JP5880755B2

JP5880755B2 - Fluid ejection device

Info

Publication number: JP5880755B2
Application number: JP2015068254A
Authority: JP
Inventors: 井出　典孝; 典孝井出; 邦夫田端; 大島　敦; 敦大島; 浩行 ▲吉▼野
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2015-03-30
Filing date: 2015-03-30
Publication date: 2016-03-09
Anticipated expiration: 2031-02-18
Also published as: JP2015136180A

Description

本発明は、誘導成分および容量成分を有する平滑フィルターを介して電圧を出力する技術に関する。 The present invention relates to a technique for outputting a voltage through a smoothing filter having an inductive component and a capacitive component.

いわゆるＤ級増幅器では、電源とグランドとの間で、二つのスイッチ素子をプッシュ・プル接続しておき、二つのスイッチ素子の間の電圧を引き出して平滑フィルターに入力した後、外部に出力する技術が用いられている。電源側のスイッチ素子をＯＮ（導通状態）として、グランド側のスイッチ素子をＯＦＦ（切断状態）とすれば、平滑フィルターには電源の電圧が入力され、逆に、電源側のスイッチ素子をＯＦＦとして、グランド側のスイッチ素子をＯＮとすれば、平滑フィルターにはグランドの電圧が入力される。従って、これらの状態が適切な時間頻度となるように二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換えることで、所望の電圧を平滑フィルターから出力することができる。また、この技術を利用して容量成分を有する電気負荷（容量性負荷）を駆動する技術も提案されている（特許文献１）。 In a so-called class D amplifier, a technology in which two switch elements are connected in a push-pull manner between a power source and a ground, a voltage between the two switch elements is extracted, input to a smoothing filter, and then output to the outside. Is used. If the switch element on the power supply side is turned on (conducting state) and the switch element on the ground side is turned off (disconnected state), the power supply voltage is input to the smoothing filter. Conversely, the switch element on the power supply side is turned off. If the switch element on the ground side is turned ON, the ground voltage is input to the smoothing filter. Therefore, a desired voltage can be output from the smoothing filter by switching ON / OFF of the two switch elements so that these states have an appropriate time frequency. In addition, a technique for driving an electric load having a capacitive component (capacitive load) using this technique has been proposed (Patent Document 1).

ここで、プッシュ・プル接続されている二つのスイッチ素子が共にＯＮになってしまうと、その瞬間に電源からグランドに向けて大きな突入電流が流れてスイッチ素子に損傷を与える。そこで、こうした事態を避けるため、一方のスイッチ素子がＯＮで他方のスイッチ素子がＯＦＦの状態から、一方のスイッチ素子がＯＦＦで他方のスイッチ素子がＯＮの状態に切り換える場合には、両方のスイッチ素子がＯＦＦの状態を経由して切り換えることが行われる。尚、両方のスイッチ素子がＯＦＦになっている期間は、デッドタイム期間と呼ばれている。 Here, when the two switch elements that are push-pull connected are both turned on, a large inrush current flows from the power source to the ground at that moment, thereby damaging the switch elements. Therefore, in order to avoid such a situation, when switching from one switch element ON and the other switch element OFF to one switch element OFF and the other switch element ON, both switch elements The switching is performed via the OFF state. Note that a period in which both switch elements are OFF is called a dead time period.

また、平滑フィルターに入力される電圧が切り換わる際には、平滑フィルターを構成する誘導成分によって逆起電力が発生する。そこで、デッドタイム期間中にスイッチ素子に過大な逆起電力が掛かることの無いように、電流をバイパスさせるダイオード（還流ダイオードと呼ばれる）が、それぞれのスイッチ素子に対して並列に設けられている。 Further, when the voltage input to the smoothing filter is switched, a back electromotive force is generated by an inductive component constituting the smoothing filter. In order to prevent an excessive back electromotive force from being applied to the switch element during the dead time, a diode (referred to as a freewheeling diode) for bypassing the current is provided in parallel to each switch element.

特開２００７−９６３６４号公報JP 2007-96364 A

しかし、二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換える際に、スイッチ素子の寄生容量で充放電が発生することや、デッドタイム期間中に平滑フィルター側で生じた逆起電力によって還流ダイオードに電流が流れることなどに起因して、大きな電力損失が発生することがあるという問題があった。 However, when switching ON / OFF of the two switch elements, charge / discharge occurs due to the parasitic capacitance of the switch elements, and current flows through the return diode due to the back electromotive force generated on the smoothing filter side during the dead time period. Due to this, there is a problem that a large power loss may occur.

この発明は、従来の技術が有する上述した課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、二つのスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換えることによって平滑フィルターから所望の電圧を出力しながら、スイッチ素子の切り換えにともなう電力損失の発生を抑制することが可能な技術の提供を目的とする。 The present invention has been made to solve at least a part of the above-described problems of the prior art, and outputs a desired voltage from a smoothing filter by switching ON / OFF of two switch elements. It is an object of the present invention to provide a technique capable of suppressing the occurrence of power loss due to switching of switch elements.

上述した課題の少なくとも一部を解決するために、本発明の電圧出力回路は次の構成を採用した。すなわち、
第１の電圧発生源と、
前記第１の電圧発生源と直列接続される第１のスイッチ素子と、
前記第１のスイッチ素子と直列接続される第２のスイッチ素子と、
前記第２のスイッチ素子と直列接続され、前記第１の電圧発生源が発生させる電圧よりも低い電圧を発生させる第２の電圧発生源と、
該第１のスイッチ素子または該第２のスイッチ素子が接続されている箇所での電圧を平滑化して出力する、誘導成分および容量成分を有する平滑フィルターと、
前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子を駆動することによって、該第１のスイッチ素子がＯＮで該第２のスイッチ素子がＯＦＦの状態である第１の状態と、該第１のスイッチ素子がＯＦＦで該第２のスイッチ素子がＯＮの状態である第２の状態とを切り換えるスイッチ素子駆動手段と、
前記第１のスイッチ素子に対して並列に接続されて、該第１のスイッチ素子を逆流する電流をバイパスさせる向きに設けられた第１のダイオードと、
前記第２のスイッチ素子に対して並列に接続されて、該第２のスイッチ素子を逆流する電流をバイパスさせる向きに設けられた第２のダイオードと、
前記第１のダイオードにかかる電圧と前記第２のダイオードにかかる電圧とを監視する電圧監視手段と
を備え、
前記スイッチ素子駆動手段は、前記第１の状態と前記第２の状態とを切り換える際には、前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子がＯＦＦの状態である第３の状態に移行させた後、前記第１のダイオードまたは前記第２のダイオードの順方向の電圧差に応じて、該第３の状態から前記第１の状態または前記第２の状態に切り換える手段であることを要旨とする。 In order to solve at least a part of the problems described above, the voltage output circuit of the present invention employs the following configuration. That is,
A first voltage source;
A first switch element connected in series with the first voltage source;
A second switch element connected in series with the first switch element;
A second voltage generation source connected in series with the second switch element and generating a voltage lower than a voltage generated by the first voltage generation source;
A smoothing filter having an inductive component and a capacitive component for smoothing and outputting a voltage at a location where the first switch element or the second switch element is connected;
By driving the first switch element and the second switch element, a first state in which the first switch element is ON and the second switch element is OFF; and Switch element driving means for switching between a second state in which the switch element is OFF and the second switch element is ON;
A first diode connected in parallel to the first switch element and provided in a direction to bypass a current flowing back through the first switch element;
A second diode connected in parallel to the second switch element and provided in a direction to bypass a current flowing back through the second switch element;
Voltage monitoring means for monitoring a voltage applied to the first diode and a voltage applied to the second diode;
The switch element driving means shifts to the third state where the first switch element and the second switch element are OFF when switching between the first state and the second state. And a means for switching from the third state to the first state or the second state in accordance with a forward voltage difference between the first diode or the second diode. And

こうした本発明の電圧出力回路においては、第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを切り換えることによって、平滑フィルターに第１の電圧発生源の電圧（後述する第１の電圧とは異なる）が印加される状態（第１の状態）と、第１の電圧発生源の電圧よりも低い電圧（後述する第２の電圧とは異なる）を発生させる第２の電圧発生源の電圧が平滑フィルターに印加される状態（第２の状態）とを切り換えることができる。このとき第１のダイオードおよび第２のダイオードに存在する寄生容量では電荷の充放電が行われる。詳細には後述するが、この電荷の充放電に伴ってスイッチ素子を流れる電流が電力損失を発生させる。また、第１の状態と第２の状態とを切り換える際には、第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子が何れもＯＦＦの状態となる第３の状態を経由させて切り換える。そして、詳細には後述するが、第３の状態の期間では、平滑フィルターの誘導成分に生じる逆起電力によって、ダイオードの寄生容量での電荷の回生や充電が行われ、その結果、ＯＮにしようとしている方のダイオードの寄生容量に蓄えられていた電荷が、他方のダイオードの寄生容量に移し換えられたような状態となる。そして、このような状態から第１のスイッチ素子あるいは第２のスイッチ素子をＯＮに切り換えれば、寄生容量に蓄えられていた電荷が、ＯＮになったスイッチ素子を流れることがないので、電力損失の発生を回避することができる。また、寄生容量での電荷の回生および充電が完了しても、未だ第３の状態が継続していた場合には、平滑フィルターの誘導成分に生じる逆起電力が、ＯＮにしようとしている方のスイッチ素子に加わって、そのスイッチ素子に並列に設けられたダイオードに電流が流れるようになる。そこで、第１のスイッチ素子に並列に設けられた第１のダイオードにかかる電圧差、および第２のスイッチ素子に並列に設けられた第２のダイオードにかかる電圧差を電圧差監視手段が監視し、何れかのダイオードに順方向の電圧差が発生したら、電圧差監視手段はスイッチの切り替えを許可する信号を出力し、スイッチ素子をＯＮに切り換えることによって、第３の状態から第１の状態あるいは第２の状態に切り換える。 In such a voltage output circuit of the present invention, by switching ON / OFF of the first switch element and the second switch element, the voltage of the first voltage generation source (to be described later is a first voltage) The voltage of the second voltage generation source that generates a state (first state) to be applied and a voltage lower than the voltage of the first voltage generation source (different from a second voltage described later) is applied. The state (second state) applied to the smoothing filter can be switched. At this time, charge and discharge are performed on the parasitic capacitances existing in the first diode and the second diode. As will be described later in detail, the current flowing through the switch element in association with charging and discharging of the electric charge causes power loss. Further, when switching between the first state and the second state, the switching is performed via the third state in which both the first switch element and the second switch element are in the OFF state. As will be described in detail later, during the period of the third state, the back electromotive force generated in the inductive component of the smoothing filter regenerates and charges the charge in the parasitic capacitance of the diode, and as a result, turn it on. The charge stored in the parasitic capacitance of the other diode is transferred to the parasitic capacitance of the other diode. If the first switch element or the second switch element is switched to ON from such a state, the charge stored in the parasitic capacitance does not flow through the ON switch element. Can be avoided. If the third state still continues after the charge regeneration and charging in the parasitic capacitance is completed, the counter electromotive force generated in the inductive component of the smoothing filter is turned on. In addition to the switch element, a current flows through a diode provided in parallel with the switch element. Therefore, the voltage difference monitoring means monitors the voltage difference applied to the first diode provided in parallel with the first switch element and the voltage difference applied to the second diode provided in parallel with the second switch element. When a forward voltage difference occurs in any one of the diodes, the voltage difference monitoring means outputs a signal for permitting switching of the switch, and switches the switch element to ON, so that the third state to the first state or Switch to the second state.

こうすれば、第１のダイオードおよび第２のダイオードの寄生容量での電荷の回生および充電が完了してから、第１のスイッチ素子あるいは第２のスイッチ素子をＯＮに切り換えることができるので、寄生容量に蓄えられていた電荷が、ＯＮにしたスイッチ素子を流れることによる電力損失が生じることを回避することが可能となる。 In this way, the first switch element or the second switch element can be switched ON after the charge regeneration and charging in the parasitic capacitances of the first diode and the second diode are completed. It is possible to avoid the occurrence of power loss due to the charge stored in the capacitor flowing through the ON switch element.

また、上述した本発明の電圧出力回路においては、第２の状態から第１の状態に切り換える場合には、第１のダイオードにかかる電圧差が順方向の電圧差になった後に、第３の状態から第２の状態に切り換えるようにしてもよい。 Further, in the voltage output circuit of the present invention described above, when switching from the second state to the first state, after the voltage difference applied to the first diode becomes the forward voltage difference, You may make it switch from a state to a 2nd state.

こうすれば、第２の状態のときに、第１のダイオードにかかる電圧差が順方向の電圧差になった後に、第１のスイッチ素子をＯＮにして第１の状態に切り換えることができる。このため、第１のダイオードの寄生容量に蓄えられていた電荷が、第１の状態に切り換えた瞬間に第１のスイッチ素子を流れる事に起因する電力損失を回避することが可能となる。 By so doing, after the voltage difference applied to the first diode becomes the forward voltage difference in the second state, the first switch element can be turned on to switch to the first state. For this reason, it is possible to avoid power loss caused by the charge stored in the parasitic capacitance of the first diode flowing through the first switch element at the moment of switching to the first state.

また、上述した本発明の電圧出力回路においては、第１のダイオードの順方向に対して下流側の電圧差監視手段の端子に、第１の電圧発生源が発生する電圧よりも低い所定の第１の電圧を印加しておいてもよい。 In the voltage output circuit of the present invention described above, a predetermined first voltage lower than the voltage generated by the first voltage generation source at the terminal of the voltage difference monitoring means downstream of the forward direction of the first diode. A voltage of 1 may be applied.

こうすれば、第１のダイオードの下流側の電圧差監視手段の端子には、第１の電圧発生源が発生する電圧よりも低い第１の電圧が印加された状態となる。従って、電圧差監視手段に入力される電圧は第１の電圧発生源が発生する電圧よりも低くなるので、第１のダイオードにかかる電圧差が順方向の電圧差になり易くなる。よって、第１の電圧状態に切り換わるまでの間に時間遅れが発生する場合でも、この時間遅れを見越して早めに第１のダイオードに順方向の電圧差がかかるようにしておくことで、より適切なタイミングで第１の状態に切り換わるようにすることが可能となる。 If it carries out like this, the 1st voltage lower than the voltage which a 1st voltage generation source generate | occur | produces will be in the state applied to the terminal of the voltage difference monitoring means downstream of a 1st diode. Accordingly, the voltage input to the voltage difference monitoring unit is lower than the voltage generated by the first voltage generation source, and thus the voltage difference applied to the first diode is likely to be a forward voltage difference. Therefore, even when a time delay occurs before switching to the first voltage state, the forward voltage difference is applied to the first diode in anticipation of this time delay. It is possible to switch to the first state at an appropriate timing.

また、上述した本発明の電圧出力回路においては、第１の状態から第２の状態に切り換える場合には、第２のダイオードにかかる電圧差が順方向の電圧差になった後に、第３の状態から第２の状態に切り換えるようにしてもよい。 In the voltage output circuit of the present invention described above, when switching from the first state to the second state, the voltage difference applied to the second diode becomes the forward voltage difference, You may make it switch from a state to a 2nd state.

こうすれば、第１の状態のときに、第２のダイオードにかかる電圧差が順方向の電圧差になった後に、第２のスイッチ素子をＯＮにして第２の状態に切り換えることができる。このため、第２のダイオードの寄生容量に蓄えられていた電荷が、第１の状態に切り換えた瞬間に第２のスイッチ素子を流れることに起因する電力損失を回避することが可能となる。 In this way, in the first state, after the voltage difference applied to the second diode becomes the forward voltage difference, the second switch element can be turned on to switch to the second state. For this reason, it is possible to avoid the power loss caused by the charge stored in the parasitic capacitance of the second diode flowing through the second switch element at the moment of switching to the first state.

また、上述した本発明の電圧出力回路においては、第２のダイオードの順方向に対して上流側の電圧差監視手段の端子に、第２の電圧発生源が発生する電圧よりも高い所定の第２の電圧を印加しておいてもよい。 In the voltage output circuit of the present invention described above, a predetermined first voltage higher than the voltage generated by the second voltage generation source is provided at the terminal of the voltage difference monitoring means upstream of the second diode in the forward direction. A voltage of 2 may be applied.

こうすれば、第２のダイオードの上流側の電圧差監視手段の端子には、第２の電圧発生源が発生する電圧よりも高い第２の電圧がかかった状態となり、従って電圧差監視手段に入力される電圧は第２の電圧発生源が発生する電圧よりも低くなるので、第２のダイオードにかかる電圧差が順方向の電圧差になり易くなる。よって、第２の状態に切り換わるまでの間に時間遅れが発生する場合でも、この時間遅れを見越して早めに第２のダイオードに順方向の電圧差がかかるようにしておくことで、より適切なタイミングで第２の状態に切り換わるようにすることが可能となる。 In this way, the second voltage higher than the voltage generated by the second voltage generation source is applied to the terminal of the voltage difference monitoring means on the upstream side of the second diode. Since the input voltage is lower than the voltage generated by the second voltage generation source, the voltage difference applied to the second diode is likely to be a forward voltage difference. Therefore, even when a time delay occurs before switching to the second state, a forward voltage difference is applied to the second diode early in anticipation of this time delay. It is possible to switch to the second state at an appropriate timing.

また、上述した本発明の電圧出力回路においては、次のようにしても良い。先ず、時間の経過とともに電圧が変化する駆動波形信号を出力する駆動波形信号発生回路と、駆動波形信号をパルス変調することによって変調信号に変換する変調回路とを設ける。そして、第１の状態あるいは第２の状態の何れに切り換えるかについては、変調信号に基づいて決定し、第３の状態から第１の状態あるいは第２の状態に切り換えるタイミングについては、第１のダイオードあるいは第２のダイオードにかかる電圧差に基づいて決定しても良い。 Further, the voltage output circuit of the present invention described above may be configured as follows. First, a drive waveform signal generation circuit that outputs a drive waveform signal whose voltage changes with time and a modulation circuit that converts the drive waveform signal into a modulation signal by pulse modulation are provided. Whether to switch to the first state or the second state is determined based on the modulation signal, and the timing to switch from the third state to the first state or the second state is the first You may determine based on the voltage difference concerning a diode or a 2nd diode.

こうすれば、駆動波形信号に応じた時間比率で、第１の状態と第２の状態とを切り換えることができる。その結果、平滑フィルターからは、駆動波形信号に応じた電圧を出力して、容量性負荷を駆動することができる。また、第１の状態と第２の状態とを切り換えるに際しては、一旦、第３の状態にした後、第１のダイオードあるいは第２のダイオードに順方向の電圧差が発生したら、第３の状態から第１の状態あるいは第２の状態に切り換え。こうすることで、電力損失の発生を抑制しながら、電気負荷を駆動することが可能となる。 By so doing, it is possible to switch between the first state and the second state at a time ratio according to the drive waveform signal. As a result, a voltage corresponding to the drive waveform signal can be output from the smoothing filter to drive the capacitive load. Further, when switching between the first state and the second state, once the third state is established, if a forward voltage difference occurs in the first diode or the second diode, the third state is established. Switch from the first state to the second state. By doing so, it is possible to drive the electric load while suppressing the occurrence of power loss.

また、上述した本発明の電圧出力回路では、電力損失を抑制しながら、電気負荷を駆動することができる。従って、上述した本発明の電圧出力回路は、以下のような流体噴射装置、すなわち、液体を供給する供給手段（供給ポンプなど）と、該供給手段から供給された液体が流入する流体室と、容量性負荷であるアクチュエーターと、該流体室に流入された液体を噴射する噴射ノズルとを有する脈動発生部とを備え、電圧出力回路が出力した電圧をアクチュエーターに印加することによって、該流体室に流入した液体を該噴射ノズルからパルス状に噴射する流体噴射装置で、駆動信号を発生する駆動回路として好適に適用することができる。 Moreover, in the voltage output circuit of the present invention described above, it is possible to drive an electric load while suppressing power loss. Therefore, the above-described voltage output circuit of the present invention includes the following fluid ejecting apparatus, that is, a supply means for supplying a liquid (a supply pump or the like), a fluid chamber into which the liquid supplied from the supply means flows, A pulsation generator having an actuator that is a capacitive load and an ejection nozzle that ejects the liquid that has flowed into the fluid chamber, and applying a voltage output from the voltage output circuit to the actuator; The fluid ejecting apparatus ejects the inflowing liquid in a pulse form from the ejecting nozzle, and can be suitably applied as a drive circuit that generates a drive signal.

第１実施例の電圧出力回路の大まかな構成を示した説明図である。It is explanatory drawing which showed the rough structure of the voltage output circuit of 1st Example. 電圧出力回路から電圧が出力される様子を例示した説明図である。It is explanatory drawing which illustrated a mode that a voltage was output from a voltage output circuit. 一定電圧の出力時にデューティー比に応じて消費電力が増加する様子を示した説明図である。It is explanatory drawing which showed a mode that power consumption increased according to duty ratio at the time of the output of a fixed voltage. 二つのスイッチ素子がプッシュ・プル接続された電圧切換部で電力損失が発生する理由を示した説明図である。It is explanatory drawing which showed the reason why electric power loss generate | occur | produces in the voltage switching part by which two switch elements were push-pull connected. 一定電圧の出力時に平滑フィルターのコイルに流れる電流がほぼ直線的に変化する様子を示した説明図である。It is explanatory drawing which showed a mode that the electric current which flows into the coil of a smoothing filter at the time of the output of a fixed voltage changes substantially linearly. 一定電圧の出力時に平滑フィルターのコイルに流れる電流がほぼ直線的に変化する理由を示した説明図である。It is explanatory drawing which showed the reason for which the electric current which flows into the coil of a smoothing filter at the time of a fixed voltage output changes substantially linearly. 一定電圧の出力時に平滑フィルターのコイルに流れる電流の振幅が、デューティー比に応じて変化する様子を示した説明図である。It is explanatory drawing which showed a mode that the amplitude of the electric current which flows into the coil of a smoothing filter at the time of the output of a fixed voltage changes according to a duty ratio. 一定電圧の出力時に平滑フィルターのコイルに大きな電流が流れる条件では、電圧切換時の電力損失が低下する理由を示した説明図である。It is explanatory drawing which showed the reason why the power loss at the time of voltage switching falls on the conditions where a big electric current flows into the coil of a smoothing filter at the time of the output of a fixed voltage. 一定電圧の出力時に平滑フィルターのコイルに大きな電流が流れる条件では、電圧切換時の電力損失が低下する理由を示した説明図である。It is explanatory drawing which showed the reason why the power loss at the time of voltage switching falls on the conditions where a big electric current flows into the coil of a smoothing filter at the time of the output of a fixed voltage. 一定電圧の出力時の電圧出力回路の動作を、平滑フィルターのコイルに流れる電流の大きさに応じて示した説明図である。It is explanatory drawing which showed operation | movement of the voltage output circuit at the time of the output of a fixed voltage according to the magnitude | size of the electric current which flows into the coil of a smoothing filter. 第１実施例の電圧出力回路の詳細な構成を示した説明図である。It is explanatory drawing which showed the detailed structure of the voltage output circuit of 1st Example. 第１実施例のスイッチ駆動部が二つのスイッチを駆動するために行うスイッチ駆動処理のフローチャートである。It is a flowchart of the switch drive process which the switch drive part of 1st Example performs in order to drive two switches. 第１実施例のスイッチ駆動処理でスイッチを駆動したときに電圧が切り換わる様子を示した説明図である。It is explanatory drawing which showed a mode that a voltage switched, when a switch was driven by the switch drive process of 1st Example. 一般的な方法でスイッチを駆動したときに電圧が切り換わる様子を示した説明図である。It is explanatory drawing which showed a mode that a voltage switched, when a switch was driven by the general method. 第２実施例の電圧出力回路の詳細な構成を示した説明図である。It is explanatory drawing which showed the detailed structure of the voltage output circuit of 2nd Example. 第２実施例のスイッチ駆動部が二つのスイッチを駆動するために行うスイッチ駆動処理のフローチャートである。It is a flowchart of the switch drive process which the switch drive part of 2nd Example performs in order to drive two switches. 第２実施例のスイッチ駆動処理でスイッチを駆動したときに電圧が切り換わる様子を示した説明図である。It is explanatory drawing which showed a mode that a voltage switched, when a switch was driven by the switch drive process of 2nd Example. 第３実施例の電圧出力回路の詳細な構成を示した説明図である。It is explanatory drawing which showed the detailed structure of the voltage output circuit of 3rd Example. 電圧出力回路を容量性負荷駆動回路に適用した例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the example which applied the voltage output circuit to the capacitive load drive circuit. 電圧出力回路を組み込んだ容量性負荷駆動回路を用いて駆動される流体噴射装置を例示した説明図である。It is explanatory drawing which illustrated the fluid ejecting apparatus driven using the capacitive load drive circuit incorporating the voltage output circuit. 電圧出力回路を組み込んだ容量性負荷駆動回路を用いて駆動される印刷装置の噴射ヘッドを例示した説明図である。It is explanatory drawing which illustrated the ejection head of the printing apparatus driven using the capacitive load drive circuit incorporating the voltage output circuit. 噴射ヘッドを駆動するために出力される駆動信号の電圧波形を例示した説明図である。It is explanatory drawing which illustrated the voltage waveform of the drive signal output in order to drive an ejection head.

以下では、上述した本願発明の内容を明確にするために、次のような順序に従って実施例を説明する。
Ａ．第１実施例：
Ａ−１．回路構成の概要：
Ａ−２．電圧切換部で電力損失が発生するメカニズム：
Ａ−３．電圧切換部での電力損失を回避するメカニズム：
Ａ−４．第１実施例の回路構成の詳細：
Ａ−５．第１実施例のスイッチ駆動方法：
Ｂ．第２実施例：
Ｂ−１．第２実施例の回路構成の詳細：
Ｂ−２．第２実施例のスイッチ駆動方法：
Ｃ．第３実施例：
Ｄ．適用例：
Ｄ−１．第１の適用例：
Ｄ−２．第２の適用例： Hereinafter, in order to clarify the contents of the present invention described above, examples will be described in the following order.
A. First embodiment:
A-1. Outline of circuit configuration:
A-2. Mechanism of power loss at the voltage switching unit:
A-3. Mechanism to avoid power loss at the voltage switching section:
A-4. Details of the circuit configuration of the first embodiment:
A-5. Switch driving method of the first embodiment:
B. Second embodiment:
B-1. Details of the circuit configuration of the second embodiment:
B-2. Switch driving method of the second embodiment:
C. Third embodiment:
D. Application example:
D-1. First application example:
D-2. Second application example:

Ａ．第１実施例：
Ａ−１．回路構成の概要：
図１は、第１実施例の電圧出力回路１００の大まかな回路構成を示した説明図である。図示されるように、電圧出力回路１００は、大きく分けると、電圧切換部１０２と、平滑フィルター１０４と、電圧差監視部１１０と、スイッチ駆動部１２０などから構成されている。 A. First Example:
A-1. Outline of circuit configuration:
FIG. 1 is an explanatory diagram showing a rough circuit configuration of the voltage output circuit 100 of the first embodiment. As shown, the voltage output circuit 100 is roughly composed of a voltage switching unit 102, a smoothing filter 104, a voltage difference monitoring unit 110, a switch driving unit 120, and the like.

電圧切換部１０２は、プッシュ・プル接続された二つのスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を中心として構成されており、一方のスイッチ素子Ｓ１には電源Ｖｄｄが接続され、他方のスイッチ素子Ｓ２にはグランドＧＮＤが接続されている。尚、以下では、グランドＧＮＤの電圧を「０」として、電源Ｖｄｄが発生する電圧をＶｄｄとする。従って、電源Ｖｄｄが本発明の「第１の電圧発生源」に対応し、グランドＧＮＤが本発明の「第２の電圧発生源」に対応する。また、スイッチ素子Ｓ１が本発明の「第１のスイッチ素子」に対応し、スイッチ素子Ｓ２が本発明の「第２のスイッチ素子」に対応する。また、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２としては、たとえば、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの素子を用いることができる。 The voltage switching unit 102 is configured around two switch elements S1 and S2 that are push-pull connected. A power supply Vdd is connected to one switch element S1, and a ground GND is connected to the other switch element S2. It is connected. In the following description, it is assumed that the voltage of the ground GND is “0” and the voltage generated by the power supply Vdd is Vdd. Therefore, the power supply Vdd corresponds to the “first voltage generation source” of the present invention, and the ground GND corresponds to the “second voltage generation source” of the present invention. The switch element S1 corresponds to the “first switch element” of the present invention, and the switch element S2 corresponds to the “second switch element” of the present invention. In addition, as the switch elements S1 and S2, for example, elements such as MOSFET and IGBT can be used.

また、スイッチ素子Ｓ１には、グランドＧＮＤ側から電源Ｖｄｄ側に向かって電流が流れることを許容する向きの還流ダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチ素子Ｓ２にも、グランドＧＮＤ側から電源Ｖｄｄ側に向かって電流が流れることを許容する向きの還流ダイオードＤ２が並列に接続されている。従って、還流ダイオードＤ１が本発明の「第１のダイオード」に対応し、還流ダイオードＤ２が本発明の「第２のダイオード」に対応する。 The switching element S1 is connected in parallel with a free-wheeling diode D1 in a direction that allows current to flow from the ground GND side toward the power supply Vdd side. The switching element S2 also connects from the ground GND side to the power supply Vdd side. A free-wheeling diode D2 is connected in parallel in a direction that allows current to flow in the direction of the current. Accordingly, the freewheeling diode D1 corresponds to the “first diode” of the present invention, and the freewheeling diode D2 corresponds to the “second diode” of the present invention.

電圧差監視部１１０は、還流ダイオードＤ１に掛かる電圧差、および還流ダイオードＤ２に掛かる電圧差を監視して、その結果を示す情報を、スイッチ駆動部１２０に出力する。従って、電圧差監視部１１０が本発明の「電圧差監視手段」に対応する。電圧差監視部１１０の詳細な構成については後述する。 The voltage difference monitoring unit 110 monitors the voltage difference applied to the freewheeling diode D1 and the voltage difference applied to the freewheeling diode D2, and outputs information indicating the result to the switch driving unit 120. Therefore, the voltage difference monitoring unit 110 corresponds to the “voltage difference monitoring means” of the present invention. A detailed configuration of the voltage difference monitoring unit 110 will be described later.

スイッチ駆動部１２０は、外部から供給される制御信号Ｖｃと、電圧差監視部１１０からの情報とに基づいて、スイッチ素子Ｓ１を駆動するための駆動信号Ｖｇ１、およびスイッチ素子Ｓ２を駆動するための駆動信号Ｖｇ２を出力する。そして、第１の電圧状態（以下では、「Ｈ」と表記する）の駆動信号Ｖｇ１が出力されるとスイッチ素子Ｓ１がＯＮ（導通状態）となり、第２の電圧状態（以下では、「Ｌ」と表記する）の駆動信号Ｖｇ１が出力されるとスイッチ素子Ｓ１がＯＦＦ（非導通状態）となる。スイッチ素子Ｓ２についても同様に、駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」になるとスイッチ素子Ｓ２がＯＦＦになり、駆動信号Ｖｇ２が「Ｌ」になるとスイッチ素子Ｓ２がＯＮになる。従って、スイッチ駆動部１２０が本発明の「スイッチ素子駆動手段」に対応する。スイッチ駆動部１２０が駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２を出力する処理の詳細については後述する。 The switch driving unit 120 drives the switching element S1 and the driving signal Vg1 for driving the switching element S1 based on the control signal Vc supplied from the outside and the information from the voltage difference monitoring unit 110. A drive signal Vg2 is output. When the drive signal Vg1 in the first voltage state (hereinafter referred to as “H”) is output, the switch element S1 is turned on (conductive state), and the second voltage state (hereinafter “L”). Switch element S1 is turned OFF (non-conducting state). Similarly, for the switch element S2, the switch element S2 is turned off when the drive signal Vg2 becomes “H”, and the switch element S2 is turned on when the drive signal Vg2 becomes “L”. Therefore, the switch driving unit 120 corresponds to the “switch element driving unit” of the present invention. Details of the process in which the switch drive unit 120 outputs the drive signals Vg1 and Vg2 will be described later.

平滑フィルター１０４は、コイルおよびコンデンサーによって構成されており、コイル側が、スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２との間に接続されている。上述したように、スイッチ素子Ｓ１は電源Ｖｄｄに接続されており、スイッチ素子Ｓ２はグランドＧＮＤに接続されているから、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のＯＮ／ＯＦＦを切り換えることによって、スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２とが接続されている部分の電圧（以下では、この電圧をＶｓと表記する）が、電源Ｖｄｄの電圧（電圧Ｖｄｄ）とグランドＧＮＤの電圧（電圧０）とに切り換わる。この電圧の変動が、平滑フィルター１０４によって平滑化された後、出力電圧Ｖｏｕｔとして電圧出力回路１００から出力される。 The smoothing filter 104 includes a coil and a capacitor, and the coil side is connected between the switch element S1 and the switch element S2. As described above, since the switch element S1 is connected to the power supply Vdd and the switch element S2 is connected to the ground GND, the switch element S1 and the switch element can be switched by switching ON / OFF of the switch elements S1 and S2. The voltage of the portion connected to S2 (hereinafter, this voltage is expressed as Vs) is switched between the voltage of the power supply Vdd (voltage Vdd) and the voltage of the ground GND (voltage 0). The voltage fluctuation is smoothed by the smoothing filter 104 and then output from the voltage output circuit 100 as the output voltage Vout.

図２は、平滑フィルター１０４から出力電圧Ｖｏｕｔが出力される様子を例示した説明図である。スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２との間の部分の電圧Ｖｓは、電源Ｖｄｄからの電圧Ｖｄｄと、グランドＧＮＤの電圧０との間で変動する。しかし、電圧Ｖｓが変動する周期に対して、平滑フィルター１０４のカットオフ周波数は十分に高い周波数に設定されているので、電圧Ｖｓの変動は出力電圧Ｖｏｕｔにはほとんど現れない。その代わりに、電圧Ｖｓが変動する周期の中で電圧Ｖｄｄとなる時間比率（オンデューティー比、または単にデューティー比と呼ばれる。本明細書ではデューティー比と表記する）に応じた電圧の出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。たとえば、電圧Ｖｄｄの時間比率（デューティー比）が高い場合には高い出力電圧Ｖｏｕｔが出力され、電圧Ｖｄｄのデューティー比が低い場合には低い出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。従って、電圧Ｖｓが変動する周期の中で、電圧Ｖｄｄのデューティー比が適切な値となるように制御することで、所望の電圧の出力電圧Ｖｏｕｔを出力することができる。もちろん、電圧Ｖｄｄのデューティー比を連続的に変化させることによって、出力電圧Ｖｏｕｔを連続的に変化させることも可能である。 FIG. 2 is an explanatory view exemplifying a state in which the output voltage Vout is output from the smoothing filter 104. The voltage Vs in the portion between the switch element S1 and the switch element S2 varies between the voltage Vdd from the power supply Vdd and the voltage 0 of the ground GND. However, since the cutoff frequency of the smoothing filter 104 is set to a sufficiently high frequency with respect to the period in which the voltage Vs varies, the variation in the voltage Vs hardly appears in the output voltage Vout. Instead, the output voltage Vout of the voltage according to the time ratio (referred to as on-duty ratio, or simply duty ratio, which will be referred to as duty ratio in this specification) at which the voltage Vdd is changed in the period in which the voltage Vs varies. Is output. For example, when the time ratio (duty ratio) of the voltage Vdd is high, a high output voltage Vout is output, and when the duty ratio of the voltage Vdd is low, a low output voltage Vout is output. Therefore, the output voltage Vout of a desired voltage can be output by controlling the duty ratio of the voltage Vdd to be an appropriate value during the period in which the voltage Vs varies. Of course, it is also possible to continuously change the output voltage Vout by changing the duty ratio of the voltage Vdd continuously.

いわゆるアナログ増幅器を用いて出力電圧Ｖｏｕｔを生成することも可能であるが、電圧出力回路１００では、電圧Ｖｄｄと電圧０との間で変動する電圧Ｖｓを生成して、得られた電圧Ｖｓを平滑フィルター１０４で平滑化することによって出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。こうすることで、アナログ増幅器を用いて出力電圧Ｖｏｕｔを生成した場合よりも、高い電力効率で出力電圧Ｖｏｕｔを生成することが可能である。 Although it is possible to generate the output voltage Vout by using a so-called analog amplifier, the voltage output circuit 100 generates the voltage Vs that varies between the voltage Vdd and the voltage 0, and smoothes the obtained voltage Vs. The output voltage Vout is generated by smoothing with the filter 104. By doing so, it is possible to generate the output voltage Vout with higher power efficiency than when the output voltage Vout is generated using an analog amplifier.

Ａ−２．電圧切換部で電力損失が発生するメカニズム：
上述したように、電圧出力回路１００は、アナログ増幅器に比べて高い電力効率で電圧Ｖｓを出力することが可能である。しかし、ある条件が成立すると、電圧出力回路１００でも大きな電力損失が発生することがある。 A-2. Mechanism of power loss at the voltage switching unit:
As described above, the voltage output circuit 100 can output the voltage Vs with higher power efficiency than the analog amplifier. However, if a certain condition is satisfied, a large power loss may occur in the voltage output circuit 100 as well.

図３は、電圧出力回路１００で電力損失が発生する様子を示した説明図である。たとえば、一定の電圧を出力する場合には、電圧Ｖｄｄとなるデューティー比が、デューティー比の下限付近の値まで小さくなると、急激に電力損失が増加する。同様に、電圧Ｖｄｄとなるデューティー比が、デューティー比の上限付近の値まで大きくなった場合にも、急激に電力損失が増加する。本願の発明者らは、この現象が、還流ダイオードＤ1とＤ２に存在する寄生容量に起因して発生することを見いだした。尚、電力損失は還流ダイオードの寄生容量が支配的ではあるが、その他に、例えばＭＯＳＦＥＴの場合ならば、ゲート−ソース間容量などのスイッチの寄生容量成分や、スイッチと並列に接続されるスナバー回路のような容量性の回路も電力損失の原因になりうる。 FIG. 3 is an explanatory diagram showing how power loss occurs in the voltage output circuit 100. For example, when a constant voltage is output, the power loss increases rapidly when the duty ratio at which the voltage Vdd is reduced to a value near the lower limit of the duty ratio. Similarly, when the duty ratio at which the voltage Vdd is increased to a value near the upper limit of the duty ratio, the power loss increases abruptly. The inventors of the present application have found that this phenomenon occurs due to the parasitic capacitance present in the freewheeling diodes D1 and D2. The power loss is dominated by the parasitic capacitance of the freewheeling diode. In addition, in the case of a MOSFET, for example, a parasitic capacitance component of a switch such as a gate-source capacitance or a snubber circuit connected in parallel with the switch. Capacitive circuits such as can also cause power loss.

図４は、電圧出力回路１００内の電圧切換部１０２が電圧Ｖｓを切り換える動作を示した説明図である。図４では、還流ダイオードＤ１に存在する寄生容量をＣ１で表し、還流ダイオードＤ２に存在する寄生容量をＣ２で表している。 FIG. 4 is an explanatory diagram showing an operation in which the voltage switching unit 102 in the voltage output circuit 100 switches the voltage Vs. In FIG. 4, the parasitic capacitance existing in the freewheeling diode D1 is represented by C1, and the parasitic capacitance existing in the freewheeling diode D2 is represented by C2.

図４（ａ）は、スイッチ素子Ｓ１がＯＦＦでスイッチ素子Ｓ２がＯＮであるから、電圧Ｖｓとして電圧０が出力されている状態を表している。尚、この状態（電圧Ｖｓが電圧０である状態）が、本発明の「第２の状態」に対応する。また、図４（ｄ）は、スイッチ素子Ｓ１がＯＮでスイッチ素子Ｓ２がＯＦＦであるから、電圧Ｖｓとして電圧Ｖｄｄが出力されている状態を表している。尚、この状態（電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄである状態）が、本発明の「第１の状態」に対応する。電圧切換部１０２が平滑フィルター１０４に対して出力電圧Ｖｏｕｔを出力する際には、これら２つの状態が交互に切り換わる。尚、以下では、スイッチ素子Ｓ１がＯＦＦでスイッチ素子Ｓ２がＯＮの状態（電圧Ｖｓとして電圧０が出力されている状態）を、「電圧Ｖｓの出力がＬの状態」と称し、逆に、スイッチ素子Ｓ１がＯＮでスイッチ素子Ｓ２がＯＦＦの状態（電圧Ｖｓとして電圧Ｖｄｄが出力されている状態）を、「電圧Ｖｓの出力がＨの状態」と称することがあるものとする。 FIG. 4A shows a state in which the voltage 0 is output as the voltage Vs because the switch element S1 is OFF and the switch element S2 is ON. This state (the state where the voltage Vs is 0) corresponds to the “second state” of the present invention. FIG. 4D shows a state where the voltage Vdd is output as the voltage Vs because the switch element S1 is ON and the switch element S2 is OFF. This state (the state where the voltage Vs is the voltage Vdd) corresponds to the “first state” of the present invention. When the voltage switching unit 102 outputs the output voltage Vout to the smoothing filter 104, these two states are switched alternately. Hereinafter, a state in which the switch element S1 is OFF and the switch element S2 is ON (a state in which the voltage 0 is output as the voltage Vs) is referred to as a “state in which the output of the voltage Vs is L”. A state where the element S1 is ON and the switch element S2 is OFF (a state where the voltage Vdd is output as the voltage Vs) may be referred to as a “state where the output of the voltage Vs is H”.

また、２つのスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がともにＯＮになると、電源ＶｄｄからグランドＧＮＤに向かって大きな突入電流が流れてスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２に損傷を与える。そこで、こうしたことを回避するために、電圧Ｖｓの出力が「Ｈ」の状態と「Ｌ」の状態とを切り換える際には、スイッチ素子Ｓ１およびスイッチ素子Ｓ２が何れもＯＦＦとなる期間（デッドタイム期間）を経由して切り換えるようになっている。図４（ｂ）は、電圧Ｖｓの出力がＬの状態からＨの状態に切り換わる際のデッドタイム期間の状態を示しており、図４（ｅ）は、電圧Ｖｓの出力がＨの状態からＬの状態に切り換わる際のデッドタイム期間の状態を示している。尚、デッドタイム期間の状態が、本発明の「第３の状態」に対応する。 When the two switch elements S1 and S2 are both turned ON, a large inrush current flows from the power supply Vdd toward the ground GND, and the switch elements S1 and S2 are damaged. In order to avoid such a situation, when the output of the voltage Vs is switched between the “H” state and the “L” state, a period during which both the switch element S1 and the switch element S2 are OFF (dead time). Period). FIG. 4B shows a dead time period when the output of the voltage Vs is switched from the L state to the H state, and FIG. 4E shows that the output of the voltage Vs is from the H state. The state of the dead time period when switching to the L state is shown. The state of the dead time period corresponds to the “third state” of the present invention.

ここで、図４（ａ）に示した状態（電圧Ｖｓの出力がＬの状態）に着目すると、この状態では、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１の一方の端子は電圧Ｖｄｄに接続され、他方の端子はグランドＧＮＤに接続されている。従って、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１には電荷が蓄積（充電）される。また、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２については、何れの端子もグランドＧＮＤに接続されているので、電荷が蓄積されることはない。この状態からデッドタイム期間になると、図４（ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｓ２がＯＦＦになる。 Here, paying attention to the state shown in FIG. 4A (the state where the output of the voltage Vs is L), in this state, one terminal of the parasitic capacitance C1 of the freewheeling diode D1 is connected to the voltage Vdd, The terminal is connected to the ground GND. Accordingly, charges are accumulated (charged) in the parasitic capacitance C1 of the freewheeling diode D1. In addition, as for the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2, since any terminal is connected to the ground GND, no charge is accumulated. When the dead time period is reached from this state, the switch element S2 is turned off as shown in FIG.

そしてデッドタイム期間が経過すると、今度はスイッチ素子Ｓ１がＯＮになる。ここで、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２のハイ側（電源Ｖｄｄに近い側）の端子に着目すると、図４（ａ）に示した状態では、スイッチ素子Ｓ２の寄生容量Ｃ２のハイ側の端子はグランドＧＮＤに接続されており、図４（ｂ）の状態でもグランドＧＮＤの電位に保たれている。一方、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１には電荷が蓄えられているから、スイッチ素子Ｓ１をＯＮにした瞬間に、寄生容量Ｃ１に蓄えられていた電荷が還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に流入する。図４（ｃ）には、寄生容量Ｃ１から寄生容量Ｃ２に向かって流れる電流を、破線の矢印で表している。このときの電流がスイッチ素子Ｓ１で抵抗損失を発生させる。また、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１に蓄えられていた電荷だけでは、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２のハイ側の端子電圧をＶｄｄまで上昇させることができなかった場合は、電源Ｖｄｄから電荷が供給される。このときの電流もスイッチ素子Ｓ１で抵抗損失を発生させる。 When the dead time period elapses, the switch element S1 is turned ON this time. Here, paying attention to the high-side terminal (the side close to the power supply Vdd) of the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2, in the state shown in FIG. 4A, the high-side terminal of the parasitic capacitance C2 of the switch element S2 is It is connected to the ground GND, and is kept at the potential of the ground GND even in the state of FIG. On the other hand, since the charge is stored in the parasitic capacitance C1 of the return diode D1, the charge stored in the parasitic capacitance C1 flows into the parasitic capacitance C2 of the return diode D2 at the moment when the switch element S1 is turned on. In FIG. 4C, the current flowing from the parasitic capacitance C1 toward the parasitic capacitance C2 is represented by a dashed arrow. The current at this time causes resistance loss in the switch element S1. If the high-side terminal voltage of the parasitic capacitance C2 of the free-wheeling diode D2 cannot be increased to Vdd only by the charge stored in the parasitic capacitance C1 of the free-wheeling diode D1, the charge is supplied from the power supply Vdd. Is done. The current at this time also causes resistance loss in the switch element S1.

このようにして還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に電荷が流れ込むと、最終的には図４（ｄ）に示した状態（電圧Ｖｓの出力がＨの状態）となる。この状態では、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２のハイ側の端子は電源Ｖｄｄに接続され、ロー側（ハイ側とは反対側）の端子はグランドＧＮＤに接続されているので電荷が蓄積（充電）されている。また、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１の端子は何れも電源Ｖｄｄに接続されているので電荷が蓄積されることはない。 When the charge flows into the parasitic capacitance C2 of the free-wheeling diode D2 in this way, the state finally becomes as shown in FIG. 4D (the state where the output of the voltage Vs is H). In this state, the high-side terminal of the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2 is connected to the power supply Vdd, and the low-side (opposite side to the high side) terminal is connected to the ground GND. Has been. In addition, since the terminals of the parasitic capacitance C1 of the free-wheeling diode D1 are all connected to the power supply Vdd, no charge is accumulated.

以上では、図４（ａ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＬの状態）から図４（ｄ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＨの状態）に切り換える場合について説明したが、今度は逆に、図４（ｄ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＨの状態）から図４（ａ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＬの状態）に切り換える場合について説明する。図４（ｄ）の状態からデッドタイム期間になると、図４（ｅ）に示すように、スイッチ素子Ｓ１をＯＦＦにする。この状態では、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２には電荷が蓄えられて、ハイ側の端子電圧がＶｄｄとなっている。そしてデッドタイム期間が経過するとスイッチ素子Ｓ２がＯＮになる。すると、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２のハイ側の端子がグランドＧＮＤに接続された状態となるので、寄生容量Ｃ２に貯まっていた電荷がグランドＧＮＤに排出される。図４（ｄ）には、寄生容量Ｃ２からグランドＧＮＤに向かって流れる電流を、破線の矢印で表している。このときの電流がスイッチ素子Ｓ２で抵抗損失を発生させる。 The case where the state of FIG. 4A (the output of the voltage Vs is L) is switched to the state of FIG. 4D (the output of the voltage Vs is H) has been described above. A case where the state shown in FIG. 4D (the output of the voltage Vs is H) is switched to the state shown in FIG. 4A (the output of the voltage Vs is in the L state) will be described. When the dead time period is reached from the state of FIG. 4D, the switch element S1 is turned OFF as shown in FIG. In this state, charge is stored in the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2, and the high-side terminal voltage is Vdd. When the dead time period elapses, the switch element S2 is turned on. Then, since the high-side terminal of the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2 is connected to the ground GND, the charge stored in the parasitic capacitance C2 is discharged to the ground GND. In FIG. 4D, the current flowing from the parasitic capacitance C2 toward the ground GND is represented by a broken-line arrow. The current at this time causes resistance loss in the switch element S2.

また、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１のハイ側の端子は電源Ｖｄｄに接続されているので、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に貯まっていた電荷がグランドＧＮＤに排出されて、寄生容量Ｃ２のハイ側端子の電圧が低下するに従って、スイッチ素子Ｓ１の寄生容量Ｃ１には電荷が蓄積（充電）されていき、最終的には、図４（ａ）に示した状態となる。 Further, since the high-side terminal of the parasitic capacitance C1 of the free-wheeling diode D1 is connected to the power supply Vdd, the charge stored in the parasitic capacitance C2 of the free-wheeling diode D2 is discharged to the ground GND, and the high-side of the parasitic capacitance C2 As the voltage at the terminal decreases, charges are accumulated (charged) in the parasitic capacitance C1 of the switch element S1, and finally the state shown in FIG.

以上は、電圧切換部１０２に平滑フィルター１０４が接続されていないものとして説明した。しかし、図１に示したように電圧切換部１０２には平滑フィルター１０４が接続されているので、このことによる影響も考慮する必要がある。そこで、先ず始めに、一般的な平滑フィルターに一定電圧を急に印加したときの挙動や、平滑フィルターに印加されている電圧を急に０に落としたときの挙動について検討する。 The above description has been made assuming that the smoothing filter 104 is not connected to the voltage switching unit 102. However, since the smoothing filter 104 is connected to the voltage switching unit 102 as shown in FIG. 1, it is necessary to consider the influence of this. Therefore, first, a behavior when a constant voltage is suddenly applied to a general smoothing filter and a behavior when the voltage applied to the smoothing filter is suddenly dropped to 0 will be examined.

図５は、コイルとコンデンサーとによって構成される一般的な平滑フィルターに、一定周期Ｔで電圧Ｅと電圧０とに切り換わる電圧を印加した時に、一般的な平滑フィルターのコイルに流れる電流を示している。第１実施例の電圧出力回路１００の出力は、電圧ＶｄｄとグランドＧＮＤの電圧とを繰り返すから、図５の電圧Ｅを電圧Ｖｄｄと読み替えれば、本実施例の平滑フィルター１０４に適用することができる。 FIG. 5 shows a current flowing through a coil of a general smoothing filter when a voltage that switches between a voltage E and a voltage 0 at a constant period T is applied to a general smoothing filter composed of a coil and a capacitor. ing. Since the output of the voltage output circuit 100 of the first embodiment repeats the voltage Vdd and the voltage of the ground GND, if the voltage E in FIG. 5 is read as the voltage Vdd, it can be applied to the smoothing filter 104 of the present embodiment. it can.

一定周期Ｔの中で電圧Ｅ（電圧Ｖｄｄに対応）を印加している時間をｔ_onとすると、デューティー比Ｄは、ｔ_on／Ｔ（パーセント表示の場合は１００×ｔ_on／Ｔ）となる。また、平滑フィルター１０４から出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、ほぼ、Ｄ×Ｅによって決まる電圧となる。そして、このときにコイルには、電圧Ｅが印加されている期間では、電流がマイナス（電源側に逆流している状態）からほぼ直線的に増加してプラス（グランドＧＮＤに向けて流れる状態）に転じ、印加される電圧が電圧０になっている期間では、プラスからほぼ直線的に減少してマイナスに転じるようなノコギリ刃状の電流が流れる。 If the time the application of the voltage E (corresponding to the voltage Vdd) in a constant period T and t _on, the duty ratio D becomes _{t on / T (100 × t} on / T in the case of percentages) . Further, the output voltage Vout output from the smoothing filter 104 is substantially a voltage determined by D × E. At this time, during the period in which the voltage E is applied to the coil, the current increases almost linearly from minus (in a state of flowing backward to the power supply side) to plus (in a state of flowing toward the ground GND). During the period when the applied voltage is zero, a sawtooth current that decreases almost linearly from positive to negative will flow.

また、電圧出力回路１００によって駆動される対象が、圧電素子やコンデンサーのような容量性負荷であった場合には、平滑フィルター１０４の出力電圧Ｖｏｕｔが一定の条件では、一周期の間でコンデンサーに出入りする電荷が等しいから、プラス側への振幅の最大値とマイナス側への振幅の最大値とは等しくなる。 In addition, when the target driven by the voltage output circuit 100 is a capacitive load such as a piezoelectric element or a capacitor, the output voltage Vout of the smoothing filter 104 is applied to the capacitor during one cycle under a certain condition. Since the incoming and outgoing charges are equal, the maximum value of the amplitude to the plus side is equal to the maximum value of the amplitude to the minus side.

図６には、平滑フィルター１０４のコイルに流れる電流Ｉの算出式が示されている。図６（ａ）は、電圧Ｅ（電圧Ｖｄｄに対応）を印加している期間について示したものであり、図６（ｂ）は、印加する電圧を電圧０に落としている期間について示したものである。電圧Ｅを印加している期間にコイルに流れる電流Ｉは、図６（ａ）中の回路図で示される。平滑フィルター１０４を構成するコイルのインダクタンスをＬ、コンデンサーのキャパシタンスをＣ、コイルに流れる初期電流（電圧Ｅ印加時に流れていた電流）をＩ₀、コンデンサーの初期電圧（電圧Ｅの印加時でのコンデンサーの端子間電圧）をＥ₀とすると、電圧Ｅと、電流Ｉとの間には、（１）式で示した微分方程式が成立し、この方程式を解くと電流Ｉは（２）式によって求められる。ここで、ω₀は、平滑フィルター１０４の共振周波数（＝１／√（ＬＣ））である。そして、電圧Ｅが印加されている時間ｔ_onは平滑フィルター１０４の共振周期に比べると十分に短いから、ｃｏｓω₀ｔはほぼ１とみなすことができ、ｓｉｎω₀ｔはほぼω₀ｔとみなすことができる。すると（２）式は、（３）式で近似することができ、電流Ｉは時間ｔの経過とともに直線的に増加することが分かる。 FIG. 6 shows a calculation formula for the current I flowing through the coil of the smoothing filter 104. FIG. 6A shows a period in which the voltage E (corresponding to the voltage Vdd) is applied, and FIG. 6B shows a period in which the applied voltage is dropped to the voltage 0. It is. The current I flowing through the coil during the period of applying the voltage E is shown by the circuit diagram in FIG. The inductance of the coil constituting the smoothing filter 104 is L, the capacitance of the capacitor is C, the initial current flowing through the coil (current that flows when voltage E is applied) is I ₀ , and the initial voltage of the capacitor (capacitor when voltage E is applied) If the voltage between terminals of E) is E ₀ , the differential equation shown in equation (1) is established between voltage E and current I. When this equation is solved, current I is obtained by equation (2). It is done. Here, ω ₀ is the resonance frequency (= 1 / √ (LC)) of the smoothing filter 104. And, since the time t _on the voltage E is applied sufficiently short compared to the resonance period of the smoothing filter 104, cos .omega ₀ t can is considered almost 1, sin .omega ₀ t be regarded as substantially omega ₀ t Can do. Then, the equation (2) can be approximated by the equation (3), and it can be seen that the current I increases linearly with the passage of time t.

平滑フィルター１０４に印加する電圧が電圧０に落とされている期間についても同様である。すなわち、印加する電圧を電圧０に落としている期間にコイルに流れる電流Ｉは、図６（ｂ）中の回路図で示すことができ、印加する電圧は０であるから、電流Ｉは（４）式で示した微分方程式が成立する。そしてこの方程式を解くと、印加する電圧が電圧０の期間に流れる電流Ｉは（５）式によって求められる。また、ｓｉｎω₀ｔをω₀ｔとみなして、ｃｏｓω₀ｔを１とみなすと、電流Ｉは（６）式で近似することができる。従って、印加する電圧が電圧０に落とされている期間では、電流Ｉは時間ｔの経過とともに直線的に減少することが分かる。 The same applies to the period during which the voltage applied to the smoothing filter 104 is reduced to zero. That is, the current I flowing through the coil during the period when the applied voltage is dropped to the voltage 0 can be shown by the circuit diagram in FIG. 6B. Since the applied voltage is 0, the current I is (4 The differential equation shown by the formula is established. When this equation is solved, the current I flowing during the period in which the applied voltage is 0 is obtained by the equation (5). Further, by regarding the sin .omega ₀ t and omega ₀ t, if it is assumed as 1 cos .omega ₀ t, current I is approximated by the equation (6). Therefore, it can be seen that the current I decreases linearly with the passage of time t during the period in which the applied voltage is reduced to 0.

また、図５に示したように、電圧Ｅを印加した瞬間（ｔ＝０）では、電流Ｉ＝−ＩＡであるから、（３）式より、Ｉ₀＝−ＩＡとなる。更に、初期電圧Ｅ₀は、図５の出力電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｄ×Ｅ）に等しいから、これらを（３）式に代入して整理すると、コイルに流れる電流の振幅ＩＡは、図７（ａ）に示した（７）式によって示される。（７）式に示されるように、電流の振幅ＩＡはデューティー比Ｄの二次関数であり、図７（ｂ）に示すように、Ｄ＝０．５（デューティー比Ｄが５０％）の時に最大値となる。 Further, as shown in FIG. 5, at the moment (t = 0) when the voltage E is applied, since the current I = −IA, I ₀ = −IA according to the equation (3). Furthermore, since the initial voltage E ₀ is equal to the output voltage Vout (= D × E) in FIG. 5, when these are substituted into the equation (3) and arranged, the amplitude IA of the current flowing in the coil is shown in FIG. It is shown by the equation (7) shown in FIG. As shown in the equation (7), the current amplitude IA is a quadratic function of the duty ratio D, and as shown in FIG. 7B, when D = 0.5 (the duty ratio D is 50%). Maximum value.

以上のことから次のようなことが分かる。電圧切換部１０２の電圧Ｖｓを平滑フィルター１０４で平滑化して、一定の出力電圧Ｖｏｕｔを負荷に印加する場合（デューティー比が一定の場合）、平滑フィルター１０４のコイルには、図５に示したようなノコギリ刃状の電流が流れる。電流の振幅がプラス側に最大となるのは、電圧切換部１０２の電圧Ｖｓが「Ｈ」から「Ｌ」の状態に切り換わる瞬間であり、マイナス側に最大となるのは、電圧Ｖｓが「Ｌ」から「Ｈ」の状態に切り換わる瞬間である。また、電流Ｉの絶対値（すなわち振幅ＩＡ）は、デューティー比Ｄが５０％の時に最大となり、デューティー比Ｄが５０％から小さくなるにつれて、あるいは５０％から大きくなるにつれて、振幅ＩＡは小さくなる。 From the above, the following can be understood. When the voltage Vs of the voltage switching unit 102 is smoothed by the smoothing filter 104 and a constant output voltage Vout is applied to the load (when the duty ratio is constant), the coil of the smoothing filter 104 has a coil as shown in FIG. A sawtooth current flows. The amplitude of the current is maximized on the plus side at the moment when the voltage Vs of the voltage switching unit 102 is switched from “H” to “L”. The voltage Vs is maximized on the minus side. This is the moment when the state changes from “L” to “H”. The absolute value of the current I (that is, the amplitude IA) becomes maximum when the duty ratio D is 50%, and the amplitude IA decreases as the duty ratio D decreases from 50% or increases from 50%.

電圧切換部１０２に平滑フィルター１０４を接続すると、平滑フィルター１０４のコイルに流れる電流Ｉがこのような挙動をすることを踏まえた上で、平滑フィルター１０４が接続された状態での電圧切換部１０２の動作について考える。 When the smoothing filter 104 is connected to the voltage switching unit 102, the current I flowing through the coil of the smoothing filter 104 behaves in this way, and then the voltage switching unit 102 in the state where the smoothing filter 104 is connected. Think about the behavior.

図８は、図４（ａ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＬの状態）から、図４（ｄ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＨの状態）に切り換わる際のデッドタイム期間中に発生する現象を示した説明図である。図８（ａ）に示されるように、電圧Ｖｓの出力がＬの状態（スイッチ素子Ｓ１がＯＦＦで、スイッチ素子Ｓ２がＯＮの状態）では、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１には電荷が蓄えられている。また、図７を用いて前述したように、電圧Ｖｓの出力がＬからＨの状態に切り換わる直前には、平滑フィルター１０４のコイルから電圧切換部１０２に向かって大きさＩＡの電流が流れている。図８（ａ）では、コイルからの電流が流れる様子が、破線の矢印によって表されている。 FIG. 8 illustrates a dead time period when the state of FIG. 4A (the output of the voltage Vs is L) is switched to the state of FIG. 4D (the output of the voltage Vs is H). It is explanatory drawing which showed the phenomenon which generate | occur | produces. As shown in FIG. 8A, when the output of the voltage Vs is L (the switch element S1 is OFF and the switch element S2 is ON), charges are stored in the parasitic capacitance C1 of the free wheel diode D1. ing. Further, as described above with reference to FIG. 7, a current of magnitude IA flows from the coil of the smoothing filter 104 toward the voltage switching unit 102 immediately before the output of the voltage Vs switches from the L state to the H state. Yes. In FIG. 8A, a state in which a current from the coil flows is represented by a dashed arrow.

この状態から、デッドタイム期間ではスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を何れもＯＦＦの状態にする。すると、平滑フィルター１０４のコイルには、自己誘導現象によって電流をそのまま流し続けようとする方向に起電力が発生する。しかし、スイッチ素子Ｓ２はＯＦＦに切り換わっているので、こちらを流れることはできない。その一方で、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２には電荷が全く蓄えられていないので、この寄生容量Ｃ２がコイルの逆起電力によって充電される。また、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１については、コイルの逆起電力が発生する結果、寄生容量Ｃ１のロー側（電源Ｖｄｄの反対側）の端子電圧が上昇するので、ハイ側の端子との端子間電圧が小さくなる。その結果、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１に蓄えられていた電荷が電源Ｖｄｄに回生される。図８（ｂ）に示した破線の矢印は、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に電荷が充電され、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１に蓄えられていた電荷が回生される様子を表している。 From this state, the switch elements S1 and S2 are both turned off during the dead time period. Then, an electromotive force is generated in the coil of the smoothing filter 104 in a direction in which a current continues to flow as it is due to a self-induction phenomenon. However, since the switch element S2 is switched OFF, it cannot flow here. On the other hand, since no charge is stored in the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2, the parasitic capacitance C2 is charged by the back electromotive force of the coil. As for the parasitic capacitance C1 of the freewheeling diode D1, the terminal voltage on the low side (opposite side of the power supply Vdd) of the parasitic capacitance C1 increases as a result of the back electromotive force of the coil. The inter-voltage becomes smaller. As a result, the charge stored in the parasitic capacitance C1 of the freewheeling diode D1 is regenerated to the power supply Vdd. The broken-line arrow shown in FIG. 8B represents a state in which the charge is charged in the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2, and the charge stored in the parasitic capacitance C1 of the freewheeling diode D1 is regenerated.

そして、図８（ｃ）に示すように、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１に蓄えられていた電荷を全て回生し、スイッチ素子Ｓ２のハイ側の端子電圧が電圧Ｖｄｄに達するまで寄生容量Ｃ２に電荷を蓄えた後に、スイッチ素子Ｓ１をＯＮにしてやる。こうすれば、図４を用いて前述したように、電圧Ｖｓの出力をＬからＨの状態に切り換える際に生じる電力損失は全く生じない。すなわち、図８（ａ）の状態を、デッドタイム期間の間に図８（ｃ）の状態まで持って行くことができれば、電力損失の発生を回避することができる。電圧Ｖｓの出力をＨからＬの状態に切り換える場合にも、同様なことが当て嵌まる。 Then, as shown in FIG. 8C, all the charges stored in the parasitic capacitance C1 of the freewheeling diode D1 are regenerated, and the parasitic capacitance C2 is charged until the high-side terminal voltage of the switch element S2 reaches the voltage Vdd. Is stored, the switch element S1 is turned on. In this way, as described above with reference to FIG. 4, no power loss occurs when the output of the voltage Vs is switched from the L state to the H state. That is, if the state of FIG. 8A can be brought to the state of FIG. 8C during the dead time period, the occurrence of power loss can be avoided. The same applies when the output of the voltage Vs is switched from H to L.

図９は、図４（ｄ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＨの状態）から、図４（ａ）の状態（電圧Ｖｓの出力がＬの状態）に切り換わる際のデッドタイム期間中に発生する現象を示した説明図である。図９（ａ）に示されるように、電圧Ｖｓの出力がＨの状態（スイッチ素子Ｓ１がＯＮで、スイッチ素子Ｓ２がＯＦＦの状態）では、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に電荷が蓄えられる。また、図５を用いて前述したように、電圧Ｖｓの出力がＨからＬの状態に切り換わる直前には、電圧切換部１０２から平滑フィルター１０４のコイルに向かって大きさがＩＡの電流が流れている。図９（ａ）では、電圧切換部１０２の電源Ｖｄｄからコイルに向かって電流が流れる様子が、破線の矢印によって表されている。 FIG. 9 illustrates a dead time period when the state of FIG. 4D (the output of the voltage Vs is H) is switched to the state of FIG. 4A (the output of the voltage Vs is L). It is explanatory drawing which showed the phenomenon which generate | occur | produces. As shown in FIG. 9A, in the state where the output of the voltage Vs is H (the switch element S1 is ON and the switch element S2 is OFF), electric charge is stored in the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2. Further, as described above with reference to FIG. 5, immediately before the output of the voltage Vs switches from H to L, a current having a magnitude IA flows from the voltage switching unit 102 to the coil of the smoothing filter 104. ing. In FIG. 9A, a state in which a current flows from the power source Vdd of the voltage switching unit 102 toward the coil is represented by a dashed arrow.

この状態から、デッドタイム期間ではスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を何れもＯＦＦの状態にする。すると、平滑フィルター１０４のコイルには自己誘導現象によって、電流をそのまま流し続けようとする方向に逆起電力が発生する。しかし、スイッチ素子Ｓ１はＯＦＦに切り換わっているので、電源Ｖｄｄから電荷を供給することができず、その一方で、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２には端子間電圧がＶｄｄの電荷が蓄えられているので、この電荷がコイルに向かって供給される。また、これに伴ってスイッチ素子Ｓ２のハイ側の端子電圧が低下するので、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１の端子間電圧が増加し、その結果として寄生容量Ｃ１に電荷が蓄えられることになる。図９（ｂ）に示した破線の矢印は、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に電荷が蓄えられていた電荷が回生され、スイッチ素子Ｓ１の寄生容量Ｃ１に電荷が充電される様子を表している。 From this state, the switch elements S1 and S2 are both turned off during the dead time period. Then, a counter electromotive force is generated in a direction in which a current continues to flow through the coil of the smoothing filter 104 due to a self-induction phenomenon. However, since the switch element S1 is switched OFF, the charge cannot be supplied from the power supply Vdd. On the other hand, the charge having the terminal voltage Vdd is stored in the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2. Therefore, this electric charge is supplied toward the coil. As a result, the high-side terminal voltage of the switching element S2 decreases, so that the voltage across the parasitic capacitance C1 of the freewheeling diode D1 increases, and as a result, charges are stored in the parasitic capacitance C1. The broken-line arrow shown in FIG. 9B represents a state in which the charge stored in the parasitic capacitance C2 of the free-wheeling diode D2 is regenerated, and the charge is charged in the parasitic capacitance C1 of the switch element S1. .

そして、図９（ｃ）に示すように、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に蓄えられていた電荷を全て回生し、スイッチ素子Ｓ１の端子間電圧が電圧Ｖｄｄに達するまで寄生容量Ｃ１に電荷を蓄えた後に、スイッチ素子Ｓ２をＯＮにしてやる。こうすれば、図４を用いて前述したように、電圧Ｖｓの出力をＨからＬの状態に切り換える際に生じる電力損失は全く生じない。すなわち、図９（ａ）の状態を、デッドタイム期間の間に図９（ｃ）の状態まで持って行くことができれば、電力損失の発生を回避することができる。 Then, as shown in FIG. 9C, all the charges stored in the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2 are regenerated, and the charges are stored in the parasitic capacitance C1 until the voltage between the terminals of the switch element S1 reaches the voltage Vdd. After that, the switch element S2 is turned on. In this way, as described above with reference to FIG. 4, no power loss occurs when the output of the voltage Vs is switched from H to L. That is, if the state of FIG. 9A can be brought to the state of FIG. 9C during the dead time period, the occurrence of power loss can be avoided.

このように、電圧Ｖｓの出力を切り換えたときに、平滑フィルター１０４のコイルで大きな逆起電力を発生させることができれば、電圧切換部１０２で発生する電力損失を大幅に抑制することが可能となる。また、コイルで大きな逆起電力を発生させるためには、デッドタイム期間に切り換える直前にコイルに大きな電流が流れるようにしておけばよい。そしてそのためには、図７に示したように、デューティー比が下限値付近や上限値付近に近付かないようにしておけばよい。逆に言えば、図３に示した現象、すなわちデューティー比が小さな値を取る場合や逆に大きな値を取る場合に、電圧出力回路１００での電力損失が急激に増加する現象は、デューティー比が下限値に近付きすぎたか、逆に上限値に近付きすぎたために、コイルで十分な大きさの逆起電力を発生させることができなくなったために生じたものと考えられる。 As described above, if a large back electromotive force can be generated in the coil of the smoothing filter 104 when the output of the voltage Vs is switched, it is possible to significantly suppress the power loss generated in the voltage switching unit 102. . Further, in order to generate a large counter electromotive force in the coil, it is only necessary that a large current flows in the coil immediately before switching to the dead time period. For this purpose, as shown in FIG. 7, the duty ratio should not be close to the lower limit value or the upper limit value. In other words, the phenomenon shown in FIG. 3, that is, the phenomenon in which the power loss in the voltage output circuit 100 rapidly increases when the duty ratio takes a small value or when the duty ratio takes a large value, This is probably because the coil could not generate a sufficiently large counter electromotive force because it was too close to the lower limit value or too close to the upper limit value.

Ａ−３．電圧切換部での電力損失を回避するメカニズム：
図１０には、コイルで十分な大きさの逆起電力を発生させることができる場合と、十分な大きさの逆起電力を発生させることができなかった場合とについて、電圧出力回路１００の動作が切り換わる様子が示されている。図１０（ａ）は過不足のない大きさの逆起電力が発生した場合を示し、図１０（ｂ）は必要以上に大きな逆起電力が発生した場合を、図１０（ｃ）は逆起電力の大きさが不足する場合を示している。 A-3. Mechanism to avoid power loss at the voltage switching part:
FIG. 10 shows the operation of the voltage output circuit 100 when a sufficiently large back electromotive force can be generated by the coil and when a sufficiently large back electromotive force cannot be generated. The state of switching is shown. FIG. 10 (a) shows a case where a back electromotive force having a magnitude that is not excessive or insufficient is generated, FIG. 10 (b) shows a case where a back electromotive force larger than necessary is generated, and FIG. 10 (c) shows a back electromotive force. The case where the magnitude of electric power is insufficient is shown.

先ず始めに、最も単純な場合である図１１（ａ）の場合について説明する。電圧切換部１０２の出力する電圧ＶｓがＬからＨに切り換わるためにデッドタイム期間に移行する直前では、図５に示したようにコイルの電流Ｉはマイナス方向（逆流する方向）に流れている。また、電圧切換部１０２が出力する電圧Ｖｓは０である。この状態を、状態［Ａ］と呼ぶことにする。続いて、スイッチ素子Ｓ２をＯＦＦに切り換えてデッドタイム期間に移行すると、図８（ｂ）を用いて前述したように、コイルの逆起電力によって還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２が充電され、それに伴って、電圧Ｖｓが上昇し、デッドタイム期間が終了する時に、ちょうど電圧Ｖｄｄに達する。コイルの逆起電力によって還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２が充電されて、電圧Ｖｓが上昇している状態を、状態［Ｂ］と呼ぶことにする。 First, the case of FIG. 11A, which is the simplest case, will be described. Immediately before shifting to the dead time period because the voltage Vs output from the voltage switching unit 102 switches from L to H, the coil current I flows in the negative direction (in the reverse direction) as shown in FIG. . The voltage Vs output from the voltage switching unit 102 is zero. This state is referred to as state [A]. Subsequently, when the switching element S2 is switched to OFF and the dead time period starts, as described above with reference to FIG. 8B, the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2 is charged by the back electromotive force of the coil. Thus, when the voltage Vs rises and the dead time period ends, the voltage Vs is just reached. A state in which the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2 is charged by the back electromotive force of the coil and the voltage Vs is increased is referred to as a state [B].

デッドタイム期間を終了して、電圧Ｖｓの出力がＨの状態になると、図５を用いて前述したように、初めのうちはコイルにマイナス方向（コイルから電圧切換部１０２に向かう方向）の電流が流れているが、途中で電流の向きが逆転して、プラス方向（電圧切換部１０２からコイルに向かう方向）に電流が流れるようになる。電圧切換部１０２が出力する電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄで、コイルにマイナス方向の電流が流れている状態を、状態［Ｃ］と呼び、コイルの電流が逆転してプラス方向の電流が流れるようになった状態を、状態［Ｄ］と呼ぶことにする。 When the dead time period ends and the output of the voltage Vs becomes H, the current in the minus direction (direction from the coil toward the voltage switching unit 102) is initially applied to the coil as described above with reference to FIG. However, the direction of the current is reversed in the middle, and the current flows in the plus direction (the direction from the voltage switching unit 102 to the coil). A state in which the voltage Vs output from the voltage switching unit 102 is the voltage Vdd and a negative current flows in the coil is referred to as a state [C], and the current in the coil is reversed and a positive current flows. This state is referred to as state [D].

その後、電圧Ｖｓの出力がＨの状態から、スイッチ素子Ｓ１をＯＦＦに切り換えてデッドタイム期間に移行すると、図９（ｂ）を用いて前述したように、コイルの逆起電力によって還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２の電荷が回生され、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１に電荷が充電されて、それに伴って電圧切換部１０２の出力する電圧Ｖｓが低下する。そして、デッドタイム期間が終了する時に、ちょうど電圧０まで低下する。コイルの逆起電力によって還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ２から電荷が回生されて、電圧Ｖｓが低下している状態を、状態［Ｅ］と呼ぶことにする。 Thereafter, when the output of the voltage Vs is switched from the H state to the switch element S1 being turned OFF to shift to the dead time period, as described above with reference to FIG. The charge of the parasitic capacitance C2 is regenerated, the charge is charged in the parasitic capacitance C1 of the freewheeling diode D1, and accordingly, the voltage Vs output from the voltage switching unit 102 decreases. And when the dead time period ends, the voltage drops to just zero. A state where the electric charge is regenerated from the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D1 by the back electromotive force of the coil and the voltage Vs is lowered is referred to as a state [E].

デッドタイム期間を終了して、電圧Ｖｓの出力がＬの状態になると、図５を用いて前述したように、初めのうちはコイルにプラス方向の電流が流れているが、途中で電流の向きが逆転して、マイナス方向に電流が流れるようになる。電圧Ｖｓが電圧０で、コイルにプラス方向の電流が流れている状態を、状態［Ｆ］と呼ぶことにする。また、コイルにマイナス方向の電流が流れている状態は、前述した状態［Ａ］である。 When the dead time period ends and the output of the voltage Vs is in the L state, as described above with reference to FIG. 5, a positive current flows through the coil at first, Will reverse and current will flow in the negative direction. A state where the voltage Vs is 0 and a positive current flows through the coil is referred to as a state [F]. The state in which a negative current flows through the coil is the state [A] described above.

以上では、デッドタイム期間に移行したときに、過不足のない大きさの逆起電力がコイルで発生した場合に、電圧切換部１０２の動作が切り換わる様子について説明した。これに対して、コイルで発生する逆起電力が不足している場合は、電圧切換部１０２の動作は図１０（ｂ）に示すようにして切り換わる。電圧Ｖｓの出力がＬの状態からデッドタイム期間に移行して、デッドタイム期間が終了するまでの動作は、図１０（ａ）を用いて前述した動作と同様である。すなわち、状態［Ａ］から状態［Ｂ］へと切り換わる。 As described above, the state in which the operation of the voltage switching unit 102 is switched when a counter electromotive force having a magnitude that is not excessive or insufficient is generated in the coil when the dead time period is entered. On the other hand, when the back electromotive force generated in the coil is insufficient, the operation of the voltage switching unit 102 is switched as shown in FIG. The operation from when the output of the voltage Vs shifts from the L state to the dead time period until the dead time period ends is the same as the operation described above with reference to FIG. That is, the state [A] is switched to the state [B].

しかし、コイルで発生する逆起電力の大きさが不足していると、デッドタイム期間が終了しても、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２への充電が完了しないので、ハイ側の端子電圧が電圧Ｖｄｄに達しない。同様に、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１からの電荷の回生も完了しない。このため、図４（ａ）の状態から図４（ｄ）の状態に切り換えた場合と同様に、スイッチ素子Ｓ１で抵抗による電力損失が発生する。また、デッドタイム期間が終了しても電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄに達していないから、デッドタイム期間からスイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わった後に、電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄまで上昇するようになる。このような状態を、状態［Ｇ］と呼ぶ。 However, if the magnitude of the counter electromotive force generated in the coil is insufficient, charging of the free-wheeling diode D2 to the parasitic capacitance C2 is not completed even when the dead time period ends. Vdd is not reached. Similarly, the regeneration of charge from the parasitic capacitance C1 of the freewheeling diode D1 is not completed. For this reason, as in the case of switching from the state of FIG. 4A to the state of FIG. 4D, power loss due to resistance occurs in the switch element S1. Since the voltage Vs does not reach the voltage Vdd even after the dead time period ends, the voltage Vs rises to the voltage Vdd after the switch element S1 is turned ON from the dead time period. Such a state is referred to as a state [G].

また、コイルで発生する逆起電力の大きさが不足していると、電圧Ｖｓの出力をＨからＬに切り換える時にも同様な現象が発生する。すなわち、電圧Ｖｓの出力がＨの状態からデッドタイム期間に切り換えることに伴って、状態［Ｄ］から状態［Ｅ］に切り換わる。しかし、コイルで発生する逆起電力の大きさが不足していると、デッドタイム期間が終了しても、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２からの電荷の回生が完了しないので、寄生容量Ｃ２のハイ側の端子電圧が電圧０まで低下しない。このため、図４（ｄ）の状態から図４（ａ）の状態に切り換えた場合と同様に、スイッチ素子Ｓ２で抵抗による電力損失が発生する。また、デッドタイム期間が終了しても電圧Ｖｓが電圧０まで低下していないから、デッドタイム期間からスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わった後に、電圧Ｖｓが電圧０まで低下するようになる。このような状態を、状態［Ｈ］と呼ぶ。このように、電圧切換部１０２が状態［Ｇ］あるいは状態［Ｈ］になると電力損失が発生する。そして、これらの状態は、パルス変調のキャリア周波数ｆｃに対応する非常に高い頻度で発生するから、結果的に、たいへんに大きな電力損失を発生させることになる。 In addition, if the magnitude of the counter electromotive force generated in the coil is insufficient, a similar phenomenon occurs when the output of the voltage Vs is switched from H to L. That is, as the output of the voltage Vs switches from the H state to the dead time period, the state [D] switches to the state [E]. However, if the magnitude of the back electromotive force generated in the coil is insufficient, the regeneration of the charge from the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2 is not completed even when the dead time period ends, so the parasitic capacitance C2 is high. The terminal voltage on the side does not drop to 0. For this reason, as in the case of switching from the state of FIG. 4D to the state of FIG. 4A, power loss due to resistance occurs in the switch element S2. Further, since the voltage Vs does not decrease to the voltage 0 even when the dead time period ends, the voltage Vs decreases to the voltage 0 after the switch element S2 is turned ON from the dead time period. Such a state is referred to as a state [H]. Thus, power loss occurs when the voltage switching unit 102 is in the state [G] or the state [H]. These states occur at a very high frequency corresponding to the carrier frequency fc of pulse modulation, and as a result, a very large power loss is generated.

これに対して、コイルで過大な大きさの逆起電力が発生した場合には、電圧切換部１０２の動作は図１０（ｃ）に示すように切り換わる。先ず、電圧Ｖｓの出力がＬの状態の時は、前述した状態［Ａ］となっており、デッドタイム期間に切り換わると状態［Ｂ］、すなわち、コイルの逆起電力によって還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２が充電されて、電圧Ｖｓが上昇していく。そして、コイルで十二分な大きさの逆起電力が発生している場合は、デッドタイム期間が終了する前に、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２への充電が完了して、寄生容量Ｃ２のハイ側の端子電圧が電圧Ｖｄｄに達し、それ以降は、還流ダイオードＤ１を通って、電荷が電源Ｖｄｄに逆流する状態となる。このような状態を、状態［Ｉ］と呼ぶ。状態［Ｉ］では、電圧Ｖｓは、還流ダイオードＤ１の電圧降下分だけ電圧Ｖｄｄよりも高くなる。 On the other hand, when an excessively large back electromotive force is generated in the coil, the operation of the voltage switching unit 102 is switched as shown in FIG. First, when the output of the voltage Vs is in the L state, the state [A] is described above, and when switching to the dead time period, the state [B], that is, the parasitic of the freewheeling diode D2 due to the counter electromotive force of the coil. The capacitor C2 is charged and the voltage Vs increases. When a sufficiently large back electromotive force is generated in the coil, charging of the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2 is completed before the dead time period ends, and the parasitic capacitance C2 The terminal voltage on the high side reaches the voltage Vdd, and thereafter, the charge flows back to the power supply Vdd through the freewheeling diode D1. Such a state is referred to as a state [I]. In the state [I], the voltage Vs becomes higher than the voltage Vdd by the voltage drop of the freewheeling diode D1.

その後、電圧Ｖｓの出力がＨの状態では、前述した状態［Ｃ］（電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄで、コイルの電流がマイナスの状態）から、前述した状態［Ｄ］（電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄで、コイルの電流がプラスの状態）へと推移した後、デッドタイム期間になると、前述した状態［Ｅ］（コイルの逆起電力によって還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２の電荷が回生されて、電圧Ｖｓが低下していく状態）となる。そして、この場合も、コイルで十二分な大きさの逆起電力が発生している場合は、デッドタイム期間が終了する前に、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２からの電荷の回生が完了して、寄生容量Ｃ２のハイ側の端子電圧が電圧０まで低下し、それ以降は、還流ダイオードＤ２を介してグランドＧＮＤ側から電荷を吸い出す状態となる。このような状態を、状態［Ｊ］と呼ぶ。状態［Ｊ］では、電圧Ｖｓは、還流ダイオードＤ２の電圧降下分だけ、電圧０よりも低くなる。 Thereafter, when the output of the voltage Vs is H, the state [C] (the voltage Vs is the voltage Vdd and the coil current is negative) from the state [D] (the voltage Vs is the voltage Vdd) When the dead time period comes after the coil current has shifted to a positive state), the charge of the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2 is regenerated by the state [E] (coil back electromotive force), and the voltage Vs is A state of decreasing). Also in this case, if a sufficiently large back electromotive force is generated in the coil, the regeneration of the charge from the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2 is completed before the dead time period ends. Thus, the high-side terminal voltage of the parasitic capacitance C2 drops to a voltage of 0, and thereafter, the charge is sucked out from the ground GND side via the freewheeling diode D2. Such a state is referred to as a state [J]. In the state [J], the voltage Vs becomes lower than the voltage 0 by the voltage drop of the freewheeling diode D2.

このように、電圧ＶｓをＬからＨへ切り換える時には、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１に電荷が蓄えられたままスイッチ素子Ｓ１をＯＮに切り換えると、寄生容量Ｃ１の電荷によってスイッチ素子Ｓ１での電力損失が生じ得る。しかし、ＬからＨに切り換える時のデッドタイム期間中に、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ１の回生を完了させることができれば、スイッチ素子Ｓ１での電力損失の発生を回避することができる。そして、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１の回生が完了すると、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２への充電も完了して、還流ダイオードＤ２に順方向電流が流れるようになる。すなわち、還流ダイオードＤ２に順方向電流が流れたら、寄生容量Ｃ１の回生（寄生容量Ｃ２の充電）が完了したと判断することができる。 As described above, when the voltage Vs is switched from L to H, if the switch element S1 is switched ON while the charge is stored in the parasitic capacitance C1 of the freewheeling diode D1, power loss in the switch element S1 is caused by the charge of the parasitic capacitance C1. Can occur. However, if the regeneration of the parasitic capacitance C1 of the freewheeling diode D2 can be completed during the dead time period when switching from L to H, the occurrence of power loss in the switching element S1 can be avoided. When regeneration of the parasitic capacitance C1 of the freewheeling diode D1 is completed, charging of the freewheeling diode D2 to the parasitic capacitance C2 is also completed, and a forward current flows through the freewheeling diode D2. That is, when a forward current flows through the freewheeling diode D2, it can be determined that regeneration of the parasitic capacitance C1 (charging of the parasitic capacitance C2) has been completed.

逆に言えば、電圧ＶｓをＬからＨへ切り換える際のデッドタイム期間中に還流ダイオードＤ２に電流が流れ始めなかった場合は、寄生容量Ｃ１の回生（寄生容量Ｃ２の充電）が完了していないものと判断してデッドタイム期間を延長してやれば、スイッチ素子Ｓ１で電力損失が発生することを回避することが可能となる。 In other words, if the current does not start to flow through the freewheeling diode D2 during the dead time when switching the voltage Vs from L to H, regeneration of the parasitic capacitance C1 (charging of the parasitic capacitance C2) is not completed. If it is determined that the dead time period is extended, it is possible to avoid the occurrence of power loss in the switch element S1.

電圧ＶｓをＨからＬへ切り換える時も同様に、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２に電荷が蓄えられたままスイッチ素子Ｓ２をＯＮに切り換えると、寄生容量Ｃ２の電荷によってスイッチ素子Ｓ２での電力損失が生じ得る。しかし、ＨからＬに切り換える時のデッドタイム期間中に、スイッチ素子Ｓ２の寄生容量Ｃ２の回生を完了させることができれば、スイッチ素子Ｓ２での電力損失の発生を回避することができる。そして、還流ダイオードＤ２の寄生容量Ｃ２の回生が完了すると、還流ダイオードＤ１の寄生容量Ｃ１への充電も完了して、スイッチ素子Ｓ１に設けられた還流ダイオードＤ１に電流が流れるようになる。すなわち、還流ダイオードＤ１に電流が流れたら、寄生容量Ｃ２の回生（寄生容量Ｃ１の充電）が完了したと判断することができる。 Similarly, when the voltage Vs is switched from H to L, if the switch element S2 is switched ON while the charge is stored in the parasitic capacitor C2 of the freewheeling diode D2, the power loss in the switch element S2 is caused by the charge of the parasitic capacitor C2. Can occur. However, if the regeneration of the parasitic capacitance C2 of the switch element S2 can be completed during the dead time period when switching from H to L, the occurrence of power loss in the switch element S2 can be avoided. When regeneration of the parasitic capacitance C2 of the freewheeling diode D2 is completed, charging of the freewheeling diode D1 to the parasitic capacitance C1 is also completed, and current flows through the freewheeling diode D1 provided in the switch element S1. That is, when a current flows through the free wheeling diode D1, it can be determined that regeneration of the parasitic capacitance C2 (charging of the parasitic capacitance C1) has been completed.

逆に言えば、電圧ＶｓをＨからＬへ切り換える際のデッドタイム期間中に還流ダイオードＤ１に電流が流れ始めなかった場合は、寄生容量Ｃ２の回生（寄生容量Ｃ１の充電）が完了していないものと判断してデッドタイム期間を延長してやれば、スイッチ素子Ｓ２で電力損失が発生することを回避することが可能となる。 In other words, if the current does not start to flow through the free-wheeling diode D1 during the dead time period when switching the voltage Vs from H to L, regeneration of the parasitic capacitance C2 (charging of the parasitic capacitance C1) is not completed. If it is determined that the dead time period is extended, it is possible to avoid the occurrence of power loss in the switch element S2.

第１実施例の電圧出力回路１００では、このような原理を利用することによって、デューティー比が下限付近の小さな値を取る場合や、上限付近の大きな値を取る場合に、電力消費が増加することを回避している。以下、第１実施例の電圧出力回路１００について、詳しく説明する。 In the voltage output circuit 100 of the first embodiment, by using such a principle, power consumption increases when the duty ratio takes a small value near the lower limit or takes a large value near the upper limit. Is avoiding. Hereinafter, the voltage output circuit 100 of the first embodiment will be described in detail.

Ａ−４．第１実施例の回路構成の詳細：
図１１は、第１実施例の電圧出力回路１００に搭載された電圧差監視部１１０の詳細な構成を示した説明図である。第１実施例の電圧差監視部１１０では、スイッチ素子Ｓ１の還流ダイオードＤ１の両端子間の電圧を、クランプ回路１１１に入力する。スイッチ素子Ｓ２についても同様に、スイッチ素子Ｓ２の還流ダイオードＤ２の両端子間の電圧を、クランプ回路１１２に入力する。クランプ回路１１１，１１２にはダイオードが挿入されており、このダイオードに順方向の電圧がかかっている間は、コンパレーター１１３、コンパレーター１１４はＬｏｗＬｅｖｅｌを出力する。しかし、クランプ回路１１１，１１２のダイオードに逆方向の電圧がかかると（すなわち、還流ダイオードＤ１に電流が流れるようになると）、コンパレーター１１３ではＨｉｇｈＬｅｖｅｌを出力して、フォトカプラー１１５を介して、信号ＨＯとしてスイッチ駆動部１２０に入力し、コンパレーター１１４ではＬｏｗＬｅｖｅｌを出力して、フォトカプラー１１６を介して、信号ＬＯとしてスイッチ駆動部１２０に入力する。 A-4. Details of the circuit configuration of the first embodiment:
FIG. 11 is an explanatory diagram showing a detailed configuration of the voltage difference monitoring unit 110 mounted in the voltage output circuit 100 of the first embodiment. In the voltage difference monitoring unit 110 of the first embodiment, the voltage between both terminals of the free wheel diode D1 of the switch element S1 is input to the clamp circuit 111. Similarly, for the switch element S2, a voltage between both terminals of the free wheel diode D2 of the switch element S2 is input to the clamp circuit 112. Diodes are inserted in the clamp circuits 111 and 112, and the comparator 113 and the comparator 114 output Low Level while a forward voltage is applied to the diodes. However, when a reverse voltage is applied to the diodes of the clamp circuits 111 and 112 (that is, when a current flows through the freewheeling diode D1), the comparator 113 outputs High Level and passes through the photocoupler 115. The signal HO is input to the switch driver 120, the comparator 114 outputs Low Level, and the signal LO is input to the switch driver 120 via the photocoupler 116.

たとえば還流ダイオードＤ１に電流が流れると、コンパレーター１１３の出力が「Ｈ」となり、「Ｈ」の信号ＨＯがスイッチ駆動部１２０に入力される。すなわち、信号ＨＯが「Ｈ」になっている状態は、還流ダイオードＤ１に電流が流れていることを示している。また、還流ダイオードＤ２に電流が流れると、コンパレーター１１４の出力が「Ｈ」となり、「Ｈ」の信号ＬＯがスイッチ駆動部１２０に入力される。すなわち、信号ＬＯが「Ｈ」になっている状態は、還流ダイオードＤ２に電流が流れていることを示している。尚、還流ダイオードＤ１，Ｄ２の両端子間にかかる電圧を、クランプ回路１１１，１１２を介してコンパレーター１１３，１１４に入力しているので、コンパレーター１１３，１１４には、耐電圧が比較的低い素子を使用することが可能である。また、コンパレーター１１３，１１４の出力を、フォトカプラー１１５，１１６を介してスイッチ駆動部１２０に入力しているので、電圧差監視部１１０からのノイズによってスイッチ駆動部１２０が誤動作することを回避することができる。 For example, when a current flows through the freewheeling diode D 1, the output of the comparator 113 becomes “H”, and a signal HO of “H” is input to the switch driving unit 120. That is, the state in which the signal HO is “H” indicates that a current flows through the freewheeling diode D1. Further, when a current flows through the freewheeling diode D2, the output of the comparator 114 becomes “H”, and an “H” signal LO is input to the switch driving unit 120. That is, the state in which the signal LO is “H” indicates that a current is flowing through the freewheeling diode D2. Since the voltage applied between both terminals of the freewheeling diodes D1 and D2 is input to the comparators 113 and 114 via the clamp circuits 111 and 112, the comparators 113 and 114 have a relatively low withstand voltage. An element can be used. In addition, since the outputs of the comparators 113 and 114 are input to the switch driving unit 120 via the photocouplers 115 and 116, the switch driving unit 120 is prevented from malfunctioning due to noise from the voltage difference monitoring unit 110. be able to.

Ａ−５．第１実施例のスイッチ駆動方法：
図１２は、第１実施例のスイッチ駆動部１２０がスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動するための行うスイッチ駆動処理のフローチャートである。第１実施例のスイッチ駆動処理では、先ず始めに、ＳＤ信号が「Ｈ」であるか否かを判断する（ステップＳ１００）。ここでＳＤ信号とは、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を強制的にＯＦＦにするための信号である。ＳＤ信号が「Ｈ」であると判断した場合は（ステップＳ１００：ｙｅｓ）、駆動信号Ｖｇ１および駆動信号Ｖｇ２として何れも「Ｌ」を出力する（ステップＳ１０２）。ここで、図１を用いて前述したように、駆動信号Ｖｇ１はスイッチ素子Ｓ１を駆動するための信号であり、駆動信号Ｖｇ２はスイッチ素子Ｓ２を駆動するための信号である。駆動信号Ｖｇ１が「Ｌ」になるとスイッチ素子Ｓ１がＯＦＦになり、駆動信号Ｖｇ２が「Ｌ」になるとスイッチ素子Ｓ２がＯＦＦになる。すなわち、ＳＤ信号が「Ｈ」になっている間は、どのような制御信号Ｖｃを受け取ったかに関わらず、スイッチ素子Ｓ１およびスイッチ素子Ｓ２が何れもＯＦＦになる。 A-5. Switch driving method of the first embodiment:
FIG. 12 is a flowchart of a switch drive process performed for the switch drive unit 120 of the first embodiment to drive the switch elements S1 and S2. In the switch driving process of the first embodiment, first, it is determined whether or not the SD signal is “H” (step S100). Here, the SD signal is a signal for forcibly turning off the switch elements S1 and S2. When it is determined that the SD signal is “H” (step S100: yes), both output “L” as the drive signal Vg1 and the drive signal Vg2 (step S102). Here, as described above with reference to FIG. 1, the drive signal Vg1 is a signal for driving the switch element S1, and the drive signal Vg2 is a signal for driving the switch element S2. When the drive signal Vg1 becomes “L”, the switch element S1 is turned OFF, and when the drive signal Vg2 becomes “L”, the switch element S2 is turned OFF. That is, as long as the SD signal is “H”, the switch element S1 and the switch element S2 are both OFF regardless of what control signal Vc is received.

これに対してＳＤ信号が「Ｈ」ではないと判断した場合は（ステップＳ１００：ｎｏ）、今度はＳＴ信号が「Ｈ」か否かを判断する（ステップＳ１０４）。ここでＳＴ信号とは、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の駆動に、還流ダイオードＤ１および還流ダイオードＤ２での導通の有無を考慮するか否かを指定する信号である。ＳＴ信号が「Ｈ」とは、還流ダイオードＤ１，Ｄ２での導通の有無を考慮してスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動することを示しており、ＳＴ信号が「Ｌ」とは、還流ダイオードＤ１，Ｄ２での導通の有無を考慮せずにスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動することを示している。 On the other hand, when it is determined that the SD signal is not “H” (step S100: no), it is determined whether or not the ST signal is “H” (step S104). Here, the ST signal is a signal that designates whether or not the conduction of the return diode D1 and the return diode D2 is taken into account for driving the switching elements S1 and S2. The ST signal “H” indicates that the switch elements S1 and S2 are driven in consideration of the presence or absence of conduction in the free-wheeling diodes D1 and D2. The ST signal “L” indicates that the free-wheeling diodes D1 and D2 are driven. It shows that the switch elements S1 and S2 are driven without considering the presence or absence of conduction at D2.

従って、ＳＴ信号が「Ｈ」ではないと判断した場合は（ステップＳ１０４：ｎｏ）、制御信号Ｖｃが「Ｈ」か否かを判断し（ステップＳ１０６）、制御信号Ｖｃが「Ｈ」であれば（ステップＳ１０６：ｙｅｓ）、駆動信号Ｖｇ１の出力を「Ｈ」、駆動信号Ｖｇ２の出力を「Ｌ」とする（ステップＳ１０８）。その結果、スイッチ素子Ｓ１がＯＮ、スイッチ素子Ｓ２がＯＦＦとなって、電圧Ｖｓには、電圧Ｖｄｄが出力される。これに対して、制御信号Ｖｃが「Ｌ」であれば（ステップＳ１０６：ｎｏ）、駆動信号Ｖｇ１の出力を「Ｌ」、駆動信号Ｖｇ２の出力を「Ｈ」とする（ステップＳ１１０）。その結果、スイッチ素子Ｓ１がＯＦＦ、スイッチ素子Ｓ２がＯＮとなって、電圧Ｖｓには、電圧０が出力される。 Therefore, when it is determined that the ST signal is not “H” (step S104: no), it is determined whether or not the control signal Vc is “H” (step S106), and if the control signal Vc is “H”. (Step S106: yes), the output of the drive signal Vg1 is set to “H”, and the output of the drive signal Vg2 is set to “L” (Step S108). As a result, the switch element S1 is turned on, the switch element S2 is turned off, and the voltage Vdd is output as the voltage Vs. On the other hand, if the control signal Vc is “L” (step S106: no), the output of the drive signal Vg1 is “L” and the output of the drive signal Vg2 is “H” (step S110). As a result, the switch element S1 is turned off and the switch element S2 is turned on, and the voltage 0 is output as the voltage Vs.

一方、ＳＴ信号が「Ｈ」と判断した場合は（ステップＳ１０４：ｙｅｓ）、制御信号Ｖｃだけでなく、以下に説明するように、還流ダイオードＤ１あるいは還流ダイオードＤ２での導通の有無も考慮して駆動信号Ｖｇ１、駆動信号Ｖｇ２を出力する。先ず、制御信号Ｖｃが「Ｈ」か否かを判断する（ステップＳ１１２）。その結果、制御信号Ｖｃが「Ｈ」であった場合は（ステップＳ１１２：ｙｅｓ）、還流ダイオードＤ１や還流ダイオードＤ２での導通の有無に関わらず、スイッチ素子Ｓ２についてはＯＦＦにすべきことが確定しているので、駆動信号Ｖｇ２の出力を「Ｌ」とする（ステップＳ１１４）。 On the other hand, when the ST signal is determined to be “H” (step S104: yes), not only the control signal Vc but also the presence or absence of conduction in the return diode D1 or the return diode D2 is considered as described below. The drive signal Vg1 and the drive signal Vg2 are output. First, it is determined whether or not the control signal Vc is “H” (step S112). As a result, when the control signal Vc is “H” (step S112: yes), it is determined that the switch element S2 should be turned off regardless of the presence or absence of conduction in the free wheel diode D1 or the free wheel diode D2. Therefore, the output of the drive signal Vg2 is set to “L” (step S114).

続いて、駆動信号Ｖｇ１が既に「Ｈ」になっているか否か、換言すれば、スイッチ素子Ｓ１が既にＯＮに切り換わっているか否かを判断する（ステップＳ１１６）。後述するように、第１実施例のスイッチ駆動部１２０では、還流ダイオードＤ１に電流が流れたことが確認されるとスイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わるが、スイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わった後は還流ダイオードＤ１に電流が流れなくなる。従って、還流ダイオードＤ１に電流が流れていない場合でも、未だ電流が流れていないのではなく、既に電流が流れてスイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わっている可能性がある。そこで、還流ダイオードＤ１に電流が流れているか否かの判断よりも先に、駆動信号Ｖｇ１が既に「Ｈ」になっているか否かを判断するようにしている。その結果、既に駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」になっていた場合は（ステップＳ１１６：ｙｅｓ）、スイッチ素子Ｓ１が既にＯＮに切り換わっていると判断できるので、再び先頭に戻って、ＳＤ信号の状態を確認した後（ステップＳ１００）、上述した続く一連の処理を行う。 Subsequently, it is determined whether or not the drive signal Vg1 has already been “H”, in other words, whether or not the switch element S1 has already been switched on (step S116). As will be described later, in the switch driving unit 120 of the first embodiment, when it is confirmed that a current flows through the free wheeling diode D1, the switch element S1 is turned ON, but after the switch element S1 is turned ON. Causes no current to flow through the freewheeling diode D1. Therefore, even when no current flows through the freewheeling diode D1, there is a possibility that the current does not flow yet, but the current has already flowed and the switch element S1 has been turned on. Therefore, it is determined whether or not the drive signal Vg1 is already “H” prior to determining whether or not a current is flowing through the freewheeling diode D1. As a result, if the drive signal Vg1 has already been “H” (step S116: yes), it can be determined that the switch element S1 has already been turned on, so that it returns to the beginning again and the state of the SD signal (Step S100), the above-described series of processes are performed.

これに対して駆動信号Ｖｇ１が未だ「Ｈ」になっていなかった場合は（ステップＳ１１６：ｎｏ）、還流ダイオードＤ１に電流が流れたことを示す信号ＨＯが「Ｈ」になったか否かを判断する（ステップＳ１１８）。その結果、信号ＨＯが未だ「Ｈ」になっていなければ（ステップＳ１１８：ｎｏ）、還流ダイオードＤ１に電流が流れていない（すなわち寄生容量Ｃ１での回生および寄生容量Ｃ２の充電が完了していない）ことを意味しているので、駆動信号Ｖｇ１が「Ｌ」のままの状態で（従って、デッドタイム期間の状態を継続したまま）先頭に戻って、ＳＤ信号の状態を確認する（ステップＳ１００）。 On the other hand, if the drive signal Vg1 has not yet become “H” (step S116: no), it is determined whether or not the signal HO indicating that a current has flowed through the freewheeling diode D1 has become “H”. (Step S118). As a result, if the signal HO is not yet “H” (step S118: no), no current flows through the freewheeling diode D1 (that is, regeneration at the parasitic capacitance C1 and charging of the parasitic capacitance C2 are not completed). ), The drive signal Vg1 remains “L” (thus maintaining the dead time period state) and the head is returned to the head to confirm the state of the SD signal (step S100). .

そして、ＳＤ信号が「Ｈ」にならず（ステップＳ１００：ｎｏ）、ＳＴ信号が「Ｈ」のままで（ステップＳ１０４：ｙｅｓ）、制御信号Ｖｃが「Ｌ」に切り換わらない限り（ステップＳ１１２：ｙｅｓ）、再び、信号ＨＯが「Ｈ」になったか否かを判断することになる（ステップＳ１１８）。こうした処理を繰り返しているうちに、やがて還流ダイオードＤ１に電流が流れて、信号ＨＯが「Ｈ」になる。すると、ステップＳ１１８で「ｙｅｓ」と判断して、駆動信号Ｖｇ１の出力を「Ｈ」にする（ステップＳ１２０）。その結果、スイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わる。 The SD signal does not become “H” (step S100: no), the ST signal remains “H” (step S104: yes), and the control signal Vc does not switch to “L” (step S112: yes), it is determined again whether or not the signal HO has become "H" (step S118). While such processing is repeated, a current flows to the freewheeling diode D1 and the signal HO becomes “H”. Then, “yes” is determined in step S118, and the output of the drive signal Vg1 is set to “H” (step S120). As a result, the switch element S1 is turned on.

このように、制御信号Ｖｃが「Ｈ」になると直ちに駆動信号Ｖｇ２は「Ｌ」にするが、駆動信号Ｖｇ１は直ちに「Ｈ」にするのではなく、信号ＨＯが「Ｈ」になったことを確認してから駆動信号Ｖｇ１を「Ｈ」にする。このため、寄生容量Ｃ１での回生および寄生容量Ｃ２の充電が完了するまではデッドタイム期間が延長され、寄生容量Ｃ１での回生および寄生容量Ｃ２の充電が完了してからスイッチ素子Ｓ１をＯＮに切り換えることになる。その結果、寄生容量Ｃ１に蓄えられた電荷によってスイッチ素子Ｓ１で電力損失が発生することを回避することが可能となる。 As described above, when the control signal Vc becomes “H”, the drive signal Vg2 immediately becomes “L”, but the drive signal Vg1 does not immediately become “H”, but the signal HO becomes “H”. After confirmation, the drive signal Vg1 is set to “H”. For this reason, the dead time period is extended until the regeneration at the parasitic capacitance C1 and the charging of the parasitic capacitance C2 are completed, and the switch element S1 is turned ON after the regeneration at the parasitic capacitance C1 and the charging of the parasitic capacitance C2 are completed. Will be switched. As a result, it is possible to avoid the occurrence of power loss in the switching element S1 due to the charge stored in the parasitic capacitance C1.

以上では、制御信号Ｖｃが「Ｈ」であった場合（ステップＳ１１２：ｙｅｓ）について説明した。これに対して制御信号Ｖｃが「Ｌ」であった場合は（ステップＳ１１２：ｎｏ）、スイッチ素子Ｓ１についてはＯＦＦにすべきことが確定しているので、駆動信号Ｖｇ１の出力を「Ｌ」とする（ステップＳ１２２）。 The case where the control signal Vc is “H” has been described above (step S112: yes). On the other hand, when the control signal Vc is “L” (step S112: no), since it is determined that the switch element S1 should be turned off, the output of the drive signal Vg1 is set to “L”. (Step S122).

続いて、駆動信号Ｖｇ２が既に「Ｈ」になっているか否か、換言すれば、スイッチ素子Ｓ２が既にＯＮに切り換わっているか否かを判断する（ステップＳ１２４）。制御信号Ｖｃが「Ｌ」で、還流ダイオードＤ２に電流が流れていない場合でも、未だ電流が流れていないのではなく、既に電流が流れてスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わっている可能性がある。そこで、還流ダイオードＤ２に電流が流れているか否かの判断よりも先に、駆動信号Ｖｇ２が既に「Ｈ」になっているか否かを判断する。その結果、既に駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」になっていた場合は（ステップＳ１２４：ｙｅｓ）、スイッチ素子Ｓ２が既にＯＮに切り換わっていると判断できるので、再び先頭に戻って、ＳＤ信号の状態を確認した後（ステップＳ１００）、上述した続く一連の処理を行う。 Subsequently, it is determined whether or not the drive signal Vg2 has already been “H”, in other words, whether or not the switch element S2 has already been switched on (step S124). Even when the control signal Vc is “L” and no current flows through the freewheeling diode D2, there is a possibility that the current has not yet flowed but the current has already flowed and the switch element S2 has been turned ON. . Therefore, it is determined whether or not the drive signal Vg2 is already “H” prior to determining whether or not a current is flowing through the freewheeling diode D2. As a result, if the drive signal Vg2 has already been “H” (step S124: yes), it can be determined that the switch element S2 has already been turned on, so that it returns to the beginning again and the state of the SD signal (Step S100), the above-described series of processes are performed.

これに対して駆動信号Ｖｇ２が未だ「Ｈ」になっていなかった場合は（ステップＳ１２４：ｎｏ）、還流ダイオードＤ２に電流が流れたことを示す信号ＬＯが「Ｈ」になったか否かを判断する（ステップＳ１２６）。その結果、信号ＬＯが未だ「Ｈ」になっていなければ（ステップＳ１２６：ｎｏ）、還流ダイオードＤ２に電流が流れていない（すなわち寄生容量Ｃ１の充電および寄生容量Ｃ２での回生が完了していない）ことを意味しているので、駆動信号Ｖｇ２が「Ｌ」のままの状態で（従って、デッドタイム期間の状態を継続したまま）先頭に戻って、ＳＤ信号の状態を確認する（ステップＳ１００）。こうした処理を繰り返しているうちに、やがて還流ダイオードＤ２に電流が流れて、信号ＬＯが「Ｈ」になる。すると、ステップＳ１２６で「ｙｅｓ」と判断して、駆動信号Ｖｇ２の出力を「Ｈ」にする（ステップＳ１２８）。その結果、スイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わる。 On the other hand, if the drive signal Vg2 has not yet become “H” (step S124: no), it is determined whether or not the signal LO indicating that a current has flowed through the freewheeling diode D2 has become “H”. (Step S126). As a result, if the signal LO is not yet “H” (step S126: no), no current flows through the freewheeling diode D2 (that is, charging of the parasitic capacitance C1 and regeneration at the parasitic capacitance C2 are not completed). ), The drive signal Vg2 remains “L” (and therefore the dead time period is continued), and the head is returned to the head to confirm the state of the SD signal (step S100). . While these processes are repeated, a current flows through the free wheel diode D2 and the signal LO becomes “H”. Then, “yes” is determined in step S126, and the output of the drive signal Vg2 is set to “H” (step S128). As a result, the switch element S2 is switched on.

このように、制御信号Ｖｃが「Ｌ」になると直ちに駆動信号Ｖｇ１は「Ｌ」にするが、駆動信号Ｖｇ２については、信号ＬＯが「Ｈ」になったことを確認してから「Ｈ」にする。このため、寄生容量Ｃ１の充電および寄生容量Ｃ２での回生が完了するまではデッドタイム期間が延長され、寄生容量Ｃ１の充電および寄生容量Ｃ２での回生が完了してからスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換えられる。その結果、寄生容量Ｃ２に蓄えられた電荷によってスイッチ素子Ｓ２で電力損失が発生することを回避することが可能となる。 As described above, when the control signal Vc becomes “L”, the drive signal Vg1 becomes “L” immediately. However, the drive signal Vg2 becomes “H” after confirming that the signal LO becomes “H”. To do. Therefore, the dead time period is extended until the charging of the parasitic capacitance C1 and the regeneration at the parasitic capacitance C2 are completed, and the switch element S2 is turned on after the charging of the parasitic capacitance C1 and the regeneration at the parasitic capacitance C2 is completed. Can be switched. As a result, it is possible to avoid the occurrence of power loss in the switch element S2 due to the charge stored in the parasitic capacitance C2.

図１３は、第１実施例のスイッチ駆動部１２０が信号ＨＯ，ＬＯを考慮してスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動する様子を示した説明図である。また、参考として、図１４には、信号ＨＯ，ＬＯを考慮せずにスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動する様子が示されている。尚、前述したように信号ＨＯ，ＬＯは、還流ダイオードＤ１，Ｄ２に電流が流れたか否かを示す信号である。従って、信号ＨＯ，ＬＯを考慮せずにスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動する場合とは、従来から存在する一般的な方法でスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動する場合に相当する。また、図１２のステップＳ１０４で「ｎｏ」と判断した場合（ＳＴ信号が「Ｌ」の場合）は、図１４のようにしてスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２が駆動される。説明の都合上、信号ＨＯ，ＬＯを考慮せずにスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動した場合について説明する。 FIG. 13 is an explanatory diagram illustrating a state in which the switch driving unit 120 of the first embodiment drives the switch elements S1 and S2 in consideration of the signals HO and LO. For reference, FIG. 14 shows a state in which the switch elements S1 and S2 are driven without considering the signals HO and LO. As described above, the signals HO and LO are signals indicating whether or not a current flows through the free wheeling diodes D1 and D2. Therefore, the case where the switch elements S1 and S2 are driven without considering the signals HO and LO corresponds to the case where the switch elements S1 and S2 are driven by a general method existing in the past. If it is determined as “no” in step S104 of FIG. 12 (when the ST signal is “L”), the switch elements S1 and S2 are driven as shown in FIG. For convenience of explanation, a case where the switch elements S1 and S2 are driven without considering the signals HO and LO will be described.

信号ＨＯ，ＬＯを考慮しない場合（ＳＴ信号が「Ｌ」の場合）は、図１４に示されるように、制御信号Ｖｃが「Ｌ」の場合は駆動信号Ｖｇ１が「Ｌ」、駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」となっており、それに対応して、スイッチ素子Ｓ１はＯＦＦ、スイッチ素子Ｓ２はＯＮの状態となっているので、電圧Ｖｓには電圧０が出力されている。この状態から制御信号Ｖｃが「Ｈ」になると駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」になり、駆動信号Ｖｇ２が「Ｌ」になる。その結果、スイッチ素子Ｓ１がＯＮ、スイッチ素子Ｓ２がＯＦＦになって電圧Ｖｓには電圧Ｖｄｄが出力されるようになる。但し、制御信号Ｖｃが「Ｈ」になっても直ちに駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」に切り換わるわけではなく、前述したデッドタイム期間が経過した後に「Ｈ」に切り換わるようになっている。図１４では、デッドタイム期間に斜線を付して表示している。また、図中に示した「ｔｄ」は、デッドタイム期間の継続時間である。制御信号Ｖｃが「Ｈ」から「Ｌ」に切り換わる場合も同様に、デッドタイム期間が経過した後に、駆動信号Ｖｇ２が「Ｌ」から「Ｈ」に切り換わる。 When the signals HO and LO are not considered (when the ST signal is “L”), as shown in FIG. 14, when the control signal Vc is “L”, the drive signal Vg1 is “L” and the drive signal Vg2 is Since it is “H” and the switch element S1 is OFF and the switch element S2 is ON correspondingly, a voltage 0 is output as the voltage Vs. When the control signal Vc becomes “H” from this state, the drive signal Vg1 becomes “H” and the drive signal Vg2 becomes “L”. As a result, the switch element S1 is turned on and the switch element S2 is turned off, and the voltage Vdd is output as the voltage Vs. However, the drive signal Vg1 does not immediately switch to “H” even when the control signal Vc becomes “H”, but switches to “H” after the dead time period described above has elapsed. In FIG. 14, the dead time period is indicated by hatching. Also, “td” shown in the figure is the duration of the dead time period. Similarly, when the control signal Vc is switched from “H” to “L”, the drive signal Vg2 is switched from “L” to “H” after the dead time period elapses.

また、デッドタイム期間中には、図８あるいは図９を用いて前述したように、寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生および充電が行われ、それにつれて、電圧Ｖｓが電圧０から電圧Ｖｄｄに上昇し、あるいは電圧Ｖｄｄから電圧０に低下する（図１０参照）。しかし、制御信号Ｖｃのデューティー比が上限付近や下限付近となる場合のように、デッドタイム期間中に電荷の回生および充電が完了できない場合は、電圧Ｖｓが電圧０から電圧Ｖｄｄに上昇する前に駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」になるのでスイッチ素子Ｓ１がＯＮとなり、このときスイッチ素子Ｓ１で電力損失が発生する（図８参照）。あるいは電圧Ｖｄｄから電圧０に低下する前に駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」になるのでスイッチ素子Ｓ２がＯＮとなり、このときスイッチ素子Ｓ２で電力損失が発生する（図９参照）。また、電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄに上昇している途中でスイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わると、電圧Ｖｓは急激に上昇して電圧Ｖｄｄに達する。同様に、電圧Ｖｓが電圧０に低下している途中でスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わると、電圧Ｖｓは急激に低下して電圧０に達する。図１４で黒塗りの矢印を用いて示した箇所は、このように、デッドタイム期間中に電荷の回生及び充電が完了しなかったために電力損失が発生している箇所である。 In addition, during the dead time period, as described above with reference to FIG. 8 or FIG. 9, charge regeneration and charging are performed in the parasitic capacitances C1 and C2, and accordingly, the voltage Vs is changed from the voltage 0 to the voltage Vdd. It rises or drops from voltage Vdd to voltage 0 (see FIG. 10). However, when charge regeneration and charging cannot be completed during the dead time period, as in the case where the duty ratio of the control signal Vc is near the upper limit or the lower limit, before the voltage Vs rises from the voltage 0 to the voltage Vdd. Since the drive signal Vg1 becomes “H”, the switch element S1 is turned ON, and at this time, power loss occurs in the switch element S1 (see FIG. 8). Alternatively, since the drive signal Vg2 becomes “H” before the voltage Vdd decreases to the voltage 0, the switch element S2 is turned ON, and at this time, power loss occurs in the switch element S2 (see FIG. 9). Further, when the switch element S1 is turned ON while the voltage Vs is rising to the voltage Vdd, the voltage Vs rapidly increases and reaches the voltage Vdd. Similarly, when the switch element S2 is turned on while the voltage Vs is decreasing to the voltage 0, the voltage Vs rapidly decreases and reaches the voltage 0. In FIG. 14, the portion indicated by the black arrow is a portion where power loss occurs because charge regeneration and charging are not completed during the dead time.

次に、信号ＨＯ，ＬＯを考慮して駆動信号Ｖｇ１、Ｖｇ２を出力する場合について、図１３を用いて説明する。信号ＨＯ，ＬＯを考慮する場合は、制御信号Ｖｃが「Ｈ」に切り換わった後、信号ＨＯが「Ｈ」になって初めて駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」となる。その結果、制御信号Ｖｃのデューティー比が上限付近や下限付近となる場合のように、標準的なデッドタイム期間内では寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生および充電が完了できない場合でも、電荷の回生および充電が完了するまでデッドタイム期間が延長されることになる。そして、信号ＨＯが「Ｈ」になったら、駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」になってスイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わる。 Next, the case where the drive signals Vg1 and Vg2 are output in consideration of the signals HO and LO will be described with reference to FIG. When considering the signals HO and LO, the drive signal Vg1 becomes “H” only after the signal HO becomes “H” after the control signal Vc is switched to “H”. As a result, even if the regeneration and charging of the parasitic capacitances C1 and C2 cannot be completed within the standard dead time period as in the case where the duty ratio of the control signal Vc is near the upper limit or the lower limit, The dead time period will be extended until regeneration and charging are completed. When the signal HO becomes “H”, the drive signal Vg1 becomes “H” and the switch element S1 is turned ON.

尚、還流ダイオードＤ１に電流が流れてから信号ＨＯを「Ｈ」にするまでには、クランプ回路１１１やコンパレーター１１３、フォトカプラー１１５が動作するための遅れ時間が発生する。また、信号ＨＯが「Ｈ」に切り換わってから、スイッチ駆動部１２０が駆動信号Ｖｇ１を「Ｈ」に切り換えるためにも、スイッチ駆動部１２０の内部で遅れ時間が発生する。このため、寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生および充電が完了した後、しばらく立ってからスイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わるので、この間では、還流ダイオードＤ１を電流が流れ続けることになる。その結果、図１３中に白抜きの矢印で示したように、電圧Ｖｓは、還流ダイオードＤ１での電圧降下分だけ、電圧Ｖｄｄよりも高い電圧となる。 Note that there is a delay time for the clamp circuit 111, the comparator 113, and the photocoupler 115 to operate until the signal HO is set to “H” after the current flows through the freewheeling diode D1. Also, a delay time is generated inside the switch drive unit 120 in order for the switch drive unit 120 to switch the drive signal Vg1 to “H” after the signal HO is switched to “H”. For this reason, after the regeneration and charging of the charges in the parasitic capacitances C1 and C2 are completed, the switch element S1 is turned on after standing for a while, so that the current continues to flow through the freewheeling diode D1 during this period. As a result, as indicated by a white arrow in FIG. 13, the voltage Vs is higher than the voltage Vdd by the amount of voltage drop at the freewheeling diode D1.

制御信号Ｖｃが「Ｈ」から「Ｌ」に切り換わる場合も同様である。以下、簡単に説明すると、制御信号Ｖｃが「Ｌ」に切り換わった後、信号ＬＯが「Ｈ」になって初めて駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」となる。その結果、制御信号Ｖｃのデューティー比が上限付近や下限付近となる場合には、寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生および充電が完了するまでデッドタイム期間が延長される。そして、信号ＬＯが「Ｈ」になったら、駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」になってスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わる。また、還流ダイオードＤ２に電流が流れても、実際にスイッチ素子Ｓ２がＯＮになるまでには、クランプ回路１１２やコンパレーター１１４、フォトカプラー１１６の動作時間や、スイッチ駆動部１２０での動作時間の分だけ遅くなる。このため、この時間の間は還流ダイオードＤ２を電流が流れ続けることになり、その結果、図１３中に白抜きの矢印で示したように、電圧Ｖｓは、還流ダイオードＤ２での電圧降下分だけ、電圧０よりも低い電圧となる。 The same applies when the control signal Vc switches from “H” to “L”. Briefly described below, the drive signal Vg2 becomes “H” only after the signal LO becomes “H” after the control signal Vc is switched to “L”. As a result, when the duty ratio of the control signal Vc is near the upper limit or the lower limit, the dead time period is extended until the charge regeneration and charging in the parasitic capacitors C1 and C2 are completed. When the signal LO becomes “H”, the drive signal Vg2 becomes “H” and the switch element S2 is turned ON. Further, even when a current flows through the freewheeling diode D2, the operating time of the clamp circuit 112, the comparator 114, and the photocoupler 116, and the operating time of the switch driving unit 120 until the switch element S2 is actually turned on. Slow down by minutes. For this reason, current continues to flow through the freewheeling diode D2 during this time, and as a result, as indicated by a white arrow in FIG. 13, the voltage Vs is equal to the voltage drop at the freewheeling diode D2. The voltage is lower than 0.

以上に説明したように、第１実施例の電圧出力回路１００では、制御信号Ｖｃが「Ｌ」から「Ｈ」になった場合には、信号ＨＯが「Ｈ」になったことを確認してから駆動信号Ｖｇ１を「Ｈ」に切り換えている。同様に、制御信号Ｖｃが「Ｈ」から「Ｌ」になった場合には、信号ＬＯが「Ｈ」になったことを確認してから駆動信号Ｖｇ２を「Ｈ」に切り換えている。このため、たとえ制御信号Ｖｃのデューティー比が上限付近や下限付近となる場合でも、寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生や充電が完了してからスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を切り換えることができるので、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２で電力損失が発生することを回避することが可能となる。 As described above, in the voltage output circuit 100 of the first embodiment, when the control signal Vc changes from “L” to “H”, it is confirmed that the signal HO has changed to “H”. The drive signal Vg1 is switched to “H”. Similarly, when the control signal Vc changes from “H” to “L”, the drive signal Vg2 is switched to “H” after confirming that the signal LO has changed to “H”. For this reason, even if the duty ratio of the control signal Vc is near the upper limit or the lower limit, the switch elements S1 and S2 can be switched after the charge regeneration and charging in the parasitic capacitors C1 and C2 are completed. It is possible to avoid the occurrence of power loss in the switch element S1 or the switch element S2.

尚、以上の説明では、制御信号Ｖｃのデューティー比が上限付近や下限付近となる条件で、デッドタイム期間が延長される場合について説明した。しかし、上述した第１実施例では、制御信号Ｖｃが「Ｈ」になった後、信号ＨＯが「Ｈ」になったら駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」に切り換わる。同様に、制御信号Ｖｃが「Ｌ」になった後、信号ＬＯが「Ｈ」になったら駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」に切り換わる。従って、たとえば、制御信号Ｖｃのデューティー比が５０％付近の値となる場合のように、平滑フィルター１０４のコイルで大きな逆起電力が発生する結果、寄生容量Ｃ１、Ｃ２での電荷の回生および充電が短時間で完了する場合には、デッドタイム期間が短縮される場合も起こり得る。寄生容量Ｃ１、Ｃ２での電荷の回生および充電が完了した後に、還流ダイオードＤ１や還流ダイオードＤ２を流れる電流は、無駄に流れる電流であって電力損失を発生させるので、このような電流は少ない方がよい。従って、制御信号Ｖｃのデューティー比が５０％付近となる場合などのように、寄生容量Ｃ１、Ｃ２での電荷の回生および充電が短時間で完了する条件では、デッドタイム期間を短縮してやれば、電力損失を更に抑制することが可能となる。 In the above description, the case where the dead time period is extended under the condition that the duty ratio of the control signal Vc is near the upper limit or the lower limit has been described. However, in the first embodiment described above, after the control signal Vc becomes “H”, the drive signal Vg1 switches to “H” when the signal HO becomes “H”. Similarly, after the control signal Vc becomes “L”, when the signal LO becomes “H”, the drive signal Vg2 is switched to “H”. Therefore, for example, a large back electromotive force is generated in the coil of the smoothing filter 104 as in the case where the duty ratio of the control signal Vc becomes a value near 50%. As a result, charge regeneration and charging in the parasitic capacitors C1 and C2 are performed. If this is completed in a short time, the dead time period may be shortened. Since the current flowing through the freewheeling diode D1 and the freewheeling diode D2 after the regeneration and charging of the charges in the parasitic capacitances C1 and C2 is completed is a wasteful current and causes a power loss, the amount of such current is small. Is good. Therefore, under conditions where charge regeneration and charging in the parasitic capacitances C1 and C2 are completed in a short time, such as when the duty ratio of the control signal Vc is about 50%, if the dead time period is shortened, Loss can be further suppressed.

Ｂ．第２実施例：
上述した第１実施例では、還流ダイオードＤ１あるいは還流ダイオードＤ２に電流が流れる条件になったこと（還流ダイオードＤ１あるいは還流ダイオードＤ２に順方向の電圧がかかったこと）を確認して、信号ＨＯあるいは信号ＬＯを「Ｈ」にするものとして説明した。しかし、還流ダイオードＤ１あるいは還流ダイオードＤ２に電流が流れる条件になったことを確認してから信号ＨＯあるいは信号ＬＯを「Ｈ」にしたのでは、クランプ回路１１１，１１２や、コンパレーター１１３，１１４、フォトカプラー１１５，１１６、更にはスイッチ駆動部１２０での動作時間の分だけ、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２をＯＮに切り換えるのが遅くなる。その結果、還流ダイオードＤ１あるいは還流ダイオードＤ２に無駄な電流が流れて電力損失を発生させる。そこで、動作遅れに相当する時間だけ、早めに信号ＨＯあるいは信号ＬＯを「Ｈ」に切り換えるようにしても良い。以下では、このような第２実施例について説明する。尚、第２実施例では、前述した第１実施例と異なる構成についてのみ説明し、同様な構成については説明を省略する。 B. Second embodiment:
In the first embodiment described above, it is confirmed that the current flows through the freewheeling diode D1 or the freewheeling diode D2 (a forward voltage is applied to the freewheeling diode D1 or the freewheeling diode D2), and the signal HO or In the above description, the signal LO is set to “H”. However, if the signal HO or the signal LO is set to “H” after confirming that the current flows through the free-wheeling diode D1 or the free-wheeling diode D2, the clamp circuits 111 and 112, the comparators 113 and 114, The switching of the switch element S1 or the switch element S2 is delayed by an amount corresponding to the operation time of the photocouplers 115 and 116, and further the switch driving unit 120. As a result, a wasteful current flows through the freewheeling diode D1 or the freewheeling diode D2 to generate power loss. Therefore, the signal HO or the signal LO may be switched to “H” earlier by a time corresponding to the operation delay. Hereinafter, such a second embodiment will be described. In the second embodiment, only the configuration different from the first embodiment will be described, and the description of the same configuration will be omitted.

Ｂ−１．第２実施例の回路構成の詳細：
図１５は、第２実施例の電圧出力回路１００に搭載された電圧差監視部１１０の詳細な構成を示した説明図である。図１１を用いて前述した第１実施例の電圧差監視部１１０では、電圧Ｖｓと電圧Ｖｄｄとをクランプ回路１１１に入力し、電圧Ｖｓと電圧０（グランドＧＮＤ）とをクランプ回路１１２に入力していた。これに対して第２実施例の電圧差監視部１１０では、クランプ回路１１１には、電圧Ｖｄｄを抵抗分圧した電圧と、電圧Ｖｓとが入力されている。また、クランプ回路１１２には、電圧Ｖｓと、グランドＧＮＤよりも高い電圧Ｅとが入力されている。 B-1. Details of the circuit configuration of the second embodiment:
FIG. 15 is an explanatory diagram showing a detailed configuration of the voltage difference monitoring unit 110 mounted in the voltage output circuit 100 of the second embodiment. In the voltage difference monitoring unit 110 of the first embodiment described above with reference to FIG. 11, the voltage Vs and the voltage Vdd are input to the clamp circuit 111, and the voltage Vs and the voltage 0 (ground GND) are input to the clamp circuit 112. It was. On the other hand, in the voltage difference monitoring unit 110 of the second embodiment, a voltage obtained by dividing the voltage Vdd by resistance and the voltage Vs are input to the clamp circuit 111. The clamp circuit 112 receives the voltage Vs and the voltage E higher than the ground GND.

このためコンパレーター１１３では、電圧Ｖｄｄよりも低い電圧と、電圧Ｖｓとを比較することになる。このため、制御信号Ｖｃが「Ｌ」から「Ｈ」に切り換わる際には、電圧Ｖｓが電圧Ｖｄｄまで上昇するよりも前に、信号ＨＯが「Ｈ」に切り換わる。従って、電圧Ｖｄｄを抵抗分圧する値を適切に設定しておけば、還流ダイオードＤ１にちょうど電流が流れ始めるタイミングで、スイッチ素子Ｓ１をＯＮに切り換えることができる。 Therefore, the comparator 113 compares a voltage lower than the voltage Vdd with the voltage Vs. For this reason, when the control signal Vc switches from “L” to “H”, the signal HO switches to “H” before the voltage Vs rises to the voltage Vdd. Therefore, if the value for dividing the voltage Vdd by resistance is set appropriately, the switch element S1 can be turned ON at the timing when the current just starts to flow through the freewheeling diode D1.

また、コンパレーター１１４では、電圧０（グランドＧＮＤ）よりも高い電圧Ｅと、電圧Ｖｓとを比較している。このため、制御信号Ｖｃが「Ｈ」から「Ｌ」に切り換わる際には、電圧Ｖｓが電圧０まで低下するよりも前に、信号ＬＯが「Ｈ」に切り換わる。従って、電圧Ｅを適切に設定しておけば、還流ダイオードＤ２にちょうど電流が流れ始めるタイミングで、スイッチ素子Ｓ２をＯＮに切り換えることができる。 The comparator 114 compares the voltage E higher than the voltage 0 (ground GND) with the voltage Vs. For this reason, when the control signal Vc switches from “H” to “L”, the signal LO switches to “H” before the voltage Vs decreases to the voltage 0. Therefore, if the voltage E is set appropriately, the switch element S2 can be switched on at the timing when the current just starts to flow through the freewheeling diode D2.

その結果、第２実施例では、寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生や充電が完了してから、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わるまでの間に、還流ダイオードＤ１あるいは還流ダイオードＤ２に無駄な電流が流れて電力損失が発生することを回避することが可能となる。尚、電圧Ｖｄｄを抵抗分圧して発生させた電圧が、本発明の「第１の電圧」に対応し、グランドＧＮＤの電圧よりも高い電圧Ｅが、本発明の「第２の電圧」に対応する。 As a result, in the second embodiment, the free wheel diode D1 or the free wheel diode after the regeneration and charging of the charges in the parasitic capacitors C1 and C2 are completed and before the switch element S1 or the switch element S2 is turned on. It is possible to avoid the occurrence of power loss due to a wasteful current flowing through D2. The voltage generated by dividing the voltage Vdd by resistance corresponds to the “first voltage” of the present invention, and the voltage E higher than the voltage of the ground GND corresponds to the “second voltage” of the present invention. To do.

また、第２実施例では、コンパレーター１１３は、電圧Ｖｄｄを抵抗分圧した電圧と、電圧Ｖｓとを比較しているので、スイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わった後は、スイッチ素子Ｓ１がＯＦＦとなってスイッチ素子Ｓ２がＯＮになるまで、信号ＨＯが「Ｈ」の状態で維持される。この点で、スイッチ素子Ｓ１がＯＮに切り換わると信号ＨＯが「Ｈ」から「Ｌ」に切り換わってしまう第１実施例とは異なっている。また、コンパレーター１１４は、グランドＧＮＤよりも高い電圧Ｅと、電圧Ｖｓとを比較しているので、スイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わった後は、スイッチ素子Ｓ２がＯＦＦとなってスイッチ素子Ｓ１がＯＮになるまでは、信号ＬＯが「Ｈ」の状態で維持される。この点で、スイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わると信号ＬＯが「Ｈ」から「Ｌ」に切り換わってしまう第１実施例とは異なっている。 In the second embodiment, since the comparator 113 compares the voltage Vdd with the voltage Vdd and the voltage Vs, the switch element S1 is turned off after the switch element S1 is turned on. Thus, the signal HO is maintained in the “H” state until the switch element S2 is turned ON. This is different from the first embodiment in which the signal HO is switched from “H” to “L” when the switch element S1 is switched ON. Further, since the comparator 114 compares the voltage E higher than the ground GND with the voltage Vs, the switch element S2 is turned off and the switch element S1 is turned on after the switch element S2 is turned on. Until the signal is turned ON, the signal LO is maintained in the “H” state. This is different from the first embodiment in which the signal LO is switched from “H” to “L” when the switch element S2 is switched ON.

Ｂ−２．第２実施例のスイッチ駆動方法：
図１６は、第２実施例のスイッチ駆動部１２０がスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動するために行うスイッチ駆動処理のフローチャートである。第２実施例のスイッチ駆動処理も、図１２を用いて前述した第１実施例のスイッチ駆動処理とほぼ同様であるが、第２実施例の信号ＨＯあるいは信号ＬＯは、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わった後も「Ｈ」のままで維持されるので、これに関連する部分の処理が異なっている。以下では、この相違点を中心として第２実施例のスイッチ駆動処理について説明する。 B-2. Switch driving method of the second embodiment:
FIG. 16 is a flowchart of a switch driving process performed by the switch driving unit 120 of the second embodiment to drive the switch elements S1 and S2. The switch driving process of the second embodiment is substantially the same as the switch driving process of the first embodiment described above with reference to FIG. 12, but the signal HO or signal LO of the second embodiment is the switch element S1 or the switch element. Since S2 is maintained at “H” even after S2 is switched ON, the processing of the parts related to this is different. Hereinafter, the switch driving process of the second embodiment will be described focusing on this difference.

第２実施例のスイッチ駆動処理でも、先ず始めに、ＳＤ信号が「Ｈ」であるか否かを判断し（ステップＳ２００）、ＳＤ信号が「Ｈ」であれば（ステップＳ２００：ｙｅｓ）、駆動信号Ｖｇ１および駆動信号Ｖｇ２として何れも「Ｌ」を出力する（ステップＳ２０２）。これに対して、ＳＤ信号が「Ｈ」ではない場合は（ステップＳ２００：ｎｏ）、ＳＴ信号が「Ｈ」か否かを判断する（ステップＳ２０４）。その結果、ＳＴ信号が「Ｈ」ではなかった場合は（ステップＳ２０４：ｎｏ）、制御信号Ｖｃが「Ｈ」か否かを判断し（ステップＳ２０６）、制御信号Ｖｃが「Ｈ」であれば（ステップＳ２０６：ｙｅｓ）、駆動信号Ｖｇ１の出力を「Ｈ」、駆動信号Ｖｇ２の出力を「Ｌ」とする（ステップＳ２０８）。また、制御信号Ｖｃが「Ｌ」であった場合は（ステップＳ２０６：ｎｏ）、駆動信号Ｖｇ１の出力を「Ｌ」、駆動信号Ｖｇ２の出力を「Ｈ」とする（ステップＳ２１０）。 Also in the switch driving process of the second embodiment, first, it is determined whether or not the SD signal is “H” (step S200). If the SD signal is “H” (step S200: yes), the driving is performed. Both output “L” as the signal Vg1 and the drive signal Vg2 (step S202). On the other hand, when the SD signal is not “H” (step S200: no), it is determined whether or not the ST signal is “H” (step S204). As a result, when the ST signal is not “H” (step S204: no), it is determined whether or not the control signal Vc is “H” (step S206), and if the control signal Vc is “H” (step S206). In step S206: yes), the output of the drive signal Vg1 is set to “H”, and the output of the drive signal Vg2 is set to “L” (step S208). If the control signal Vc is “L” (step S206: no), the output of the drive signal Vg1 is set to “L” and the output of the drive signal Vg2 is set to “H” (step S210).

一方、ＳＴ信号が「Ｈ」であった場合は（ステップＳ２０４：ｙｅｓ）、制御信号Ｖｃが「Ｈ」であるか否かを判断する（ステップＳ２１２）。その結果、制御信号Ｖｃが「Ｈ」であった場合は（ステップＳ２１２：ｙｅｓ）、駆動信号Ｖｇ２の出力を「Ｌ」とする（ステップＳ２１４）。続いて、信号ＨＯが「Ｈ」になっているか否かを判断し（ステップＳ２１６）、信号ＨＯが「Ｈ」になっていれば（ステップＳ２１６：ｙｅｓ）、駆動信号Ｖｇ１を「Ｈ」にする（ステップＳ２１８）。逆に、信号ＨＯが「Ｈ」になっていなければ（ステップＳ２１６：ｎｏ）、駆動信号Ｖｇ１を「Ｌ」とする（ステップＳ２２０）。上述したように第２実施例では、信号ＨＯが「Ｈ」になった後は、制御信号Ｖｃが「Ｌ」に切り換わらない限り「Ｈ」の状態が維持される。このため、制御信号Ｖｃが「Ｈ」の場合には、信号ＨＯの出力を確認するだけで直ちに駆動信号Ｖｇ１の出力を決定することができる。 On the other hand, when the ST signal is “H” (step S204: yes), it is determined whether or not the control signal Vc is “H” (step S212). As a result, when the control signal Vc is “H” (step S212: yes), the output of the drive signal Vg2 is set to “L” (step S214). Subsequently, it is determined whether or not the signal HO is “H” (step S216). If the signal HO is “H” (step S216: yes), the drive signal Vg1 is set to “H”. (Step S218). Conversely, if the signal HO is not “H” (step S216: no), the drive signal Vg1 is set to “L” (step S220). As described above, in the second embodiment, after the signal HO becomes “H”, the “H” state is maintained unless the control signal Vc is switched to “L”. Therefore, when the control signal Vc is “H”, it is possible to immediately determine the output of the drive signal Vg1 only by confirming the output of the signal HO.

以上では、制御信号Ｖｃが「Ｈ」であった場合（ステップＳ２１２：ｙｅｓ）について説明した。これに対して制御信号Ｖｃが「Ｌ」であった場合は（ステップＳ２１２：ｎｏ）、駆動信号Ｖｇ１の出力を「Ｌ」とする（ステップＳ２２２）。続いて、信号ＬＯが「Ｈ」になっているか否かを判断し（ステップＳ２２４）、信号ＬＯが「Ｈ」になっていれば（ステップＳ２２４：ｙｅｓ）、駆動信号Ｖｇ２を「Ｈ」にする（ステップＳ２２８）。逆に、信号ＬＯが「Ｈ」になっていなければ（ステップＳ２２４：ｎｏ）、駆動信号Ｖｇ２を「Ｌ」とする（ステップＳ２２６）。上述したように第２実施例では、信号ＬＯが「Ｈ」になった後は、制御信号Ｖｃが「Ｈ」に切り換わらない限り「Ｈ」の状態が維持されるので、制御信号Ｖｃが「Ｈ」の場合には、信号ＬＯの出力を確認するだけで直ちに駆動信号Ｖｇ２の出力を決定することができる。以上のようにして駆動信号Ｖｇ１、Ｖｇ２を出力したら、処理の先頭に戻って、再びＳＤ信号を確認した後（ステップＳ２００）、上述した続く一連の処理を繰り返す。 The case where the control signal Vc is “H” has been described above (step S212: yes). On the other hand, when the control signal Vc is “L” (step S212: no), the output of the drive signal Vg1 is set to “L” (step S222). Subsequently, it is determined whether or not the signal LO is “H” (step S224). If the signal LO is “H” (step S224: yes), the drive signal Vg2 is set to “H”. (Step S228). Conversely, if the signal LO is not “H” (step S224: no), the drive signal Vg2 is set to “L” (step S226). As described above, in the second embodiment, after the signal LO becomes “H”, the “H” state is maintained unless the control signal Vc is switched to “H”. In the case of “H”, it is possible to immediately determine the output of the drive signal Vg2 simply by confirming the output of the signal LO. When the drive signals Vg1 and Vg2 are output as described above, the process returns to the beginning, and after confirming the SD signal again (step S200), the above-described series of processes are repeated.

以上に説明したように、第２実施例においても上述した第１実施例と同様に、制御信号Ｖｃが「Ｌ」から「Ｈ」に切り換わっても直ちには駆動信号Ｖｇ１を「Ｈ」にはせずに、信号ＨＯが「Ｈ」になったことを確認してから、駆動信号Ｖｇ１を「Ｈ」にする。また、制御信号Ｖｃが「Ｈ」から「Ｌ」に切り換わった場合には、信号ＬＯが「Ｈ」になったことを確認してから、駆動信号Ｖｇ２を「Ｈ」にする。このため、寄生容量Ｃ１の充電および寄生容量Ｃ２での回生が完了するまではデッドタイム期間が延長されるので、寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生および充電が完了してからスイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換えられる。その結果、寄生容量Ｃ１あるいは寄生容量Ｃ２に蓄えられた電荷によって、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２で電力損失が発生することを回避することが可能となる。 As described above, in the second embodiment as well, as in the first embodiment described above, the drive signal Vg1 is immediately set to “H” even when the control signal Vc is switched from “L” to “H”. Without confirming that the signal HO has become “H”, the drive signal Vg1 is set to “H”. When the control signal Vc is switched from “H” to “L”, the drive signal Vg2 is set to “H” after confirming that the signal LO has become “H”. For this reason, since the dead time period is extended until the charging of the parasitic capacitance C1 and the regeneration at the parasitic capacitance C2 are completed, the switch element S1 or the switching element S1 or after the charge regeneration and the charging at the parasitic capacitances C1 and C2 are completed. The switch element S2 is switched on. As a result, it is possible to avoid the occurrence of power loss in the switch element S1 or the switch element S2 due to the charge stored in the parasitic capacitor C1 or the parasitic capacitor C2.

図１７は、第２実施例のスイッチ駆動部１２０が信号ＨＯ，ＬＯを考慮してスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を駆動する様子を示した説明図である。第２実施例のスイッチ駆動部１２０でも、制御信号Ｖｃが「Ｈ」に切り換わった後、信号ＨＯが「Ｈ」になって初めて駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」となる。その結果、図１３を用いて前述した第１実施例と同様に、寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生や充電が完了する前に、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わることがない。このため、寄生容量Ｃ１や寄生容量Ｃ２に蓄えられていた電荷によって、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２で電力損失が発生することを回避することができる。 FIG. 17 is an explanatory diagram illustrating a state in which the switch driving unit 120 of the second embodiment drives the switch elements S1 and S2 in consideration of the signals HO and LO. Also in the switch drive unit 120 of the second embodiment, the drive signal Vg1 becomes “H” only after the signal HO becomes “H” after the control signal Vc is switched to “H”. As a result, the switch element S1 or the switch element S2 may be turned ON before the charge regeneration or charging in the parasitic capacitors C1 and C2 is completed, as in the first embodiment described above with reference to FIG. Absent. For this reason, it is possible to avoid the occurrence of power loss in the switch element S1 or the switch element S2 due to the charges stored in the parasitic capacitance C1 or the parasitic capacitance C2.

また、図１７に示した第２実施例では、図１３を用いて前述した第１実施例とは異なって、還流ダイオードＤ１や還流ダイオードＤ２に電流が流れ始めるより前に（寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生や充電が完了する前に）、コンパレーター１１３、コンパレーター１１４の出力をＨｉｇｈＬｅｖｅｌに切り換えている。このため、還流ダイオードＤ１や還流ダイオードＤ２に電流が流れ始めるタイミング（寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生や充電が完了するタイミング）で、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２をＯＮに切り換えることができる。その結果、還流ダイオードＤ１あるいは還流ダイオードＤ２を無駄に流れる電流をほとんど無くすことができるので、より一層電力損失を抑制することが可能となる。 Also, in the second embodiment shown in FIG. 17, unlike the first embodiment described above with reference to FIG. 13, before the current starts to flow through the free wheel diode D1 and the free wheel diode D2 (parasitic capacitances C1, C2). The output of the comparator 113 and the comparator 114 is switched to High Level before the charge regeneration and charging in (1) are completed. For this reason, the switch element S1 or the switch element S2 can be switched ON at a timing at which a current starts to flow through the freewheeling diode D1 or the freewheeling diode D2 (timing of charge regeneration or charging in the parasitic capacitors C1 and C2 is completed). . As a result, it is possible to eliminate almost no current that flows through the freewheeling diode D1 or the freewheeling diode D2, thereby further reducing power loss.

尚、以上に説明した第２実施例においても、制御信号Ｖｃが「Ｈ」になった後、信号ＨＯが「Ｈ」になったら駆動信号Ｖｇ１が「Ｈ」に切り換わる。同様に、制御信号Ｖｃが「Ｌ」になった後、信号ＬＯが「Ｈ」になったら駆動信号Ｖｇ２が「Ｈ」に切り換わる。従って、たとえば、制御信号Ｖｃのデューティー比が５０％付近の値となる場合のように、平滑フィルター１０４のコイルで大きな逆起電力が発生する結果、寄生容量Ｃ１、Ｃ２での電荷の回生および充電が短時間で完了する場合には、デッドタイム期間が短縮される場合も起こり得る。従って、制御信号Ｖｃのデューティー比が５０％付近となる場合などのように、寄生容量Ｃ１、Ｃ２での電荷の回生および充電が短時間で完了する条件では、デッドタイム期間を短縮することによって、電力損失を更に抑制することも可能となる。 Also in the second embodiment described above, when the signal HO becomes “H” after the control signal Vc becomes “H”, the drive signal Vg1 is switched to “H”. Similarly, after the control signal Vc becomes “L”, when the signal LO becomes “H”, the drive signal Vg2 is switched to “H”. Therefore, for example, a large back electromotive force is generated in the coil of the smoothing filter 104 as in the case where the duty ratio of the control signal Vc becomes a value near 50%. As a result, charge regeneration and charging in the parasitic capacitors C1 and C2 are performed. If this is completed in a short time, the dead time period may be shortened. Therefore, under the condition that the charge regeneration and charging in the parasitic capacitances C1 and C2 are completed in a short time, such as when the duty ratio of the control signal Vc is about 50%, by reducing the dead time period, It is also possible to further suppress power loss.

Ｃ．第３実施例：
上述した第１実施例および第２実施例では、電圧差監視部１１０が、クランプ回路１１１，１１２や、コンパレーター１１３，１１４、フォトカプラー１１５，１１６などによって構成されているものとして説明した。しかし、ＡＤコンバーター１１７や、デジタルコンパレーター１１８などを用いて電圧差監視部１１０を構成しても良い。尚、第３実施例では、前述した実施例と異なる構成についてのみ説明し、同様な構成については説明を省略する。 C. Third embodiment:
In the first and second embodiments described above, the voltage difference monitoring unit 110 has been described as being configured by the clamp circuits 111 and 112, the comparators 113 and 114, the photocouplers 115 and 116, and the like. However, the voltage difference monitoring unit 110 may be configured using an AD converter 117, a digital comparator 118, or the like. In the third embodiment, only the configuration different from the above-described embodiment will be described, and the description of the same configuration will be omitted.

図１８は、第３実施例の電圧出力回路１００に搭載された電圧差監視部１１０の詳細な構成を示した説明図である。第３実施例の電圧差監視部１１０では、電源Ｖｄｄの発生する電圧Ｖｄｄと、電圧Ｖｓと、グランドＧＮＤの電圧０とが、ＡＤコンバーター１１７に入力されている。そして、電圧Ｖｄｄをデジタル化したデータＤＶｄｄと、電圧Ｖｓをデジタル化したデータＤＶｓと、グランドＧＮＤの電圧０をデジタル化したデータＤＧＮＤとが、デジタルコンパレーター１１８に入力される。そして、デジタルコンパレーター１１８は、ＤＶｓとＤＶｄｄとを比較してＤＶｓの方が大きければ、信号ＨＯを「Ｈ」にする。また、ＤＶｓとＤＧＮＤとを比較して、ＤＧＮＤの方が大きければ、信号ＬＯを「Ｈ」にする。スイッチ駆動部１２０は、このようにしてデジタルコンパレーター１１８から出力された信号ＨＯ，ＬＯを受け取ると、前述した第１実施例と同様にして駆動信号Ｖｇ１、Ｖｇ２を出力する。このようにすれば、前述した第１実施例と同様の効果を得ることができる。尚、ＡＤコンバーター１１７でアナログ信号をデジタルデータに変換する際、あるいはデジタルコンパレーター１１８で信号ＨＯ，ＬＯを出力する際には時間遅れが発生するが、前述した第１実施例あるいは第２実施例の電圧差監視部１１０においても、クランプ回路１１１，１１２や、コンパレーター１１３，１１４、フォトカプラー１１５，１１６で時間遅れが発生している。従って、第３実施例では、前述した第１実施例あるいは第２実施例と比較して、特に時間遅れが増加するわけではない。 FIG. 18 is an explanatory diagram showing a detailed configuration of the voltage difference monitoring unit 110 mounted in the voltage output circuit 100 of the third embodiment. In the voltage difference monitoring unit 110 of the third embodiment, the voltage Vdd generated by the power supply Vdd, the voltage Vs, and the voltage 0 of the ground GND are input to the AD converter 117. Data DVdd obtained by digitizing the voltage Vdd, data DVs obtained by digitizing the voltage Vs, and data DGND obtained by digitizing the voltage 0 of the ground GND are input to the digital comparator 118. Then, the digital comparator 118 compares DVs and DVdd, and if DVs is larger, sets the signal HO to “H”. Also, DVs and DGND are compared, and if DGND is larger, signal LO is set to “H”. When the switch driver 120 receives the signals HO and LO output from the digital comparator 118 in this way, it outputs the drive signals Vg1 and Vg2 in the same manner as in the first embodiment. In this way, the same effect as that of the first embodiment described above can be obtained. A time delay occurs when the analog signal is converted into digital data by the AD converter 117, or when the signals HO and LO are output by the digital comparator 118. The first embodiment or the second embodiment described above. Also in the voltage difference monitoring unit 110, a time delay occurs in the clamp circuits 111 and 112, the comparators 113 and 114, and the photocouplers 115 and 116. Accordingly, in the third embodiment, the time delay is not particularly increased as compared with the first embodiment or the second embodiment described above.

あるいは、デジタルコンパレーター１１８では、ＤＶｄｄから一定値を減算して、その減算値とＤＶｓとを比較した結果に応じて、信号ＨＯを出力しても良い。同様に、ＤＧＮＤに一定値を加算して、その加算値とＤＶｓとを比較した結果に応じて、信号ＬＯを出力しても良い。このようにしてデジタルコンパレーター１１８から出力された信号ＨＯ，ＬＯに基づいて、前述した第２実施例のスイッチ駆動部１２０と同様にして駆動信号Ｖｇ１，Ｖｇ２を出力しても良い。こうすれば、前述した第２実施例と同様の効果を得ることができる。また、デジタルコンパレーター１１８を用いて信号ＨＯ，ＬＯを出力する場合、ＤＶｄｄから減算する値や、ＤＧＮＤに加算する値を容易に変更することができる。このため、ＡＤコンバーター１１７でアナログ信号をデジタルデータに変換するために発生する時間遅れや、スイッチ駆動部１２０で駆動信号Ｖｇ１、Ｖｇ２を出力するために生じる時間遅れに合わせて、減算する値や加算する値を調整することで、ちょうど寄生容量Ｃ１，Ｃ２での電荷の回生および充電が完了したタイミングで、スイッチ素子Ｓ１あるいはスイッチ素子Ｓ２がＯＮに切り換わるようにすることが可能となる。 Alternatively, the digital comparator 118 may output a signal HO according to a result of subtracting a certain value from DVdd and comparing the subtracted value with DVs. Similarly, a certain value may be added to DGND, and the signal LO may be output according to the result of comparing the added value with DVs. Based on the signals HO and LO output from the digital comparator 118 in this way, the drive signals Vg1 and Vg2 may be output in the same manner as the switch driver 120 of the second embodiment described above. By doing this, it is possible to obtain the same effects as those of the second embodiment described above. Further, when the signals HO and LO are output using the digital comparator 118, the value subtracted from DVdd and the value added to DGND can be easily changed. For this reason, a value to be subtracted or added in accordance with a time delay that occurs when the analog signal is converted into digital data by the AD converter 117 or a time delay that occurs when the switch drive unit 120 outputs the drive signals Vg1 and Vg2. By adjusting the value to be switched, it is possible to switch the switch element S1 or the switch element S2 to ON at the timing when the charge regeneration and charging in the parasitic capacitors C1 and C2 are completed.

Ｄ．適用例：
上述した第１実施例ないし第３実施例の電圧出力回路１００は、制御信号Ｖｃのデューティー比によらず、高い電力効率で出力電圧Ｖｏｕｔを出力することができる。このため、圧電素子などの容量性負荷に対して駆動信号ＣＯＭを印加するための容量性負荷駆動回路２００に組み込んで、好適に使用することができる。 D. Application example:
The voltage output circuits 100 of the first to third embodiments described above can output the output voltage Vout with high power efficiency regardless of the duty ratio of the control signal Vc. For this reason, it can incorporate in the capacitive load drive circuit 200 for applying the drive signal COM with respect to capacitive loads, such as a piezoelectric element, and can use it conveniently.

Ｄ−１．第１の適用例：
図１９は、本実施例の電圧出力回路１００を組み込んで構成した容量性負荷駆動回路２００の回路構成を示した説明図である。図示されているように容量性負荷駆動回路２００は、駆動信号ＣＯＭの基準となる駆動波形信号（以下、ＷＣＯＭ）を出力する駆動波形信号発生回路２１０と、駆動波形信号発生回路２１０から受け取ったＷＣＯＭと後述する帰還信号（以下、ｄＣＯＭ）とに基づいて誤差信号（以下、ｄＷＣＯＭ）を出力する演算回路２２０と、演算回路２２０からのｄＷＣＯＭをパルス変調して変調信号（以下、ＭＣＯＭ）に変換する変調回路２３０と、上述した本実施例の電圧出力回路１００とを備えている。容量性負荷駆動回路２００に組み込まれた電圧出力回路１００は、変調回路２３０からのＭＣＯＭを、前述した制御信号Ｖｃとして受け取り、出力電圧Ｖｏｕｔを駆動信号ＣＯＭとして出力する。そして、出力されたＣＯＭは、後述する圧電素子３１６に印加される。また、ＣＯＭは、位相進み補償回路２６０で、位相を進ませる補償（位相進み補償）が加えられた後、ｄＣＯＭ（帰還信号）として、演算回路２２０に負帰還される。 D-1. First application example:
FIG. 19 is an explanatory diagram showing a circuit configuration of a capacitive load driving circuit 200 configured by incorporating the voltage output circuit 100 of the present embodiment. As shown in the figure, the capacitive load drive circuit 200 includes a drive waveform signal generation circuit 210 that outputs a drive waveform signal (hereinafter referred to as WCOM) serving as a reference for the drive signal COM, and a WCOM received from the drive waveform signal generation circuit 210. And an arithmetic circuit 220 that outputs an error signal (hereinafter referred to as dWCOM) based on a feedback signal (hereinafter referred to as dCOM), which will be described later, and a pulse signal that modulates dWCOM from the arithmetic circuit 220 and converts it into a modulated signal (hereinafter referred to as MCOM). A modulation circuit 230 and the voltage output circuit 100 of this embodiment described above are provided. The voltage output circuit 100 incorporated in the capacitive load driving circuit 200 receives the MCOM from the modulation circuit 230 as the control signal Vc described above, and outputs the output voltage Vout as the driving signal COM. Then, the output COM is applied to a piezoelectric element 316 described later. Further, COM is subjected to phase advance compensation by a phase advance compensation circuit 260 (phase advance compensation), and then negatively fed back to the arithmetic circuit 220 as dCOM (feedback signal).

図１９に例示した容量性負荷駆動回路２００では、ＣＯＭに対して位相進み補償を加えたｄＣＯＭを負帰還させているが、負帰還させない構成とすることも可能である。この場合は、演算回路２２０や位相進み補償回路２６０が不要となる。その結果、変調回路２３０は、ｄＷＣＯＭではなく、ＷＣＯＭに対してパルス変調を行うことになる。 In the capacitive load driving circuit 200 illustrated in FIG. 19, dCOM obtained by adding phase advance compensation to COM is negatively fed back, but a configuration in which negative feedback is not provided is also possible. In this case, the arithmetic circuit 220 and the phase lead compensation circuit 260 are not necessary. As a result, the modulation circuit 230 performs pulse modulation on WCOM, not dWCOM.

容量性負荷駆動回路２００に組み込まれた駆動波形信号発生回路２１０は、ＷＣＯＭをデジタルデータとして記憶している波形メモリーや、Ｄ／Ａ変換器を備えており、波形メモリーから読み出したデータをＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換することによって、ＷＣＯＭ（駆動波形信号）を生成する。演算回路２２０では、こうして出力されたＷＣＯＭからｄＣＯＭを減算した信号を、ｄＷＣＯＭ（誤差信号）として出力する。 The drive waveform signal generation circuit 210 incorporated in the capacitive load drive circuit 200 includes a waveform memory that stores WCOM as digital data and a D / A converter. WCOM (driving waveform signal) is generated by converting it into an analog signal by the A converter. The arithmetic circuit 220 outputs a signal obtained by subtracting dCOM from the WCOM thus output as dWCOM (error signal).

変調回路２３０では、ｄＷＣＯＭを一定周期（変調周期）の三角波と比較することによって、パルス波状のＭＣＯＭ（変調信号）を生成（パルス変調）する。そして、変調回路２３０によって得られたＭＣＯＭは、前述した制御信号Ｖｃとして電圧出力回路１００に入力される。その結果、電圧出力回路１００からは、ＷＣＯＭに対応する出力電圧ＶｏｕｔがＣＯＭとして出力される。 The modulation circuit 230 generates (pulse modulation) a pulse wave-like MCOM (modulation signal) by comparing dWCOM with a triangular wave having a constant period (modulation period). The MCOM obtained by the modulation circuit 230 is input to the voltage output circuit 100 as the control signal Vc described above. As a result, the voltage output circuit 100 outputs the output voltage Vout corresponding to WCOM as COM.

このような構成では、ＣＯＭの成分に、電圧出力回路１００内に含まれる平滑フィルター１０４の共振周波数付近の成分が存在すると、共振を起こしてＣＯＭを歪ませる恐れがあるが、ＣＯＭを負帰還しているので、共振によってＣＯＭが歪むことを回避することができる。また、平滑フィルター１０４によって位相が遅れたＣＯＭを負帰還させると、制御系が不安定になり易いが、コンデンサーと抵抗とによって構成された位相進み補償回路２６０を通して位相を進ませる補償（位相進み補償）を行ってから負帰還させているので、制御が不安定になることもない。 In such a configuration, if a component near the resonance frequency of the smoothing filter 104 included in the voltage output circuit 100 exists in the COM component, there is a risk of causing resonance and distorting the COM, but the COM is negatively fed back. Therefore, the distortion of COM due to resonance can be avoided. Further, if the COM whose phase is delayed by the smoothing filter 104 is negatively fed back, the control system is likely to become unstable, but compensation that advances the phase through the phase lead compensation circuit 260 constituted by a capacitor and a resistor (phase lead compensation). ), And negative feedback is performed, so control does not become unstable.

図２０は、上述した容量性負荷駆動回路２００を、流体噴射装置３００の圧電素子を駆動するために適用した例が示されている。例示した流体噴射装置３００は、大きく分けると、液体を噴射するための脈動発生部３１０と、脈動発生部３１０に向けて流体を供給する流体供給手段３２０（供給ポンプ）と、脈動発生部３１０および流体供給手段３２０の動作を制御する制御部３３０などから構成されている。流体噴射装置３００は、パルス状の液体を脈動発生部３１０から噴射することによって、生体組織を切除または切開することに使用する手術具としてのウォータージェットメスの一例である。 FIG. 20 shows an example in which the capacitive load driving circuit 200 described above is applied to drive the piezoelectric element of the fluid ejecting apparatus 300. The illustrated fluid ejecting apparatus 300 can be broadly divided into a pulsation generating unit 310 for ejecting liquid, a fluid supply means 320 (supply pump) for supplying fluid toward the pulsation generating unit 310, a pulsation generating unit 310, and The control unit 330 is configured to control the operation of the fluid supply unit 320. The fluid ejecting apparatus 300 is an example of a water jet knife as a surgical tool used for excising or incising a living tissue by ejecting a pulsed liquid from a pulsation generating unit 310.

脈動発生部３１０は、金属製の第２ケース３１３に、同じく金属製の第１ケース３１４を重ねてネジ止めした構造となっており、第２ケース３１３の前面には円管形状の流体噴射管３１２が立設され、流体噴射管３１２の先端にはノズル３１１が挿着されている。第２ケース３１３と第１ケース３１４との合わせ面には、薄い円板形状の流体室３１５が形成されており、流体室３１５は、流体噴射管３１２を介してノズル３１１に接続されている。また、第１ケース３１４の内部には、積層型の圧電素子３１６が設けられている。脈動発生部３１０と制御部３３０とは配線ケーブル３５０によって接続されており、制御部３３０内の容量性負荷駆動回路２００からは、配線ケーブル３５０を介して駆動信号ＣＯＭが圧電素子３１６に供給される。また、配線ケーブル３５０はコネクターによって脈動発生部３１０に取り付けられている。 The pulsation generator 310 has a structure in which a metal first case 314 is overlapped with a metal second case 313 and screwed, and a circular fluid ejecting pipe is formed on the front surface of the second case 313. 312 is erected, and a nozzle 311 is inserted at the tip of the fluid ejection pipe 312. A thin disk-shaped fluid chamber 315 is formed on the mating surface of the second case 313 and the first case 314, and the fluid chamber 315 is connected to the nozzle 311 via the fluid ejection pipe 312. A laminated piezoelectric element 316 is provided inside the first case 314. The pulsation generator 310 and the controller 330 are connected by a wiring cable 350, and a drive signal COM is supplied to the piezoelectric element 316 from the capacitive load driving circuit 200 in the controller 330 via the wiring cable 350. . Further, the wiring cable 350 is attached to the pulsation generator 310 with a connector.

流体供給手段３２０は、噴射しようとする液体（水、生理食塩水、薬液など）が貯められた流体容器３２３から、第１接続チューブ３２１を介して液体を吸い上げた後、第２接続チューブ３２２を介して脈動発生部３１０の流体室３１５内に供給する。このため、流体室３１５は液体で満たされた状態となっている。そして、制御部３３０から駆動信号を圧電素子３１６に印加すると、圧電素子３１６が伸張して流体室３１５が押し縮められ、その結果、流体室３１５内に充満していた液体が、ノズル３１１からパルス状に噴射される。 The fluid supply means 320 sucks up the liquid from the fluid container 323 storing the liquid to be ejected (water, physiological saline, chemical liquid, etc.) via the first connection tube 321, and then moves the second connection tube 322. And supplied into the fluid chamber 315 of the pulsation generator 310. For this reason, the fluid chamber 315 is filled with the liquid. When a drive signal is applied from the control unit 330 to the piezoelectric element 316, the piezoelectric element 316 expands and the fluid chamber 315 is compressed, and as a result, the liquid filled in the fluid chamber 315 is pulsed from the nozzle 311. Is injected into the shape.

前述した第１実施例ないし第３実施例の電圧出力回路１００は、高い電力効率で出力電圧Ｖｏｕｔ（すなわち、ＣＯＭ）を出力することができる。そして、このような電圧出力回路１００を組み込んで構成した容量性負荷駆動回路２００は、精度の良いＣＯＭを出力することができる。このため、圧電素子３１６を適切に駆動して、所望の特性のパルス状の液体を、ノズル３１１から噴射することが可能となる。 The voltage output circuits 100 according to the first to third embodiments described above can output the output voltage Vout (that is, COM) with high power efficiency. And the capacitive load drive circuit 200 comprised by incorporating such a voltage output circuit 100 can output highly accurate COM. Therefore, it is possible to appropriately drive the piezoelectric element 316 and eject a pulsed liquid having desired characteristics from the nozzle 311.

Ｄ−２．第２の適用例：
上述した第１の適用例では、流体噴射装置３００の圧電素子３１６を駆動するものとして説明した。インクジェットプリンターでインクを噴射する噴射ノズルは、アクチュエーターとして圧電素子を利用しているので、噴射ノズルの圧電素子を駆動する容量性負荷駆動回路２００としても好適に適用することができる。 D-2. Second application example:
In the first application example described above, the piezoelectric element 316 of the fluid ejecting apparatus 300 is driven. Since the ejection nozzle that ejects ink by the ink jet printer uses a piezoelectric element as an actuator, it can also be suitably applied as a capacitive load drive circuit 200 that drives the piezoelectric element of the ejection nozzle.

図２１は、インクジェットプリンターに搭載された噴射ヘッド４００の大まかな内部構造を示した説明図である。噴射ヘッド４００の底面（印刷媒体２に向いている面）には、インクを噴射する複数の噴射ノズル４０２が設けられている。噴射ノズル４０２はそれぞれインク室４０４に接続されており、インク室４０４には、図示しないインクカートリッジから供給されたインクが満たされている。インク室４０４の上には圧電素子４０６が設けられており、圧電素子４０６にＣＯＭ（駆動信号）を印加すると、圧電素子４０６が変形してインク室４０４を加圧することによって、噴射ノズル４０２からインクが噴射される。 FIG. 21 is an explanatory diagram showing a rough internal structure of the ejection head 400 mounted on the inkjet printer. A plurality of ejection nozzles 402 that eject ink are provided on the bottom surface (the surface facing the print medium 2) of the ejection head 400. Each ejection nozzle 402 is connected to an ink chamber 404, and the ink chamber 404 is filled with ink supplied from an ink cartridge (not shown). A piezoelectric element 406 is provided on the ink chamber 404, and when COM (driving signal) is applied to the piezoelectric element 406, the piezoelectric element 406 is deformed and pressurizes the ink chamber 404, whereby ink is ejected from the ejection nozzle 402. Is injected.

ＣＯＭ（駆動信号）は、インクジェットプリンターに搭載されたプリンター制御回路４５０の制御の下で容量性負荷駆動回路２００によって生成される。また、生成されたＣＯＭは、ゲートユニット４６０を介して圧電素子４０６に供給される。ゲートユニット４６０は、複数のゲート素子４６２が並列に接続された回路ユニットであり、ゲート素子４６２は、プリンター制御回路４５０からの制御の下で、個別に導通状態または切断状態とすることが可能である。従って、容量性負荷駆動回路２００から出力されたＣＯＭは、プリンター制御回路４５０によって予め導通状態に設定されたゲート素子４６２だけを通過して、対応する圧電素子４０６に印加され、その噴射ノズル４０２からインクが噴射される。 COM (drive signal) is generated by the capacitive load drive circuit 200 under the control of the printer control circuit 450 mounted on the ink jet printer. Further, the generated COM is supplied to the piezoelectric element 406 via the gate unit 460. The gate unit 460 is a circuit unit in which a plurality of gate elements 462 are connected in parallel. The gate elements 462 can be individually turned on or off under the control of the printer control circuit 450. is there. Therefore, the COM output from the capacitive load driving circuit 200 passes through only the gate element 462 that is set in the conductive state in advance by the printer control circuit 450 and is applied to the corresponding piezoelectric element 406, and from the ejection nozzle 402. Ink is ejected.

ここで、圧電素子４０６に印加されるＣＯＭは、図２２に示すような波形の信号が用いられる。すなわち、インクを噴射する前には、圧電素子４０６を初期状態から一旦収縮させるために、ＣＯＭの電圧が上昇し、その後、圧電素子４０６を大きく伸張させるために、ＣＯＭが大きく低下する。その結果、初期状態の電圧（初期電圧）よりも低くなった後、再び上昇して、初期電圧に戻る波形となっている。このような波形となっている関係上、噴射ヘッド４００がインクを噴射していない待機状態でも、圧電素子４０６には比較的低い初期電圧（すなわち、制御信号Ｖｃのデューティー比が小さな値となる電圧）のＣＯＭが印加されている。従って、このようなＣＯＭを出力する容量性負荷駆動回路２００に、上述した第１実施例ないし第３実施例の電圧出力回路１００を適用すれば、待機状態中にも電力損失が発生することを回避することが可能となる。 Here, as the COM applied to the piezoelectric element 406, a signal having a waveform as shown in FIG. 22 is used. That is, before the ink is ejected, the voltage of COM rises in order to temporarily contract the piezoelectric element 406 from the initial state, and then the COM drops greatly in order to greatly expand the piezoelectric element 406. As a result, after the voltage becomes lower than the initial voltage (initial voltage), the waveform rises again and returns to the initial voltage. Due to such a waveform, the piezoelectric element 406 has a relatively low initial voltage (that is, a voltage at which the duty ratio of the control signal Vc is a small value) even in a standby state in which the ejection head 400 is not ejecting ink. COM) is applied. Therefore, if the voltage output circuit 100 according to the first to third embodiments described above is applied to the capacitive load driving circuit 200 that outputs such COM, power loss occurs even during the standby state. It can be avoided.

以上、各種の実施例の電圧出力回路１００、および電圧出力回路１００の適用例について説明したが、本発明は上記すべての実施例や適用例に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様で実施することが可能である。例えば、薬剤や栄養剤を内包するマイクロカプセルを形成することに用いる流体噴射装置など、医療機器を含む様々な電子機器を駆動するための容量性負荷駆動回路に対しても、本発明の電圧出力回路１００を好適に適用することができ、上述したように、スイッチ素子の切り換えにともなう電力損失の発生を抑制することが可能であるため、電力を高効率に使用する流体噴射装置を提供することができる。 As described above, the voltage output circuit 100 of various embodiments and the application examples of the voltage output circuit 100 have been described. However, the present invention is not limited to all the embodiments and application examples described above, and the scope of the present invention is not deviated. It can be implemented in various ways. For example, the voltage output of the present invention is also applied to a capacitive load driving circuit for driving various electronic devices including medical devices such as a fluid ejecting apparatus used to form a microcapsule containing a medicine or a nutrient. To provide a fluid ejecting apparatus that can use the circuit 100 with high efficiency, because the circuit 100 can be suitably applied and, as described above, it is possible to suppress the occurrence of power loss due to switching of the switch element. Can do.

尚、上述した実施例では、スイッチＳ１と還流ダイオードＤ１、スイッチＳ２と還流ダイオードＤ２はそれぞれ異なる素子の場合の説明をしたが、ひとつの素子がスイッチと還流ダイオードを含んでいる場合においても適用することができる。例えば、スイッチとしてＭＯＳＦＥＴを用いた場合には、ＭＯＳＦＥＴに内蔵される寄生ダイオードが還流ダイオードの役割を果たすので、ＭＯＳＦＥＴはひとつの素子でスイッチと還流ダイオードの二つの機能を有する。この場合は、スイッチの他に還流ダイオードを別途設ける必要がないので、本発明においても好適である。 In the above-described embodiment, the switch S1 and the free wheeling diode D1, and the switch S2 and the free wheeling diode D2 are described as different elements. However, the present invention can be applied to the case where one element includes the switch and the free wheeling diode. be able to. For example, when a MOSFET is used as a switch, a parasitic diode built in the MOSFET serves as a freewheeling diode, so that the MOSFET has two functions of a switch and a freewheeling diode as a single element. In this case, it is not necessary to separately provide a reflux diode in addition to the switch, which is preferable in the present invention.

１００…電圧出力回路、１０２…電圧切換部、１０４…平滑フィルター、１１０…電圧差監視部、１１１…クランプ回路、１１２…クランプ回路、１１３…コンパレーター、１１４…コンパレーター、１１５…フォトカプラー、１１６…フォトカプラー、１１８…デジタルコンパレーター、１２０…スイッチ駆動部、１３０…制御部、２００…容量性負荷駆動回路、２１０…駆動波形信号発生回路、２２０…演算回路、２３０…変調回路、２６０…補償回路、３００…流体噴射装置、３１０…脈動発生部、３１１…ノズル、３１５…流体室、３１６…圧電素子、３３０…制御部、４００…噴射ヘッド、４０２…噴射ノズル、４０４…インク室、４０６…圧電素子、４５０…制御回路、４６０…ゲートユニット、４６２…ゲート素子、Ｖｏｕｔ…出力電圧、Ｃ１…寄生容量、Ｓ１…スイッチ素子、Ｄ１…還流ダイオード、Ｃ２…寄生容量、Ｓ２…スイッチ素子、Ｄ２…還流ダイオード。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 ... Voltage output circuit, 102 ... Voltage switching part, 104 ... Smoothing filter, 110 ... Voltage difference monitoring part, 111 ... Clamp circuit, 112 ... Clamp circuit, 113 ... Comparator, 114 ... Comparator, 115 ... Photocoupler, 116 DESCRIPTION OF SYMBOLS ... Photocoupler 118 ... Digital comparator 120 ... Switch drive part 130 ... Control part 200 ... Capacitive load drive circuit 210 ... Drive waveform signal generation circuit 220 ... Operation circuit 230 ... Modulation circuit 260 ... Compensation Circuit: 300 ... Fluid ejecting apparatus, 310 ... Pulsation generating unit, 311 ... Nozzle, 315 ... Fluid chamber, 316 ... Piezoelectric element, 330 ... Control unit, 400 ... Ejecting head, 402 ... Ejecting nozzle, 404 ... Ink chamber, 406 ... Piezoelectric element, 450 ... control circuit, 460 ... gate unit, 462 ... gate element, Vout Output voltage, C1 ... parasitic capacitance, S1 ... switching device, D1 ... freewheeling diode, C2 ... parasitic capacitance, S2 ... switching device, D2 ... freewheeling diode.

Claims

A nozzle for injecting liquid;
A fluid chamber connected to the nozzle;
A piezoelectric element for changing the volume of the fluid chamber;
A capacitive load drive circuit connected to the piezoelectric element,
The capacitive load driving circuit includes:
A first voltage source;
A first switch element connected in series with the first voltage source;
A second switch element connected in series with the first switch element;
A second voltage generation source connected in series with the second switch element and generating a voltage lower than a voltage generated by the first voltage generation source;
A smoothing filter having an inductive component and a capacitive component for smoothing and outputting a voltage at a location where the first switch element or the second switch element is connected;
By driving the first switch element and the second switch element, a first state in which the first switch element is ON and the second switch element is OFF; and Switch element driving means for switching between a second state in which the switch element is OFF and the second switch element is ON;
A first diode connected in parallel to the first switch element and provided in a direction to bypass a current flowing back through the first switch element;
A second diode connected in parallel to the second switch element and provided in a direction to bypass a current flowing back through the second switch element;
Anda voltage monitoring means for monitoring the state of charge of the parasitic capacitance of the first diode parasitic capacitance and the second diode,
The switch element driving means shifts to the third state where the first switch element and the second switch element are OFF when switching between the first state and the second state. after, the according to the state of charge of the parasitic capacitance of the first diode or the second diode, switching from the state of the third to the first state or the second state, the fluid ejection device.

The fluid ejection device according to claim 1,
The switch element driving unit switches from the first state to the third state, and then the voltage monitoring unit determines that the charge stored in the parasitic capacitance of the second diode has been regenerated. A fluid ejection device that switches to the state of 2.

The fluid ejecting apparatus according to claim 2,
The fluid ejecting apparatus, wherein when the voltage between the parasitic capacitances of the second diode becomes zero, the voltage monitoring unit determines that the electric charge stored in the parasitic capacitances has been regenerated.

The fluid ejecting apparatus according to claim 2,
The fluid ejecting apparatus, wherein the voltage monitoring unit determines that the charge stored in the parasitic capacitance has been regenerated before the voltage between the parasitic capacitances of the second diode becomes zero.

The fluid ejection device according to claim 1,
The switch element driving means switches from the second state to the third state, and then the voltage monitoring means determines that the charge stored in the parasitic capacitance of the first diode has been regenerated. A fluid ejection device that switches to a state of 1.

The fluid ejection device according to claim 5,
The fluid ejecting apparatus, wherein when the voltage between the parasitic capacitances of the first diode becomes 0, the voltage monitoring unit determines that the electric charge stored in the parasitic capacitances has been regenerated.

The fluid ejection device according to claim 5,
The fluid ejecting apparatus, wherein the voltage monitoring unit determines that the charge stored in the parasitic capacitance has been regenerated before the voltage between the parasitic capacitances of the first diode becomes zero.