JP2013046133A - フィルタ回路及びフィルタ回路を備えた無線端末 - Google Patents

Abstract

【課題】入力インピーダンス整合が良好な周波数範囲を拡大し、減衰特性を急峻化し、かつ減衰量を増大させることが可能なフィルタ回路を提供する。
【解決手段】パッシブミキサ回路と、パッシブミキサ回路の後段に接続される、フライングキャパシタを含むパッシブスイッチトキャパシタ回路と、を備え、パッシブミキサ回路は、所定の信号源インピーダンスにて供給される入力信号に局部発振信号を乗算することでベースバンド信号を生成してパッシブスイッチトキャパシタ回路にベースバンド信号を出力し、パッシブスイッチトキャパシタ回路は、パッシブミキサ回路から供給されたベースバンド信号に対して所定のフィルタリングを施して出力し、パッシブスイッチトキャパシタ回路のフライングキャパシタの容量は、パッシブミキサ回路の入力インピーダンスを信号源インピーダンスに整合させる容量である、フィルタ回路が提供される。
【選択図】図１

Description

本開示は、フィルタ回路及びフィルタ回路を備えた無線端末に関する。

無線通信機の受信フロントエンド部では、一般的に高周波帯域信号を周波数変換するためのミキサと、高周波帯域外の妨害波を減衰させるための帯域通過フィルタが搭載されている。帯域通過フィルタは、表面弾性波フィルタや誘電体共振器として構成されるため、高周波集積回路に取り込むことが困難な部品であった。しかし近年では、非特許文献１〜３に示すように、これらのミキサ及び帯域通過フィルタの２つの機能を合わせもつ周波数変換フィルタ回路を受信機のフロントエンド部に集積化する試みが報告されている。

非特許文献１によれば、この周波数変換フィルタ回路は、局部発振信号を乗算した入力信号を出力側に接続された容量素子に出力し、出力側に接続された容量素子の周波数応答を局部発振信号の局部発振周波数だけ高域側にシフトさせて入力側に戻している。かかる構成及び作用により、局部発振信号の周波数で共振する並列ＬＣフィルタと同様な帯域通過フィルタとして作用することが知られている。

B. W. Cook, A. Berny, A. Molnar, S. Lanzisera, K. S. J. Pister,"Low-Power 2.4-GHz Transceiver With Passive RX Font-End and 400-mV Supply,"Journal of Solid State Circuits, Vol. 41, No. 12, pp. 2757-2766, Dec. 2006. J. Borremans, G. Mandal, V. Giannini, T. Sano, M. Ingels, B.Verbruggen, J. Craninckx, "A 40nm CMOS Highly Linear 0.4-to-6GHz ReceiverResilient to 0dBm Out-of-Band Blockers," International Solid-State CircuitsConference (ISSCC) Dig. Tech. Papers, pp. 62-63, Feb. 2011. A. Ghaffari, E. Klumperink, B. Nauta, "A Differential 4-Path HighlyLinear Widely Tunable On-Chip Band-Pass Filter," IEEE Radio FrequencyIntegrated Circuits Symposium(RFIC), pp. 299-302, May 2010.

上記事情に鑑みれば、このようなミキサ及び帯域通過フィルタの２つの機能を合わせもつ周波数変換フィルタ回路において、入力インピーダンス整合が良好な周波数範囲を拡大し、減衰特性を急峻化し、かつ減衰量を増大させることが望ましい。

そこで、本開示は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本開示の目的とするところは、入力インピーダンス整合が良好な周波数範囲を拡大し、減衰特性を急峻化し、かつ減衰量を増大させることが可能な、新規かつ改良されたフィルタ回路及びフィルタ回路を備えた無線端末を提供することにある。

本開示によれば、パッシブミキサ回路と、前記パッシブミキサ回路の後段に接続される、フライングキャパシタを含むパッシブスイッチトキャパシタ回路と、を備え、前記パッシブミキサ回路は、所定の信号源インピーダンスにて供給される入力信号に局部発振信号を乗算することでベースバンド信号を生成して前記パッシブスイッチトキャパシタ回路に出力し、前記パッシブスイッチトキャパシタ回路は、前記パッシブミキサ回路から供給された前記ベースバンド信号に対して所定のフィルタリングを施して出力し、前記パッシブスイッチトキャパシタ回路の前記フライングキャパシタの容量は、前記パッシブミキサ回路の入力インピーダンスを前記信号源インピーダンスに整合させる容量である、フィルタ回路が提供される。

本開示によれば、上記フィルタ回路のパッシブミキサ回路は、所定の信号源インピーダンスにて供給される入力信号に局部発振信号を乗算することでベースバンド信号を生成する。生成されたベースバンド信号はパッシブスイッチトキャパシタ回路に出力される。パッシブスイッチトキャパシタ回路は、パッシブミキサ回路から供給されたベースバンド信号に対して所定のフィルタリングを施して出力する。そしてパッシブスイッチトキャパシタ回路に含まれるフライングキャパシタの容量は、パッシブミキサ回路の入力インピーダンスを信号源インピーダンスに整合させる容量である。かかる構成により、本開示のフィルタ回路は、入力インピーダンス整合が良好な周波数範囲を拡大し、減衰特性を急峻化し、かつ減衰量を増大させることが可能となる。

また本開示によれば、上記フィルタ回路を備える無線端末が提供される。

以上説明したように本開示によれば、入力インピーダンス整合が良好な周波数範囲を拡大し、減衰特性を急峻化し、かつ減衰量を増大させることが可能な、新規かつ改良されたフィルタ回路及びフィルタ回路を備えた無線端末を提供することができる。

従来の周波数変換フィルタ回路の構成例を示す説明図である。 図１で開示された周波数変換フィルタ回路の各パッシブミキサに印加される局部発振信号の波形を示す説明図である。 図１で開示された周波数変換フィルタ回路の入力反射係数をスミスチャート上で示す説明図である。 図１で開示された周波数変換フィルタ回路の反射特性及び透過特性を示す説明図である。 図１で開示された周波数変換フィルタ回路の反射特性及び透過特性を離調周波数で示す説明図である。 本開示の第１実施形態に係る周波数変換フィルタ回路の構成を示す説明図である。 同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１及び直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２に含まれるスイッチを駆動するクロックの波形を示す説明図である。 クロックの供給と共に変化する同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１及び直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２の状態を示す説明図である。 クロックの供給と共に変化する同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１及び直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２の状態を示す説明図である。 クロックの供給と共に変化する同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１及び直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２の状態を示す説明図である。 クロックの供給と共に変化する同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１及び直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２の状態を示す説明図である。 パッシブスイッチトキャパシタ回路を連続時間等価回路で置き換えて示す説明図である。 図６で開示された周波数変換フィルタ回路の入力反射係数をスミスチャート上で示す説明図である。 図６で開示された周波数変換フィルタ回路の反射特性及び透過特性を示す説明図である。 図６で開示された周波数変換フィルタ回路の反射特性及び透過特性を離調周波数で示す説明図である。 従来例と本開示の第１実施形態の周波数特性を比較するために最大値を０ｄＢに正規化したグラフを示す説明図である 図６で開示された周波数変換フィルタ回路の反射特性及び透過特性を離調周波数で示す説明図である。 図６で開示された周波数変換フィルタ回路の反射特性及び透過特性を離調周波数で示す説明図である。 本開示の第３実施形態に係る無線受信機の概略構成を示す説明図である。

以下に添付図面を参照しながら、本開示の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

なお、説明は以下の順序で行うものとする。
＜１．従来例＞
＜２．本開示の第１実施形態＞
＜３．本開示の第２実施形態＞
＜４．本開示の第３実施形態＞
＜５．まとめ＞

＜１．従来例＞
図１は、従来の周波数変換フィルタ回路の構成例を示す説明図である。図１に示す周波数変換フィルタ回路１０は、非特許文献１のｆｉｇ．６において開示されている、Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｍｉｘｅｒ Ｍｏｄｅｌを差動形式に書き換えたものである。なお、非特許文献１のｆｉｇ．６に開示されているパッシブミキサのスイッチ抵抗Ｒｓｗは、以下の説明には不要なので図１では省略した。逆に、非特許文献１のｆｉｇ．６には記載されていない整合抵抗Ｒｍは以下の説明に必要なので書き加えたものであり、この整合抵抗Ｒｍについては後に詳述する。

信号源Ｖｉは、信号源インピーダンスがＲｓの高周波信号源である。図１に示す周波数変換フィルタ回路は、整合抵抗Ｒｍと、同相信号用パッシブミキサ１１ａと、直交信号用パッシブミキサ１１ｂとが並列に接続されている。同相信号用パッシブミキサ１１ａと直交信号用パッシブミキサ１１ｂとの出力側には、それぞれ同相信号用負荷容量ＣＬ，Ｉと、直交信号用負荷容量ＣＬ，Ｑとが接続されている。負荷容量の両端電圧Ｖｏ，ＩおよびＶｏ，Ｑが、図１に示す周波数変換フィルタ回路の出力電圧になる。

図２は、図１で開示された周波数変換フィルタ回路１０の同相信号用パッシブミキサ１１ａ及び直交信号用パッシブミキサ１１ｂに印加される局部発振信号の波形を示す説明図である。同相信号用パッシブミキサ１１ａ及び直交信号用パッシブミキサ１１ｂは、図２に示すように、周期がＴ、デューティ比が２５％で位相がそれぞれ９０度ずつ異なる４相の矩形波の局部発振信号Φ１、Φ２、Φ３、Φ４で駆動されるスイッチである。同相信号用パッシブミキサ１１ａには、１８０°位相が異なる２相のデューティ比２５％の矩形波の局部発振信号Φ１とΦ３が、直交信号用パッシブミキサ１１ｂには、１８０°位相が異なる２相のデューティ比２５％の矩形波の局部発振信号Φ２とΦ４がそれぞれ供給される。各スイッチは、局部発振信号がハイレベルのときにオンになり、ローレベルでオフになる。

局部発振信号のデューティ比が２５％の場合において、局部発振信号の周波数における周波数変換フィルタ回路１０の入力インピーダンスＲｉｎは、数式１に示す値になる。

ここで、Ｒｓが２００ΩのときにＲｉｎは５２７Ωとなり、ＲｓとＲｉｎは値が異なるのでそのままではインピーダンスが整合しない。そこで、整合抵抗Ｒｍを並列に装架してインピーダンスを整合させる例が非特許文献３のｆｉｇ．３に報告されている。非特許文献３（２）とｆｉｇ．３とから、巻き数比が１：２のバランの後側で見た信号源インピーダンスは４倍になるので、４ＲｓをＲｓ’と書き直すと、整合抵抗は数式２に示す値になる。

数式２によれば、Ｒｓが２００ΩのときにＲｍは３２２Ωとなり、ＲｍとＲｉｎの並列抵抗によってインピーダンスが整合する。

なお、周波数変換フィルタ回路の入力インピーダンスＲｉｎは、数式１に示す値となる理由は以下のとおりである。まず、非特許文献３（１）より、Ｒｉｎは以下の数式１−１となる。

非特許文献３のｆｉｇ．３から、数式３のＲｏｕｔはＲｓ’とＲｍの並列抵抗なので、Ｒｏｕｔは以下の数式１−２を満たす。

従って、数式１−１に、数式２と数式１−２とを代入すると、以下のように上述の数式１の関係が成り立つことになる。

ここで、図１の周波数変換フィルタ回路の各素子定数を以下の値にした場合を考える。
・信号源インピーダンスＲｓ：２００Ω
・整合抵抗Ｒｍ：３２２Ω
・同相信号用負荷容量ＣＬ，Ｉと、直交信号用負荷容量ＣＬ，Ｑ：それぞれ５０ｐＦ
・局部発振信号Φ１、Φ２、Φ３、Φ４の周波数：２４００ＭＨｚ

図３は、図１の周波数変換フィルタ回路１０の各素子定数を上述の値にした場合における、２３００ＭＨｚから２５００ＭＨｚでの入力反射係数をスミスチャート上で示す説明図である。図３に示すように、図１の周波数変換フィルタ回路１０の、２３００ＭＨｚから２５００ＭＨｚでの入力反射係数は、スミスチャート上では円弧状になる。

図４は、図１の周波数変換フィルタ回路１０の各素子定数を上述の値にした場合における反射特性及び透過特性を示す説明図である。図４に示したグラフは、実線が周波数変換フィルタ回路１０の反射特性を、破線が周波数変換フィルタ回路１０の透過特性を、それぞれ示している。図４に示すように、図１の周波数変換フィルタ回路１０の反射特性及び透過特性は、２４００ＭＨｚを中心として対称な形状になる。

図５は、図１の周波数変換フィルタ回路１０の各素子定数を上述の値にした場合における反射特性及び透過特性を、２４００ＭＨｚからの離調周波数で示す説明図である。図５に示したグラフは、図５と同様に、実線が周波数変換フィルタ回路１０の反射特性を、破線が周波数変換フィルタ回路１０の透過特性を、それぞれ示している。

一般的に、透過特性が最大値から３ｄＢ低下するまでの周波数範囲がフィルタの帯域幅であり、また反射係数が−１４ｄＢ以下であればインピーダンス整合が良好な周波数範囲といえる。しかし、図４と図５から分かるように、図１の周波数変換フィルタ回路１０の各素子定数を上述の値にした場合におけるフィルタの帯域幅は、２４００ＭＨｚ±１２ＭＨｚ程度である一方、インピーダンス整合が良好な範囲は、２４００ＭＨｚ±３ＭＨｚ程度とフィルタの帯域幅の１／４程度の狭い範囲に限られている。また、離調周波数が１０倍になっても減衰量は２０ｄＢしか増加しないので、近傍の妨害波に対する減衰量を増大させることは困難である。

そこで、以下で説明する本開示の各実施形態は、入力インピーダンス整合が良好な周波数範囲を拡大し、減衰特性を急峻化し、かつ減衰量を増大させた周波数変換フィルタ回路および、これをフロントエンド部に用いた無線受信機について示す。

＜２．本開示の第１実施形態＞
まず、本開示の第１実施形態にかかる周波数変換フィルタ回路について説明する。図６は、本開示の第１実施形態に係る周波数変換フィルタ回路の構成を示す説明図である。以下、図６を用いて本開示の第１実施形態に係る周波数変換フィルタ回路の構成について説明する。

図６に示したように、本開示の第１実施形態にかかる周波数変換フィルタ回路１００は、信号源Ｖｉと、２つの抵抗からなる信号源インピーダンス１０１と、同相信号用パッシブミキサ１１１と、直交信号用パッシブミキサ１１２と、同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１と、直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２と、を含んで構成される。

図６において、周波数変換フィルタ回路１００には、同相信号用と直交信号用の２対のパッシブミキサ回路およびパッシブスイッチトキャパシタ回路が、信号源インピーダンスＲｓの信号源Ｖｉに並列に接続されている。図１で示した従来例と比較すると、入力側にあった整合用抵抗Ｒｍはもはや不要になるため接続されておらず、出力側にあった負荷容量ＣＬ，ＩおよびＣＬ，Ｑの代わりに、同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１と、直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２とが装架されている。

同相信号用パッシブミキサ１１１及び直交信号用パッシブミキサ１１２は、位相が互いに異なる局部発振信号を入力信号にそれぞれ乗算して出力する。例えば、同相信号用パッシブミキサ１１１及び直交信号用パッシブミキサ１１２は、従来例と同様に、図２に示した周期Ｔ、デューティ比が２５％で位相がそれぞれ９０度ずつ異なる４相の矩形波の局部発振信号Φ１、Φ２、Φ３、Φ４で駆動されるスイッチで構成される。同相信号用パッシブミキサ１１１には、１８０°位相が異なる２相のデューティ比２５％の矩形波の局部発振信号Φ１とΦ３が供給される。直交信号用パッシブミキサ１１２には、１８０°位相が異なる２相のデューティ比２５％の矩形波の局部発振信号Φ２とΦ４が供給される。同相信号用パッシブミキサ１１１及び直交信号用パッシブミキサ１１２の各スイッチは、供給される局部発振信号がハイレベルのときにオンになり、ローレベルでオフになる。

同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１は、スイッチング動作によって入力端から出力端へ切り替わる場合には極性を維持し出力端から入力端へ切り替わる場合には極性が反転するフライングキャパシタＣｆ，Ｉと、同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１の入力端にフライングキャパシタと並列に設けられる第１キャパシタＣ１，Ｉと、同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１の出力端にフライングキャパシタと並列に設けられる第２キャパシタＣ２，Ｉと、を備えている。

直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２は、スイッチング動作によって入力端から出力端へ切り替わる場合には極性を維持し出力端から入力端へ切り替わる場合には極性が反転するフライングキャパシタＣｆ，Ｑと、直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２の入力端にフライングキャパシタと並列に設けられる第１キャパシタＣ１，Ｑと、直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２の出力端にフライングキャパシタと並列に設けられる第２キャパシタＣ２，Ｑと、を備えている。

同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１における第２キャパシタの両端電圧Ｖｏ，Ｉおよび直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２における第２キャパシタの両端電圧Ｖｏ，Ｑが、周波数変換フィルタ回路１００の出力電圧になる。

図７は、同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１及び直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２に含まれるスイッチを駆動するクロックの波形を示す説明図である。図７に示すように、同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１及び直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２に含まれるスイッチを駆動するクロックは、デューティ比が２５％で位相がそれぞれ９０度ずつ異なる４相の矩形波のＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４である。本開示の第１実施形態では、クロックの周期τは、局部発振信号の周期Ｔと等しく、さらにタイミングも同期している。従って、Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４とΦ１、Φ２、Φ３、Φ４とは同じ波形であるが、後述の第２実施形態で示すように、クロックの周期τは局部発振信号の周期Ｔと異なっていてもよい。

図８Ａ〜図８Ｄは、クロックの供給と共に変化する同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１及び直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２の状態を示す説明図である。図８Ａ〜図８Ｄは、クロックＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４のそれぞれがハイレベルの場合の、同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１及び直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２の状態を、それぞれＰＨＡＳＥ１、ＰＨＡＳＥ２、ＰＨＡＳＥ３、ＰＨＡＳＥ４として示している。

図８Ａ〜図８Ｄに示す、同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１及び直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２の一巡の動作によって、ＰＨＡＳＥ１からＰＨＡＳＥ２に切り替わる場合にはフライングキャパシタが極性を維持して平行移動し、ＰＨＡＳＥ２からＰＨＡＳＥ３に切り替わる場合にはフライングキャパシタが逆さになって極性を反転して移動し、ＰＨＡＳＥ３からＰＨＡＳＥ４に切り替わる場合にはフライングキャパシタが逆さになったまま極性を維持して平行移動し、ＰＨＡＳＥ４からＰＨＡＳＥ１に切り替わる場合にはフライングキャパシタが元の極性に戻り極性を反転して移動することが分かる。

ここで、フライングキャパシタの容量を決定する計算式は数式３で与えられ、Ｒｓを２００Ω、クロック周波数ｆｓｃを２４００ＭＨｚとすると１６２ｆＦになる。

なお、フライングキャパシタの容量を決定する計算式は数式３で与えられる理由は、以下の通りである。図１に示した周波数変換フィルタ回路の抵抗Ｒｍを、ＩとＱの２つに分割してミキサの後段に移動させると２Ｒｍとなる。従って、同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１及び直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２の入力インピーダンスＺｉｎを２Ｒｍにすればインピーダンス整合がとれることになる。

同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１及び直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２は、クロックによる時間遅延を省略して簡略化すると、図９に示すように、ジャイレータの両側にコンダクタンスＧとキャパシタＣ１，Ｃ２が付いた連続時間等価回路で表現できる。

図９に示した連続時間等価回路のＡＢＣＤパラメータ（Ｆパラメータ）は、以下の通りである。

クロックの１周期でＣｆは２回往復移動する。従って、コンダクタンスＧは以下の通りとなる。

また、図９に示した連続時間等価回路の入力インピーダンスＺｉｎは、以下の通りである。

数式３−３に、ｓ＝０及び数式３−２を代入すると、図９に示した連続時間等価回路の直流入力インピーダンスＺｉｎは、以下の通りとなる。

従って、数式３−１と数式３−４とから、以下の関係が成り立つ。

そして、数式２と数式３−５とから、以下の関係が成り立つ。これが数式３である。

上述した数式３は、中心周波数においてインピーダンス整合を得るための式である。なお、本開示では、インピーダンス整合が良好な範囲を広帯域化するために、Ｃｆの値を１０％程度大きな容量に設定してもよい。例えば、数式３を用いて、Ｃｆの値が１６０ｆＦであるならば、実際の容量は１８０ｆＦ程度に設定してもよい。

図６の周波数変換フィルタ回路１００の各素子定数を以下の値とした場合を考える。
・信号源インピーダンスＲｓ：２００Ω
・局部発振信号Φ１、Φ２、Φ３、Φ４の周波数：２４００ＭＨｚ
・クロックＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４の周波数：２４００ＭＨｚ
・第１キャパシタＣ１，ＩおよびＣ１，Ｑ：１２．５ｐＦ
・フライングキャパシタＣｆ，ＩおよびＣｆ，Ｑ：１８０ｆＦ
・第２キャパシタＣ２，ＩおよびＣ２，Ｑ：１２．５ｐＦ

図１０は、図６の周波数変換フィルタ回路１００の各素子定数を上述の値にした場合における、２３００ＭＨｚから２５００ＭＨｚでの入力反射係数をスミスチャート上で示す説明図である。図１０に示したように、２３００ＭＨｚから２５００ＭＨｚでの入力反射係数は、スミスチャート上で中央にキンクのあるカージオイド状になる。フライングキャパシタＣｆ，ＩおよびＣｆ，Ｑの容量を１０％程度大きな値に設定したことにより、スミスチャートの原点付近にキンクが生じる。

図１１は、図６の周波数変換フィルタ回路１００の各素子定数を上述の値にした場合における反射特性及び透過特性を示す説明図である。図１１に示すように、周波数変換フィルタ回路１００の反射特性は、２４００ＭＨｚから少しオフセットした２か所で最小値になる。従って、図６の周波数変換フィルタ回路１００は、従来の周波数変換フィルタ回路に比べてフィルタの帯域幅が広帯域化する。

図１２は、図６の周波数変換フィルタ回路１００の各素子定数を上述の値にした場合における反射特性及び透過特性を、２４００ＭＨｚからの離調周波数で示す説明図である。一般的に、透過特性が最大値から３ｄＢ低下するまでの周波数範囲がフィルタの帯域幅であり、また反射係数が−１４ｄＢ以下であればインピーダンス整合が良好な周波数範囲といえる。図１１と図１２とから分かるように、図６の周波数変換フィルタ回路１００のフィルタの帯域幅は、２４００ＭＨｚ±１２ＭＨｚ程度であり、インピーダンス整合が良好な範囲も２４００ＭＨｚ±１２ＭＨｚ程度と、フィルタの帯域幅と同程度になる。また、離調周波数が１０倍になると減衰量は４０ｄＢ増加する急峻な減衰特性が得られる。

図１３は、従来例と本開示の第１実施形態の周波数特性を比較するために最大値を０ｄＢに正規化したグラフを示す説明図である。図１３に示したグラフの透過特性が示すように、従来例の周波数変換フィルタ回路と、本開示の第１実施形態に係る周波数変換フィルタ回路１００とのフィルタ帯域が等しいことが分かる。ここで、従来例の周波数変換フィルタ回路は、ＣＬ，ＩとＣＬ，Ｑの合計容量が１００ｐＦであるが、本開示の第１実施形態に係る周波数変換フィルタ回路１００のＣ１，Ｉ、Ｃ１，Ｑ、Ｃ２，Ｉ、Ｃ２，Ｑの合計容量は５０ｐＦであり、従来例の半分で済む。半導体集積回路におけるキャパシタの容量は実装面積に比例するので、本開示の第１実施形態に係る周波数変換フィルタ回路１００は、従来例と比較してコストを削減できることになる。

また、図１３に示したグラフの反射特性が示すように、本開示の第１実施形態に係る周波数変換フィルタ回路１００は、従来例と比較して入力インピーダンス整合が良好な周波数範囲が広い。

上述の例では、インピーダンス整合が良好な範囲を広帯域化するために、Ｃｆの値を１０％程度大きな容量に設定した場合を示した。Ｃｆの値を１０％程度大きな容量に設定することでインピーダンス整合が良好な範囲が広帯域化することを、Ｃｆの値が上記数式３で設定される値を用いた場合と比較することで説明する。

図１４は、図６の周波数変換フィルタ回路１００のＣｆ以外の各素子定数を上述の値にして、Ｃｆの値を上記数式３で設定される値にした場合における反射特性及び透過特性を、２４００ＭＨｚからの離調周波数で示す説明図である。そして図１５は、Ｃｆの値を上記数式３で設定される値にした場合と、Ｃｆの値を１０％程度大きな容量に設定とにおける周波数特性を比較するために、最大値を０ｄＢに正規化したグラフを示す説明図である。

図１５に示したように、透過特性はＣｆの値を変えても殆ど変化は無いが、反射係数が−１４ｄＢ以下となっている周波数帯域は、Ｃｆの値を１０％程度大きな容量に設定した場合のほうが広いことが分かる。従って、Ｃｆの値を１０％程度大きな容量に設定することで、インピーダンス整合が良好な範囲が広帯域化することが分かる。

以上説明したように、本開示の第１実施形態によれば、パッシブミキサの後段に、フライングキャパシタを備えたパッシブスイッチトキャパシタ回路を設け、当該フライングキャパシタの容量値を適切に設定することで、インピーダンス整合が良好な範囲が従来の周波数変換フィルタ回路に比べて広帯域化する。

＜３．本開示の第２実施形態＞
続いて、本開示の第２実施形態について説明する。本開示の第２実施形態に係る周波数変換フィルタ回路は、図６に示した、本開示の第１実施形態に係る周波数変換フィルタ回路１００と同一の構成を備える。本開示の第２実施形態に係る周波数変換フィルタ回路はが、本開示の第１実施形態に係る周波数変換フィルタ回路１００と異なる点は、同相信号用パッシブミキサ１１１及び直交信号用パッシブミキサ１１２からなるパッシブミキサ回路を駆動する局部発振信号の周波数と、同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１及び直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２からなるパッシブスイッチトキャパシタ回路を駆動するクロックの周波数との関係は、正の整数倍もしくはその逆数倍にしたところにある。

パッシブミキサ回路を駆動する局部発振信号の周波数とパッシブスイッチトキャパシタ回路を駆動するクロックの周波数の関係を正の整数倍もしくはその逆数倍にする目的は、フライングキャパシタの容量値Ｃｆを変化させることなく、周波数変換フィルタ回路を広い周波数範囲で動作させることにある。先に述べたように、フライングキャパシタの容量値Ｃｆとクロック周波数には数式３の関係があるので、例えば５０ＭＨｚから１６００ＭＨｚの広大な周波数範囲を一つの回路でカバーするには、フライングキャパシタの容量値Ｃｆを７．７６ｐＦから２４３ｆＦまで変化させることになり、フライングキャパシタの容量値Ｃｆの可変範囲が実装上の課題になるからである。

例えば、表１に示すように局部発振信号とクロックの周波数比を変化させることで、Ｃｆの可変範囲は９７１ｆＦから４８５ｆＦの範囲に狭めることができる。

以上説明したように、本開示の第２実施形態によれば、パッシブミキサ回路を駆動する局部発振信号の周波数とパッシブスイッチトキャパシタ回路を駆動するクロックの周波数の関係を正の整数倍もしくはその逆数倍にすることで、周波数変換フィルタ回路をより広い周波数範囲で動作させることができる。

＜４．本開示の第３実施形態＞
続いて、本開示の第３実施形態について説明する。図１６は、上述した本開示の各実施形態に係る周波数変換フィルタ回路が適用される、本開示の第３実施形態に係る無線受信機の概略構成を示す説明図である。以下、図１６を用いて、本開示の第３実施形態に係る無線受信機３００の概略構成について説明する。

図１６に示すように、本開示の第３実施形態に係る無線受信機３００は、アンテナ３０１と、バンドパスフィルタ３０２と、ローノイズアンプ３０３と、周波数変換フィルタ回路１００と、ローパスフィルタ３０４ａ、３０４ｂと、バリアブルゲインアンプ３０５ａ、３０５ｂと、局部発振信号生成器３１１と、クロック信号生成器３１２を含んで構成される。

続いて、本開示の第３実施形態に係る無線受信機３００の動作について説明する。アンテナ３０１にて受信された高周波信号は、バンドパスフィルタ３０２にて所望の周波数範囲が選択され、ローノイズアンプ３０３にて増幅される。ローノイズアンプ３０３で増幅された信号は、所定のインピーダンスを有する伝送路にて周波数変換フィルタ回路１００に供給される。

周波数変換フィルタ回路１００は、所望の周波数範囲の選択とダウンコンバートを実行し、ベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを生成する。周波数変換フィルタ回路１００で生成されたベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとは、それぞれローパスフィルタ３０４ａ、３０４ｂにて近接妨害波が除去され、さらにバリアブルゲインアンプ３０５ａ、３０５ｂにて増幅される。局部発振信号生成器３１１と、クロック信号生成器３１２からは周波数変換フィルタ回路１００を駆動する信号がそれぞれ与えられる。

ここで、バンドパスフィルタ３０１は、本開示の各実施形態にかかる周波数変換フィルタ回路１００の周波数選択特性で所望の特性を満足できる場合には省略が可能である。同様に、本開示の各実施形態にかかる周波数変換フィルタ回路１００は、アンテナに直接接続してもインピーダンス整合を良好に保つことが可能であるから、受信感度が所望の特性を満足できる場合にはローノイズアンプ３０２も省略できる。

＜５．まとめ＞
以上説明したように本開示の各実施形態によれば、周波数変換フィルタ回路１００は、同相信号用パッシブミキサ１１１及び直交信号用パッシブミキサ１１２からなるパッシブミキサ回路と、同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２１及び直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路１２２からなるパッシブスイッチトキャパシタ回路とを備える。パッシブミキサ回路は、所定の信号源インピーダンス１０１にて供給される入力信号に局部発振信号を乗算することでベースバンド信号を生成し、そのベースバンド信号をパッシブスイッチトキャパシタ回路に出力する。

周波数変換フィルタ回路１００は、パッシブミキサ回路とパッシブスイッチトキャパシタ回路の相互作用により、パッシブスイッチトキャパシタ回路のベースバンドにおけるインピーダンスを局部発振信号の周波数だけ高周波に周波数変換させてパッシブミキサ回路の入力インピーダンスを信号源インピーダンスに整合させ、さらにベースバンド信号がパッシブスイッチトキャパシタ回路を通過することにより、低域通過フィルタ特性が得られる。そしてそのフィルタ特性は、従来の周波数変換フィルタ回路に比べてフィルタの帯域幅が広帯域化すると共に、急峻な減衰特性が得られ、さらに実装面積を低減することで製造コストの削減に寄与できる効果を奏する。

また本開示の第２実施形態によれば、パッシブスイッチトキャパシタ回路は、９０°ずつ位相が異なる４相のデューティ比２５％の矩形波のクロック信号で駆動され、そのクロック信号の周波数は、パッシブミキサ回路に入力される局部発振信号の周波数の正の実数倍もしくは逆数倍の関係を有する。これにより、フライングキャパシタの容量値を変化させることなく周波数変換フィルタ回路を広い周波数範囲で動作させることが可能となる。また、パッシブスイッチトキャパシタ回路のフライングキャパシタの静電容量値を、クロック信号の周波数に反比例するように変化させることにより、周波数変換フィルタ回路の入力インピーダンスを信号源インピーダンスに整合させることができる。

また本開示の第３実施形態によれば、高周波信号を受信するアンテナと、アンテナにて受信された高周波信号が伝送される所定のインピーダンスを有する伝送路に接続される、本開示の第１実施形態または第２実施形態に係る周波数変換フィルタ回路とを備える無線受信機が提供される。

以上、添付図面を参照しながら本開示の好適な実施形態について詳細に説明したが、本開示はかかる例に限定されない。本開示の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、これらについても、当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。

なお、本技術は以下のような構成も取ることができる。
（１）
パッシブミキサ回路と、
前記パッシブミキサ回路の後段に接続される、フライングキャパシタを含むパッシブスイッチトキャパシタ回路と、
を備え、
前記パッシブミキサ回路は、所定の信号源インピーダンスにて供給される入力信号に局部発振信号を乗算することでベースバンド信号を生成して前記パッシブスイッチトキャパシタ回路に前記ベースバンド信号を出力し、
前記パッシブスイッチトキャパシタ回路は、前記パッシブミキサ回路から供給された前記ベースバンド信号に対して所定のフィルタリングを施して出力し、
前記パッシブスイッチトキャパシタ回路の前記フライングキャパシタの容量は、前記パッシブミキサ回路の入力インピーダンスを前記信号源インピーダンスに整合させる容量である、フィルタ回路。
（２）
前記パッシブスイッチトキャパシタ回路の前記フライングキャパシタは、スイッチング動作によって入力端から出力端へ切り替わる場合には極性を維持し、出力端から入力端へ切り替わる場合には極性が反転し、
前記パッシブスイッチトキャパシタ回路は、前記フライングキャパシタの入力端に前記フライングキャパシタと並列に設けられる第１キャパシタと、前記フライングキャパシタの出力端に前記フライングキャパシタと並列に設けられる第２キャパシタと、を更に備えることを特徴とする、前記（１）に記載のフィルタ回路。
（３）
前記フライングキャパシタの容量は、前記パッシブミキサ回路の入力インピーダンスを前記信号源インピーダンスに一致させる容量より所定量多い容量を有する、前記（１）または（２）に記載のフィルタ回路。
（４）
前記パッシブミキサ回路は、同相信号用パッシブミキサ回路および直交信号用パッシブミキサ回路を備える、前記（１）〜（３）のいずれかに記載のフィルタ回路。
（５）
前記同相信号用パッシブミキサ回路および前記直交信号用パッシブミキサ回路は、位相が互いに異なる局部発振信号を前記入力信号にそれぞれ乗算する、前記（４）に記載のフィルタ回路。
（６）
前記同相信号用パッシブミキサ回路および前記直交信号用パッシブミキサ回路は、９０°だけ位相が互いに異なるデューティ比２５％の矩形波の局部発振信号を前記入力信号にそれぞれ乗算する、前記（５）に記載のフィルタ回路。
（７）
前記パッシブスイッチトキャパシタ回路は、同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路および直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路を備え、前記同相信号用パッシブミキサ回路および直交信号用パッシブミキサ回路にそれぞれ接続される、前記（４）〜（６）のいずれかに記載のフィルタ回路。
（８）
前記パッシブスイッチトキャパシタ回路は、９０°ずつ位相が異なる４相のデューティ比２５％の矩形波のクロック信号で駆動される、前記（７）に記載のフィルタ回路。
（９）
前記クロック信号の周波数は、前記パッシブミキサ回路に入力される局部発振信号の周波数の、正の実数倍もしくは逆数倍である、前記（８）に記載のフィルタ回路。
（１０）
前記パッシブスイッチトキャパシタ回路の前記フライングキャパシタの静電容量値を、前記クロック信号の周波数に反比例するように変化させる、前記（７）〜（９）のいずれかに記載のフィルタ回路。
（１１）
前記局部発振信号と前記クロック信号とは、それぞれ独立している、前記（７）〜（１０）のいずれかに記載のフィルタ回路。
（１２）
前記（１）〜（１１）のいずれかに記載のフィルタ回路を備える、無線受信機。

１００ 周波数変換フィルタ回路
１０１ 信号源インピーダンス
１１１ 同相信号用パッシブミキサ
１１２ 直交信号用パッシブミキサ
１２１ 同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路
１２２ 直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路
３００ 無線受信機
３０１ アンテナ
３０２ バンドパスフィルタ
３０３ ローノイズアンプ
３０４ａ、３０４ｂ ローパスフィルタ
３０５ａ、３０５ｂ バリアブルゲインアンプ
３１１ 局部発振信号生成器
３１２ クロック信号生成器
Ｖｉ 信号源

Claims (12)

1. パッシブミキサ回路と、
   前記パッシブミキサ回路の後段に接続される、フライングキャパシタを含むパッシブスイッチトキャパシタ回路と、
   を備え、
   前記パッシブミキサ回路は、所定の信号源インピーダンスにて供給される入力信号に局部発振信号を乗算することでベースバンド信号を生成して前記パッシブスイッチトキャパシタ回路に前記ベースバンド信号を出力し、
   前記パッシブスイッチトキャパシタ回路は、前記パッシブミキサ回路から供給された前記ベースバンド信号に対して所定のフィルタリングを施して出力し、
   前記パッシブスイッチトキャパシタ回路の前記フライングキャパシタの容量は、前記パッシブミキサ回路の入力インピーダンスを前記信号源インピーダンスに整合させる容量である、フィルタ回路。
2. 前記パッシブスイッチトキャパシタ回路の前記フライングキャパシタは、スイッチング動作によって入力端から出力端へ切り替わる場合には極性を維持し、出力端から入力端へ切り替わる場合には極性が反転し、
   前記パッシブスイッチトキャパシタ回路は、前記フライングキャパシタの入力端に前記フライングキャパシタと並列に設けられる第１キャパシタと、前記フライングキャパシタの出力端に前記フライングキャパシタと並列に設けられる第２キャパシタと、を更に備えることを特徴とする、請求項１に記載のフィルタ回路。
3. 前記フライングキャパシタの容量は、前記パッシブミキサ回路の入力インピーダンスを前記信号源インピーダンスに一致させる容量より所定量多い容量を有する、請求項１に記載のフィルタ回路。
4. 前記パッシブミキサ回路は、同相信号用パッシブミキサ回路および直交信号用パッシブミキサ回路を備える、請求項１に記載のフィルタ回路。
5. 前記同相信号用パッシブミキサ回路および前記直交信号用パッシブミキサ回路は、位相が互いに異なる局部発振信号を前記入力信号にそれぞれ乗算する、請求項４に記載のフィルタ回路。
6. 前記同相信号用パッシブミキサ回路および前記直交信号用パッシブミキサ回路は、９０°だけ位相が互いに異なるデューティ比２５％の矩形波の局部発振信号を前記入力信号にそれぞれ乗算する、請求項５に記載のフィルタ回路。
7. 前記パッシブスイッチトキャパシタ回路は、同相信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路および直交信号用パッシブスイッチトキャパシタ回路を備え、前記同相信号用パッシブミキサ回路および直交信号用パッシブミキサ回路にそれぞれ接続される、請求項４に記載のフィルタ回路。
8. 前記パッシブスイッチトキャパシタ回路は、９０°ずつ位相が異なる４相のデューティ比２５％の矩形波のクロック信号で駆動される、請求項７に記載のフィルタ回路。
9. 前記クロック信号の周波数は、前記パッシブミキサ回路に入力される局部発振信号の周波数の、正の実数倍もしくは逆数倍である、請求項８に記載のフィルタ回路。
10. 前記パッシブスイッチトキャパシタ回路の前記フライングキャパシタの静電容量値を、前記クロック信号の周波数に反比例するように変化させる、請求項７に記載のフィルタ回路。
11. 前記局部発振信号と前記クロック信号とは、それぞれ独立している、請求項７に記載のフィルタ回路。
12. 請求項１に記載のフィルタ回路を備える、無線受信機。
    

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