JP2013058502A

JP2013058502A - 照明装置

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Publication number: JP2013058502A
Application number: JP2012285113A
Authority: JP
Inventors: Shinsuke Funayama; 信介船山; Shinichi Shibahara; 信一芝原
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Priority date: 2012-12-27
Filing date: 2012-12-27
Publication date: 2013-03-28
Anticipated expiration: 2027-11-09
Also published as: JP5414881B2

Abstract

【課題】放電灯の整流放電を検出して、放電灯を消灯する。
【解決手段】電圧変換回路１７１は、結合コンデンサＣ４３の両端に発生した電圧を変換して、直流電圧を生成する。電圧上昇検出回路１８０は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の上限電圧より高いか否かを検出する。電圧下降検出回路１９０は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の下限電圧より低いか否かを検出する。電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の上限電圧より高いことを電圧上昇検出回路１８０が検出した場合と、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の下限電圧より低いことを電圧下降検出回路１９０が検出した場合との少なくともいずれかの場合に、マイクロコンピュータ１６０は発振停止信号を生成し、制御電源回路１５０は交流電圧の生成を停止する。
【選択図】図２

Description

この発明は、照明装置に関する。

放電灯点灯装置において、放電灯の寿命末期などにより放電灯が整流放電した場合に放電灯を消灯するため、整流放電を検出する保護検出回路が必要となる。

特開２００１−１５２８９号公報

従来の保護検出回路は、動作電流が大きく、保護検出回路における消費電力が大きい。また、保護検出回路が必要とする電流を供給するため、制御電源回路の電流供給能力を高くすると、制御電源回路における消費電力も大きくなる。
この発明は、例えば、上記のような課題を解決するためになされたものであり、保護検出回路の動作電流及び消費電力を低く抑えつつ、放電灯の整流放電を検出し、放電灯を消灯することを目的とする。

この発明にかかる照明装置は、
光源が接続された負荷回路と、
上記負荷回路に発生した電圧を変換して直流電圧を生成する電圧変換回路と、
上記電圧変換回路が生成した直流電圧が所定の上限電圧より高いか否かを検出する電圧上昇検出回路と、
上記電圧変換回路が生成した直流電圧が所定の下限電圧より低いか否かを検出する電圧下降検出回路と、
上記直流電圧が所定の上限電圧より高いと上記電圧上昇検出回路が検出した場合と上記直流電圧が所定の下限電圧より低いと上記電圧下降検出回路が検出した場合とのうち少なくともいずれかの場合に、上記光源を消灯させる判定回路とを備え、
上記電圧上昇検出回路は、
上記電圧変換回路が生成した直流電圧を分圧して第一スイッチング電圧を生成する第一分圧回路と、
上記第一分圧回路が生成した第一スイッチング電圧が所定のスイッチング電圧より高い場合に導通する第一スイッチング回路とを有し、
上記電圧下降検出回路は、
上記電圧変換回路が生成した直流電圧を分圧して第二スイッチング電圧を生成する第二分圧回路と、
上記第二分圧回路が生成した第二スイッチング電圧が所定のスイッチング電圧より高い場合に導通する第二スイッチング回路とを有し、
上記判定回路は、上記第一スイッチング回路が導通した場合に、上記直流電圧が所定の上限電圧より高いと上記電圧上昇検出回路が検出したと判断し、上記第二スイッチング回路が導通しない場合に、上記直流電圧が所定の下限電圧より低いと上記電圧下降検出回路が検出したと判断する。

この発明にかかる照明装置によれば、負荷回路に発生した電圧が正常範囲から外れた場合に、光源を消灯させることができる。

実施の形態１における照明器具８００の外観を示す斜視図。実施の形態１における放電灯点灯装置１００の回路構成を示す電気回路図。実施の形態１における保護検出回路１７０の回路構成を示す電気回路図。実施の形態１における電圧変換回路１７１が入力する電圧Ｖｐ４３と、電圧変換回路１７１が出力する直流電圧Ｖ_７５との関係を示すグラフ図。実施の形態１におけるマイクロコンピュータ１６０が放電灯ＬＡの異常を検出する異常検出処理の流れを示すフローチャート図。実施の形態１における保護検出回路１７０の各部の電圧・電流を示す図。

実施の形態１．
実施の形態１について、図１〜図６を用いて説明する。

図１は、この実施の形態における照明器具８００の外観を示す斜視図である。
照明器具８００は、放電灯ＬＡを着脱自在に接続できる放電灯接続部２００を有し、放電灯接続部２００に接続した放電灯ＬＡを点灯する。
照明器具８００は、内部に（図示していない）放電灯点灯装置１００を有する。
放電灯点灯装置１００は、商用電源などの交流電源ＡＣから低周波交流電圧（例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ、１００Ｖ〜２４２Ｖ）を入力し、放電灯ＬＡに印加する高周波交流電圧（例えば４５ｋＨｚ）を生成する。

図２は、この実施の形態における放電灯点灯装置１００の回路構成を示す電気回路図である。
放電灯点灯装置１００は、電源整流回路１１０、アクティブフィルタ回路１２０、インバータ回路１３０、負荷回路１４０、制御電源回路１５０、マイクロコンピュータ１６０、保護検出回路１７０を有する。

電源整流回路１１０は、交流電源ＡＣから入力した交流電圧を全波整流して、脈流電圧を生成する。電源整流回路１１０は、例えば、ダイオードブリッジＤＢである。
なお、電源整流回路１１０は、ノイズを除去するためのコモンモードチョークやノーマルモードチョークやアクロスザラインコンデンサなどを有していてもよい。

アクティブフィルタ回路１２０は、電源整流回路１１０が生成した脈流電圧を昇圧または降圧して、高電圧の直流電圧（例えば４４０Ｖ）を生成する。アクティブフィルタ回路１２０は、例えば、チョークコイルＬ２１、ＰＦＣ１２２、ＦＥＴＱ２３、ダイオードＤ２４、コンデンサＣ２５からなる昇圧チョッパ回路であり、電源電圧波形に沿ってスイッチングを行うことにより、入力電流波形を成形して力率を改善する。

インバータ回路１３０は、アクティブフィルタ回路１２０が生成した直流電圧から、高周波交流電圧を生成する。
インバータ回路１３０は、例えば、ＦＥＴＱ３１、ＦＥＴＱ３２、インバータ制御ＩＣ１３３、交流電圧出力端子ｏ３４、インバータグランド端子ｇ３５を有する。
インバータグランド端子ｇ３５は、アクティブフィルタ回路１２０の低電位側出力端子に電気接続している。
ＦＥＴＱ３１及びＦＥＴＱ３２は、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴである。ＦＥＴＱ３１のドレイン端子は、アクティブフィルタ回路１２０の高電位側出力端子に電気接続している。ＦＥＴＱ３１のソース端子及びＦＥＴＱ３２のドレイン端子は、交流電圧出力端子ｏ３４に電気接続している。ＦＥＴＱ３２のソース端子は、インバータグランド端子ｇ３５に電気接続している。ＦＥＴＱ３１のゲート端子及びＦＥＴＱ３２のゲート端子は、インバータ制御ＩＣ１３３にそれぞれ電気接続している。
インバータ制御ＩＣ１３３は、マイクロコンピュータ１６０からの指示に基づいて、ＦＥＴＱ３１及びＦＥＴＱ３２をそれぞれオンオフするドライブ信号を出力する。インバータ制御ＩＣ１３３は、例えば、ＩＲ２１５３（ＩＲ社製）などの汎用ドライブＩＣである。
マイクロコンピュータ１６０からの指示により、高周波交流電圧を生成する場合、インバータ制御ＩＣ１３３は、ＦＥＴＱ３１及びＦＥＴＱ３２を交互にオンオフするドライブ信号を出力する。これにより、交流電圧出力端子ｏ３４に高周波の矩形波電圧が発生する。インバータ回路１３０が生成する高周波交流電圧の周波数は、インバータ制御ＩＣ１３３が生成するドライブ信号の周波数と同じであるから、インバータ制御ＩＣ１３３が生成するドライブ信号の周波数を変えることにより、インバータ回路１３０が生成する高周波交流電圧の周波数を制御することができる。
また、マイクロコンピュータ１６０からの指示により、高周波交流電圧の生成を停止する場合、インバータ制御ＩＣ１３３は、ＦＥＴＱ３１及びＦＥＴＱ３２をともにオフにするドライブ信号を出力する。これにより、交流電圧出力端子ｏ３４に発生する電圧は、０になる。

負荷回路１４０には、インバータ回路１３０が生成した高周波交流電圧が印加される。これにより、放電灯接続部２００に接続した放電灯ＬＡが点灯する。
負荷回路１４０は、チョークコイルＬ４１、始動コンデンサＣ４２、結合コンデンサＣ４３を有する。
チョークコイルＬ４１は、放電灯ＬＡ点灯時に放電灯ＬＡを流れる電流を制限するためのインダクタである。チョークコイルＬ４１は、一端を交流電圧出力端子ｏ３４に電気接続し、他端を放電灯ＬＡの一方のフィラメントの一端に電気接続する。
結合コンデンサＣ４３は、インバータ回路１３０が生成した高周波交流電圧の直流成分をカットするためのコンデンサである。結合コンデンサＣ４３は、一端をインバータグランド端子ｇ３５に電気接続し、他端を放電灯ＬＡの他方のフィラメントの一端に電気接続する。
始動コンデンサＣ４２は、チョークコイルＬ４１との共振により、始動時に放電灯ＬＡに印加する高電圧を生成するためのコンデンサである。始動コンデンサＣ４２は、一端を放電灯ＬＡの一方のフィラメントの他端に電気接続し、他端を放電灯ＬＡの他方のフィラメントの他端に電気接続する。
すなわち、チョークコイルＬ４１及び結合コンデンサＣ４３は、放電灯ＬＡと直列に電気接続し、始動コンデンサＣ４２は、放電灯ＬＡと並列に電気接続する。

制御電源回路１５０は、マイクロコンピュータ１６０などを動作させる制御電源電圧を生成する。
制御電源回路１５０は、例えば、電源整流回路１１０が生成した脈流電圧を入力し、入力した脈流電圧から、低電圧の直流電圧を生成して、制御電源電圧とする。
制御電源回路１５０は、制御電源出力端子と、制御電源グランド端子とを有する。
制御電源出力端子は、制御電源配線Ｖ_ＣＣに電気接続し、制御電源回路１５０が生成した制御電源電圧を、制御電源グランド端子との電位差として、出力する。
制御電源グランド端子は、グランド配線ＧＮＤに電気接続し、グランド配線ＧＮＤを介してインバータグランド端子ｇ３５に電気接続している。

マイクロコンピュータ１６０（判定回路）は、制御電源回路１５０が生成した制御電源電圧により動作し、インバータ回路１３０などを制御する。
マイクロコンピュータ１６０は、放電灯ＬＡを点灯するための予熱・始動・点灯動作の設定時間や、保護検出回路１７０などが検出した放電灯ＬＡの正常・異常などに基づいて、インバータ回路１３０に高周波交流電圧を生成させるか否か、インバータ回路１３０がに生成させる高周波交流電圧の周波数などを判断する。マイクロコンピュータ１６０は、判断結果に基づいて、インバータ回路１３０に高周波交流電圧の生成を開始させる発振開始信号や、インバータ回路１３０に高周波交流電圧の生成を停止させる発振停止信号や、インバータ回路１３０が生成する高周波交流電圧の周波数を指示する周波数指示信号などを生成して出力する。
マイクロコンピュータ１６０が出力した発振開始信号や発振停止信号や周波数指示信号は、インバータ制御ＩＣ１３３が入力し、インバータ制御ＩＣ１３３がマイクロコンピュータ１６０の指示にしたがってドライブ信号を生成することにより、インバータ回路１３０は、マイクロコンピュータ１６０に指示された動作をする。
なお、マイクロコンピュータ１６０は判定回路の一例であり、判定回路は、アナログ回路により構成してもよい。

保護検出回路１７０は、放電灯ＬＡの寿命末期などによる整流放電を検出する回路である。
保護検出回路１７０は、電圧変換回路１７１、電圧上昇検出回路１８０、電圧下降検出回路１９０を有する。

電圧変換回路１７１は、結合コンデンサＣ４３の両端電圧を入力し、入力した電圧を変換して、直流電圧を生成する。
結合コンデンサＣ４３の両端電圧は、ほぼ一定であるが、放電灯ＬＡを流れる電流により充放電を繰り返すので、わずかな交流成分（例えば、直流成分２２０Ｖに対して、交流成分１０Ｖ程度）を有する。電圧変換回路１７１は、この交流成分により保護検出回路１７０が誤検出しないように、交流成分を除去するとともに、直流成分を減衰させて電圧を低くする（例えば１０Ｖ程度）。

電圧上昇検出回路１８０は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧を入力し、入力した直流電圧が、所定の上限電圧より高いか否かを検出する。電圧上昇検出回路１８０は、検出結果を示す信号（以下「上昇検出信号」と呼ぶ。）を生成し出力する。
電圧下降検出回路１９０は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧を入力し、入力した直流電圧が、所定の下限電圧より低いか否かを検出する。電圧下降検出回路１９０は、検出結果を示す信号（以下「下降検出信号」と呼ぶ。）を生成し出力する。

電圧上昇検出回路１８０が出力した上昇検出信号及び電圧下降検出回路１９０が出力した下降検出信号は、マイクロコンピュータ１６０が入力し、入力した上昇検出信号及び下降検出信号に基づいて、放電灯ＬＡが整流放電しているか否かを判断する。

電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が上限電圧と下限電圧との間にある場合、結合コンデンサＣ４３の両端電圧は正常範囲にある。放電灯ＬＡが整流放電すると、結合コンデンサＣ４３の両端電圧は、上昇あるいは下降する。結合コンデンサＣ４３の両端電圧が上昇すると、電圧変換回路１７１が生成する直流電圧も上昇するので、上限電圧より高くなる。また、結合コンデンサＣ４３の両端電圧が下降すると、電圧変換回路１７１が生成する直流電圧も下降するので、下限電圧より低くなる。これにより、マイクロコンピュータ１６０は、放電灯ＬＡが整流放電しているか否かを判断する。

マイクロコンピュータ１６０は、放電灯ＬＡが整流放電していると判断した場合、発振停止信号を生成し出力する。インバータ制御ＩＣ１３３は、マイクロコンピュータ１６０が発振停止信号を出力した場合、ＦＥＴＱ３１及びＦＥＴＱ３２をともにオフにするドライブ信号を生成する。これにより、インバータ回路１３０は、高周波交流電圧の生成を停止する。

図３は、この実施の形態における保護検出回路１７０の回路構成を示す電気回路図である。

電圧変換回路１７１は、変換第一回路１７２、変換第二回路１７３、電圧入力端子ｉ７１、変換グランド端子ｇ７４、直流電圧出力端子ｏ７５を有する。
電圧入力端子ｉ７１は、結合コンデンサＣ４３と放電灯ＬＡとの接続点に電気接続している。変換グランド端子ｇ７４は、グランド配線ＧＮＤに電気接続し、グランド配線ＧＮＤを介してインバータグランド端子ｇ３５に電気接続している。インバータグランド端子ｇ３５には、結合コンデンサＣ４３のもう一方の端子が電気接続しているので、電圧入力端子ｉ７１は、結合コンデンサＣ４３の両端電圧を、変換グランド端子ｇ７４に対する電位差として入力する。
直流電圧出力端子ｏ７５は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧を、変換グランド端子ｇ７４に対する電位差として出力する。

変換第一回路１７２は、一端を電圧入力端子ｉ７１に電気接続し、他端を直流電圧出力端子ｏ７５に電気接続した二端子回路である。
変換第一回路１７２は、例えば、抵抗Ｒ７６（第五の抵抗）とツェナーダイオードなどの定電圧ダイオードＺ７７（第三の定電圧ダイオード）との直列回路である。定電圧ダイオードＺ７７は、カソード端子が電圧入力端子ｉ７１側に電気接続し、アノード端子が直流電圧出力端子ｏ７５側に電気接続している。なお、定電圧ダイオードＺ７７は、なくてもよい。

変換第二回路１７３は、一端を直流電圧出力端子ｏ７５に電気接続し、他端を変換グランド端子ｇ７４に電気接続した二端子回路である。
変換第二回路１７３は、例えば、抵抗Ｒ７８（第六の抵抗）とコンデンサＣ７９との並列回路である。

電圧入力端子ｉ７１と直流電圧出力端子ｏ７５との電位差が、定電圧ダイオードＺ７７の降伏電圧（ツェナー電圧）より低い場合、定電圧ダイオードＺ７７はオフとなり、電流が流れない。このため、コンデンサＣ７９は充電されず、直流電圧出力端子ｏ７５の変換グランド端子ｇ７４に対する電位差Ｖ_７５は０になる。
電圧入力端子ｉ７１と直流電圧出力端子ｏ７５との電位差が、定電圧ダイオードＺ７７の降伏電圧より高い場合、定電圧ダイオードＺ７７がオンになり、電流が流れる。これにより、コンデンサＣ７９が充電され、直流電圧出力端子ｏ７５の電位が上昇する。最終的に、電位差Ｖ_７５は、結合コンデンサＣ４３の両端電圧のピーク値Ｖ_ｐ４３から定電圧ダイオードＺ７７の降伏電圧Ｖ_Ｚ７７を引いた電圧を抵抗Ｒ７６の抵抗値Ｒ_７６と抵抗Ｒ７８の抵抗値Ｒ_７８とで分圧した電圧（Ｖ_ｐ４３−Ｖ_Ｚ７７）×Ｒ_７８／（Ｒ_７６＋Ｒ_７８）まで上昇する。
すなわち、電圧変換回路１７１は、結合コンデンサＣ４３の両端電圧を、定電圧ダイオードＺ７７でカットし、抵抗Ｒ７６と抵抗Ｒ７８とで分圧し、コンデンサＣ７９で平滑した電圧を出力する。

図４は、この実施の形態における電圧変換回路１７１が入力する電圧Ｖ_ｐ４３と、電圧変換回路１７１が出力する直流電圧Ｖ_７５との関係を示すグラフ図である。
電圧変換回路１７１が入力する結合コンデンサＣ４３の両端電圧のピーク値Ｖ_ｐ４３と、電圧変換回路１７１が出力する直流電圧Ｖ_７５との関係は、抵抗Ｒ７８の抵抗値Ｒ_７８と抵抗Ｒ７６の抵抗値Ｒ_７６との比、及び、定電圧ダイオードＺ７７の降伏電圧Ｖ_Ｚ７７によって変わる。
この図に示した９つのグラフのうち、上段はＲ_７８：Ｒ_７６が小さい場合、中段はＲ_７８：Ｒ_７６が中くらいの場合、下段はＲ_７８：Ｒ_７６が大きい場合を示す。また、左列はＶ_Ｚ７７が０の場合（すなわち定電圧ダイオードＺ７７がない場合）、中列はＶ_Ｚ７７が小さい場合、右列はＶ_Ｚ７７が大きい場合を示す。
ここに示したように、Ｒ_７８：Ｒ_７６が大きいほうが、グラフの傾きが大きくなる。グラフの傾きが大きければ、Ｖ_ｐ４３の小さな変化に対して、Ｖ_７５が大きく変化するので、Ｖ_ｐ４３の変動に対する検出感度が高くなる。
また、Ｖ_Ｚ７７が大きいほうが、グラフの横軸切片が大きくなる。グラフの横軸切片が大きければ、同じＶ_ｐ４３に対するＶ_７５が小さくなる。
したがって、Ｖ_７５のレベルを同程度に保ったまま、Ｖ_ｐ４３の変動に対する検出感度を上げるには、Ｒ_７８：Ｒ_７６を大きくするとともに、Ｖ_Ｚ７７を大きくすればよい。

図３に戻り、保護検出回路１７０の回路構成の説明を続ける。

電圧上昇検出回路１８０は、第一分圧回路１８１、第一スイッチング回路１８４、プルアップ抵抗Ｒ８５を有する。
第一分圧回路１８１は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧を更に減衰させて、第一スイッチング回路１８４のスイッチング電圧（例えば０．６Ｖ）程度まで下げる回路である。
第一分圧回路１８１は、第一分圧第一回路１８２、第一分圧第二回路１８３、第一直流電圧入力端子ｉ５１、第一分圧グランド端子ｇ５２、第一分圧電圧出力端子ｏ５３を有する。
第一直流電圧入力端子ｉ５１は、電圧変換回路１７１の直流電圧出力端子ｏ７５に電気接続している。第一分圧グランド端子ｇ５２は、グランド配線ＧＮＤに電気接続し、グランド配線ＧＮＤを介して、制御電源回路１５０の制御電源グランド端子や電圧変換回路１７１の変換グランド端子ｇ７４に電気接続している。したがって、電圧入力端子ｉ７１は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧を、第一分圧グランド端子ｇ５２に対する電位差として入力する。
第一分圧電圧出力端子ｏ５３は、第一分圧回路１８１が減衰させた電圧を、第一分圧グランド端子ｇ５２に対する電位差として出力する。

第一分圧第一回路１８２は、一端を第一直流電圧入力端子ｉ５１に電気接続し、他端を第一分圧電圧出力端子ｏ５３に電気接続した二端子回路である。
第一分圧第一回路１８２は、例えば、ツェナーダイオードなどの定電圧ダイオードＺ５４（第一の定電圧ダイオード）と抵抗Ｒ５５（第一の抵抗）との直列回路である。定電圧ダイオードＺ５４は、カソード端子が第一直流電圧入力端子ｉ５１側に電気接続し、アノード端子が第一分圧電圧出力端子ｏ５３側に電気接続している。なお、定電圧ダイオードＺ５４は、なくてもよい。

第一分圧第二回路１８３は、一端を第一分圧電圧出力端子ｏ５３に電気接続し、他端を第一分圧グランド端子ｇ５２に電気接続した二端子回路である。
第一分圧第二回路１８３は、例えば、抵抗Ｒ５６（第二の抵抗）である。

第一スイッチング回路１８４は、第一制御入力端子ｉ８６、第一スイッチンググランド端子ｇ８７、第一出力端子ｏ８８を有する。
第一制御入力端子ｉ８６は、第一分圧回路１８１の第一分圧電圧出力端子ｏ５３に電気接続している。第一スイッチンググランド端子ｇ８７は、第一分圧グランド端子ｇ５２とともにグランド配線ＧＮＤに電気接続し、グランド配線ＧＮＤを介して、制御電源回路１５０の制御電源グランド端子や電圧変換回路１７１の変換グランド端子ｇ７４に電気接続している。したがって、第一制御入力端子ｉ８６は、第一分圧回路１８１が減衰させた電圧を、第一スイッチンググランド端子ｇ８７に対する電位差として入力する。
第一出力端子ｏ８８は、マイクロコンピュータ１６０に電気接続している。第一出力端子ｏ８８は、第一スイッチンググランド端子ｇ８７に対する電位差を、上昇検出信号として出力する。

第一スイッチング回路１８４は、第一制御入力端子ｉ８６と第一スイッチンググランド端子ｇ８７との電位差が、所定のスイッチング電圧より高い場合に、第一出力端子ｏ８８と第一スイッチンググランド端子ｇ８７との間を導通する。
第一スイッチング回路１８４は、例えば、バイポーラトランジスタＱ８９である。バイポーラトランジスタＱ８９のベース端子は第一制御入力端子ｉ８６に電気接続し、バイポーラトランジスタＱ８９のエミッタ端子は第一スイッチンググランド端子ｇ８７に電気接続し、バイポーラトランジスタＱ８９のコレクタ端子は第一出力端子ｏ８８に電気接続している。この場合、第一スイッチング回路１８４のスイッチング電圧は、約０．６Ｖ程度となる。
なお、第一スイッチング回路１８４は、バイポーラトランジスタＱ８９に代えて、ＦＥＴを用いて実現してもよい。例えば、エンハンスメント型Ｎ−ＭＯＳＦＥＴを用いた場合、第一スイッチング回路１８４のスイッチング電圧は、数Ｖ程度となる。

プルアップ抵抗Ｒ８５（第一プルアップ抵抗）は、一端を制御電源配線Ｖ_ＣＣに電気接続し、制御電源配線Ｖ_ＣＣを介して制御電源回路１５０の制御電源出力端子に電気接続している。また、プルアップ抵抗Ｒ８５は、他端を第一スイッチング回路１８４の第一出力端子ｏ８８に電気接続している。

第一制御入力端子ｉ８６の第一スイッチンググランド端子ｇ８７に対する電位差がスイッチング電圧より低い場合、第一スイッチング回路１８４は導通しないので、プルアップ抵抗Ｒ８５に電流が流れない。したがって、第一出力端子ｏ８８の電位は、制御電源配線Ｖ_ＣＣの電位と同じになる。
第一制御入力端子ｉ８６の第一スイッチンググランド端子ｇ８７に対する電位差がスイッチング電圧より高い場合は、第一スイッチング回路１８４が導通するので、プルアップ抵抗Ｒ８５に電流が流れる。このため、プルアップ抵抗Ｒ８５における電圧降下の分、第一出力端子ｏ８８の電位が下がり、プルアップ抵抗Ｒ８５に流れる電流が十分大きければ、第一出力端子ｏ８８の第一スイッチンググランド端子ｇ８７に対する電位差は０になる。

マイクロコンピュータ１６０は、第一出力端子ｏ８８の電位を測定し、第一出力端子ｏ８８の電位が所定の電位より高ければ、第一スイッチング回路１８４が導通していないと判断する。第一スイッチング回路１８４がオフであるということは、すなわち、第一分圧回路１８１が減衰した電圧が第一スイッチング回路１８４のスイッチング電圧より低いということなので、マイクロコンピュータ１６０は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の上限電圧より低いと判断する。逆に、マイクロコンピュータ１６０は、第一出力端子ｏ８８の電位が所定の電位より低ければ、第一スイッチング回路１８４が導通していると判断する。その場合、マイクロコンピュータ１６０は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の上限電圧より高いと判断し、放電灯ＬＡが整流放電していると判断する。

電圧下降検出回路１９０は、電圧上昇検出回路１８０と同様の回路であり、第二分圧回路１９１、第二スイッチング回路１９４、プルアップ抵抗Ｒ９５を有する。
第二分圧回路１９１は、第一分圧回路１８１と同様の回路であり、第二分圧第一回路１９２、第二分圧第二回路１９３、第二直流電圧入力端子ｉ６１、第二分圧グランド端子ｇ６２、第二分圧電圧出力端子ｏ６３を有する。
第二直流電圧入力端子ｉ６１は、直流電圧出力端子ｏ７５に電気接続している。第二分圧グランド端子ｇ６２は、グランド配線ＧＮＤに電気接続している。第二直流電圧入力端子ｉ６１は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧を、第二分圧グランド端子ｇ６２に対する電位差として入力する。第二分圧電圧出力端子ｏ６３は、第二分圧回路１９１が減衰させた電圧を、第二分圧グランド端子ｇ６２に対する電位差として出力する。
第二分圧第一回路１９２は、一端を第二直流電圧入力端子ｉ６１に電気接続し、他端を第二分圧電圧出力端子ｏ６３に電気接続した二端子回路であり、例えば、定電圧ダイオードＺ６４（第二の定電圧ダイオード）と抵抗Ｒ６５（第三の抵抗）との直列回路である。第二分圧第二回路１９３は、一端を第二分圧電圧出力端子ｏ６３に電気接続し、他端を第二分圧グランド端子ｇ６２に電気接続した二端子回路であり、例えば、抵抗Ｒ６６（第四の抵抗）である。

第二スイッチング回路１９４は、第一スイッチング回路１８４と同様の回路であり、第二制御入力端子ｉ９６、第二スイッチンググランド端子ｇ９７、第二出力端子ｏ９８を有する。
第二制御入力端子ｉ９６は第二分圧電圧出力端子ｏ６３に電気接続し、第二スイッチンググランド端子ｇ９７は第二分圧グランド端子ｇ６２とともにグランド配線ＧＮＤに電気接続し、第二出力端子ｏ９８はマイクロコンピュータ１６０に電気接続している。第二出力端子ｏ９８は、第二スイッチンググランド端子ｇ９７との電位差を、下降検出信号として出力する。第二スイッチング回路１９４は、例えば、バイポーラトランジスタＱ９９である。
プルアップ抵抗Ｒ９５（第二のプルアップ抵抗）は、一端を制御電源配線Ｖ_ＣＣに電気接続し、他端を第二出力端子ｏ９８に電気接続している。

電圧上昇検出回路１８０と電圧下降検出回路１９０との違いは、第一スイッチング回路１８４及び第二スイッチング回路１９４がオンになる電圧の違いである。すなわち、第一スイッチング回路１８４は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の上限電圧に達すると導通するのに対して、第二スイッチング回路１９４は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の下限電圧に達すると導通する。下限電圧は、上限電圧より低い電圧に設定する。

マイクロコンピュータ１６０は、第二出力端子ｏ９８の電位を測定し、第二出力端子ｏ９８の電位が所定の電位より高ければ、第二スイッチング回路１９４が導通していないと判断する。その場合、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の下限電圧より低いと判断し、放電灯ＬＡが整流放電していると判断する。また、マイクロコンピュータ１６０は、第二出力端子ｏ９８の電位が所定の電位より低ければ、第二スイッチング回路１９４が導通していると判断し、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の下限電圧より高いと判断する。

図５は、この実施の形態におけるマイクロコンピュータ１６０が放電灯ＬＡの異常を検出する異常検出処理の流れを示すフローチャート図である。

上昇判断工程Ｓ１１において、マイクロコンピュータ１６０は、上昇検出信号の電位が所定の電位より高いか否かを判断する。上昇検出信号の電位が所定の電位より高いと判断した場合、下降判断工程Ｓ１２へ進む。上昇検出信号の電位が所定の電位より低いと判断した場合、停止信号生成工程Ｓ１３へ進む。
下降判断工程Ｓ１２において、マイクロコンピュータ１６０は、下降検出信号の電位が所定の電位より低いか否かを判断する。下降検出信号の電位が所定の電位より高いと判断した場合、停止信号生成工程Ｓ１３へ進む。下降検出信号の電位が所定の電位より低いと判断した場合、異常検出処理を終了する。
停止信号生成工程Ｓ１３において、マイクロコンピュータ１６０は、発振停止信号を生成し、出力する。
発振停止工程Ｓ１４において、インバータ回路１３０は、高周波交流電圧の生成を停止する。その後、異常検出処理を終了する。

このように、放電灯ＬＡが整流放電すると、結合コンデンサＣ４３の両端電圧が正常時より上昇あるいは下降することを利用して、電圧変換回路１７１が結合コンデンサＣ４３の両端電圧に対応する直流電圧を生成し、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が上限電圧と下限電圧との間に収まっていれば、放電灯ＬＡが正常点灯していると判断し、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が上限電圧より高いか下限電圧より低ければ、放電灯ＬＡが整流放電していると判断する。これにより、放電灯ＬＡの整流放電を検出することができる。

同様の検出は、ウィンドウコンパレータなどのコンパレータＩＣを用いても構成することが可能である。しかし、コンパレータＩＣは、動作電流が２ｍＡ程度必要であり、コンパレータＩＣの動作電流を確保できる電源を用意する必要がある。
インバータ回路１３０が高周波交流電圧を生成している場合、制御電源回路１５０が、インバータ回路１３０の出力に接続したスナバ回路から制御電源を生成するよう構成すれば、比較的大きな電流を供給することができる。しかし、回路起動時などインバータ回路１３０が高周波交流電圧を生成する前には、スナバ回路から制御電源を生成することはできない。
制御電源回路１５０が、電源整流回路１１０が生成した脈流電圧から制御電源を生成する場合、制御電源回路１５０の電流供給能力を高くすると、制御電源回路１５０における消費電力が大きくなるので、制御電源回路１５０の電流供給能力はできるだけ低くしたい。しかし、制御電源回路１５０がコンパレータＩＣにも電源を供給する場合、制御電源回路１５０の電流供給能力を低くすると、電流をコンパレータＩＣに取られてしまい、マイクロコンピュータ１６０が正常に動作しないなどの不具合が生じる可能性がある。

これに対し、この実施の形態における保護検出回路１７０は、コンパレータＩＣを用いずに構成されているので、動作電流が小さい。特に、インバータ回路１３０が高周波交流電圧の生成を開始する前にあっては、第一スイッチング回路１８４及び第二スイッチング回路１９４がともに導通しないので、保護検出回路１７０の動作電流はほとんど０である。
このため、制御電源回路１５０の電流供給能力を高くする必要がなく、制御電源回路１５０における消費電力を抑えることができる。

次に、放電灯点灯装置１００の設計段階において、保護検出回路１７０の回路定数を決定する方法を説明する。

図６は、この実施の形態における保護検出回路１７０の各部の電圧・電流を示す図である。

まず、電圧変換回路１７１が生成する直流電圧Ｖ_７５が下降して、第二スイッチング回路１９４が非導通になり、第二出力端子ｏ９８の電位Ｖ_９８が制御電源配線Ｖ_ＣＣの電位とほぼ同じになる場合について考える。

バイポーラトランジスタＱ８９及びバイポーラトランジスタＱ９９がともにオフなので、バイポーラトランジスタＱ８９のベース電流Ｉ_Ｂ８９及びバイポーラトランジスタＱ９９のベース電流Ｉ_Ｂ９９は、ともに０である。
バイポーラトランジスタＱ９９がオフになるぎりぎりの電圧を考えているので、バイポーラトランジスタＱ９９のベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥ９９は、約０．６Ｖである。
Ｉ_Ｂ８９＝０なので、抵抗Ｒ５５を流れる電流Ｉ_５５と抵抗Ｒ５６を流れる電流Ｉ_５６とは等しい。定電圧ダイオードＺ５４の降伏電圧をＶ_Ｚ５４、抵抗Ｒ５５の抵抗値をＲ_５５、抵抗Ｒ５６の抵抗値をＲ_５６とすると、以下の関係が成り立つ。

同様に、Ｉ_Ｂ９９＝０なので、抵抗Ｒ６５を流れる電流Ｉ_６５と抵抗Ｒ６６を流れる電流Ｉ_６６とは等しい。定電圧ダイオードＺ６４の降伏電圧をＶ_Ｚ６４、抵抗Ｒ６５の抵抗値をＲ_６５、抵抗Ｒ６６の抵抗値をＲ_６６とすると、Ｖ_ＢＥ９９＝０．６なので、以下の関係が成り立つ。

この場合における結合コンデンサＣ４３の両端電圧のピーク値Ｖ_ｐ３４をＶ_ＴＬ、抵抗Ｒ７６を流れる電流をＩ_７６とすると、以下の関係が成り立つ。

抵抗Ｒ７８の抵抗値をＲ_７８、抵抗Ｒ７８を流れる電流をＩ_７８とする。平衡状態であればコンデンサＣ７９を流れる電流Ｉ_７９は０なので、以下の関係が成り立つ。

数３に数４を代入し、更に、数２を代入すると、以下の式が得られる。

次に、電圧変換回路１７１が生成する直流電圧Ｖ_７５が上昇して、第一スイッチング回路１８４が導通し、第一出力端子ｏ８８の電位Ｖ_８８がグランド配線ＧＮＤの電位とほぼ同じになる場合について考える。

バイポーラトランジスタＱ８９及びバイポーラトランジスタＱ９９がともにオンなので、バイポーラトランジスタＱ８９のベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥ８９及びバイポーラトランジスタＱ９９のベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥ９９は、ともに約０．６Ｖである。
第一出力端子ｏ８８の電位Ｖ８８がグランド配線ＧＮＤの電位とほぼ同じなので、プルアップ抵抗Ｒ８５の抵抗値をＲ_８５、プルアップ抵抗Ｒ８５を流れる電流をＩ_８５とすると、Ｖ_ＣＣ＝Ｒ_８５×Ｉ_８５である。
第一出力端子ｏ８８の増幅率をｈ_ＦＥ８９とすると、Ｉ_８５＝ｈ_ＦＥ８９×Ｉ_Ｂ８９なので、Ｖ_ＣＣ＝Ｒ_８５×ｈ_ＦＥ８９×Ｉ_Ｂ８９である。また、Ｉ_５５＝Ｉ_５６＋Ｉ_Ｂ８９、Ｖ_ＢＥ８９＝Ｒ_５６×Ｉ_５６＝０．６なので、Ｉ_５５＝０．６／Ｒ_５６＋Ｖ_ＣＣ／（Ｒ_８５×ｈ_ＦＥ８９）である。したがって、以下の関係が成り立つ。

また、Ｖ_ＢＥ９９＝０．６なので、Ｖ_７５＝Ｖ_Ｚ６４＋Ｒ_６５×Ｉ_６５＋０．６である。

この場合における結合コンデンサＣ４３の両端電圧のピーク値Ｖ_ｐ３４をＶ_ＴＨとすると、以下の関係が成り立つ。

保護検出回路１７０の設計にあたり、まず、正常な放電灯ＬＡ及び寿命末期の放電灯ＬＡを放電灯点灯装置１００に接続して、正常放電時・整流放電時の結合コンデンサＣ４３の両端電圧のピーク値Ｖ_ｐ３４を測定し、Ｖ_ＴＨ及びＶ_ＴＬを決定する。
次に、電圧上昇検出回路１８０における消費電力の観点から、バイポーラトランジスタＱ８９がオンのときのＩ_５６及びＩ_８５を決定し、これに基づいてＲ_５６及びＲ_８５を決定する。
同様に、電圧下降検出回路１９０における消費電力の観点から、バイポーラトランジスタＱ９９がオンのときのＩ_６６及びＩ_９５を決定し、これに基づいてＲ_６６及びＲ_９５を決定する。
更に、電圧変換回路１７１における消費電力の観点から、正常時におけるＩ_７６を決定し、これに基づいてＲ_７６及びＲ_７８を決定する。また、電圧上昇検出回路１８０及び電圧下降検出回路１９０の検出感度の観点から、Ｖ_Ｚ７７及びＶ_Ｚ５４及びＶ_Ｚ６４を決定する。

そして、決定したこれらの値を上述した数５及び数７に代入して、Ｒ_５５及びＲ_６５を求める。

ここで、Ｒ_５５≫Ｒ_７６、Ｒ_６５≫Ｒ_７６であると仮定すると、数５より、

したがって、以下の関係が成り立つ。

また、数７より、

したがって、以下の関係が成り立つ。

このように、Ｒ_５５≫Ｒ_７６、Ｒ_６５≫Ｒ_７６であれば、Ｒ_５５とＲ_６５とは互いに独立する。例えば、Ｖ_ＴＨを変えたい場合は、Ｒ_５５を変更すればよく、Ｒ_６５を変更する必要はない。逆に、Ｖ_ＴＬを変えたい場合は、Ｒ_６５を変更すればよく、Ｒ_５５を変更する必要はない。
したがって、Ｒ_５５及びＲ_６５がＲ_７６よりも十分大きければ、Ｒ_５５及びＲ_６５を簡単な計算式で、容易に決定することができる。

更に、ｈ_ＦＥ８９×Ｒ_８５≫Ｒ_５６であると仮定すると、以下の関係が成り立つ。

したがって、ｈ_ＦＥ８９×Ｒ_８５がＲ_５６よりも十分大きければ、Ｒ_５５を更に簡単な計算式で、更に容易に決定することができる。

なお、Ｖ_ＴＨ＞Ｖ_ＴＬなので、以下の不等式が成り立つ。

したがって、Ｖ_Ｚ５４＋０．６×Ｒ_５５／Ｒ_５６＞Ｖ_Ｚ６４＋０．６×Ｒ_６５／Ｒ_６６である。
これより、Ｒ_６５／Ｒ_６６とＲ_５５／Ｒ_５６とがほぼ等しい場合、定電圧ダイオードＺ６４の降伏電圧Ｖ_Ｚ６４を、定電圧ダイオードＺ５４の降伏電圧Ｖ_Ｚ５４より低く設定すれば、Ｖ_ＴＨ＞Ｖ_ＴＬとなることがわかる。
また、定電圧ダイオードＺ５４及び定電圧ダイオードＺ６４がない場合（すなわち、Ｖ_Ｚ５４＝Ｖ_Ｚ６４＝０の場合）には、Ｒ_６５／Ｒ_６６＜Ｒ_５５／Ｒ_５６であれば、Ｖ_ＴＨ＞Ｖ_ＴＬとなることがわかる。すなわち、抵抗Ｒ６５の抵抗値Ｒ_６５と抵抗Ｒ５６の抵抗値Ｒ_５６との積が、抵抗Ｒ５５の抵抗値Ｒ_５５と抵抗Ｒ６６の抵抗値Ｒ_６６との積より小さくなるように設定すればよい。

この実施の形態における放電灯点灯装置１００によれば、結合コンデンサＣ４３の両端電圧を電圧変換回路１７１が変換して直流電圧Ｖ_７５を生成し、直流電圧Ｖ_７５が所定の上限電圧Ｖ_ＴＨより高いか否かを電圧上昇検出回路１８０が検出し、直流電圧Ｖ_７５が所定の下限電圧Ｖ_ＴＬより低いか否かを電圧下降検出回路１９０が検出し、直流電圧Ｖ_７５が所定の上限電圧Ｖ_ＴＨより高いことを電圧上昇検出回路１８０が検出した場合、あるいは、直流電圧Ｖ_７５が所定の下限電圧Ｖ_ＴＬより低いことを電圧下降検出回路１９０が検出した場合に、マイクロコンピュータ１６０が発振停止信号を生成して、インバータ回路１３０が高周波交流電圧の生成を停止するので、放電灯ＬＡが寿命末期などにより整流放電した場合に、放電灯ＬＡを消灯することができるという効果を奏する。

この実施の形態における放電灯点灯装置１００によれば、直流電圧Ｖ_７５を第一分圧回路１８１が分圧して第一スイッチング電圧Ｖ_ＢＥ８９を生成し、第一スイッチング電圧Ｖ_ＢＥ８９が所定のスイッチング電圧より高い場合に第一スイッチング回路１８４が導通し、直流電圧Ｖ_７５を第二分圧回路１９１が分圧して第二スイッチング電圧Ｖ_ＢＥ９９を生成し、第二スイッチング電圧Ｖ_ＢＥ９９が所定のスイッチング電圧より高い場合に第二スイッチング回路１９４が導通し、第一スイッチング回路１８４が導通した場合に直流電圧Ｖ_７５が所定の上限電圧Ｖ_ＴＨより高いことを電圧上昇検出回路１８０が検出したと、マイクロコンピュータ１６０が判断し、第二スイッチング回路１９４が導通しない場合に直流電圧Ｖ_７５が所定の下限電圧Ｖ_ＴＬより低いことを電圧下降検出回路１９０が検出したと、マイクロコンピュータ１６０が判断するので、コンパレータを用いることなく電圧上昇検出回路１８０及び電圧下降検出回路１９０を構成でき、電圧上昇検出回路１８０及び電圧下降検出回路１９０における消費電流を抑えることができるという効果を奏する。
特に、インバータ回路１３０が高周波交流電圧を生成していない場合、結合コンデンサＣ４３の両端電圧が０になるので、直流電圧Ｖ_７５は下限電圧より低くなり、第一スイッチング回路１８４及び第二スイッチング回路１９４は、ともに導通しない状態となる。したがって、電圧上昇検出回路１８０及び電圧下降検出回路１９０のおける消費電力は、ほとんど０となる。
このため、回路起動時など、インバータ回路１３０が高周波交流電圧を生成していない場合に、制御電源回路１５０が供給できる電流の容量が小さくて済む。したがって、制御電源回路１５０における無駄な電力消費を抑えることができる。

この実施の形態における放電灯点灯装置１００によれば、第一スイッチング回路１８４の第一スイッチンググランド端子ｇ８７が制御電源回路１５０の制御電源グランド端子に電気接続し、プルアップ抵抗Ｒ８５の一端が制御電源回路１５０の制御電源出力端子に電気接続し、プルアップ抵抗Ｒ８５の他端が第一スイッチング回路１８４の第一出力端子ｏ８８に電気接続し、第二スイッチング回路１９４の第一スイッチンググランド端子ｇ８７が制御電源回路１５０の制御電源グランド端子に電気接続し、プルアップ抵抗Ｒ９５の一端が制御電源回路１５０の制御電源出力端子に電気接続し、プルアップ抵抗Ｒ９５の他端が第二スイッチング回路１９４の第二出力端子ｏ９８に電気接続しているので、マイクロコンピュータ１６０が第一出力端子ｏ８８及び第二出力端子ｏ９８の電位を入力することにより、第一スイッチング回路１８４及び第二スイッチング回路１９４が導通しているか否かがわかり、直流電圧Ｖ７５が所定の上限電圧より高いか、所定の下限電圧より低いかを判断できるという効果を奏する。

この実施の形態における放電灯点灯装置１００によれば、第一分圧第一回路１８２が第一の抵抗Ｒ５５と第一の定電圧ダイオードＺ５４との直列回路であり、第一分圧第二回路１８３が第二の抵抗Ｒ５６であり、第二分圧第一回路１９２が第三の抵抗Ｒ６５と第二の定電圧ダイオードＺ６４との直列回路であり、第二分圧第二回路１９３が第四の抵抗Ｒ６６であるので、直流電圧Ｖ７５の変化に対する電圧上昇検出回路１８０及び電圧下降検出回路１９０の感度を高くすることができるという効果を奏する。
また、第二の定電圧ダイオードＺ６４の降伏電圧が第一の定電圧ダイオードＺ５４の降伏電圧より低いので、第一スイッチング回路１８４が導通する所定の上限電圧より、第二スイッチング回路１９４が導通する所定の下限電圧のほうが低くなる。

なお、第一の定電圧ダイオードＺ５４及び第二の定電圧ダイオードＺ６４はなくてもよい。その場合、第一の抵抗Ｒ５５の抵抗値Ｒ_５５と第四の抵抗Ｒ６６の抵抗値Ｒ_６６との積Ｒ_５５×Ｒ_６６が第二の抵抗Ｒ５６の抵抗値Ｒ_５６と第三の抵抗Ｒ６５の抵抗値Ｒ_６５との積Ｒ_５６×Ｒ_６５より大きければ、第一スイッチング回路１８４が導通する所定の上限電圧より、第二スイッチング回路１９４が導通する所定の下限電圧のほうが低くなる。

この実施の形態における放電灯点灯装置１００によれば、結合コンデンサＣ４３の一端がインバータ回路１３０のインバータグランド端子ｇ３５に電気接続し、変換第一回路１７２の一端が結合コンデンサＣ４３の他端に電気接続し、変換第一回路１７２の他端及び変換第二回路１７３の一端が直流電圧出力端子ｏ７５に電気接続し、変換第二回路１７３の他端がインバータ回路１３０のインバータグランド端子ｇ３５に電気接続しているので、電圧変換回路１７１は、結合コンデンサＣ４３の両端電圧を変換第一回路１７２と変換第二回路１７３とで分圧した電圧を生成するという効果を奏する。

この実施の形態における放電灯点灯装置１００によれば、変換第一回路１７２が第五の抵抗Ｒ７６と第三の定電圧ダイオードＺ７７との直列回路であり、変換第二回路１７３が第六の抵抗Ｒ７８とコンデンサＣ７９との並列回路であるので、電圧変換回路１７１は、結合コンデンサＣ４３の両端電圧の交流成分を除去し、結合コンデンサＣ４３の両端電圧の変化に対する感度の高い直流電圧Ｖ_７５を生成できるという効果を奏する。

なお、定電圧ダイオードＺ７７はなくてもよい。その場合、電圧変換回路１７１の製造コストを抑えることができる。

この実施の形態における照明器具８００によれば、放電灯ＬＡを着脱自在に接続する放電灯接続部２００と、放電灯点灯装置１００とを有しているので、放電灯接続部２００に接続した放電灯ＬＡが寿命末期などにより整流放電したことを検出して、放電灯ＬＡを消灯することができるという効果を奏する。

１００放電灯点灯装置、１１０電源整流回路、１２０アクティブフィルタ回路、１２２ＰＦＣ、１３０インバータ回路、１３３インバータ制御ＩＣ、１４０負荷回路、１５０制御電源回路、１６０マイクロコンピュータ、１７０保護検出回路、１７１電圧変換回路、１７２変換第一回路、１７３変換第二回路、１８０電圧上昇検出回路、１８１第一分圧回路、１８２第一分圧第一回路、１８３第一分圧第二回路、１８４第一スイッチング回路、１９０電圧下降検出回路、１９１第二分圧回路、１９２第二分圧第一回路、１９３第二分圧第二回路、１９４第二スイッチング回路、２００放電灯接続部、８００照明器具、ＡＣ交流電源、Ｃ４２始動コンデンサ、Ｃ４３結合コンデンサ、Ｃ２５，Ｃ７９コンデンサ、Ｄ２４ダイオード、ＤＢダイオードブリッジ、ｇ８７第一スイッチンググランド端子、ｇ９７第二スイッチンググランド端子、ｇ３５インバータグランド端子、ｇ５２第一分圧グランド端子、ｇ６２第二分圧グランド端子、ｇ７４変換グランド端子、ＧＮＤグランド配線、ｉ５１第一直流電圧入力端子、ｉ６１第二直流電圧入力端子、ｉ７１電圧入力端子、ｉ８６第一制御入力端子、ｉ９６第二制御入力端子、Ｌ２１，Ｌ４１チョークコイル、ＬＡ放電灯、ｏ８８第一出力端子、ｏ９８第二出力端子、ｏ５３第一分圧電圧出力端子、ｏ６３第二分圧電圧出力端子、ｏ３４交流電圧出力端子、ｏ７５直流電圧出力端子、Ｑ２３，Ｑ３１，Ｑ３２ＦＥＴ、Ｑ８９，Ｑ９９バイポーラトランジスタ、Ｒ５５，Ｒ５６，Ｒ６５，Ｒ６６，Ｒ７６，Ｒ７８抵抗、Ｒ８５，Ｒ９５プルアップ抵抗、ＶＣＣ制御電源配線、Ｚ５４，Ｚ６４，Ｚ７７定電圧ダイオード。

Claims

光源が接続された負荷回路と、
上記負荷回路に発生した電圧を変換して直流電圧を生成する電圧変換回路と、
上記電圧変換回路が生成した直流電圧が所定の上限電圧より高いか否かを検出する電圧上昇検出回路と、
上記電圧変換回路が生成した直流電圧が所定の下限電圧より低いか否かを検出する電圧下降検出回路と、
上記直流電圧が所定の上限電圧より高いと上記電圧上昇検出回路が検出した場合と上記直流電圧が所定の下限電圧より低いと上記電圧下降検出回路が検出した場合とのうち少なくともいずれかの場合に、上記光源を消灯させる判定回路と
を備え、
上記電圧上昇検出回路は、
上記電圧変換回路が生成した直流電圧を分圧して第一スイッチング電圧を生成する第一分圧回路と、
上記第一分圧回路が生成した第一スイッチング電圧が所定のスイッチング電圧より高い場合に導通する第一スイッチング回路と
を有し、
上記電圧下降検出回路は、
上記電圧変換回路が生成した直流電圧を分圧して第二スイッチング電圧を生成する第二分圧回路と、
上記第二分圧回路が生成した第二スイッチング電圧が所定のスイッチング電圧より高い場合に導通する第二スイッチング回路と
を有し、
上記判定回路は、上記第一スイッチング回路が導通した場合に、上記直流電圧が所定の上限電圧より高いと上記電圧上昇検出回路が検出したと判断し、上記第二スイッチング回路が導通しない場合に、上記直流電圧が所定の下限電圧より低いと上記電圧下降検出回路が検出したと判断することを特徴とする照明装置。
上記第一分圧回路は、第一の抵抗と第一の定電圧ダイオードとの直列回路と、この直列回路の出力端に電気接続された第二の抵抗とを有し、
上記第一スイッチング回路は、上記第一分圧回路の直列回路の出力端に電気接続され、
上記第二分圧回路は、第三の抵抗と第二の定電圧ダイオードとの直列回路と、この直列回路の出力端に電気接続された第四の抵抗とを有し、
上記第二スイッチング回路は、上記第二分圧回路の直列回路の出力端に電気接続され、
上記第二の定電圧ダイオードの降伏電圧は、上記第一の定電圧ダイオードの降伏電圧より低いことを特徴とする請求項１に記載の照明装置。
上記第一分圧回路は、第一の抵抗と、この第一の抵抗の出力端に電気接続された第二の抵抗とを有し、
上記第一スイッチング回路は、上記第一の抵抗の出力端に電気接続され、
上記第二分圧回路は、第三の抵抗と、この第三の抵抗の出力端に電気接続された第四の抵抗とを有し、
上記第二スイッチング回路は、上記第三の抵抗の出力端に電気接続され、
上記第一の抵抗の抵抗値と上記第四の抵抗の抵抗値との積は、上記第二の抵抗の抵抗値と上記第三の抵抗の抵抗値との積よりも大きいことを特徴とする請求項１に記載の照明装置。