage value of the drive waveform signal or the voltage value of the drive signal.
Ｄ級増幅器では、パルス変調によって得られたデジタルの変調信号を電力増幅した後、平滑フィルターを通してアナログ信号に変換することによって、電力増幅された駆動信号を生成する。このようにしてデジタルの変調信号を電力増幅すれば、アナログの駆動波形信号をアナログのまま電力増幅する場合に比べて電力損失を大幅に低減することができるので、駆動信号を生成する際の電力損失を大幅に低減することが可能である。 In the class D amplifier, a digital modulated signal obtained by pulse modulation is power amplified and then converted into an analog signal through a smoothing filter to generate a power amplified drive signal. By amplifying the power of the digital modulation signal in this way, the power loss can be greatly reduced compared to the case where the analog drive waveform signal is amplified with the analog power. Loss can be greatly reduced.
しかし、Ｄ級増幅器を用いてアクチュエーターを駆動する場合、アクチュエーターに対して一定電圧の駆動信号を連続的に出力する状態において、駆動波形信号の電圧値がある条件（詳細は後述する）になる場合は、増幅時に大きな電力損失が発生することがあった。その結果、アクチュエーターを駆動する際の電力効率が低下する場合があるという問題があった。 However, when the actuator is driven using a class D amplifier, the drive waveform signal voltage value is in a certain condition (details will be described later) in a state where a constant voltage drive signal is continuously output to the actuator. May cause a large power loss during amplification. As a result, there is a problem that the power efficiency when driving the actuator may be reduced.
この発明は、従来の技術が有する上述した課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、アクチュエーターに対して一定電圧の駆動信号を連続的に出力する状態においても、駆動波形信号の電圧値（又は駆動信号の電圧値、又はデューティー比）によらず、どのような条件下でも常に効率よく液体噴射装置のアクチュエーターを駆動することが可能な技術の提供を目的とする。 The present invention has been made in order to solve at least a part of the above-described problems of the prior art. Even in a state where a constant-voltage drive signal is continuously output to the actuator, the drive waveform signal It is an object of the present invention to provide a technique capable of always driving an actuator of a liquid ejecting apparatus efficiently under any conditions regardless of a voltage value (or a voltage value of a driving signal or a duty ratio).
本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態又は適用例として実現することが可能である。 SUMMARY An advantage of some aspects of the invention is to solve at least a part of the problems described above, and the invention can be implemented as the following forms or application examples.
［適用例１］アクチュエーターに対して駆動信号を印加することによって、液体を噴射する液体噴射装置であって、前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、前記駆動波形信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、前記電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する平滑フィルターと、を備え、前記変調回路は、前記アクチュエーターの電位を一定に保つ期間に、前記駆動波形信号の電圧値に応じて、キャリア周波数を変更することを特徴とする液体噴射装置。 Application Example 1 A liquid ejecting apparatus that ejects liquid by applying a drive signal to an actuator, the drive waveform signal generating circuit generating a drive waveform signal that serves as a reference for the drive signal, and the drive A modulation circuit that generates a modulation signal by pulse-modulating a waveform signal; a digital power amplifier that amplifies the modulation signal to generate a power amplification modulation signal; and the drive signal by smoothing the power amplification modulation signal And a modulation filter that changes a carrier frequency in accordance with a voltage value of the drive waveform signal during a period in which the potential of the actuator is kept constant. .
これによれば、上記液体噴射装置において、液体の噴射を制御するアクチュエーターに対して一定の駆動信号を連続的に出力する状態で、かつどのような駆動波形信号の電圧値（又は駆動信号の電圧値、又はデューティー比）の条件である場合にも、デジタル電力増幅器に大きな電力損失が発生することを回避することが可能となる。 According to this, in the liquid ejecting apparatus, the voltage value of the driving waveform signal (or the voltage of the driving signal) in a state in which a constant driving signal is continuously output to the actuator that controls the ejection of the liquid. Even in the case of the condition of the value or the duty ratio), it is possible to avoid occurrence of a large power loss in the digital power amplifier.
詳細なメカニズムについては後述するが、アクチュエーターに一定の電圧を連続的に出力する状態で、かつ駆動波形信号の電圧値（又は駆動信号の電圧値、又はデューティー比）が後述する第一の電圧値より低いか又は後述する第二の電圧値より高い場合に、デジタル電力増幅器に大きな電力損失が発生することが見いだされた。更に、上述した条件下では、変調回路がパルス変調する際のキャリア周波数を変更することによって、デジタル電力増幅器における電力損失の増加を回避することが可能であることも見いだされた。従って、アクチュエーターに一定の電圧を連続的に出力している状態で、かつ駆動波形信号の電圧値が所定値より低いか又は所定値より高い場合には、キャリア周波数を変更することで、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することを回避して、効率よく液体噴射装置のアクチュエーターを駆動することが可能となる。 Although the detailed mechanism will be described later, the voltage value of the drive waveform signal (or the voltage value of the drive signal or the duty ratio) is a first voltage value described later in a state in which a constant voltage is continuously output to the actuator. It has been found that a large power loss occurs in the digital power amplifier when it is lower or higher than a second voltage value described below. Furthermore, it has been found that, under the above-described conditions, an increase in power loss in the digital power amplifier can be avoided by changing the carrier frequency when the modulation circuit performs pulse modulation. Therefore, when the constant voltage is continuously output to the actuator and the voltage value of the drive waveform signal is lower than the predetermined value or higher than the predetermined value, the digital power is changed by changing the carrier frequency. It is possible to efficiently drive the actuator of the liquid ejecting apparatus while avoiding a large power loss during amplification by the amplifier.
［適用例２］上記に記載の液体噴射装置であって、前記変調回路は、前記駆動波形信号の電圧値が予め定められた所定の電圧値よりも小さい範囲にある場合に、前記キャリア周波数を、前記所定の電圧値以上の範囲で設定される基準キャリア周波数よりも低いキャリア周波数に設定することを特徴とする。 Application Example 2 In the liquid ejecting apparatus according to the above, the modulation circuit may change the carrier frequency when the voltage value of the drive waveform signal is in a range smaller than a predetermined voltage value. The carrier frequency is set lower than a reference carrier frequency set in a range not less than the predetermined voltage value.
これによれば、適用例１の液体噴射装置のアクチュエーターに一定の電圧を連続的に出力する状態で、かつ駆動波形信号の電圧値が後述する所定の電圧値（又はデューティー比、又は駆動信号電圧値）より小さい場合にも、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することを回避して、効率よく液体噴射装置のアクチュエーターを駆動することが可能となる。 According to this, in a state in which a constant voltage is continuously output to the actuator of the liquid ejecting apparatus according to Application Example 1, the voltage value of the drive waveform signal is a predetermined voltage value (or duty ratio, or drive signal voltage, which will be described later). Even when the value is smaller than (value), it is possible to efficiently drive the actuator of the liquid ejecting apparatus while avoiding the occurrence of a large power loss during amplification by the digital power amplifier.
［適用例３］上記に記載の液体噴射装置であって、前記変調回路は、前記駆動波形信号の電圧値が予め定められた所定の電圧値よりも大きい範囲にある場合に、前記キャリア周波数を、前記所定の電圧値以下の範囲で設定される基準キャリア周波数よりも低いキャリア周波数に設定することを特徴とする。 Application Example 3 In the liquid ejecting apparatus according to the above, the modulation circuit may change the carrier frequency when the voltage value of the driving waveform signal is in a range larger than a predetermined voltage value determined in advance. The carrier frequency is set to be lower than the reference carrier frequency set in the range of the predetermined voltage value or less.
これによれば、適用例１の液体噴射装置のアクチュエーターに一定の電圧を連続的に出力する状態で、かつ駆動波形信号の電圧値が後述する所定の電圧値（又はデューティー比、又は駆動信号の電圧値）より大きい場合にも、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することを回避して、効率よく液体噴射装置のアクチュエーターを駆動することが可能となる。 According to this, in a state in which a constant voltage is continuously output to the actuator of the liquid ejecting apparatus of Application Example 1, the voltage value of the drive waveform signal is a predetermined voltage value (or duty ratio, or drive signal) described later. Even when the voltage value is larger than the voltage value, it is possible to efficiently drive the actuator of the liquid ejecting apparatus while avoiding a large power loss during amplification by the digital power amplifier.
［適用例４］上記に記載の液体噴射装置であって、前記変調回路は、第一の電圧値と、前記第一の電圧値よりも大きい第二の電圧値とが予め定められており、前記駆動波形信号の電圧値が前記第一の電圧値よりも小さい場合に、前記キャリア周波数を、前記第一の電圧値から前記第二の電圧値までの範囲で設定される基準キャリア周波数よりも低い第一のキャリア周波数に設定し、前記駆動波形信号の電圧値が前記第二の電圧値よりも大きい場合に、前記キャリア周波数を、前記基準キャリア周波数よりも低い第二のキャリア周波数に設定することを特徴とする。 Application Example 4 In the liquid ejecting apparatus according to the above, in the modulation circuit, a first voltage value and a second voltage value larger than the first voltage value are determined in advance. When the voltage value of the drive waveform signal is smaller than the first voltage value, the carrier frequency is set higher than a reference carrier frequency set in a range from the first voltage value to the second voltage value. Set to a low first carrier frequency, and when the voltage value of the drive waveform signal is greater than the second voltage value, set the carrier frequency to a second carrier frequency lower than the reference carrier frequency It is characterized by that.
これによれば、適用例１の液体噴射装置のアクチュエーターに一定の電圧を連続的に出力する状態で、駆動波形信号の電圧値が後述する第一の電圧値より小さい場合や、駆動波形信号の電圧値が後述する第二の電圧値より大きい場合にも、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することを回避して、効率よく液体噴射装置のアクチュエーターを駆動することが可能となる。 According to this, in a state where a constant voltage is continuously output to the actuator of the liquid ejecting apparatus of Application Example 1, when the voltage value of the drive waveform signal is smaller than a first voltage value described later, Even when the voltage value is larger than a second voltage value described later, it is possible to efficiently drive the actuator of the liquid ejecting apparatus while avoiding a large power loss during amplification by the digital power amplifier. .
［適用例５］上記記載の液体噴射装置を備えたことを特徴とする医療機器。 Application Example 5 A medical device including the liquid ejecting apparatus described above.
これによれば、上記記載の液体噴射装置を備えた医療機器においても、該液体噴射装置のアクチュエーターに一定の電圧を連続的に出力する状態で、どのような駆動波形信号の電圧値（又は変調信号のデューティー比、又は駆動信号の電圧値）の場合にも、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することを回避して、効率よく医療機器に備えた液体噴射装置のアクチュエーターを駆動することが可能となる。 According to this, even in a medical device including the liquid ejecting apparatus described above, any voltage value (or modulation) of the drive waveform signal can be obtained in a state where a constant voltage is continuously output to the actuator of the liquid ejecting apparatus. In the case of signal duty ratio or drive signal voltage value), it avoids the occurrence of large power loss during amplification by the digital power amplifier and efficiently drives the actuator of the liquid ejection device provided in the medical device. It becomes possible to do.
以下では、上述した本願発明の内容を明確にするために、次のような順序に従って実施例を説明する。
Ａ．第１実施例：
Ａ−１．医療用液体噴射装置構成：
Ａ−２．アクチュエーター駆動回路の回路構成：
Ａ−３．デジタル電力増幅器で電力損失が発生するメカニズム：
Ａ−４．デジタル電力増幅器での電力損失を回避するメカニズム：
Ａ−５．第１実施例での電力損失の増加の回避方法：
Ａ−６．第１実施例の変形例：
Ａ−７．第１実施例の変形例２：
Ｂ．第２実施例：
Ｂ−１．第２実施例での電力損失の増加の回避方法：
Ｂ−２．第２実施例の変形例：
Ｃ．第３実施例：
Ｃ−１．液体噴射型印刷装置（インクジェットプリンター）構成：
Ｃ−２．第３実施例での電力損失の増加の回避方法：
Hereinafter, in order to clarify the contents of the present invention described above, examples will be described in the following order.
A. First embodiment:
A-1. Medical liquid ejector configuration:
A-2. Circuit configuration of actuator drive circuit:
A-3. Mechanism of power loss in digital power amplifier:
A-4. Mechanisms to avoid power loss in digital power amplifiers:
A-5. How to avoid an increase in power loss in the first embodiment:
A-6. Modification of the first embodiment:
A-7.
B. Second embodiment:
B-1. How to avoid an increase in power loss in the second embodiment:
B-2. Modification of the second embodiment:
C. Third embodiment:
C-1. Liquid jet printer (inkjet printer) configuration:
C-2. How to avoid an increase in power loss in the third embodiment:
Ａ．第１実施例：
Ａ−１．医療用液体噴射装置構成：
図１は、第１実施例の液体噴射装置の構成を示した説明図である。図示されているように液体噴射装置１００は、大きく分けると、液体を噴射するための脈動発生部１１０と、脈動発生部１１０に向けて流体を供給する流体供給手段１２０と、脈動発生部１１０および流体供給手段１２０の動作を制御する制御部１３０などから構成されている。液体噴射装置１００は、パルス状の液体を脈動発生部１１０から噴射することによって、生体組織を切除又は切開することに使用する手術具としてのウォータージェットメスの一例である。
A. First embodiment:
A-1. Medical liquid ejector configuration:
FIG. 1 is an explanatory diagram illustrating the configuration of the liquid ejecting apparatus according to the first embodiment. As shown in the figure, the
脈動発生部１１０は、金属製の第２ケース１１３に、同じく金属製の第１ケース１１４を重ねた構造となっており、第２ケース１１３の前面には円管形状の流体噴射管１１２が立設され、流体噴射管１１２の先端にはノズル１１１が挿着されている。第２ケース１１３と第１ケース１１４との合わせ面には、薄い円板形状の流体室１１５が形成されており、流体室１１５は、流体噴射管１１２を介してノズル１１１に接続されている。また、第１ケース１１４の内部には、アクチュエーター１１６が設けられている。脈動発生部１１０と制御部１３０とは配線ケーブル１５０によって接続されており、制御部１３０内のアクチュエーター駆動回路２００からは、配線ケーブル１５０を介して駆動信号がアクチュエーター１１６に供給される。また、配線ケーブル１５０はコネクターによって脈動発生部１１０に取り付けられている。このため、配線ケーブル１５０は、長さや特性の異なる種々の配線ケーブル１５０に取り替えることが可能となっている。
The
流体供給手段１２０は、噴射しようとする液体（水、生理食塩水、薬液など）が収容された流体容器１２３から、第１接続チューブ１２１を介して液体を吸い上げた後、第２接続チューブ１２２を介して脈動発生部１１０の流体室１１５内に供給する。このため、流体室１１５は液体で満たされた状態となっている。
The fluid supply means 120 sucks up the liquid from the
そして、制御部１３０から駆動信号をアクチュエーター１１６に印加すると、駆動されたアクチュエーター１１６によって流体室１１５内に圧力変化が生じ、その結果、流体室１１５内に充満していた液体が、ノズル１１１からパルス状に噴射される。
When a drive signal is applied from the
尚、液体噴射装置１００のノズル１１１から液体を噴射する方式としては、静電方式、ピエゾ方式、膜沸騰方式などが挙げられる。静電方式は、アクチュエーターである静電ギャップに駆動信号を与えると、流体室１１５内に圧力変化を生じ、その圧力変化によってノズル１１１から液体が噴射されるというものである。ピエゾ方式は、アクチュエーターであるピエゾ素子に駆動信号を与えると、流体室１１５内に圧力変化を生じ、その圧力変化によってノズル１１１から液体が噴射されるというものである。膜沸騰方式は、第１ケース１１４の内部に微小ヒーターがあり、微小ヒーターによって瞬間的に加熱された液体が膜沸騰状態となって気泡が発生し、その圧力変化によってノズル１１１から液体が噴射されるというものである。膜沸騰方式の場合は、微小ヒーターに駆動信号を印加して流体室１１５内の圧力を制御するので、本実施例では膜沸騰方式に用いる微小ヒーターもアクチュエーターの一種として考える。尚、前述したピエゾ素子は容量成分を有する容量性負荷である。また前述した微小ヒーターは、一例として、抵抗成分を有する抵抗性負荷などが挙げられる。
As a method for ejecting liquid from the
本発明は、何れの液体噴射方法も適用可能であるが、駆動信号の波高値や電圧増減傾きを調整することで、上述した生体組織の切除又は切開の程度等を制御可能なピエゾ素子に特に好適である。従って、以後は主に、アクチュエーター１１６にピエゾ素子を用いた場合を例に説明を行う。
The present invention can be applied to any liquid ejection method, but it is particularly applicable to a piezoelectric element that can control the degree of excision or incision of the above-described biological tissue by adjusting the peak value of the drive signal and the voltage increase / decrease slope. Is preferred. Therefore, the following description will be given mainly using a case where a piezoelectric element is used for the
アクチュエーター１１６にピエゾ素子を用いた場合、アクチュエーター１１６の伸張量は、駆動信号として印加される電圧に依存する。従って、所望の特性の液体を噴射するためには、精度の良い駆動信号をアクチュエーター１１６に印加する必要がある。そこで、このような駆動信号を生成するために、制御部１３０内には、以下に説明するようなアクチュエーター駆動回路２００が搭載されている。
When a piezo element is used for the
Ａ−２．アクチュエーター駆動回路の回路構成：
図２は、第１実施例の液体噴射装置１００に搭載されたアクチュエーター駆動回路２００の回路構成を示した説明図である。具体的には制御部１３０に搭載されたアクチュエーター駆動回路２００の回路構成を示した説明図である。図示されているようにアクチュエーター駆動回路２００は、駆動信号の基準となる駆動波形信号（以下、ＷＣＯＭ）を出力する駆動波形信号発生回路２１０と、駆動波形信号発生回路２１０から受け取ったＷＣＯＭをパルス変調して変調信号（以下、ＭＣＯＭ）に変換し、かつ後述するキャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）によって、パルス変調する際のキャリア周波数を変更可能な変調回路２２０と、変調回路２２０からのＭＣＯＭをデジタル的に電力増幅して電力増幅変調信号（以下、ＡＣＯＭ）を生成するデジタル電力増幅器２３０と、デジタル電力増幅器２３０からＡＣＯＭを受け取って変調成分を取り除いた後、駆動信号（以下、ＣＯＭ）として脈動発生部１１０のアクチュエーター１１６に供給する平滑フィルター２４０とを備えている。
A-2. Circuit configuration of actuator drive circuit:
FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating a circuit configuration of the
駆動波形信号発生回路２１０は、ＷＣＯＭのデータを記憶した波形メモリーや、Ｄ／Ａ変換器を備えており、波形メモリーから読み出したデータをＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換することで、ＷＣＯＭを生成する。また、変調回路２２０を、信号処理回路を用いてデジタル回路で構成することで、駆動波形信号発生回路２１０の波形メモリーから読み出したＷＣＯＭをデジタルデータのまま取り扱うようにしてもよい。
The drive waveform
変調回路２２０は、キャリア周波数ｆｃの三角波を出力する三角波発生回路２８０と、駆動波形信号発生回路２１０から出力されたＷＣＯＭと三角波とを比較することによって、パルス波状の変調信号ＭＣＯＭを生成（パルス変調）する比較器２９０を有している。三角波発生回路２８０は、ＷＣＯＭがアナログ信号である場合は、オペアンプなどを用いた発振器で構成することができる。また三角波発生回路２８０は、ＷＣＯＭがデジタル信号である場合は、マイコンやＦＰＧＡなどの制御器で構成することができる。
The
また詳細は後述するが、第１実施例の変調回路２２０は、駆動波形信号発生回路２１０からのＷＣＯＭを基に、ＷＣＯＭの一定電圧（直流）部分を判別して、ＤＣ判別信号（ＤＳ１）を出力するＤＣ判別手段２５０と、駆動波形信号発生回路２１０からのＷＣＯＭを基に、ＷＣＯＭの電圧値を判別して、電圧レベル判別信号（ＤＳ２）を出力する電圧レベル判別手段２６０と、ＤＣ判別信号と電圧レベル判別信号を基に、キャリア周波数を設定するキャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）を三角波発生回路２８０に出力するキャリア周波数変更手段２７０を有している。ただし、電圧レベル判別手段２６０は、ＷＣＯＭを基に、ＷＣＯＭの電圧値に応じたパルス変調信号のデューティー比を判別して、前述したＤＳ２を出力してもよい。以上のような構成により、第１実施例の変調回路２２０は、上述したキャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）に基づいてキャリア周波数を変更することが可能となっている。
As will be described in detail later, the
尚、ＷＣＯＭの電圧値とデューティー比Ｄとは一対一の関係にある。便宜上、以後パルス変調信号（ＭＣＯＭ）のデューティー比Ｄが１となる駆動波形信号（ＷＣＯＭ）の電圧値をＶｍａｘとする。その場合、デューティー比Ｄに対応するＷＣＯＭの電圧値はＤ・Ｖｍａｘとなる。従って、前述したように、電圧レベル判別手段２６０は取得したＷＣＯＭの情報を基に、デューティー比の範囲を判別してＤＳ２を出力してもよいし、ＷＣＯＭの電圧値を判別してＤＳ２を出力しても構わない。
The voltage value of WCOM and the duty ratio D have a one-to-one relationship. For convenience, the voltage value of the drive waveform signal (WCOM) at which the duty ratio D of the pulse modulation signal (MCOM) is 1 is hereinafter referred to as Vmax. In this case, the voltage value of WCOM corresponding to the duty ratio D is D · Vmax. Therefore, as described above, the voltage
便宜上、以後の説明において、デューティー比Ｄ、又はＷＣＯＭの電圧値のどちらか一方の条件に注目して、課題の要因や解決策について説明する場合がある。ただし、これらは一対一の関係にある為、実際にはデューティー比Ｄ又はＷＣＯＭの電圧値のどちらの条件に注目した場合にも、同様の説明が成り立つ。従って、以後は特別に断ることなく、デューティー比Ｄ又はＷＣＯＭの電圧値のどちらか一方の条件に注目して説明を行う際には、もう一方の条件に注目しても同様の説明が成り立つことを前提に説明を行う。また駆動波形信号（ＷＣＯＭ）は駆動信号（ＣＯＭ）の基となる信号であるから、デューティー比ＤとＣＯＭとも一対一の関係にある。後述するデジタル電力増幅器２３０の電源電圧をＶｄｄとした場合、デューティー比Ｄに対応するＣＯＭの電圧値はＤ・Ｖｄｄとなる。従って、以後は特別に断ることなく、デューティー比Ｄ又はＷＣＯＭの電圧値のどちらか一方の条件に注目して説明を行う際には、駆動信号（ＣＯＭ）の条件に注目しても同様の説明が成り立つことを前提に説明を行う。
For the sake of convenience, in the following description, there may be a case where the cause of the problem or a solution is described with attention paid to either the duty ratio D or the WCOM voltage value. However, since these are in a one-to-one relationship, the same explanation can be realized when paying attention to either the duty ratio D or the WCOM voltage value in practice. Therefore, the following explanation is valid even when paying attention to one of the other conditions without giving special notice, when paying attention to one of the conditions of the duty ratio D or the voltage value of WCOM. The explanation is based on the assumption. Further, since the drive waveform signal (WCOM) is a signal that is the basis of the drive signal (COM), there is a one-to-one relationship between the duty ratio D and COM. When the power supply voltage of the
尚、本実施例では、ＤＣ判別手段２５０、電圧レベル判別手段２６０、およびキャリア周波数変更手段２７０は、変調回路２２０の内部に設ける構成としているが、変調回路２２０の外部に設ける構成としても構わない。その場合、変調回路２２０は、外部から来るキャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）に基づいてキャリア周波数を変更することが可能となる。
In the present embodiment, the DC discriminating means 250, the voltage level discriminating means 260, and the carrier frequency changing means 270 are provided inside the
変調回路２２０によって得られたＭＣＯＭは、デジタル電力増幅器２３０に入力される。デジタル電力増幅器２３０は、プッシュ・プル接続された２つのスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなど）と、電源（出力電圧をＶｄｄとする）と、これらスイッチ素子を駆動するドライバーとを備えている。尚、ＭＯＳＦＥＴを駆動するドライバーはゲートドライバーと呼ぶ。ＭＣＯＭの出力がハイの状態の場合は、ハイ側のスイッチ素子がＯＮになり、ロー側のスイッチ素子がＯＦＦになって、電源の電圧ＶｄｄがＡＣＯＭとして出力される。以後、この状態を「出力Ｈの状態」と称する。また、ＭＣＯＭの出力がローの状態の場合は、ハイ側のスイッチ素子がＯＦＦになり、ロー側のスイッチ素子がＯＮになってグランドの電圧がＡＣＯＭとして出力される。以後、この状態を「出力Ｌの状態」と称する。その結果、変調回路２２０の動作電圧とグランドとの間でパルス波状に変化するＭＣＯＭが、電源の電圧Ｖｄｄとグランドとの間でパルス波状に変化するＡＣＯＭに電力増幅される。この増幅では、プッシュ・プル接続された２つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換えているだけなので、アナログ波形を増幅する場合に比べれば、電力損失を抑制することが可能である。
The MCOM obtained by the
また、２つのスイッチ素子が共にＯＮになると、電源Ｖｄｄからグランドに向かって大きな突入電流が流れて素子に損傷を与える。そこで、こうしたことを回避するために、「出力Ｌの状態」と「出力Ｈの状態」との状態を切り換える際には、２つのスイッチ素子が何れもＯＦＦとなる期間（デッドタイム期間）を経由して切り換えるようになっている。 When both switch elements are turned on, a large inrush current flows from the power supply Vdd to the ground, causing damage to the elements. Therefore, in order to avoid such a situation, when switching between the “output L state” and the “output H state”, a period (dead time period) in which the two switch elements are both OFF is used. To switch.
こうして電力増幅されたＡＣＯＭは、ＬＣ回路によって構成される平滑フィルター２４０を通すことによってＣＯＭ（駆動信号）に変換され、アクチュエーター１１６に印加される。
The ACOM thus amplified in power is converted into COM (driving signal) by passing through a smoothing
Ａ−３．デジタル電力増幅器で電力損失が発生するメカニズム：
上述したように、デジタル電力増幅器２３０は、大きな電力損失を伴うことなくＭＣＯＭを電力増幅することが可能である。しかしある条件が成立すると、電力増幅時にデジタル電力増幅器２３０で大きな電力損失が発生することがある。
A-3. Mechanism of power loss in digital power amplifier:
As described above, the
図３は、一定電圧のＣＯＭを連続的に出力する場合に、デジタル電力増幅器２３０における電力損失が、デューティー比に応じて増加する様子を示した説明図である。具体的にはデジタル電力増幅器２３０で電力損失が発生する様子を示した説明図である。図３に示すように、アクチュエーターに対して一定電圧のＣＯＭを連続的に出力する状態において、変調信号のデューティー比がある値Ｘａより低くなるか、又はある値Ｘｂより高くなると、電力損失が急激に増加する。ただし、Ｘａ＜Ｘｂとする。尚、前述したように、ＷＣＯＭの電圧値とデューティー比Ｄとは一対一の関係にある為、上述した条件は以下のように言い換えることができる。すなわち、アクチュエーターに対して一定電圧のＣＯＭを連続的に出力する状態において、ＷＣＯＭの電圧値がある値Ｘａ・Ｖｍａｘより低くなるか、又はある値Ｘｂ・Ｖｍａｘより高くなると、電力損失が急激に増加する。また、前述したように、ＣＯＭの電圧値とデューティー比Ｄとは一対一の関係にある為、上述した条件は以下のように言い換えることができる。すなわち、アクチュエーターに対して一定電圧のＣＯＭを連続的に出力する状態において、ＣＯＭの電圧値がある値Ｘａ・Ｖｄｄより低くなるか、又はある値Ｘｂ・Ｖｄｄより高くなると、電力損失が急激に増加する。このような現象が生じると、ＷＣＯＭをＭＣＯＭにパルス変調してから増幅したことによる省電力効果が非常に低くなるので、対策が必要となる。そのために、このような現象が生じるメカニズムを明らかにしなければならない。尚、上述したＸａ・Ｖｍａｘは本発明における「第一の電圧値」に相当し、また上述したＸｂ・Ｖｍａｘは本発明における「第二の電圧値」に相当する。
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a state in which the power loss in the
図３に示すように、本実施例では便宜上、デューティー比がＹａ〜Ｙｂの範囲で、すなわち電圧値がＹａ・Ｖｍａｘ〜Ｙｂ・Ｖｍａｘの範囲で前記駆動波形信号（ＷＣＯＭ）を出力するものとする。ただし０＜Ｙａ＜Ｙｂ＜１とする。 As shown in FIG. 3, for the sake of convenience, in this embodiment, the drive waveform signal (WCOM) is output in a duty ratio range of Ya to Yb, that is, in a voltage value range of Ya · Vmax to Yb · Vmax. . However, 0 <Ya <Yb <1.
図４は、デジタル電力増幅器２３０の詳細な構成を示した回路図である。具体的には前述したデジタル電力増幅器２３０の内部構成を示した回路図である。図４では、スイッチ素子にＭＯＳＦＥＴを用いた場合の回路図を示している。図４に示すように、ＭＯＳＦＥＴにはＣｄｓ（ドレイン端子とソース端子との間に生じた寄生容量）、Ｃｇｄ（ゲート端子とドレイン端子との間に生じた寄生容量）、およびＣｇｓ（ゲート端子とソース端子との間の寄生容量）の三つの寄生容量が存在する。尚、以後、ハイ側のＭＯＳＦＥＴを「ＭＯＳ（Ｈ）」と称し、ロー側のＭＯＳＦＥＴを「ＭＯＳ（Ｌ）」と称する。また、デジタル電力増幅器２３０のＡＣＯＭが出力される端子を「Ｖｓ」と称する。本願の発明者らは、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力する場合には、これらの寄生容量が原因で前述した電力損失の増加が発生していることを見いだした。
FIG. 4 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the
便宜上、以後はＣｄｓに充放電される電荷を例に、上述した電力損失が発生する要因について説明を行う。ただし、ＣｇｄおよびＣｇｓに関しても、後述するＣｄｓの充放電の説明と同様のことが言える。以後、本実施例ではＣｄｓのことを単に「寄生容量」と称するものとする。また、本実施例では、デジタル電力増幅器２３０のスイッチ素子にＭＯＳＦＥＴを用いた場合を例に説明を行うが、スイッチ素子にＩＧＢＴなどを用いた場合や、スイッチ素子に並列に還流ダイオードを取り付けた場合なども、同様の説明が成り立つ。
For the sake of convenience, the cause of the above-described power loss will be described below by taking the charge charged / discharged to / from Cds as an example. However, regarding Cgd and Cgs, the same can be said for the description of charge / discharge of Cds described later. Hereinafter, in this embodiment, Cds is simply referred to as “parasitic capacitance”. In this embodiment, the case where a MOSFET is used as the switch element of the
図５は、一定電圧のＣＯＭを出力した場合に、平滑フィルター２４０のコイルに流れる電流がほぼ直線的に変化する様子を示した説明図である。
上述した寄生容量による電力損失発生のメカニズムを明らかにする為に、図５（ａ）に示す平滑フィルター２４０のコイルに流れる電流ｉ（ｔ）について説明する。図５（ｂ）に、パルス状のＡＣＯＭを平滑フィルター２４０に入力した場合の電流ｉ（ｔ）の様子を示す。便宜上、ｉ（ｔ）の方向を、Ｖｓ端子側から平滑フィルター２４０のコンデンサー側に流れる向きをプラスとし、また平滑フィルター２４０のコンデンサー側からＶｓ端子側に流れる向きをマイナスとして定義する。また、図５（ｂ）に示すように、電流ｉ（ｔ）のプラス側の振幅値をＩ１、マイナス側の振幅値をＩ２と表記する。ここで、ＡＣＯＭのパルス変調周期はＴ［ｓ］（＝１／ｆｃ）で、ＡＣＯＭの電圧がＶｄｄに保たれるパルスのオン期間をｔｏｎ［ｓ］、ＡＣＯＭの電圧がグランドに保たれるパルスのオフ期間をｔｏｆｆ［ｓ］とする。またここでは、ＡＣＯＭのパルスのデューティー比Ｄ＝ｔｏｎ／Ｔ（パーセント表示の場合は１００×ｔｏｎ／Ｔ）が一定である場合、すなわち平滑フィルター２４０の出力電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｄ×Ｖｄｄ）が一定である場合について説明を行う。以下に、ｉ（ｔ）の式の導出を行う。
FIG. 5 is an explanatory diagram showing how the current flowing through the coil of the smoothing
In order to clarify the mechanism of power loss due to the parasitic capacitance described above, the current i (t) flowing through the coil of the smoothing
前述したように、本実施例ではアクチュエーター１１６にピエゾ素子を用いた場合を例に説明を行う。尚、ピエゾ素子は容量性の負荷である。図５（ａ）に示すように、容量性負荷であるアクチュエーター１１６は、平滑フィルター２４０のコンデンサーＣに対して並列に接続されている。よって、平滑フィルター２４０のコンデンサーとアクチュエーター１１６とを合成容量として考え、電流ｉ（ｔ）の式を導出する。また便宜上、ここでは上記合成容量を単純に平滑フィルター２４０のコンデンサーと称する。
As described above, in this embodiment, the case where a piezoelectric element is used for the
図６は、一定電圧のＣＯＭを出力した場合に、平滑フィルター２４０のコイルに流れる電流がほぼ直線的に変化する理由を示した説明図である。具体的には平滑フィルター２４０のコイルに流れる電流ｉ（ｔ）の算出式を示す。図６（ａ）はｔｏｎ期間について示したものであり、図６（ｂ）はｔｏｆｆ期間について示したものである。図６（ａ）において、平滑フィルター２４０を構成するコイルのインダクタンスをＬ、コンデンサーのキャパシタンスをＣ、コイルに流れる初期電流（電圧Ｖｄｄ印加時に流れていた電流）をＩ０、コンデンサーの初期電圧（電圧Ｖｄｄの印加時でのコンデンサーの端子間電圧）をＥ０とすると、（１）式の微分方程式が成立する。（１）式を解くと、ｔｏｎ期間の電流ｉ（ｔ）は（２）式のように求められる。ここで、ω０は平滑フィルター２４０の共振周波数（＝１／√（ＬＣ））である。また時間ｔｏｎと共振周波数ω０との積がゼロ近傍の場合は、ｃｏｓω０ｔはほぼ１、ｓｉｎω０ｔはほぼω０ｔとみなすことができる。すると、（２）式は（３）式で近似することができる。（３）式より、図５（ｂ）に示したように、ｔｏｎ期間の電流ｉ（ｔ）は時間ｔの経過とともに直線的に増加することが分かる。
FIG. 6 is an explanatory diagram showing the reason why the current flowing through the coil of the smoothing
また、図６（ｂ）においては（４）式の微分方程式が成立する。（４）式を解くと、ｔｏｆｆ期間の電流ｉ（ｔ）は（５）式のように求められる。上述したように、ｓｉｎω０ｔをω０ｔとみなして、ｃｏｓω０ｔを１とみなすと、（５）式は（６）式で近似することができる。（６）式より、図５（ｂ）に示したように、ｔｏｆｆ期間の電流ｉ（ｔ）は時間ｔの経過とともに直線的に減少することが分かる。 In FIG. 6B, the differential equation (4) is established. When the equation (4) is solved, the current i (t) in the toff period is obtained as the equation (5). As described above, when sin ω0t is regarded as ω0t and cos ω0t is regarded as 1, equation (5) can be approximated by equation (6). From the equation (6), as shown in FIG. 5B, it can be seen that the current i (t) in the toff period decreases linearly with the passage of time t.
ここで、アクチュエーター１１６がピエゾ素子（容量性負荷）の場合は、平滑フィルター２４０の出力電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｄ×Ｅ）が一定の状態であれば、一変調周期Ｔの間でコンデンサーに出入りする電荷量は等しい値となる。これは、ｉ（ｔ）がプラス側とマイナス側との双方向に流れる波形であり、またそれぞれの方向におけるｉ（ｔ）の振幅値Ｉ１およびＩ２が等しいことを示している。従って図５（ｂ）に示したように、ｉ（ｔ）の振幅値の大きさを｜ＩＡ｜（＝｜Ｉ１｜＝｜Ｉ２｜）とすると、ｉ（ｔ）はｔｏｎ期間ではマイナスＩＡからほぼ直線的に増加してプラスＩＡに転じる。また、ｔｏｆｆ期間ではプラスＩＡからほぼ直線的に減少してマイナスＩＡに転じる。次に、｜ＩＡ｜の式の導出を行う。
Here, in the case where the
図５に示したように、電圧Ｖｄｄを印加した瞬間（ｔ＝０）では、電流Ｉ＝−ＩＡであるから、（３）式においてＩ０＝−ＩＡとなる。また初期電圧Ｅ０は、図５の電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｄ×Ｖｄｄ）に等しい。更に、時間ｔ＝ｔｏｎにおいては、（３）式においてＩ（ｔｏｎ）＝ＩＡとなる。これらを（３）式に代入して整理すると、コイルに流れる電流の振幅｜ＩＡ｜は、図７（ａ）に示した（７）式によって示される。
図７は、一定電圧のＣＯＭを出力した場合に、平滑フィルター２４０のコイルに流れる電流の振幅が、デューティー比に応じて変化する様子を示した説明図である。ただし、図５で示した周期Ｔの逆数ｆｃ（キャリア周波数）とし、（３）式のｔにｔｏｎ＝Ｄ／ｆｃを代入している。
As shown in FIG. 5, since the current I = −IA at the moment (t = 0) when the voltage Vdd is applied, I0 = −IA in the equation (3). The initial voltage E0 is equal to the voltage Vout (= D × Vdd) in FIG. Further, at time t = ton, I (ton) = IA in the equation (3). If these are substituted into the equation (3) and rearranged, the amplitude | IA | of the current flowing through the coil is expressed by the equation (7) shown in FIG.
FIG. 7 is an explanatory diagram showing how the amplitude of the current flowing through the coil of the smoothing
（７）式から、図７（ｂ）に示すように、｜ＩＡ｜はデューティー比Ｄが０．５の時に最大値となり、Ｄが０．５から小さくなるにつれて、あるいは０．５から大きくなるにつれて小さくなるカーブ特性を持つ。アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力する場合、このデューティー比に対する｜ＩＡ｜のカーブ特性が、上述した寄生容量によって電力損失が発生する要因に繋がっていることが見いだされた。より詳細には、｜ＩＡ｜が後述する閾値電流Ｉｔｈを下回るようなデューティー比Ｄとなった場合に、上述した課題が発生することが見いだされた。以後、そのメカニズムについて説明する。尚、コイル電流の振幅｜Ｉ１｜および｜Ｉ２｜（容量性負荷の場合は｜ＩＡ｜）がＩｔｈと等しくなるデューティー比をＸａおよびＸｂとする。ただし、Ｘａ＜Ｘｂであるとする。また、前述したように、デューティー比ＸａおよびＸｂに対応するＷＣＯＭの電圧値は、それぞれＸａ・Ｖｍａｘ、Ｘｂ・Ｖｍａｘである。 From the equation (7), as shown in FIG. 7B, | IA | becomes the maximum value when the duty ratio D is 0.5, and increases as D decreases from 0.5 or increases from 0.5. It has a curve characteristic that gets smaller as it goes. When a constant voltage is continuously output to the actuator, it has been found that the curve characteristic of | IA | with respect to the duty ratio leads to the cause of power loss due to the parasitic capacitance described above. More specifically, it has been found that the above-described problem occurs when the duty ratio D is such that | IA | is lower than a threshold current Ith described later. Hereinafter, the mechanism will be described. Note that the duty ratios at which the amplitudes of coil currents | I1 | and | I2 | (or | IA | in the case of a capacitive load) are equal to Ith are Xa and Xb. However, it is assumed that Xa <Xb. Further, as described above, the WCOM voltage values corresponding to the duty ratios Xa and Xb are Xa · Vmax and Xb · Vmax, respectively.
図８は、デジタル電力増幅器２３０の動作が切り換わる際のＡＣＯＭの様子を示した説明図である。具体的にはデジタル電力増幅器２３０が「出力Ｌの状態」から「出力Ｈの状態」に切り換わる際と、「出力Ｈの状態」から「出力Ｌの状態」に切り換わる際のＶｓ端子の電圧波形（ＡＣＯＭ）の様子を示す。ただし、図８（ａ）は、｜ＩＡ｜が後述するＩｔｈよりも大きく、前述した寄生容量による電力損失が発生しない場合の様子を示している。また図８（ｂ）は、｜ＩＡ｜が後述するＩｔｈよりも小さく、前述した寄生容量による電力損失が発生する場合の様子を示している。
FIG. 8 is an explanatory diagram showing the state of ACOM when the operation of the
先ず始めに、図８（ａ）の場合について説明する。
図９は、一定電圧のＣＯＭを出力した場合に、平滑フィルター２４０のコイルに大きな電流が流れる条件では、電力増幅時の電力損失が低下する理由を示した説明図である。具体的には図８（ａ）の状態［Ａ］から状態［Ｃ］のそれぞれの場合において、ＭＯＳＦＥＴに流れる電流の様子を示す。図９（ａ）に示すように、「出力Ｌの状態」で、かつ図中の破線の矢印で示されるようなマイナス側のコイル電流ｉ（ｔ）が流れている状態を、状態［Ａ］と呼ぶ。状態［Ａ］ではＭＯＳ（Ｈ）のドレイン端子が電圧Ｖｄｄに接続され、ＭＯＳ（Ｈ）のソース端子はグランドに接続されているので、ＭＯＳ（Ｈ）の寄生容量には電荷が蓄えられている。またＭＯＳ（Ｌ）のドレイン端子およびソース端子は何れもグランドに接続されているので、ＭＯＳ（Ｌ）の寄生容量には電荷が蓄積されていない。
First, the case of FIG. 8A will be described.
FIG. 9 is an explanatory diagram showing the reason why the power loss at the time of power amplification decreases under the condition that a large current flows through the coil of the smoothing
図９（ｂ）に示すように、状態［Ａ］からデッドタイム期間に移行すると、自己誘導現象によって、図９（ａ）で示したコイル電流をそのまま流し続けようとする方向に起電力（逆起電力）が発生する。この状態を状態［Ｂ］と呼ぶ。図９（ｂ）に示した破線の矢印は、前述した逆起電力によって流れる電流を表している。状態［Ｂ］では二つのＭＯＳＦＥＴが何れもＯＦＦの状態である。従って、前述した逆起電力による電流は、図９（ｂ）に示したスイッチ部には流れない。一方、前述した逆起電力によって、ＭＯＳ（Ｌ）の寄生容量にはドレイン端子側からソース端子側に電流が流れるので、ＭＯＳ（Ｌ）の寄生容量が充電される。また、前述した逆起電力によって、ＭＯＳ（Ｈ）の寄生容量にもソース端子側からドレイン端子側に電流が流れ、ＭＯＳ（Ｈ）の寄生容量に蓄えられていた電荷が電源Ｖｄｄに回生される。その結果、状態［Ｂ］の間は、Ｖｓの電圧がグランドからＶｄｄに向かって上昇していく。 As shown in FIG. 9B, when the state [A] shifts to the dead time period, an electromotive force (reverse) in a direction in which the coil current shown in FIG. Electromotive force). This state is referred to as state [B]. The broken-line arrow shown in FIG. 9B represents the current that flows due to the back electromotive force. In state [B], the two MOSFETs are both OFF. Therefore, the current caused by the back electromotive force does not flow through the switch unit shown in FIG. On the other hand, due to the back electromotive force described above, since a current flows from the drain terminal side to the source terminal side in the parasitic capacitance of the MOS (L), the parasitic capacitance of the MOS (L) is charged. Also, due to the back electromotive force described above, a current also flows from the source terminal side to the drain terminal side in the parasitic capacitance of the MOS (H), and the charge stored in the parasitic capacitance of the MOS (H) is regenerated to the power supply Vdd. . As a result, during the state [B], the voltage of Vs increases from the ground toward Vdd.
ここで、｜Ｉ２｜（＝｜ＩＡ｜）が大きい程、前述した逆起電力は大きくなり、状態［Ｂ］のデッドタイム期間中にＶｓの電圧が上昇する速度、すなわち電圧の傾きが大きくなる。図８（ａ）に示したように、状態［Ｂ］のデッドタイム期間の終了時に、Ｖｓの電圧が調度Ｖｄｄまで達する場合のコイル電流の振幅値（｜Ｉ２｜）を、閾値電流Ｉｔｈと称する。前述したように、ここでは｜Ｉ２｜（＝｜ＩＡ｜）がＩｔｈよりも大きい場合について説明している。この場合は、図８（ａ）に示したように、デッドタイム期間の終了時に、前述した逆起電力によってＶｓの電圧がＶｄｄまで達する。この場合、デッドタイム期間内にＭＯＳ（Ｈ）の寄生容量に蓄えられていた電荷は全て回生され、またＭＯＳ（Ｌ）の寄生容量への充電が完了する。 Here, as | I2 | (= | IA |) increases, the aforementioned back electromotive force increases, and the speed at which the voltage of Vs rises during the dead time period of the state [B], that is, the slope of the voltage increases. . As shown in FIG. 8A, the amplitude value (| I2 |) of the coil current when the voltage Vs reaches the adjustment Vdd at the end of the dead time period of the state [B] is referred to as a threshold current Ith. . As described above, the case where | I2 | (= | IA |) is larger than Ith is described here. In this case, as shown in FIG. 8A, at the end of the dead time period, the voltage of Vs reaches Vdd by the back electromotive force described above. In this case, all the charges stored in the parasitic capacitance of the MOS (H) within the dead time period are regenerated, and the charging of the parasitic capacitance of the MOS (L) is completed.
デッドタイム期間の終了後に、「出力Ｈの状態」で、かつマイナス側のコイル電流ｉ（ｔ）が流れている状態を、状態［Ｃ］と呼ぶ。図９（ｃ）に示すように、ＭＯＳ（Ｈ）の寄生容量に蓄えられていた電荷が全て回生され、またＭＯＳ（Ｌ）の寄生容量への充電が完了した状態でＭＯＳ（Ｈ）がＯＮ状態になり、状態［Ｃ］に移行する。このような場合は、ＭＯＳ（Ｈ）がＯＮ状態になっても、寄生容量に対して電荷の充放電は起こらない。よって、ＭＯＳ（Ｈ）のオン抵抗には寄生容量が要因となる電流は流れないので、「出力Ｌの状態」から「出力Ｈの状態」に切り換える際に、ＭＯＳＦＥＴの寄生容量による損失は起こらない。 After the dead time period ends, the state of “output H state” and the negative coil current i (t) is flowing is referred to as state [C]. As shown in FIG. 9C, all the charges stored in the parasitic capacitance of the MOS (H) are regenerated, and the MOS (H) is turned on when the charging of the parasitic capacitance of the MOS (L) is completed. State, and transition to state [C]. In such a case, even when the MOS (H) is turned on, charging / discharging of the parasitic capacitance does not occur. Therefore, since the current caused by the parasitic capacitance does not flow in the on resistance of the MOS (H), the loss due to the parasitic capacitance of the MOSFET does not occur when switching from the “output L state” to the “output H state”. .
図１０は、一定電圧のＣＯＭを出力した場合に、平滑フィルター２４０のコイルに大きな電流が流れる条件では、電力増幅時の電力損失が低下する理由を示した説明図である。具体的には図８（ａ）の状態［Ｄ］から状態［Ｆ］のそれぞれの場合において、ＭＯＳＦＥＴに流れる電流の様子を示す。図８（ａ）に示したように、状態［Ｃ］から時間が経つと、「出力Ｈの状態」で、かつ図１０（ａ）中の破線の矢印で示されるようなプラス方向の電流が流れるようになる。この状態を、状態［Ｄ］と呼ぶ。図１０（ａ）に示すように、状態［Ｄ］ではＭＯＳ（Ｌ）のドレイン端子が電圧Ｖｄｄに接続され、ＭＯＳ（Ｌ）のソース端子はグランドに接続されているので、ＭＯＳ（Ｌ）の寄生容量には電荷が蓄えられている。またＭＯＳ（Ｈ）のドレイン端子およびソース端子は何れも電源Ｖｄｄに接続されているので、ＭＯＳ（Ｈ）の寄生容量には電荷が蓄積されていない。
FIG. 10 is an explanatory diagram showing the reason why the power loss at the time of power amplification decreases under the condition that a large current flows through the coil of the smoothing
図１０（ｂ）に示すように、状態［Ｄ］からデッドタイム期間に移行すると、前述した自己誘導現象によって、図１０（ａ）で示したコイル電流をそのまま流し続けようとする方向に起電力（逆起電力）が発生する。この状態を状態［Ｅ］と呼ぶ。図１０（ｂ）に示した破線の矢印は、前述した逆起電力によって流れる電流を表している。状態［Ｅ］では、前述した逆起電力によって、ＭＯＳ（Ｈ）の寄生容量にはドレイン端子側からソース端子側に電流が流れるので、ＭＯＳ（Ｈ）の寄生容量が充電される。また、ＭＯＳ（Ｌ）の寄生容量にもソース端子側からドレイン端子側に電流が流れるので、ＭＯＳ（Ｌ）の寄生容量に蓄えられていた電荷が、平滑フィルター２４０のコンデンサー側に移動し、平滑フィルター２４０のコンデンサーを充電する。その結果、状態［Ｅ］の間は、Ｖｓの電圧がＶｄｄからグランドに向かって下降していく。
As shown in FIG. 10B, when the state [D] is shifted to the dead time period, the electromotive force is generated in the direction in which the coil current shown in FIG. (Back electromotive force) occurs. This state is referred to as state [E]. The broken-line arrow shown in FIG. 10B represents the current that flows due to the back electromotive force. In the state [E], a current flows from the drain terminal side to the source terminal side in the parasitic capacitance of the MOS (H) due to the back electromotive force described above, so that the parasitic capacitance of the MOS (H) is charged. Further, since a current also flows from the source terminal side to the drain terminal side of the parasitic capacitance of the MOS (L), the charge stored in the parasitic capacitance of the MOS (L) moves to the capacitor side of the smoothing
ここで、｜Ｉ１｜（＝｜ＩＡ｜）が大きい程、前述した逆起電力は大きくなり、状態［Ｅ］のデッドタイム期間中にＶｓの電圧が下降する速度、すなわち電圧の（負の）傾きが大きくなる。図８（ａ）に示したように、状態［Ｅ］のデッドタイム期間の終了時に、Ｖｓの電圧が調度グランドまで達する場合のコイル電流の振幅値（｜Ｉ１｜）は、前述した閾値電流Ｉｔｈとなる。前述したように、ここでは｜Ｉ１｜（＝｜ＩＡ｜）がＩｔｈよりも大きい場合について説明している。この場合は、図８（ａ）に示したように、デッドタイム期間の終了時に、前述した逆起電力によってＶｓの電圧がグランドまで達する。この場合、デッドタイム期間内にＭＯＳ（Ｌ）の寄生容量に蓄えられていた電荷は全て平滑フィルター２４０のコンデンサー側に移動し、またＭＯＳ（Ｈ）の寄生容量への充電が完了する。
Here, as | I1 | (= | IA |) increases, the aforementioned back electromotive force increases, and the speed at which the voltage of Vs decreases during the dead time period of the state [E], that is, the (negative) voltage. The inclination increases. As shown in FIG. 8A, at the end of the dead time period of the state [E], the amplitude value (| I1 |) of the coil current when the voltage of Vs reaches the adjustment ground is equal to the threshold current Ith described above. It becomes. As described above, the case where | I1 | (= | IA |) is larger than Ith is described here. In this case, as shown in FIG. 8A, at the end of the dead time period, the voltage of Vs reaches the ground due to the back electromotive force described above. In this case, all the charges stored in the parasitic capacitance of the MOS (L) within the dead time period move to the capacitor side of the smoothing
デッドタイム期間の終了後に、「出力Ｌの状態」で、かつプラス側のコイル電流ｉ（ｔ）が流れている状態を、状態［Ｆ］と呼ぶ。図１０（ｃ）に示すように、ＭＯＳ（Ｌ）の寄生容量に蓄えられていた電荷が全て平滑フィルター２４０のコンデンサー側に移動し、またＭＯＳ（Ｈ）の寄生容量への充電が完了した状態でＭＯＳ（Ｌ）がＯＮ状態になり、状態［Ｆ］に移行する。このような場合は、ＭＯＳ（Ｌ）がＯＮ状態になっても、寄生容量に対して電荷の充放電は起こらない。よって、ＭＯＳ（Ｌ）のオン抵抗には寄生容量が要因となる電流は流れないので、「出力Ｈの状態」から「出力Ｌの状態」に切り換える際に、ＭＯＳＦＥＴの寄生容量による損失は起こらない。尚、状態［Ｆ］の次は、前述した状態［Ａ］に戻ることになる。
After the dead time period ends, a state in which “the output L is in a state” and the plus side coil current i (t) is flowing is referred to as a state [F]. As shown in FIG. 10 (c), all the charges stored in the parasitic capacitance of the MOS (L) have moved to the capacitor side of the smoothing
以上が、｜ＩＡ｜（＝｜Ｉ１｜＝｜Ｉ２｜）がＩｔｈよりも大きく、前述した寄生容量による電力損失が発生しない図８（ａ）の場合についての説明である。次に、前述した寄生容量による電力損失が発生する図８（ｂ）の場合について、図８（ａ）の場合との相違点を中心に説明する。 The above is a description of the case of FIG. 8A in which | IA | (= | I1 | = | I2 |) is larger than Ith and no power loss due to the parasitic capacitance described above occurs. Next, the case of FIG. 8B in which power loss due to the parasitic capacitance described above occurs will be described focusing on the differences from the case of FIG.
前述したように、図８（ｂ）では｜Ｉ２｜（＝｜ＩＡ｜）がＩｔｈよりも小さい場合について説明している。この場合は、「出力Ｌの状態」から「出力Ｈの状態」に移行する際のデッドタイム期間内（図８（ｂ）の状態［Ｂ］）に、Ｖｓの電圧がＶｄｄまで達しない。すると、前述したＭＯＳ（Ｈ）の寄生容量に蓄えられていた電荷の回生と、ＭＯＳ（Ｌ）の寄生容量への充電は、デッドタイム期間内に完了しない。そのような状態でＭＯＳ（Ｈ）がＯＮ状態となると、状態［Ｂ］から、図８（ａ）の場合にはなかった状態［Ｉ］に移行する。 As described above, FIG. 8B illustrates a case where | I2 | (= | IA |) is smaller than Ith. In this case, the voltage of Vs does not reach Vdd within the dead time period (state [B] in FIG. 8B) when shifting from the “state of output L” to the “state of output H”. Then, the regeneration of the charge stored in the parasitic capacitance of the MOS (H) and the charging of the parasitic capacitance of the MOS (L) are not completed within the dead time period. When the MOS (H) is turned on in such a state, the state [B] shifts to the state [I] that was not in the case of FIG.
図１１は、デジタル電力増幅器２３０での電力増幅時に電力損失が発生する理由を示した説明図である。図１１（ａ）に、図８（ｂ）の状態［Ｉ］においてＭＯＳＦＥＴに流れる電流の様子を示す。状態［Ｉ］では、ＭＯＳ（Ｈ）がＯＮの状態となる為、ＭＯＳ（Ｈ）のドレイン端子とソース端子とは短絡状態となる。その結果、ＭＯＳ（Ｈ）の寄生容量において、回生されずに残っていた電荷が、図１１（ａ）の一点鎖線の矢印で示す電流として、ＭＯＳ（Ｈ）のスイッチ部を介して流れる。またＭＯＳ（Ｌ）のドレイン端子は電圧Ｖｄｄになり、ソース端子はグランドの電位に保たれている。その結果、図１１（ａ）の二点鎖線の矢印で示す電流がＭＯＳ（Ｈ）のスイッチ部を介して流れ、ＭＯＳ（Ｌ）の寄生容量が充電される。よって、ＭＯＳ（Ｈ）のオン抵抗に上述した一点鎖線と二点鎖線との電流が流れる為に、状態［Ｉ］ではＭＯＳ（Ｈ）において損失が発生する。
FIG. 11 is an explanatory diagram showing the reason why power loss occurs during power amplification in the
次に、「出力Ｈの状態」から「出力Ｌの状態」に移行する際のデッドタイム期間内（図８（ｂ）の状態［Ｅ］）について説明する。前述したように、図８（ｂ）では｜Ｉ１｜（＝｜ＩＡ｜）がＩｔｈよりも小さい場合について説明している。この場合は、状態［Ｅ］のデッドタイム期間内に、Ｖｓの電圧がグランドまで達しない。すると、前述したＭＯＳ（Ｌ）の寄生容量に蓄えられていた電荷の平滑フィルター２４０のコンデンサー側への移動と、ＭＯＳ（Ｈ）の寄生容量への充電は、デッドタイム期間内に完了しない。そのような状態でＭＯＳ（Ｌ）がＯＮ状態となると、状態［Ｅ］から、図８（ａ）にはなかった状態［Ｊ］に移行する。
Next, the dead time period (state [E] in FIG. 8B) when shifting from the “state of output H” to the “state of output L” will be described. As described above, FIG. 8B illustrates a case where | I1 | (= | IA |) is smaller than Ith. In this case, the voltage of Vs does not reach the ground within the dead time period of the state [E]. Then, the movement of the charges stored in the parasitic capacitance of the MOS (L) to the capacitor side of the smoothing
図１１（ｂ）に、図８（ｂ）の状態［Ｊ］においてＭＯＳＦＥＴに流れる電流の様子を示す。状態［Ｊ］では、ＭＯＳ（Ｌ）がＯＮ状態となる為、ＭＯＳ（Ｌ）のドレイン端子とソース端子とは短絡状態となる。その結果、ＭＯＳ（Ｌ）の寄生容量において、平滑フィルター２４０のコンデンサー側へ移動されずに残っていた電荷が、図１１（ｂ）の一点鎖線の矢印で示す電流として、ＭＯＳ（Ｌ）のスイッチ部を介して流れる。またＭＯＳ（Ｈ）のドレイン端子は電圧Ｖｄｄになり、ソース端子はグランドの電位となる。その結果、図１１（ｂ）の二点鎖線の矢印で示す電流がＭＯＳ（Ｌ）のスイッチ部を介して流れ、ＭＯＳ（Ｈ）の寄生容量が充電される。よって、ＭＯＳ（Ｌ）のオン抵抗に上述した一点鎖線と二点鎖線との電流が流れる為に、状態［Ｊ］ではＭＯＳ（Ｌ）において損失が発生する。
FIG. 11B shows a state of current flowing in the MOSFET in the state [J] of FIG. In the state [J], since the MOS (L) is turned on, the drain terminal and the source terminal of the MOS (L) are short-circuited. As a result, in the parasitic capacitance of the MOS (L), the charge remaining without moving to the capacitor side of the smoothing
図７に示したように、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力する場合は、デューティー比が０．５より小さくなるにつれて、あるいは０．５より大きくなるにつれて、コイルの電流の振幅｜ＩＡ｜（＝｜Ｉ１｜＝｜Ｉ２｜）は小さくなる。よって、デューティー比が０．５より小さくなる程、又は大きくなる程、|ＩＡ|が閾値電流Ｉｔｈを下回るような条件となり得る。その結果、上述した状態［Ｉ］や状態［Ｊ］が発生し、前述した寄生容量による損失が発生してしまう。また、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力する状態にある為、上述した状態［Ｉ］および状態［Ｊ］が、パルス変調のキャリア周波数ｆｃに対応する高い頻度で発生する為に、非常に大きな電力損失が発生することになる。以上のことより、このような寄生容量による電力損失を回避するためには、状態［Ｉ］および状態［Ｊ］が発生しないようにすればよい。 As shown in FIG. 7, when a constant voltage is continuously output to the actuator, the amplitude of the coil current | IA as the duty ratio becomes smaller than 0.5 or larger than 0.5. | (= | I1 | = | I2 |) becomes smaller. Therefore, the condition may be such that | IA | becomes lower than the threshold current Ith as the duty ratio becomes smaller or larger than 0.5. As a result, the state [I] and the state [J] described above occur, and the loss due to the parasitic capacitance described above occurs. In addition, since the constant voltage is continuously output to the actuator, the state [I] and the state [J] described above occur at a high frequency corresponding to the carrier frequency fc of the pulse modulation. A large power loss will occur. From the above, in order to avoid such power loss due to parasitic capacitance, it is only necessary to prevent the state [I] and the state [J] from occurring.
Ａ−４．デジタル電力増幅器での電力損失を回避するメカニズム：
前述したように、状態［Ｉ］を発生させない為には、状態［Ｂ］におけるデッドタイム期間内に、Ｖｓの電圧が電圧Ｖｄｄ以上に上昇すればよい。すなわち、コイル電流の振幅の大きさ｜Ｉ２｜（容量性負荷の場合は｜Ｉ２｜＝｜ＩＡ｜）が、前述したＩｔｈ以上になるようにすればよい。
A-4. Mechanisms to avoid power loss in digital power amplifiers:
As described above, in order not to generate the state [I], it is sufficient that the voltage of Vs rises to the voltage Vdd or higher within the dead time period in the state [B]. That is, the magnitude of the amplitude of the coil current | I2 | (or | I2 | = | IA | in the case of a capacitive load) may be set to be equal to or greater than the above-mentioned Ith.
また前述したように、状態［Ｊ］を発生させない為には、状態［Ｅ］におけるデッドタイム期間内に、Ｖｓの電圧がグランド以下に下降すればよい。すなわち、コイル電流の振幅の大きさ｜Ｉ１｜（容量性負荷の場合は｜Ｉ１｜＝｜ＩＡ｜）が、前述したＩｔｈ以上になるようにすればよい。 Further, as described above, in order not to generate the state [J], the voltage of Vs has only to fall below the ground within the dead time period in the state [E]. That is, the magnitude of the amplitude of the coil current | I1 | (or | I1 | = | IA | in the case of a capacitive load) may be set to be equal to or greater than Ith described above.
ここで、上述した状態［Ｉ］や状態［Ｊ］が発生しないように、｜Ｉ１｜（＝｜ＩＡ｜）≧Ｉｔｈおよび、｜Ｉ２｜｜（＝｜ＩＡ｜）≧Ｉｔｈの条件を満たす方法として、寄生容量の容量値、デッドタイム期間の長さ、平滑フィルター２４０のコイルのインダクタンス値、キャリア周波数のいずれかの値を変更することが挙げられる。上述したパラメーターの中では、キャリア周波数を変更することが比較的容易である。アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力する状態で、デューティー比ＤがＤ＜Ｘａ又はＤ＞Ｘｂとなる場合には、（７）式に示す関係から、キャリア周波数を下げることで、｜Ｉ１｜（＝｜ＩＡ｜）≧Ｉｔｈおよび、｜Ｉ２｜｜（＝｜ＩＡ｜）≧Ｉｔｈの条件を満たすことが可能となる。前述したように、デューティー比ＤがＤ＜Ｘａ又はＤ＞Ｘｂとなる条件は、ＷＣＯＭの電圧値Ｖに注目した場合には、ＶがＶ＜Ｘａ・Ｖｍａｘ又はＶ＞Ｘｂ・Ｖｍａｘとなる条件として言い換えることが出来る。
Here, a method that satisfies the conditions of | I1 | (= | IA |) ≧ Ith and | I2 || (= | IA |) ≧ Ith so that the above-described state [I] and state [J] do not occur For example, changing the value of the capacitance value of the parasitic capacitance, the length of the dead time period, the inductance value of the coil of the smoothing
以上のことから、上述した状態［Ｉ］や状態［Ｊ］が発生しないように、すなわち｜Ｉ１｜（＝｜ＩＡ｜）≧Ｉｔｈおよび、｜Ｉ２｜｜（＝｜ＩＡ｜）≧Ｉｔｈの条件を満たすようにキャリア周波数ｆｃを変更してやれば、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力する状態で、かつどのような駆動波形信号の電圧値（又はデューティー比、又は駆動信号の電圧値）の条件である場合にも、前述したデジタル電力増幅器２３０における電力損失の増加を回避することが可能となる。第１実施例の液体噴射装置１００は、このような原理に基づいて、デジタル電力増幅器２３０での電力損失が増加しないように、パルス変調時のキャリア周波数ｆｃを変更している。以下、第１実施例の液体噴射装置１００で、アクチュエーター１１６に対して一定電圧を連続的に出力する状態で、駆動波形信号の電圧値ＶがＶ＜Ｘａ・Ｖｍａｘ又はＶ＞Ｘｂ・Ｖｍａｘとなる場合（デューティー比ＤがＤ＜Ｘａ又はＤ＞Ｘｂとなる場合）に、電力損失の増加を回避する方法について具体的に説明する。
From the above, the conditions [I] and (J) are not generated, that is, the conditions of | I1 | (= | IA |) ≧ Ith and | I2 || (= | IA |) ≧ Ith If the carrier frequency fc is changed so as to satisfy the condition, the voltage value of the drive waveform signal (or the duty ratio or the voltage value of the drive signal) is in a state where a constant voltage is continuously output to the actuator. Even in the case of the condition, it is possible to avoid an increase in power loss in the
以上では、アクチュエーターに対して一定電圧、すなわち傾きが０のＣＯＭを連続的に出力する状態に関して説明を行ってきた。しかし、アクチュエーターに対して出力するＣＯＭが完全な一定電圧でない場合、すなわち傾きが小さい場合でも、キャリア周波数を変更することで、前述した電力損失の増加を回避することが可能である。そこで、ここでは本発明における「一定電圧」に関する定義を行う。 The above has described the state in which a constant voltage, that is, a COM with a slope of 0 is continuously output to the actuator. However, even when the COM output to the actuator is not a complete constant voltage, that is, when the slope is small, it is possible to avoid the increase in power loss described above by changing the carrier frequency. Therefore, here, a definition relating to “constant voltage” in the present invention is given.
前述したように、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力した場合、平滑フィルター２４０のコイルに流れる電流ｉ（ｔ）は、以下のような特性を持つ。すなわち電流ｉ（ｔ）は、変調信号（ＭＣＯＭ）の一変調周期内で、プラスとマイナスとの双方向に流れる特性を持つ。電流ｉ（ｔ）がこのように流れる条件下にある場合は、キャリア周波数を下げることで、電流ｉ（ｔ）のプラス側の振幅の大きさ｜Ｉ１｜と、マイナス側の振幅値の大きさ｜Ｉ２｜の双方を大きくすることが出来る。従って｜Ｉ１｜および｜Ｉ２｜が前述したＩｔｈより小さい場合にも、キャリア周波数を下げることで、｜Ｉ１｜および｜Ｉ２｜の双方をＩｔｈ以上とすることができ、前述した状態［Ｉ］および状態［Ｊ］の発生、すなわち前述したデジタル電力増幅器２３０における電力損失の増加を回避することができる。
As described above, when a constant voltage is continuously output to the actuator, the current i (t) flowing through the coil of the smoothing
図１２は、ＣＯＭの電圧傾きが小さい場合の、平滑フィルター２４０のコイルに流れる電流波形の例を示した説明図である。具体的にはＣＯＭの電圧傾きが小さい場合のコイル電流ｉ（ｔ）の波形例を示す。ピエゾ素子のような容量性負荷をアクチュエーター１１６に用いた場合、アクチュエーター１１６には、印加されるＣＯＭに対して半周期だけ位相が進んだ電流Ｉが流れる。従って、図１２に示すように、ピエゾ素子であるアクチュエーター１１６に対して傾きを持った電圧のＣＯＭを駆動する場合、コイル電流ｉ（ｔ）は前述した電流Ｉに、変調回路２２０での変調周期に対応する三角波状の電流（図５（ｂ）および、図６の（３）式、（６）式を参照）が重畳した波形となる。またアクチュエーター１１６に印加されるＣＯＭの電圧傾きが大きいほど、前述した電流Ｉは大きくなる。
FIG. 12 is an explanatory diagram showing an example of a current waveform flowing in the coil of the smoothing
図１２に示すように、ＣＯＭの電圧傾きが小さく、電流ｉ（ｔ）が一変調周期内で、プラスとマイナスとの双方向に流れる場合を考える。この場合は、前述した理由から、キャリア周波数を下げることで前述した状態［Ｉ］および状態［Ｊ］の発生、すなわち前述したデジタル電力増幅器２３０における電力損失の増加を回避することができる。以上のことより、本発明において、アクチュエーターに対して出力する「一定電圧」のＣＯＭとは、以下の条件を満たすような「緩やかな傾きの電圧」のＣＯＭまでを含むものとする。すなわち電流ｉ（ｔ）が、変調信号（ＭＣＯＭ）の一変調周期内で、プラスとマイナスとの双方向に流れていることを条件とする。
As shown in FIG. 12, a case is considered where the COM voltage gradient is small and the current i (t) flows in both the positive and negative directions within one modulation period. In this case, it is possible to avoid the occurrence of the state [I] and the state [J] described above, that is, the increase in power loss in the
尚、以上ではアクチュエーター１１６にピエゾ素子（容量性負荷）を用いた場合を例に説明を行ってきたが、前述したように、アクチュエーター１１６に微小ヒーターなどの抵抗性負荷を用いた場合にも、キャリア周波数を変更することで、前述したデジタル電力増幅器２３０における電力損失の増加を回避することができる。以下にその説明を行う。
図１３は、抵抗性負荷のアクチュエーター１１６に一定電圧のＣＯＭを連続的に出力した場合の、平滑フィルター２４０のコイルに流れる電流の様子を示した説明図である。具体的には抵抗性負荷のアクチュエーター１１６に一定電圧を連続的に出力した場合の、コイルに流れる電流ｉ（ｔ）’の波形例を示す。
In the above description, the case where a piezo element (capacitive load) is used as the
FIG. 13 is an explanatory diagram showing a state of a current flowing in the coil of the smoothing
抵抗値Ｒの抵抗性負荷であるアクチュエーター１１６に一定電圧Ｅを連続的に出力した場合、アクチュエーター１１６には一定電流Ｉｒ＝Ｅ／Ｒが流れる。従って図１３に示すように、前述したコイルの電流ｉ（ｔ）’は、容量性負荷のアクチュエーター１１６の場合に説明したコイルの電流ｉ（ｔ）と、前述した一定電流Ｉｒとの和で表される。従って、電流ｉ（ｔ）’のプラス側の振幅値｜Ｉ１｜とマイナス側の振幅値｜Ｉ２｜とは、ピエゾ素子のような容量性負荷のアクチュエーター１１６に一定電圧を連続的に出力した場合と異なり、｜Ｉ１｜＝｜Ｉ２｜（＝｜ＩＡ｜）とならない。その点に注意した上で、上述した容量性負荷のアクチュエーター１１６の説明の場合と同様に、前述した電流ｉ（ｔ）’の振幅値｜Ｉ１｜と｜Ｉ２｜とが、それぞれ前述した閾値電流Ｉｔｈ以上となるようにキャリア周波数を変更する。以上のようにすることで、微小ヒーターなどの抵抗性負荷のアクチュエーター１１６に一定電圧を連続的に出力する状態で、駆動波形信号の電圧値（又はデューティー比、又は駆動信号の電圧値）がどのような条件にある場合にも、前述した電力損失の増加を回避することが可能となる。
When a constant voltage E is continuously output to the
Ａ−５．第１実施例での電力損失の増加の回避方法：
図１４は、第１実施例の液体噴射装置１００の構成の一部を示した説明図である。具体的には第１実施例の液体噴射装置１００の構成の一部と、デジタル電力増幅器２３０での電力損失の増加を回避する方法の説明図を示す。図１４（ａ）に示すように、第１実施例の駆動波形信号発生回路２１０は、ＷＣＯＭのデジタルデータを記憶した波形メモリーと、波形メモリーに記憶されたＷＣＯＭのデータを読み出す駆動波形信号制御手段を有している。変調回路２２０にＷＣＯＭをデジタルデータとして入力する場合、駆動波形信号制御手段は、波形メモリーから読み出したＷＣＯＭのデジタルデータをそのまま出力する。また前述したように、変調回路２２０にＷＣＯＭをアナログデータとして入力する場合は、駆動波形信号制御手段にＤ／Ａ変換器を備えておけばよい。本実施例では、駆動波形信号制御手段はＷＣＯＭをデジタルデータのまま出力するものとする。
A-5. How to avoid an increase in power loss in the first embodiment:
FIG. 14 is an explanatory diagram illustrating a part of the configuration of the
図１４（ａ）に示すように、波形メモリーには、ＷＣＯＭの出力を開始してからの経過時間ｔｎと、そのときに出力するＷＣＯＭの電圧Ｖｎとが記憶されている。尚、ｔｎは経過時間ではなく、一つ前の時間ｔｎ−１からの差分データとして波形メモリーに登録してもよい。その場合は、ｔｎを経過時間として登録する場合に比べて、波形メモリーの使用容量を低減できる可能性がある。同様に、ＷＣＯＭの電圧Ｖｎに関しても、一つ前の電圧Ｖｎ−１からの差分データとして波形メモリーに登録すれば、波形メモリーの使用容量を低減できる可能性がある。また駆動波形信号制御手段が、波形メモリーから一定の時間間隔Δｔ（サンプリング時間）で電圧データを読み出す場合には、前述した経過時間のデータは波形メモリーに記憶させる必要はない。 As shown in FIG. 14A, the waveform memory stores an elapsed time tn from the start of WCOM output and a WCOM voltage Vn output at that time. Note that tn may be registered in the waveform memory as difference data from the previous time tn−1 instead of the elapsed time. In that case, there is a possibility that the used capacity of the waveform memory can be reduced compared to the case where tn is registered as the elapsed time. Similarly, regarding the voltage Vn of WCOM, if the difference data from the previous voltage Vn−1 is registered in the waveform memory, the use capacity of the waveform memory may be reduced. Further, when the drive waveform signal control means reads voltage data from the waveform memory at a constant time interval Δt (sampling time), it is not necessary to store the above-mentioned elapsed time data in the waveform memory.
前述したように、変調回路２２０は、キャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）を三角波発生回路２８０に出力することで、ｆｌａｇに基づいてキャリア周波数を変更することが可能となっている。ここではｆｌａｇを２ビットの信号とし、以下の３つのキャリア周波数に変更可能であるとする。１つ目は、ＷＣＯＭの電圧ＶがＸａ・Ｖｍａｘ≦Ｖ≦Ｘｂ・Ｖｍａｘ（デューティー比ＤがＸａ≦Ｄ≦Ｘｂ）である場合に選択される基準キャリア周波数ｆｃ０とする。ｆｃ０は、アプリケーションに要求される種々の仕様から決定されるものである。２つ目は、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力している状態で、ＷＣＯＭの電圧ＶがＹａ・Ｖｍａｘ≦Ｖ＜Ｘａ・Ｖｍａｘ（デューティー比ＤがＹａ≦Ｄ＜Ｘａ）の領域になる場合において、図８（ｂ）に示した状態［Ｉ］および状態［Ｊ］の発生を回避可能な第一キャリア周波数ｆｃ１とする。ただし前述したように、ｆｃ１＜ｆｃ０である。３つ目は、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力している状態で、ＷＣＯＭの電圧ＶがＸｂ・Ｖｍａｘ＜Ｖ≦Ｙｂ・Ｖｍａｘ（デューティー比ＤがＸｂ＜Ｄ≦Ｙｂ）の領域になる場合において、図８（ｂ）に示した状態［Ｉ］および状態［Ｊ］の発生を回避可能な第二キャリア周波数ｆｃ２とする。ただし前述したように、ｆｃ２＜ｆｃ０である。
As described above, the
図１４（ｂ）に示すように、ｆｌａｇ＝「００」を出力すると基準キャリア周波数ｆｃ０が選択され、ｆｌａｇ＝「０１」を出力すると第一キャリア周波数ｆｃ１が選択され、またｆｌａｇ＝「１０」を出力すると第二キャリア周波数ｆｃ２が選択されるものとする。尚、変更可能なキャリア周波数の種類を増やす場合は、ｆｌａｇのビット数を増やすことで対応可能である。 As shown in FIG. 14B, when flag = "00" is output, the reference carrier frequency fc0 is selected, and when flag = "01" is output, the first carrier frequency fc1 is selected, and flag = "10" is set. When output, the second carrier frequency fc2 is selected. Note that the number of types of carrier frequency that can be changed can be increased by increasing the number of bits of the flag.
尚、以後は前述したｆｃ０、ｆｃ１、ｆｃ２の３種類のキャリア周波数に変更可能な場合を例に説明を行うが、以下のようにすることで、ｆｃ１とｆｃ２とは同じ周波数としても構わない。すなわち、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力している状態で、ＷＣＯＭの電圧ＶがＹａ・Ｖｍａｘ≦Ｖ＜Ｘａ・Ｖｍａｘ又はＸｂ・Ｖｍａｘ＜Ｖ≦Ｙｂ・Ｖｍａｘ（デューティー比Ｄの場合はＹａ≦Ｄ＜Ｘａ又はＸｂ＜Ｄ≦Ｙｂ）のどちらの領域にある場合においても、図８（ｂ）の状態［Ｉ］および状態［Ｊ］の発生を回避可能なキャリア周波数をｆｃ１’とすれば、前述したｆｃ１およびｆｃ２は同じ周波数ｆｃ１’としても構わない。この場合は、ｆｌａｇを１ビットの信号とし、前述したｆｃ０とｆｃ１’との２種類のキャリア周波数に変更可能な構成とすればよい。 In the following description, the case where the frequency can be changed to the above-described three types of carrier frequencies fc0, fc1, and fc2 will be described as an example. However, fc1 and fc2 may be set to the same frequency as follows. That is, with a constant voltage being continuously output to the actuator, the WCOM voltage V is Ya · Vmax ≦ V <Xa · Vmax or Xb · Vmax <V ≦ Yb · Vmax (in the case of the duty ratio D). In either case of Ya ≦ D <Xa or Xb <D ≦ Yb), the carrier frequency that can avoid the occurrence of the state [I] and the state [J] in FIG. For example, fc1 and fc2 described above may have the same frequency fc1 ′. In this case, the flag may be a 1-bit signal and may be changed to the two types of carrier frequencies fc0 and fc1 'described above.
また、ここではＷＣＯＭの電圧ＶがＹａ・Ｖｍａｘ≦Ｖ≦Ｙｂ・Ｖｍａｘの範囲で出力される液体噴射装置１００の場合を例に説明を行っているが、以下のような場合も考えられる。例えば、ＷＣＯＭの電圧ＶがＹａ・Ｖｍａｘ≦Ｖ≦Ｘｂ・Ｖｍａｘの範囲（Ｄの場合はＹａ≦Ｄ≦Ｘｂ）で出力されるような液体噴射装置１００である場合や、種々の回路条件および負荷であるアクチュエーター１１６の電気的な特性などが要因で、Ｖ＜Ｘａ・Ｖｍａｘの範囲でのみ前述した電力損失の増加が発生するような場合が考えられる。この場合には、前述したｆｃ０とｆｃ１との２種類に変更可能な構成とし、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力している状態で、ＷＣＯＭの電圧値ＶがＶ＜Ｘａ・Ｖｍａｘとなる場合のみ、キャリア周波数をｆｃ１に変更するようにしてもよい。
Further, here, the case of the
また、別の例として、ＷＣＯＭの電圧値ＶがＸａ・Ｖｍａｘ≦Ｖ≦Ｙｂ・Ｖｍａｘの範囲（Ｄの場合はＸａ≦Ｄ≦Ｙｂ）で出力されるような液体噴射装置１００である場合や、種々の回路条件および負荷であるアクチュエーター１１６の電気的な特性などが要因で、Ｖ＞Ｘｂ・Ｖｍａｘの範囲でのみ前述した電力損失の増加が発生するような場合が考えられる。この場合には、前述したｆｃ０とｆｃ２との２種類に変更可能な構成とし、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力している状態で、ＷＣＯＭの電圧値ＶがＶ＞Ｘｂ・Ｖｍａｘとなる場合のみ、キャリア周波数をｆｃ２に変更するようにしてもよい。
As another example, in the case of the
図１５は、第１実施例の液体噴射装置１００のデジタル電力増幅器２３０において、電力損失の増加を回避可能な理由を示した説明図である。ただし、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力している場合の説明図である。図１５（ａ）に示すように、ＷＣＯＭの電圧値ＶがＶ＜Ｘａ・Ｖｍａｘの領域になる場合には、キャリア周波数をｆｃ０からｆｃ１に変更する。またＶがＶ＞Ｘｂ・Ｖｍａｘの領域になる場合には、キャリア周波数をｆｃ０からｆｃ２に変更する。その結果、図１５（ｂ）中に太い破線で示したように、ＷＣＯＭの電圧値（又はデューティー比Ｄ、又はＣＯＭの電圧値）がどのような条件にある場合にも、前述したデジタル電力増幅器２３０における電力損失を回避することが可能となる。
FIG. 15 is an explanatory diagram illustrating the reason why an increase in power loss can be avoided in the
次に、第１実施例の液体噴射装置１００の変調回路２２０における、キャリア周波数の変更を判断および制御するＤＣ判別手段２５０、電圧レベル判別手段２６０、キャリア周波数変更手段２７０について詳細に説明を行う。
Next, the DC discriminating means 250, the voltage level discriminating means 260, and the carrier frequency changing means 270 that judge and control the change of the carrier frequency in the
まず図１６を用いて、ＤＣ判別手段２５０の説明を行う。
図１６は、第１実施例で駆動波形信号（ＷＣＯＭ）にフラグが設定された態様を示した説明図である。図１６中では、デジタルデータであるＷＣＯＭを白丸のプロットで表している。また、そのデジタルデータは時間間隔がΔｔで出力されるものとする。図１６では見易さの為、図中の白丸で示したデジタルデータのプロットを、実線で繋いで表示している。ここで、駆動波形信号（ＷＣＯＭ）は駆動信号（ＣＯＭ）の基となる信号であるから、アクチュエーター１１６に対して一定電圧のＣＯＭを出力しているかを判別する場合、基となるＷＣＯＭの電圧波形の情報を得ることで判別することが可能である。以下は、ＤＣ判別手段２５０は、ＷＣＯＭの情報を基にアクチュエーター１１６に対して一定電圧のＣＯＭを出力しているかを判別する場合の例を示すが、ＣＯＭの情報を基に判別する方法でも構わない。図１６中に示した期間１および期間２のように、ＤＣ判別手段２５０は、ＷＣＯＭが一定値（ＷＣＯＭの傾きが０）の期間はＤＣ判別信号（ＤＳ１）を「１」として出力し、またそれ以外の期間はＤＳ１を「０」として出力する。
First, the DC discrimination means 250 will be described with reference to FIG.
FIG. 16 is an explanatory diagram showing an aspect in which a flag is set in the drive waveform signal (WCOM) in the first embodiment. In FIG. 16, WCOM, which is digital data, is represented by a white circle plot. The digital data is output at a time interval of Δt. In FIG. 16, for the sake of easy viewing, digital data plots indicated by white circles in the figure are connected by a solid line. Here, since the drive waveform signal (WCOM) is a signal that is the basis of the drive signal (COM), when determining whether a constant voltage COM is being output to the
図１７は、ＤＣ判別信号設定処理を示した説明図である。具体的にはＤＣ判別手段２５０がＷＣＯＭを基にＤＣ判別信号（ＤＳ１）を設定するＤＣ判別信号設定処理の一例を示す。ここで、図１６で示したＷＣＯＭのデータにおいて、時間ｔｎにおける電圧データをＶｎとする。また、ここではＷＣＯＭのデータがｎ＝０からｎ＝ｍまで用意されており、時間ｔｍに到達すると、ＷＣＯＭの１波形が終了となる。図１７では、まずＤＣ判別信号（ＤＳ１）の初期値として、ＤＳ１＝０を設定する。その後、ＷＣＯＭの電圧データの初期値として、ｎ＝−１の場合に相当する電圧データをＶ−１＝０として設定しておく。
次に、ＤＣ判別手段２５０にＷＣＯＭの次のデータＶ０が転送されてくる。そして、Ｖ０と初期値Ｖ−１とのデータが等しいかを判別した後、等しい場合はＶ０のデータに対してＤＳ＝１を設定し、異なる場合はＤＳ＝０を設定する。その後、時間t０における電圧データＶ０を記憶する。そして、現在のデータがＷＣＯＭの波形終了点（ｎ＝ｍ）かを判別し、ｎ＝ｍでなければ、ＷＣＯＭの次の電圧データであるＶ１が転送されてくる。以後は、ｎ＝ｍとなるまで、上述したフローを繰り返す。また、ｎ＝ｍとなると、ＷＣＯＭが連続出力される設定になっているかを判別する。連続出力の設定になっている場合は、再び図１７に示すＳ１０１のステップに戻り、ＷＣＯＭの最初のデータ（ｎ＝０）から上述したフローを繰り返す。連続出力の設定になっていない場合は、図１７のフローを終了する。
FIG. 17 is an explanatory diagram showing a DC determination signal setting process. Specifically, an example of the DC discrimination signal setting process in which the DC discrimination means 250 sets the DC discrimination signal (DS1) based on WCOM is shown. Here, in the WCOM data shown in FIG. 16, the voltage data at time tn is Vn. Also, here, WCOM data is prepared from n = 0 to n = m, and when the time tm is reached, one waveform of WCOM ends. In FIG. 17, first, DS1 = 0 is set as the initial value of the DC discrimination signal (DS1). Thereafter, voltage data corresponding to the case of n = −1 is set as V−1 = 0 as an initial value of the WCOM voltage data.
Next, the next data V0 of WCOM is transferred to the DC discrimination means 250. Then, after determining whether the data of V0 and the initial value V-1 is equal, DS = 1 is set for the data of V0 if they are equal, and DS = 0 is set if they are different. Thereafter, the voltage data V0 at time t0 is stored. Then, it is determined whether the current data is the WCOM waveform end point (n = m). If not n = m, V1 which is the next voltage data of WCOM is transferred. Thereafter, the above-described flow is repeated until n = m. Further, when n = m, it is determined whether WCOM is set to be continuously output. If continuous output is set, the process returns to step S101 shown in FIG. 17 again, and the above-described flow is repeated from the first data (n = 0) of WCOM. If the continuous output is not set, the flow of FIG. 17 ends.
以上のようなフローにより、ＷＣＯＭの１波形に渡ってＤＣ判別信号（ＤＳ１）を設定することが可能となる。尚、図１７のフローでは、ＷＣＯＭのデータが連続で２点以上同じ電圧値であった場合には、ＤＳ＝１となるように設定していた。ただし、図１７のフローはＤＣ判別信号（ＤＳ１）を設定する為の一例であり、例えばＷＣＯＭのデータが連続で１０点以上同じ電圧値であった場合にはＤＳ＝１とする、などの処理でも構わない。 With the above flow, the DC discrimination signal (DS1) can be set over one waveform of WCOM. In the flow of FIG. 17, when WCOM data is continuously the same voltage value at two or more points, DS = 1 is set. However, the flow in FIG. 17 is an example for setting the DC discrimination signal (DS1). For example, when WCOM data is continuously at the same voltage value for 10 points or more, DS = 1 is set. It doesn't matter.
次に、図１６を用いて電圧レベル判別手段２６０の説明を行う。図１６中に斜線を付して示した領域は、ＷＣＯＭの電圧Ｖｎが、Ｙａ・Ｖｍａｘ≦Ｖｎ＜Ｘａ・Ｖｍａｘ又はＸｂ・Ｖｍａｘ＜Ｖｎ≦Ｙｂ・Ｖｍａｘとなる領域を示している。又は、ＷＣＯＭの電圧Ｖｎに対応するデューティー比Ｄｎが、Ｙａ≦Ｄｎ＜Ｘａ又はＸｂ＜Ｄｎ≦Ｙｂとなる領域と言い換えることもできる。電圧レベル判別手段２６０は、図１６中に示した期間３および期間５のように、ＷＣＯＭの電圧値が図１６中に示したＹａ・Ｖｍａｘ≦Ｖｎ＜Ｘａ・Ｖｍａｘの斜線領域に入る場合は、電圧レベル判別信号（ＤＳ２）を「０１」として出力し、またＸｂ・Ｖｍａｘ＜Ｖｎ≦Ｙｂ・Ｖｍａｘの斜線領域に入る場合は、電圧レベル判別信号（ＤＳ２）を「１０」として出力し、それ以外の場合はＤＳ２を「００」として出力する。
Next, the voltage
図１８および図１９は、電圧レベル判別信号設定処理を示した説明図である。具体的には電圧レベル判別手段２６０がＷＣＯＭを基に、電圧レベル判別信号（ＤＳ２）を設定する電圧レベル判別信号設定処理の一例を示す。ここで、図１８はＷＣＯＭの電圧を基にＤＳ２を設定する処理方法である。図１８では、ＷＣＯＭの情報を基にＤＳ２を設定する場合の例を示すが、前述したように、ＣＯＭの情報を基に判別する方法でも構わない。図１８では、まずＤＳ２の初期値としてＤＳ２＝００を設定する。そして時間t０におけるＷＣＯＭの電圧データＶ０が、上述した図１６の斜線領域に入っているかを判断する。Ｖ０がＹａ・Ｖｍａｘ≦Ｖｎ＜Ｘａ・Ｖｍａｘの斜線領域に入っている場合にはＶ０のデータに対してＤＳ２＝０１を設定し、Ｖ０がＸｂ・Ｖｍａｘ＜Ｖｎ≦Ｙｂ・Ｖｍａｘの斜線領域に入っている場合にはＶ０のデータに対してＤＳ２＝１０を設定し、どちらの斜線領域にも入っていない場合にはＤＳ２＝００を設定する。その後、現在のデータがＷＣＯＭの波形終了点（ｎ＝ｍ）かを判別する。ここではｎ＝０であるので、ＷＣＯＭの次のデータＶ１が転送されてくる。そうして、ｎ＝ｍとなるまで上述したフローを繰り返す。また、ｎ＝ｍとなると、ＷＣＯＭが連続出力される設定になっているかを判別する。連続出力の設定になっている場合は、再び図１８中に示すＳ２０１に戻り、ＷＣＯＭの最初のデータ（ｎ＝０）から上述したフローを繰り返す。連続出力の設定になっていない場合は、図１８のフローを終了する。以上のようなフローにより、ＷＣＯＭの電圧データＶｎを基に、ＷＣＯＭの１波形に渡って電圧レベル判別信号（ＤＳ２）を設定することが可能となる。
18 and 19 are explanatory diagrams showing the voltage level determination signal setting process. Specifically, an example of the voltage level determination signal setting process in which the voltage
次に、図１９はＷＣＯＭから算出したデューティー比を基にＤＳ２を設定する処理方法である。図１９は図１８に対して、Ｓ３０１に示すように、ＷＣＯＭの電圧データＶｎからデューティー比Ｄｎ（Ｄｎ＝Ｖｎ／Ｖｍａｘ）を算出するフローが追加されている。またＳ３０２およびＳ３０４において、Ｓ３０１で算出したＤｎが図１６に示すＹａ≦Ｄｎ＜Ｘａ又はＸｂ＜Ｄｎ≦Ｙｂの斜線領域に入っているかを判断する。後は図１８に示すフローと同様である。以上のようなフローにより、ＷＣＯＭの電圧Ｖｎから算出したデューティー比を基に、ＷＣＯＭの１波形に渡って電圧レベル判別信号（ＤＳ２）を設定することが可能となる。 Next, FIG. 19 shows a processing method for setting DS2 based on the duty ratio calculated from WCOM. In FIG. 19, a flow for calculating the duty ratio Dn (Dn = Vn / Vmax) from the WCOM voltage data Vn is added to FIG. 18, as shown in S301. In S302 and S304, it is determined whether Dn calculated in S301 is in the hatched region of Ya ≦ Dn <Xa or Xb <Dn ≦ Yb shown in FIG. The rest is the same as the flow shown in FIG. Through the flow as described above, the voltage level determination signal (DS2) can be set over one waveform of WCOM based on the duty ratio calculated from the voltage Vn of WCOM.
以上のようにして生成されたＤＣ判別信号（ＤＳ１）および電圧レベル判別信号（ＤＳ２）は、図２および図１４に示すキャリア周波数変更手段２７０に入力される。キャリア周波数変更手段２７０では、ＤＳ１が「１」かつＤＳ２が「０１」の場合に、キャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）を「０１」として出力する。またＤＳ１が「１」かつＤＳ２が「１０」の場合に、ｆｌａｇを「１０」として出力する。それ以外の場合は、ｆｌａｇを「００」として出力する。
図２０は、キャリア周波数変更手段２７０の構成例を示した説明図である。図２０（ａ）では、上述したＤＳ１とＤＳ２と、およびｆｌａｇの対応関係が記憶されたテーブルによってｆｌａｇを生成する。図２０（ｂ）では、ＤＳ１とＤＳ２とを入力とした「ＡＮＤ」回路によってｆｌａｇを生成する。図２０（ｃ）では、図示したｆｌａｇ設定処理を信号処理回路等で行うことで、ｆｌａｇを生成する。
The DC discrimination signal (DS1) and the voltage level discrimination signal (DS2) generated as described above are input to the carrier frequency changing means 270 shown in FIGS. The carrier frequency changing means 270 outputs the carrier frequency setting signal (flag) as “01” when DS1 is “1” and DS2 is “01”. When DS1 is “1” and DS2 is “10”, the flag is output as “10”. Otherwise, the flag is output as “00”.
FIG. 20 is an explanatory diagram showing a configuration example of the carrier
以上のようにして生成されたキャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）を、変調回路２２０の三角波発生回路２８０に入力することで、ＷＣＯＭに基づいて、前述したキャリア周波数ｆｃ０、ｆｃ１およびｆｃ２の変更が実施される。その結果、図１５（ｂ）に示したように、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力する状態で、かつどのような駆動波形信号の電圧値（又はデューティー比、又は駆動信号の電圧値）の条件である場合にも、前述したデジタル電力増幅器２３０における電力損失の増加を回避することが可能となる。
By inputting the carrier frequency setting signal (flag) generated as described above to the triangular
以上に説明した第１実施例の方法を用いることで、図１６に示したＷＣＯＭに限らず、種々のＷＣＯＭに対して適切にキャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）を設定することができる。
図２１は、第１実施例で駆動波形信号情報にフラグが設定されたその他の態様を示した説明図である。たとえば、図２１（ａ）に示すように、ＷＣＯＭの途中に電圧が一定で、電圧ＶがＸｂ・Ｖｍａｘ＜Ｖ≦Ｙｂ・Ｖｍａｘ（デューティー比Ｄの場合はＸｂ＜Ｄ≦Ｙｂ）の斜線部に入る期間が存在している場合には、この期間のｆｌａｇを「１０」とし、キャリア周波数を第二キャリア周波数ｆｃ２に設定することができる。また、図２１（ｂ）に示すように、電圧が一定の期間が存在していても、ＷＣＯＭの電圧値Ｖ（又はデューティー比Ｄ）が図中の斜線部に入らない場合には、この期間のｆｌａｇを「００」とし、キャリア周波数を基準キャリア周波数ｆｃ０に設定することができる。このように、前述した第１実施例の方法によれば、種々のＷＣＯＭに対して適切にｆｌａｇを設定して、キャリア周波数を切り換えることができる。その結果、前述したデジタル電力増幅器２３０での電力損失の増加を回避することが可能となる。
By using the method of the first embodiment described above, the carrier frequency setting signal (flag) can be appropriately set not only for the WCOM shown in FIG. 16 but also for various WCOMs.
FIG. 21 is an explanatory diagram showing another aspect in which a flag is set in the drive waveform signal information in the first embodiment. For example, as shown in FIG. 21 (a), the voltage is constant in the middle of WCOM, and the voltage V is Xb. If there is a period to enter, the flag of this period can be set to “10” and the carrier frequency can be set to the second carrier frequency fc2. In addition, as shown in FIG. 21 (b), even when there is a period during which the voltage is constant, if the voltage value V (or duty ratio D) of WCOM does not enter the shaded area in the figure, this period And the carrier frequency can be set to the reference carrier frequency fc0. Thus, according to the method of the first embodiment described above, the carrier frequency can be switched by appropriately setting the flag for various WCOMs. As a result, it is possible to avoid an increase in power loss in the
Ａ−６．第１実施例の変形例：
以上に説明した第１実施例では、キャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）をリアルタイムで生成する場合を説明していた。ただし、キャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）は予め用意するようにしてもよい。
A-6. Modification of the first embodiment:
In the first embodiment described above, the case where the carrier frequency setting signal (flag) is generated in real time has been described. However, the carrier frequency setting signal (flag) may be prepared in advance.
図２２は、第１実施例の変形例の液体噴射装置の一部を示した説明図である。具体的には、キャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）を予め用意するようにした場合の、アクチュエーター駆動回路２００の構成の一部を示している。第１実施例の場合と異なり、ここでは前述したＤＣ判別手段２５０、電圧レベル判別手段２６０、およびキャリア周波数変更手段２７０が、駆動波形信号発生回路２１０に含まれている場合を例に説明を行う。ただし、ＤＣ判別手段２５０、電圧レベル判別手段２６０、およびキャリア周波数変更手段２７０は、駆動波形信号発生回路２１０の外部に設ける構成としても構わない。また変調回路２２０は、第１実施例の場合と同様に、外部から来るｆｌａｇに基づいてキャリア周波数を変更することが可能となっている。
FIG. 22 is an explanatory view showing a part of a liquid ejecting apparatus according to a modification of the first embodiment. Specifically, a part of the configuration of the
図２２に示すように、駆動波形信号発生回路２１０中の波形メモリーには、新たにｆｌａｇを記憶する為の領域が設けられている。ただし、波形メモリーのｆｌａｇを記憶する為の領域には、キャリア周波数変更手段２７０から出力されるｆｌａｇデータが書き込まれるものとする。駆動波形信号発生回路２１０中の駆動波形信号制御手段は、上述した波形メモリー中に記憶されたｆｌａｇデータを、変調回路２２０の三角波発生回路２８０に対して出力する経路が新たに設けられている。また、駆動波形信号制御手段から変調回路２２０に出力する駆動波形信号（ＷＣＯＭ）に対して、ＤＣ判別手段２５０および電圧レベル判別手段２６０に出力する駆動波形信号をｐｒｅＷＣＯＭと称し、区別する。ｐｒｅＷＣＯＭは、ＷＣＯＭと同じ駆動波形信号のデータであるが、ＷＣＯＭよりも速い速度でデータを出力することが可能であるとする。
As shown in FIG. 22, the waveform memory in the drive waveform
図２３は、第１実施例の変形例における、キャリア周波数設定信号書込み処理を示した説明図である。ここではまず、図２３に示すようなキャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）書込み処理を行い、駆動波形信号発生回路２１０中の波形メモリーに、ＷＣＯＭの電圧データＶｎに対応するｆｌａｇデータｆｌｎを、ｎ＝０〜ｍまで（すなわちＷＣＯＭの一波形分）記憶させる。尚、図２３中のＳ５００はｆｌａｇの初期値として、ｆｌａｇ＝００を設定している。また、図２３中のＳ５０２で取得するＤＳ１は、図１７に示すフローによって、ＤＣ判別手段２５０が出力するものである。同様に、図２３中のＳ５０３で取得するＤＳ２は、図１８および図１９に示すフローによって、電圧レベル判別手段２６０が出力するものである。図２３中のＳ５０４は、図２０で示した処理を実行することで、Ｖｎに対するｆｌａｇ（ｆｌｎ）を生成する。ここで、波形メモリーに登録されているＷＣＯＭのデータが書き換えられない限り、図２３に示すフローは一回実行しておくだけでよい。また、波形メモリーに複数のＷＣＯＭを記憶できる領域が設けられている場合には、それぞれのＷＣＯＭに対して図２３のフローを一度ずつ実行しておけばよい。
FIG. 23 is an explanatory diagram showing a carrier frequency setting signal writing process in a modification of the first embodiment. First, a carrier frequency setting signal (flag) writing process as shown in FIG. 23 is performed, and flag data fln corresponding to the voltage data Vn of WCOM is stored in the waveform memory in the drive waveform
図２３のフローを一度実行した後、駆動波形信号制御手段は、変調回路２２０の比較器２９０に対して、ＷＣＯＭの電圧データＶｎを順次出力する。また同時に、変調回路２２０の三角波発生回路２８０に対して、図２３のフローで予め記憶され、かつ電圧データＶｎに対応したｆｌａｇデータ（ｆｌｎ）を順次出力する。このようにしても、前述したデジタル電力増幅器２３０での電力損失の増加を回避することが可能となる。また、ここでは駆動波形信号発生回路２１０中の波形メモリーにキャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）を記憶する為の領域を設けていた。これに対し、ｆｌａｇを記憶する為のメモリーをキャリア周波数変更手段２７０に持たせておき、キャリア周波数変更手段２７０から直接変調回路２２０にｆｌａｇを出力する構成としても構わない。
After executing the flow of FIG. 23 once, the drive waveform signal control means sequentially outputs the WCOM voltage data Vn to the
Ａ−７．第１実施例の変形例２：
図２４は、第１実施例の変形例２の液体噴射装置の一部を示した説明図である。なお、図２３に示したフローを人が実行し、その結果得られるｆｌａｇデータを、波形メモリーに予め記憶させておくことでも対応できる。その場合は、図２４に示すように、図２２からＤＣ判別手段２５０、電圧レベル判別手段２６０、およびキャリア周波数変更手段２７０を省いた構成で対応できる。このようにしても、前述したデジタル電力増幅器２３０での電力損失の増加を回避することが可能となる。
A-7.
FIG. 24 is an explanatory diagram illustrating a part of the liquid ejecting apparatus according to
Ｂ．第２実施例：
上述した第１実施例では、キャリア周波数ｆｃを、基準キャリア周波数ｆｃ０と、第一キャリア周波数ｆｃ１と、第二キャリア周波数ｆｃ２の３種類に切り換えるものとしていた。すなわち、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力する状態で、ＷＣＯＭの電圧値ＶがＶ＜Ｘａ・Ｖｍａｘ（デューティー比Ｄの場合はＤ＜Ｘａ）となる場合には、キャリア周波数をｆｃ０からｆｃ１に一気に引き下げるものとしていた。また、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力する状態で、ＣＯＭの電圧値ＶがＶ＞Ｘｂ（Ｄの場合はＤ＞Ｘｂ）となる場合には、キャリア周波数をｆｃ０からｆｃ２に一気に引き下げるものとしていた。これに対して、より多くの種類のキャリア周波数ｆｃを用意しておき、キャリア周波数ｆｃを徐々に切り換えるようにしても良い。以下では、このような第２実施例について説明する。尚、第２実施例では図２で示した構成を用いて、前述した第１実施例に対して異なる部分についてのみ説明し、同様な部分については説明を省略する。
B. Second embodiment:
In the first embodiment described above, the carrier frequency fc is switched to the three types of the reference carrier frequency fc0, the first carrier frequency fc1, and the second carrier frequency fc2. That is, when the constant voltage is continuously output to the actuator and the voltage value V of WCOM is V <Xa · Vmax (D <Xa in the case of the duty ratio D), the carrier frequency is changed from fc0. It was supposed to be pulled down to fc1 all at once. Further, when the voltage value V of COM is V> Xb (D> Xb in the case of D) in a state where a constant voltage is continuously output to the actuator, the carrier frequency is lowered from fc0 to fc2 at a stretch. I was supposed to. On the other hand, more types of carrier frequencies fc may be prepared and the carrier frequencies fc may be switched gradually. Hereinafter, such a second embodiment will be described. In the second embodiment, the configuration shown in FIG. 2 will be used to describe only the parts different from the first embodiment described above, and the description of similar parts will be omitted.
Ｂ−１．第２実施例での電力損失の増加の回避方法：
前述した第１実施例と同様に、第２実施例においても、ＷＣＯＭの電圧値はＹａ・Ｖｍａｘ〜Ｙｂ・Ｖｍａｘの範囲で用いるものとする。ただし、便宜上、本実施例では上述したデューティー比ＹａをＹ１ａと表記し、またＹｂをＹ１ｂと表記する。
図２５は、第２実施例において、デジタル電力増幅器２３０における電力損失の増加を回避可能な理由を示した説明図である。具体的には第２実施例でキャリア周波数を序所に切り替えた場合に、デジタル電力増幅器２３０での電力損失の増加を回避可能な理由を示した説明図である。図２５（ｂ）に示すように、第２実施例では、ＷＣＯＭの電圧値がＹ１ａ・Ｖｍａｘ〜Ｘａ・Ｖｍａｘの間に、Ｙ２ａ・Ｖｍａｘ、Ｙ３ａ・Ｖｍａｘ、Ｙ４ａ・Ｖｍａｘといった複数の電圧値を設定する。但し、Ｙ２ａ、Ｙ３ａ、Ｙ４ａはデューティー比であり、Ｙ１ａ＜Ｙ２ａ＜Ｙ３ａ＜Ｙ４ａ＜Ｘａの関係にあるとする。図２５（ａ）に示すように、ＷＣＯＭの電圧値ＶがＹ１ａ・Ｖｍａｘ≦Ｖ＜Ｙ２ａ・Ｖｍａｘの間ではキャリア周波数をｆｃ１ａ、Ｙ２ａ・Ｖｍａｘ≦Ｖ＜Ｙ３ａ・Ｖｍａｘの間ではキャリア周波数をｆｃ２ａ、Ｙ３ａ・Ｖｍａｘ≦Ｖ＜Ｙ４ａ・Ｖｍａｘの間ではキャリア周波数をｆｃ３ａ、Ｙ４ａ・Ｖｍａｘ≦Ｖ＜Ｘａ・Ｖｍａｘの間ではキャリア周波数をｆｃ４ａといったように、多段階にキャリア周波数ｆｃを切り換えていく。ここでは、ＷＣＯＭの電圧値ＶがＹ１ａ・Ｖｍａｘ≦Ｖ＜Ｘａ・Ｖｍａｘの間において、ｆｃ１ａ〜ｆｃ４ａまでの４種類のキャリア周波数に切換え可能な場合を例に説明を行う。ただし、ｆｃ１ａ＜ｆｃ２ａ＜ｆｃ３ａ＜ｆｃ４ａ＜ｆｃ０であるとする。
B-1. How to avoid an increase in power loss in the second embodiment:
Similar to the first embodiment described above, in the second embodiment, the voltage value of WCOM is used in the range of Ya · Vmax to Yb · Vmax. However, for the sake of convenience, in the present embodiment, the above-described duty ratio Ya is expressed as Y1a, and Yb is expressed as Y1b.
FIG. 25 is an explanatory diagram showing the reason why an increase in power loss in the
次に、ＷＣＯＭの電圧値がＸｂ・Ｖｍａｘ〜Ｙ１ｂ・Ｖｍａｘの間についても同様に、たとえばＹ４ｂ・Ｖｍａｘ、Ｙ３ｂ・Ｖｍａｘ、Ｙ２ｂ・Ｖｍａｘといった複数の電圧値を設定する。但し、Ｙ４ｂ、Ｙ３ｂ、Ｙ２ｂはデューティー比であり、Ｘｂ＜Ｙ４ｂ＜Ｙ３ｂ＜Ｙ２ｂ＜Ｙ１ｂの関係にあるとする。ＷＣＯＭの電圧値ＶがＸｂ・Ｖｍａｘ＜Ｖ≦Ｙ４ｂ・Ｖｍａｘの間ではキャリア周波数をｆｃ４ｂ、Ｙ４ｂ・Ｖｍａｘ＜Ｖ≦Ｙ３ｂ・Ｖｍａｘの間ではキャリア周波数をｆｃ３ｂ、Ｙ３ｂ・Ｖｍａｘ＜Ｖ≦Ｙ２ｂ・Ｖｍａｘの間ではキャリア周波数をｆｃ２ｂ、Ｙ２ｂ・Ｖｍａｘ＜Ｖ≦Ｙ１ｂ・Ｖｍａｘの間ではキャリア周波数をｆｃ１ｂといったように、多段階にキャリア周波数ｆｃを切り換えていく。ただし、ｆｃ１ｂ＜ｆｃ２ｂ＜ｆｃ３ｂ＜ｆｃ４ｂ＜ｆｃ０であるとする。また、ＷＣＯＭの電圧値ＶがＸａ・Ｖｍａｘ≦Ｖ≦Ｘｂ・Ｖｍａｘの間では、キャリア周波数は第一実施例で述べた基準キャリア周波数ｆｃ０を選択する。 Next, when the voltage value of WCOM is between Xb · Vmax and Y1b · Vmax, a plurality of voltage values such as Y4b · Vmax, Y3b · Vmax, and Y2b · Vmax are set similarly. However, Y4b, Y3b, and Y2b are duty ratios and are in a relationship of Xb <Y4b <Y3b <Y2b <Y1b. When the WCOM voltage value V is between Xb · Vmax <V ≦ Y4b · Vmax, the carrier frequency is fc4b. The carrier frequency fc is switched in multiple stages such that the carrier frequency is fc2b and the carrier frequency is fc1b between Y2b · Vmax <V ≦ Y1b · Vmax. However, it is assumed that fc1b <fc2b <fc3b <fc4b <fc0. Further, when the voltage value V of WCOM is between Xa · Vmax ≦ V ≦ Xb · Vmax, the carrier frequency is selected from the reference carrier frequency fc0 described in the first embodiment.
図２５（ｂ）に示すように、上述したキャリア周波数ｆｃｎａは、ＷＣＯＭの電圧値ＶがＹｎａ・Ｖｍａｘ≦Ｖ＜Ｙ（ｎ＋１）ａ・Ｖｍａｘの間において、前述したコイル電流の振幅｜ＩＡ｜が閾値電流Ｉｔｈを下回らない周波数の上限値とする。ただし、ｎは１〜４の整数で、Ｙ５ａはＸａと同じデューティー比であるとする。また同様に、上述したキャリア周波数ｆｃｎｂは、ＷＣＯＭの電圧値ＶがＹ（ｎ＋１）ｂ・Ｖｍａｘ＜Ｖ≦Ｙｎｂ・Ｖｍａｘの間において、前述したコイル電流の振幅｜ＩＡ｜が閾値電流Ｉｔｈを下回らない周波数の上限値とする。ただし、Ｙ５ｂはＸｂと同じデューティー比であるとする。以上のように、各ＷＣＯＭの電圧値（又はデューティー比）の期間におけるキャリア周波数ｆｃｎａおよびｆｃｎｂを求めておき、各ＷＣＯＭの電圧値（又はデューティー比）の期間に応じてキャリア周波数を切り換えていけば、どのようなＷＣＯＭの電圧値（又はデューティー比、又はＣＯＭの電圧値）の条件にある場合にも、｜ＩＡ｜がＩｔｈを下回らないようにすることができる。すなわち、前述した状態［Ｉ］や状態［Ｊ］の発生を回避し、前述したデジタル電力増幅器２３０での電力損失の増加を回避することが可能となる。
As shown in FIG. 25B, the carrier frequency fcna described above has the above-described coil current amplitude | IA | when the voltage value V of WCOM is Yna · Vmax ≦ V <Y (n + 1) a · Vmax. The upper limit value of the frequency that does not fall below the threshold current Ith. However, n is an integer of 1 to 4, and Y5a has the same duty ratio as Xa. Similarly, in the carrier frequency fcnb, the above-described coil current amplitude | IA | does not fall below the threshold current Ith when the voltage value V of WCOM is Y (n + 1) b · Vmax <V ≦ Ynb · Vmax. The upper limit of the frequency. However, Y5b is assumed to have the same duty ratio as Xb. As described above, the carrier frequencies fcna and fcnb in the period of the voltage value (or duty ratio) of each WCOM are obtained, and the carrier frequency is switched according to the period of the voltage value (or duty ratio) of each WCOM. In any WCOM voltage value (or duty ratio, or COM voltage value) condition, | IA | can be prevented from being lower than Ith. That is, it is possible to avoid the occurrence of the state [I] and the state [J] described above, and to avoid an increase in power loss in the
前述したように、図２に示す変調回路２２０は、キャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）を三角波発生回路２８０に出力することで、ｆｌａｇに基づいてキャリア周波数を変更することが可能となっている。第２実施例ではｆｌａｇを４ビットの信号とし、前述した９つのキャリア周波数に変更可能であるとする。
図２６は、第２実施例における４ｂｉｔのｆｌａｇと、選択されるキャリア周波数との関係を示したテーブルの例を示した説明図である。具体的には前述した４ｂｉｔのｆｌａｇと、選択されるキャリア周波数の関係を示したテーブルの例を示す。
As described above, the
FIG. 26 is an explanatory diagram illustrating an example of a table showing a relationship between a 4-bit flag and a selected carrier frequency in the second embodiment. Specifically, an example of a table showing the relationship between the aforementioned 4-bit flag and the selected carrier frequency is shown.
尚、以後は前述したｆｃ０、ｆｃｎａ、ｆｃｎｂ（ｎ＝１〜４）の９種類のキャリア周波数に変更可能な場合を例に説明を行うが、以下のようにすることで、ｆｃｎａとｆｃｎｂとは同じ周波数としても構わない。すなわち、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力している状態で、ＷＣＯＭの電圧値ＶがＹｎａ・Ｖｍａｘ≦Ｖ＜Ｙ（ｎ＋１）ａ・Ｖｍａｘ又はＹ（ｎ＋１）ｂ・Ｖｍａｘ＜Ｖ≦Ｙｎｂ・Ｖｍａｘのどちらの領域にある場合においても、図８（ｂ）の状態［Ｉ］および状態［Ｊ］の発生を回避可能なキャリア周波数をｆｃｎ’（ただし、ｎは１〜４の整数）とすれば、前述したｆｃｎａおよびｆｃｎｂは同じ周波数ｆｃｎ’としても構わない。この場合は、ｆｌａｇを３ビットの信号とし、前述したｆｃ０とｆｃｎ’の５種類とのキャリア周波数に変更可能な構成とすればよい。 In the following description, a case where the carrier frequency can be changed to nine types of fc0, fcna, and fcnb (n = 1 to 4) will be described as an example. However, by doing the following, fcna and fcnb are The same frequency may be used. That is, in a state where a constant voltage is continuously output to the actuator, the voltage value V of WCOM is Yna · Vmax ≦ V <Y (n + 1) a · Vmax or Y (n + 1) b · Vmax <V ≦ Ynb. The carrier frequency that can avoid the occurrence of the state [I] and the state [J] in FIG. 8B in any region of Vmax is fcn ′ (where n is an integer of 1 to 4). In this case, fcna and fcnb described above may have the same frequency fcn ′. In this case, the flag may be a 3-bit signal and may be changed to the above-described five carrier frequencies of fc0 and fcn ′.
図２５に示したように、第２実施例ではＷＣＯＭの電圧値の範囲（又はデューティー比の範囲）を９つに分けた場合を例に説明している。従って第２実施例では、図２に示す電圧レベル判別手段２６０は、９つのＷＣＯＭの電圧値を区別可能なように、４ｂｉｔの電圧レベル判別信号（ＤＳ２）を出力するものとする。前述したように、ＷＣＯＭの電圧値とデューティー比Ｄとは一対一の対応関係にある。従って電圧レベル判別手段２６０は、ＷＣＯＭの電圧値を判別してＤＳ２を出力してもよいし、取得したＷＣＯＭの情報を基にデューティー比の範囲を判別してＤＳ２を出力して構わない。
As shown in FIG. 25, in the second embodiment, the case where the range of the WCOM voltage value (or the range of the duty ratio) is divided into nine is described as an example. Therefore, in the second embodiment, the voltage
図２７は、第２実施例における電圧レベル判別手段２６０が、電圧レベル判別信号を設定する電圧レベル判別信号設定処理の一例を示した説明図である。具体的には第２実施例における電圧レベル判別手段２６０が、ＷＣＯＭを基に電圧レベル判別信号（ＤＳ２）を設定する電圧レベル判別信号設定処理の一例を示す。図２７は、ＷＣＯＭの電圧値を基にＤＳ２を設定する処理方法である。図２７では、まずステップＳ６００において、ＤＳ２の初期値としてＤＳ２＝００００を設定する。そしてステップＳ６０２〜Ｓ６１８において、時間ｔ０におけるＷＣＯＭの電圧データＶ０が、上述した９つの電圧値範囲のいずれに該当するかを判断し、該当する電圧値範囲に応じて、図２７に示すように４ｂｉｔのＤＳ２を設定する。その後、現在のデータがＷＣＯＭの波形終了点（ｎ＝ｍ）かを判別する。ここではｎ＝０であるので、ＷＣＯＭの次のデータＶ１が転送されてくる。そうして、ｎ＝ｍとなるまで上述したフローを繰り返す。また、ｎ＝ｍとなると、ＷＣＯＭが連続出力される設定になっているかを判別する。連続出力の設定になっている場合は、再び図２７中に示すＳ６０１に戻り、ＷＣＯＭの最初のデータ（ｎ＝０）から上述したフローを繰り返す。連続出力の設定になっていない場合は、図２７のフローを終了する。以上のようなフローにより、ＷＣＯＭの電圧データＶｎを基に、ＷＣＯＭの１波形に渡って電圧レベル判別信号（ＤＳ２）を設定することが可能となる。
FIG. 27 is an explanatory diagram showing an example of a voltage level determination signal setting process in which the voltage
また、ＷＣＯＭから算出したデューティー比を基にＤＳ２を設定する場合は、図２７の設定処理を以下のように変更する。まず、図１９に示したステップＳ３０１を、図２７のステップＳ６０１の直後に挿入する。また図２７におけるステップＳ６０２、Ｓ６０４、Ｓ６０６、Ｓ６０８、Ｓ６１０、Ｓ６１２、Ｓ６１４、Ｓ６１６の判断条件を、ＷＣＯＭの電圧値に対応するデューティー比の条件（図２５参照）に置き換える。以上の処理を行うことで、ＷＣＯＭの電圧Ｖｎから算出したデューティー比を基に、ＷＣＯＭの１波形に渡って電圧レベル判別信号（ＤＳ２）を設定することが可能となる。尚、図２に示すＤＣ判別手段２５０は、前述した第１実施例と同様に、図１７のＤＣ判別信号設定処理によってＤＣ判別信号（ＤＳ１）を出力する。 When DS2 is set based on the duty ratio calculated from WCOM, the setting process in FIG. 27 is changed as follows. First, step S301 shown in FIG. 19 is inserted immediately after step S601 in FIG. In addition, the determination conditions in steps S602, S604, S606, S608, S610, S612, S614, and S616 in FIG. 27 are replaced with a duty ratio condition (see FIG. 25) corresponding to the voltage value of WCOM. By performing the above processing, the voltage level determination signal (DS2) can be set over one waveform of WCOM based on the duty ratio calculated from the voltage Vn of WCOM. 2 outputs a DC determination signal (DS1) by the DC determination signal setting process of FIG. 17, as in the first embodiment described above.
以上のようにして得られるＤＣ判別信号（ＤＳ１）、および電圧レベル判別信号（ＤＳ２）を基に、図２に示すキャリア周波数変更手段２７０は４ｂｉｔのキャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）を出力する。
図２８は、第２実施例におけるＤＣ判別信号および電圧レベル判別信号と、キャリア周波数設定信号との対応関係を示したテーブルの説明図である。具体的にはＤＳ１およびＤＳ２と、ｆｌａｇとの対応関係を示したテーブルの例を示す。図２９は、第２実施例のキャリア周波数変更手段２７０における、キャリア周波数切り換え処理の例を示した説明図である。第２実施例のキャリア周波数変更手段２７０は、図２９に示すキャリア周波数切り換え処理のフローに従って、図２８に示すテーブル関係を基にキャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）を出力するものとする。
Based on the DC discrimination signal (DS1) and the voltage level discrimination signal (DS2) obtained as described above, the carrier frequency changing means 270 shown in FIG. 2 outputs a 4-bit carrier frequency setting signal (flag).
FIG. 28 is an explanatory diagram of a table showing a correspondence relationship between the DC discrimination signal and the voltage level discrimination signal and the carrier frequency setting signal in the second embodiment. Specifically, an example of a table showing the correspondence between DS1 and DS2 and flag is shown. FIG. 29 is an explanatory diagram showing an example of carrier frequency switching processing in the carrier frequency changing means 270 of the second embodiment. The carrier frequency changing means 270 of the second embodiment outputs a carrier frequency setting signal (flag) based on the table relationship shown in FIG. 28 in accordance with the carrier frequency switching processing flow shown in FIG.
ここで、図２９に示すキャリア周波数切り換え処理について説明する。
図２９において、まず４ビットのｆｌａｇの初期値を００００に設定する。次に、一番目のＷＣＯＭの電圧データＶ０に対して、ＤＣ判別手段２５０で生成されたＤＳ１の情報を取得する。また、Ｖ０に対して、電圧レベル判別手段２６０で生成されたＤＳ２の情報も取得する。前述したように、ＤＳ１は図１７に示すフローによって得られる。またＤＳ２は、図１８および図１９に示すフローによって得られる。そしてステップＳ７０４において、図２８に示すテーブル関係を基に、取得したＤＳ１およびＤＳ２の情報に対応するｆｌａｇを設定する。
Here, the carrier frequency switching process shown in FIG. 29 will be described.
In FIG. 29, first, the initial value of the 4-bit flag is set to 0000. Next, DS1 information generated by the DC discriminating means 250 is acquired for the first WCOM voltage data V0. In addition, the DS2 information generated by the voltage
図２９に示したフローは、キャリア周波数を９種類の中から選択する場合の例であるが、さらに多くの種類のキャリア周波数を選択可能にする場合は、例えば図２９のステップＳ７０４において参照するテーブルに、より多くの種類のｆｌａｇ情報を持たせておけばよい。ただし、ＤＳ２とｆｌａｇのｂｉｔ数は、選択可能とするキャリア周波数の種類の数に応じて変更する必要がある。従って、Ｙ１ａ・Ｖｍａｘ〜Ｘａ・Ｖｍａｘ、又はＸｂ・Ｖｍａｘ〜Ｙ１ｂ・Ｖｍａｘの間を分割する電圧範囲の種類も、適宜設定することができる。 The flow shown in FIG. 29 is an example in which the carrier frequency is selected from nine types. However, when more types of carrier frequencies can be selected, for example, the table referred to in step S704 in FIG. It is sufficient to have more types of flag information. However, the number of bits of DS2 and flag needs to be changed according to the number of types of carrier frequencies that can be selected. Therefore, the type of voltage range for dividing Y1a · Vmax to Xa · Vmax or Xb · Vmax to Y1b · Vmax can also be set as appropriate.
以上のようにして生成されたキャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）を、変調回路２２０の三角波発生回路２８０に入力することで、ＷＣＯＭに基づいて、前述した９種類のキャリア周波数の変更が実施される。その結果、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力する状態で、かつどのような駆動波形信号の電圧値（又はデューティー比、又は駆動信号の電圧値）の条件である場合にも、前述したデジタル電力増幅器２３０における電力損失の増加を回避することが可能となる。
By inputting the carrier frequency setting signal (flag) generated as described above to the triangular
尚、平滑フィルター２４０はローパスフィルターである為、キャリア周波数ｆｃの値を引き下げるほど、平滑フィルター２４０におけるキャリア周波数成分の振幅減衰量は小さくなる。すなわち、ＣＯＭ（駆動信号）に重畳されるキャリアリップルの振幅が大きくなる。前述したように、第２実施例では、ＷＣＯＭの電圧値がＹａ・Ｖｍａｘ≦Ｖ＜Ｘａ・Ｖｍａｘ又はＸｂ・Ｖｍａｘ＜Ｖ≦Ｙｂ・Ｖｍａｘの範囲において、キャリア周波数を段階的に引き下げている。
図３０は、第１実施例と比較して、第２実施例では、ＣＯＭに重畳するキャリアリップルを抑制しながら、デジタル電力増幅器２３０での電力損失の増加を回避することが可能である様子を示した説明図である。従って図３０に示すように、第１実施例と比較して、ＣＯＭに重畳するキャリアリップルを抑制しながら、前述したデジタル電力増幅器２３０での電力損失の増加を回避することが可能となる。
Since the smoothing
FIG. 30 shows that, compared with the first embodiment, in the second embodiment, it is possible to avoid an increase in power loss in the
Ｂ−２．第２実施例の変形例：
上述した第２実施例では、ＷＣＯＭの電圧値（又はデューティー比）に応じてキャリア周波数ｆｃを多段階に切り換えるものとして説明した。これに対して、ＷＣＯＭの電圧値（又はデューティー比）に応じてキャリア周波数ｆｃを連続的に切り換えるようにしても良い。
B-2. Modification of the second embodiment:
In the second embodiment described above, the carrier frequency fc is switched in multiple stages according to the voltage value (or duty ratio) of WCOM. On the other hand, the carrier frequency fc may be continuously switched according to the voltage value (or duty ratio) of WCOM.
ここでは便宜上、まずデューティー比に応じてキャリア周波数ｆｃを連続的に切り換える場合について説明する。
図３１は、第２実施例の変形例の液体噴射装置１００の一部を示した説明図である。具体的にはデューティー比に応じてキャリア周波数ｆｃを連続的に切り換える場合の、液体噴射装置１００の一部の構成例を示す。図３１に示した電圧レベル判別手段２６０は、図１９の処理で生成されるＤＳ２に加え、図１９のステップＳ３０１で算出されるデューティー比Ｄｎの情報についても、キャリア周波数変更手段２７０に対して出力する。図３１に示すように、ＤＳ２およびＤｎの情報を一つの信号（ＤＳ２’）として、まとめてキャリア周波数変更手段２７０に出力してもよい。また、図３１におけるＤＣ判別手段２５０は、前述した第１実施例と同様に、図１７のＤＣ判別信号設定処理によってＤＣ判別信号（ＤＳ１）を出力する。
Here, for convenience, a case where the carrier frequency fc is continuously switched in accordance with the duty ratio will be described first.
FIG. 31 is an explanatory view showing a part of a
図３２は、第２実施例の変形例における、キャリア周波数切り換え処理の例を示した説明図である。具体的にはデューティー比に応じてキャリア周波数ｆｃを連続的に切り換えるために行われる、キャリア周波数切り換え処理のフローチャートである。図３１に示すキャリア周波数変更手段２７０は、図３２に示すフローに従って、キャリア周波数設定信号（ｆｌａｇ）を出力する。ただし、図３１に示すｆｌａｇは、図３２に示すフローに従って算出されるキャリア周波数そのものの値であるとする。もちろん、図３１に示すｆｌａｇはキャリア周波数の値に関連付けられたデータとして出力されても構わない。尚、図３１における変調回路２２０は、キャリア周波数の値を示すｆｌａｇ情報を基に、キャリア周波数ｆｃを設定および変更可能な構成となっている。
FIG. 32 is an explanatory diagram showing an example of carrier frequency switching processing in a modification of the second embodiment. Specifically, it is a flowchart of a carrier frequency switching process performed to continuously switch the carrier frequency fc according to the duty ratio. The carrier frequency changing means 270 shown in FIG. 31 outputs a carrier frequency setting signal (flag) according to the flow shown in FIG. However, the flag shown in FIG. 31 is the value of the carrier frequency itself calculated according to the flow shown in FIG. Of course, the flag shown in FIG. 31 may be output as data associated with the value of the carrier frequency. Note that the
次に、図３２に示すキャリア周波数切り換え処理のフローチャートについて説明する。この処理は、駆動波形信号発生回路２１０がＷＣＯＭの出力を開始すると、キャリア周波数変更手段２７０によって実行される処理である。図３２に示すキャリア周波数切り換え処理では、先ずステップＳ８００において、キャリア周波数ｆｃを前述した基準キャリア周波数ｆｃ０に設定しておく。そして、ＤＣ判別手段２５０において、ＷＣＯＭの電圧データＶｎに対して生成されたＤＳ１を取得する。また、電圧レベル判別手段２６０において、ＷＣＯＭの電圧データＶｎに対して生成されたＤＳ２と、Ｖｎに対して算出されたデューティー比Ｄｎを取得する。
Next, the flowchart of the carrier frequency switching process shown in FIG. 32 will be described. This process is a process executed by the carrier
次に、取得したＤＳ１、ＤＳ２、Ｄｎの情報を基に、ＤＳ１＝１かつＤＳ２＝０１の場合は、デューティー比ＤがＤｎ≦Ｄ＜Ｘａの範囲で、コイル電流の振幅値｜ＩＡ｜≧Ｉｔｈとなるキャリア周波数ｆｃｘ１を算出し、算出した周波数ｆｃｘ１をｆｌａｇとして設定する。またＤＳ１＝１かつＤＳ２＝１０の場合は、デューティー比ＤがＸｂ＜Ｄ≦Ｄｎの範囲で、コイル電流の振幅値｜ＩＡ｜≧Ｉｔｈとなるキャリア周波数ｆｃｘ２を算出し、算出した周波数ｆｃｘ２をｆｌａｇとして設定する。また、それ以外の条件の場合は、ｆｌａｇを基準キャリア周波数ｆｃ０に設定する。続いて、図３２の処理Ｓ８０２に戻り、次のＷＣＯＭの電圧データＶｎ＋１に対して上述した処理を繰り返す。また、ｎ＝ｍとなると、ＷＣＯＭが連続出力される設定になっているかを判別する。連続出力の設定になっている場合は、再び図３２中に示すＳ８０１に戻り、ＷＣＯＭの最初のデータ（ｎ＝０）から上述したフローを繰り返す。連続出力の設定になっていない場合は、図３２のフローを終了する。以上が、デューティー比に応じてキャリア周波数ｆｃを連続的に切り換える場合の例についての説明である。 Next, based on the acquired DS1, DS2, and Dn information, when DS1 = 1 and DS2 = 01, the duty ratio D is in the range of Dn ≦ D <Xa and the coil current amplitude value | IA | ≧ Ith The carrier frequency fcx1 is calculated, and the calculated frequency fcx1 is set as a flag. When DS1 = 1 and DS2 = 10, the carrier frequency fcx2 is calculated so that the amplitude value | IA | ≧ Ith of the coil current is in the range where the duty ratio D is Xb <D ≦ Dn, and the calculated frequency fcx2 is flagged. Set as. For other conditions, the flag is set to the reference carrier frequency fc0. Subsequently, the process returns to step S802 in FIG. 32, and the above-described process is repeated for the next WCOM voltage data Vn + 1. Further, when n = m, it is determined whether WCOM is set to be continuously output. If the continuous output is set, the process returns to S801 shown in FIG. 32 again, and the above-described flow is repeated from the first data (n = 0) of WCOM. If the continuous output is not set, the flow of FIG. 32 is terminated. The above is an example of the case where the carrier frequency fc is continuously switched according to the duty ratio.
次に、ＷＣＯＭの電圧値に応じてキャリア周波数ｆｃを連続的に切り換える場合の例について、前述したデューティー比の場合との相違点を中心に説明する。まず、図３１に示した液体噴射装置１００の構成例における電圧レベル判別手段２６０は、図１８の処理で生成されるＤＳ２を出力するようにする。また前述した場合と異なり、電圧レベル判別手段２６０はデューティー比Ｄｎの情報については出力しない。ただし、図３２に示したキャリア周波数切り換え処理において、ステップＳ８０４で行う処理を、図１９で示したステップＳ３０１の内容に置き換える。以上のような処理を行うことで、ＷＣＯＭの電圧値に応じてキャリア周波数ｆｃを連続的に切り換えることが可能となる。
Next, an example in which the carrier frequency fc is continuously switched according to the voltage value of WCOM will be described focusing on the difference from the case of the duty ratio described above. First, the voltage
図３３は、第２実施例の変形例において、デジタル電力増幅器２３０での電力損失の増加を回避可能な理由を示した説明図である。
以上に説明した第２実施例の変形例では、図３３に示すように、アクチュエーターに対して一定電圧を連続的に出力する状態において、ＷＣＯＭの電圧値ＶがＶ＜Ｘａ・Ｖｍａｘ又はＶ＞Ｘｂ・Ｖｍａｘとなった場合でも、平滑フィルター２４０のコイルに流れる電流の振幅｜ＩＡ｜が、閾値電流Ｉｔｈに保たれるようにキャリア周波数ｆｃを連続的に切り換えることができる。このため、出力に重畳するキャリアリップルを抑制しながら、前述したデジタル電力増幅器２３０での電力損失の増加を回避することが可能となる。
FIG. 33 is an explanatory diagram showing the reason why an increase in power loss in the
In the modification of the second embodiment described above, as shown in FIG. 33, the voltage value V of WCOM is V <Xa · Vmax or V> Xb in a state in which a constant voltage is continuously output to the actuator. Even when Vmax is reached, the carrier frequency fc can be continuously switched so that the amplitude | IA | of the current flowing through the coil of the smoothing
Ｃ．第３実施例：
Ｃ−１．液体噴射型印刷装置（インクジェットプリンター）構成：
図３４は、第１実施例、第２実施例およびそれぞれの変形例で説明した液体噴射装置１００を、インクジェットプリンターとして適用した場合の、噴射ヘッドの内部構造を示した説明図である。具体的には前述した本発明における実施例のいずれかの液体噴射装置１００を液体噴射型印刷装置（インクジェットプリンター）として適用した場合の、噴射ヘッド３００の内部構造を示した説明図である。図示されるように、噴射ヘッド３００の内部には、インクを溜めておく小さな複数のインク室３０１が設けられており、各インク室３０１の底面には、微細なインクノズル３０２が形成されている。また、各インク室３０１の壁面（図示した例では天井部分）には、前述したアクチュエーター１１６としてピエゾ素子３０３が設けられている。ピエゾ素子３０３には、前述したアクチュエーター駆動回路２００から、駆動信号（ＣＯＭ）が印加される。何れかのピエゾ素子３０３に駆動信号を印加すると、そのピエゾ素子３０３が変形してインク室３０１の壁面（図示した例では天井）を変形させる。その結果、インク室３０１内のインクが押し出されるようにして、インクノズル３０２からインク滴として吐出されることになる。
C. Third embodiment:
C-1. Liquid jet printer (inkjet printer) configuration:
FIG. 34 is an explanatory diagram showing the internal structure of the ejection head when the
Ｃ−２．第３実施例での電力損失の増加の回避方法：
図３５は、インクジェットプリンターのアクチュエーターであるピエゾ素子３０３に印加する駆動信号の基となる駆動波形信号の例を示した説明図である。具体的にはピエゾ素子３０３に印加する駆動信号（ＣＯＭ）の基となる駆動波形信号（ＷＣＯＭ）を例示した説明図である。インクジェットプリンターの噴射ヘッド３００では、図３５に示した様な台形状の駆動波形（時間とともに電圧が上昇し、その後降下して元の電圧値に戻る波形）をピエゾ素子３０３に印加することによって、インク滴を吐出している。このような駆動波形が印加されると、図３５に示す期間Ａ’や、さらには待機期間である期間Ｂ’において、前述したデジタル電力増幅器における電力損失の増加が起こり得る。そのような場合にも、前述した本発明における実施例のいずれかの液体噴射装置をインクジェットプリンターとして適用することで、前述した電力損失の増加を回避することが可能となる。
C-2. How to avoid an increase in power loss in the third embodiment:
FIG. 35 is an explanatory diagram showing an example of a drive waveform signal that is a basis of a drive signal applied to the
以上、各種実施例のアクチュエーター駆動回路について説明したが、本発明は上記すべての実施例に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様で実施することが可能である。例えば、薬剤や栄養剤を内包するマイクロカプセルを形成することに用いる液体噴射装置など、医療機器を含む様々な電子機器に本実施例のアクチュエーター駆動回路を適用することで、電力効率が良く小型化の電子機器を提供することができる。また、前述したインクジェットプリンターに搭載されて、インクを噴射する噴射ノズルを駆動するためのアクチュエーター駆動回路に対しても、本発明を好適に適用することが可能である。 While the actuator drive circuits of various embodiments have been described above, the present invention is not limited to all the embodiments described above, and can be implemented in various modes without departing from the scope of the invention. For example, the actuator drive circuit of this embodiment is applied to various electronic devices including medical devices such as a liquid ejecting device used for forming a microcapsule containing a medicine or a nutrient, thereby reducing power consumption and reducing the size. Electronic devices can be provided. The present invention can also be suitably applied to an actuator drive circuit that is mounted on the above-described ink jet printer and drives an ejection nozzle that ejects ink.
１００…液体噴射装置、１１０…脈動発生部、１１１…ノズル、１１２…流体噴射管、１１３…第２ケース、１１４…第１ケース、１１５…流体室、１１６…アクチュエーター、１２０…流体供給手段、１２１…第１接続チューブ、１２２…第２接続チューブ、１２３…流体容器、１３０…制御部、１５０…配線ケーブル、２００…アクチュエーター駆動回路、２１０…駆動波形信号発生回路、２２０…変調回路、２３０…デジタル電力増幅器、２４０…平滑フィルター、２５０…ＤＣ判別手段、２６０…電圧レベル判別手段、２７０…キャリア周波数変更手段、２８０…三角波発生回路、２９０…比較器、３００…インクジェットプリンターの噴射ヘッド、３０１…インク室、３０２…インクノズル、３０３…ピエゾ素子。
DESCRIPTION OF
Claims (5)
前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、
前記駆動波形信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、
前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、
前記電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する平滑フィルターと、
を備え、
前記変調回路は、前記アクチュエーターの電位を一定に保つ期間に、前記駆動波形信号の電圧値に応じて、キャリア周波数を変更することを特徴とする液体噴射装置。 A liquid ejecting apparatus that ejects liquid by applying a drive signal to an actuator,
A drive waveform signal generating circuit for generating a drive waveform signal which is a reference of the drive signal;
A modulation circuit that generates a modulation signal by pulse-modulating the drive waveform signal;
A digital power amplifier that amplifies the modulated signal to generate a power amplified modulated signal;
A smoothing filter that generates the drive signal by smoothing the power amplification modulation signal;
With
The liquid ejecting apparatus according to claim 1, wherein the modulation circuit changes a carrier frequency in accordance with a voltage value of the drive waveform signal during a period in which the potential of the actuator is kept constant.
前記変調回路は、前記駆動波形信号の電圧値が予め定められた所定の電圧値よりも小さい範囲にある場合に、前記キャリア周波数を、前記所定の電圧値以上の範囲で設定される基準キャリア周波数よりも低いキャリア周波数に設定することを特徴とする液体噴射装置。 The liquid ejecting apparatus according to claim 1,
When the voltage value of the drive waveform signal is in a range smaller than a predetermined voltage value, the modulation circuit sets the carrier frequency to a reference carrier frequency set in a range equal to or higher than the predetermined voltage value And a lower carrier frequency.
前記変調回路は、前記駆動波形信号の電圧値が予め定められた所定の電圧値よりも大きい範囲にある場合に、前記キャリア周波数を、前記所定の電圧値以下の範囲で設定される基準キャリア周波数よりも低いキャリア周波数に設定することを特徴とする液体噴射装置。 The liquid ejecting apparatus according to claim 1,
When the voltage value of the drive waveform signal is in a range larger than a predetermined voltage value, the modulation circuit sets the carrier frequency to a reference carrier frequency that is set within the predetermined voltage value or less. And a lower carrier frequency.
前記変調回路は、
第一の電圧値と、前記第一の電圧値よりも大きい第二の電圧値とが予め定められており、前記駆動波形信号の電圧値が前記第一の電圧値よりも小さい場合に、前記キャリア周波数を、前記第一の電圧値から前記第二の電圧値までの範囲で設定される基準キャリア周波数よりも低い第一のキャリア周波数に設定し、
前記駆動波形信号の電圧値が前記第二の電圧値よりも大きい場合に、前記キャリア周波数を、前記基準キャリア周波数よりも低い第二のキャリア周波数に設定することを特徴とする液体噴射装置。 The liquid ejecting apparatus according to claim 1,
The modulation circuit includes:
When the first voltage value and the second voltage value larger than the first voltage value are predetermined, and the voltage value of the drive waveform signal is smaller than the first voltage value, Setting the carrier frequency to a first carrier frequency lower than a reference carrier frequency set in a range from the first voltage value to the second voltage value;
The liquid ejecting apparatus according to claim 1, wherein when the voltage value of the drive waveform signal is larger than the second voltage value, the carrier frequency is set to a second carrier frequency lower than the reference carrier frequency.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011199119A JP5862137B2 (en) | 2011-09-13 | 2011-09-13 | Control device for pulsation generator and liquid ejecting apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011199119A JP5862137B2 (en) | 2011-09-13 | 2011-09-13 | Control device for pulsation generator and liquid ejecting apparatus |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2013059433A true JP2013059433A (en) | 2013-04-04 |
| JP2013059433A5 JP2013059433A5 (en) | 2014-10-23 |
| JP5862137B2 JP5862137B2 (en) | 2016-02-16 |
Family
ID=48184692
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2011199119A Expired - Fee Related JP5862137B2 (en) | 2011-09-13 | 2011-09-13 | Control device for pulsation generator and liquid ejecting apparatus |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5862137B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111016443A (en) * | 2018-10-09 | 2020-04-17 | 上海宝信软件股份有限公司 | Dot matrix size controllable type spray head control system and method |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007190708A (en) * | 2006-01-17 | 2007-08-02 | Fuji Xerox Co Ltd | Circuit and method for driving liquid droplet ejection head, and liquid droplet ejector |
| JP2011167440A (en) * | 2010-02-22 | 2011-09-01 | Seiko Epson Corp | Liquid injection device |
-
2011
- 2011-09-13 JP JP2011199119A patent/JP5862137B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007190708A (en) * | 2006-01-17 | 2007-08-02 | Fuji Xerox Co Ltd | Circuit and method for driving liquid droplet ejection head, and liquid droplet ejector |
| JP2011167440A (en) * | 2010-02-22 | 2011-09-01 | Seiko Epson Corp | Liquid injection device |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111016443A (en) * | 2018-10-09 | 2020-04-17 | 上海宝信软件股份有限公司 | Dot matrix size controllable type spray head control system and method |
| CN111016443B (en) * | 2018-10-09 | 2021-05-11 | 上海宝信软件股份有限公司 | Dot matrix size controllable type spray head control system and method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP5862137B2 (en) | 2016-02-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7571989B2 (en) | Droplet ejection head driving circuit and method, and droplet ejection device | |
| US10005277B2 (en) | Liquid discharging apparatus, head unit, integrated circuit device for capacitive load driving, capacitive load driving circuit, and control method of liquid discharging apparatus | |
| US8857935B2 (en) | Liquid ejecting apparatus and liquid ejecting method | |
| JP2013038457A (en) | Amplifier circuit, head drive circuit, and liquid injection apparatus | |
| JP5842417B2 (en) | Piezoelectric element driving circuit and fluid ejecting apparatus | |
| JP2013038458A (en) | Amplifier circuit, head drive circuit, and liquid injection apparatus | |
| US9088270B2 (en) | Capacitive load drive circuit, fluid ejection device and medical device | |
| JP5903816B2 (en) | Control device for pulsation generator and liquid ejecting apparatus | |
| JP5862137B2 (en) | Control device for pulsation generator and liquid ejecting apparatus | |
| CN108602349A (en) | The multi-level converter amplifier of multiplexing | |
| JP6075532B2 (en) | Capacitive load driving circuit, liquid ejecting printing apparatus, liquid ejecting apparatus, fluid transport apparatus, and medical device | |
| JP5772170B2 (en) | Capacitive load drive circuit and fluid ejection device | |
| JP5845598B2 (en) | Load drive circuit and fluid ejection device | |
| JP2011045192A (en) | Load drive circuit | |
| JP2019022944A (en) | Integrated circuit, driving circuit, and liquid discharge device | |
| JP5736939B2 (en) | Capacitive load drive circuit and fluid ejection device | |
| JP5724437B2 (en) | Voltage output circuit | |
| JP2011041429A (en) | Drive circuit, liquid jetting device, printer and medical equipment | |
| JP5880755B2 (en) | Fluid ejection device | |
| JP2012175120A (en) | Capacitive load drive circuit and fluid jet apparatus | |
| US11813860B2 (en) | Drive circuit and liquid ejecting apparatus | |
| US11904606B2 (en) | Drive circuit and liquid ejecting apparatus | |
| US11919297B2 (en) | Driving circuit and liquid ejecting apparatus | |
| US11840076B2 (en) | Drive circuit and liquid ejecting apparatus | |
| JP2012101529A (en) | Apparatus for driving inkjet printer head and method for driving the same |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20140904 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20140904 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20150107 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20150422 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20150428 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20150625 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20151201 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20151214 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5862137 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |