JP2012529263A - 誘導エネルギー伝達のための回路装置及び方法 - Google Patents

Abstract

発振器（ＬＣ）、及び発振器（ＬＣ）の誘導負荷を検出して、発振器（ＬＣ）の負荷に応じて発振器の減衰素子（Ｚ）を変更するためのデバイスを用いた、エネルギーの誘導伝達のための方法及び回路装置が記載される。

Description

本発明は、小型電気器具、例えば電動歯ブラシ又は電動かみそりのための、誘導エネルギー伝達のための回路装置及び方法に関する。

電池で動作する小型の電気器具は、典型的には外部の充電ステーションで充電される。充電ステーションからの電気エネルギーを器具へと誘導的に伝達する非接触充電ステーションは、特に、一般に普及している。このため、コイル素子とコンデンサ素子とを有する発振器により、充電ステーションに交番磁界が生成され、このコイル素子は同時に、誘導変圧器の一次コイル（primarily coil）を形成し、この変圧器の二次コイルは、充電する器具の中に配置される。したがって、充電ステーションは一次側として指定され、充電する器具は二次側として指定される。発振器が安定電圧で動作する、又は一定振幅で発振するこのような充電ステーションは、日本特許出願第６−５４４５４ Ａ号から公知である。

最新の充電ステーションは、典型的には３種類の動作状態を有する。第１の状態は、二次側が、例えば器具を動作させるために又は器具に取り付けられた電池を充電するために、電力を連続的に要求する動作モードである。第２の状態は、器具が充電ステーションに設置されていない、即ち電力を全く要求しない単純なスタンドバイ・モードである。第３の状態は、延長スタンドバイ・モード（extended standby mode）として知られているものでありこれは、器具は充電ステーションに設置されているが、例えば、電池はフル充電されてはいるが器具の自己放電又は電力消費を補うために電池を時折再充電しなければならないので、ごくまれに電力を要求するものである。後者の場合、充電ステーションは、必要に応じて、単純なスタンドバイ・モードと動作モードとの間で交互に切り替わらなくてはならない。このように、充電ステーション（一次側）のそれぞれの動作状態は、小型電気器具（二次側）のエネルギー需要により決まる。

二次側のエネルギー需要を二次側で直接検出して、対応する情報を一次側に伝達し、かつ、例えば発振器の中で動作するトランジスタのベース−エミッタ電圧を調整するために、それに応じて発振器を調整することは公知である。この解決策は、二次側から一次側への情報伝送手段が必要となるため、非常に複雑である。別の方法としては、発振器の（一次側）電力消費を測定し、それに応じて発振器を制御して、二次側のエネルギー需要を決定することができる。しかしながら、変圧器の一次側と二次側との間の結合が典型的に弱いことに起因して、充電ステーションの電力消費は、器具の電力消費に若干影響されるだけであるので、この変形は、複数の動作状態を調整することに関してあまり適していない。

日本特許出願第６−５４４５４ Ａ号

本発明の目的は、エネルギー効率の理由で（ＥＵ通達２０５／３２参照）スタンドバイ・モードにおける充電ステーションの電力消費を最小限に抑えること、ひいては、誘導エネルギー伝達の方法、及び二次側の電力要求に応じて簡単な様式で、電力消費がより少ない動作状態に置かれることができる回路装置、を特定することである。

本発明による解決策
この目的は、発振器、及び、発振器の負荷が小さいと回路装置の非リアクタンス性の電力消費が低減されるように（スタンドバイ・モード）、発振器の誘導負荷を検出して、発振器の負荷に応じて発振器の減衰素子を変更するためのデバイスを用いた、エネルギーの誘導伝達のための回路装置を介して達成される。

減衰素子は制御可能な抵抗器を含み、この抵抗器を介して前記減衰素子の前記抵抗を変化させることができる。減衰素子は、少なくとも１つのオームの抵抗器と制御可能なスイッチとを含むのが好ましく、当該スイッチのスイッチングパスは、少なくとも１つのオームの抵抗器及びスイッチから形成される装置の抵抗がスイッチ切り換え可能であり得るように配置される。回路装置の好ましい実施形態では、発振器は、能動素子、例えばトランジスタを既知の方法で備える。共通ベース接続のコルピッツ発振器又はハートレー発振器から成るのが好ましい。次に、減衰素子が、発振器のトランジスタのエミッタ抵抗として接続されるのが好ましく、この減衰素子は、オームの抵抗器及び電子スイッチで構成される平行回路を含む。スタンドバイ・モードでは、スイッチが開き、その結果、スイッチが閉じている動作モードと比べて、エミッタ抵抗は比較的大きな値を呈し、それに応じて発振器の発振の振幅を低下させる。したがって、回路装置の非リアクタンス性の電力消費は低減される。

発振器は、スタンドバイ・モードでも発振するが、振幅は動作モードと比べて低下した状態であるように設計されるのが好ましい。これは、回路装置の電力消費を所望の程度まで低減するのに十分である。好ましくは、二次側で生じる電力需要の増加を迅速に検出することができ、発振器の電力を即座に適合させることができるように、二次側で発振器の誘導負荷を検出するデバイスも、スタンドバイ・モードで動作する。

発振器の誘導負荷を検出するデバイスは、発振器で生じる電気的変数を用いて、発振器の負荷、ひいては、二次側の電力需要を決定し、これを参照値と比較し、発振器の減衰素子がその発振器の負荷に合わせて必要に応じて変更されるように、電子スイッチを制御する。電気的変数は、例えば、発振器のトランジスタのコレクタ電圧又はベース電圧の振幅である。コレクタ電圧又はベース電圧の負のセミ発振の振幅又は振幅の平均のみが、発振器で検出されるのが好ましい。つまり、発振器の発振の負の半波長の振幅は、二次側の負荷に応じて特に強く変化する。

本発明は、一次側の発振器により回路装置に交番磁界が生成され、この交番磁界が二次側に放射され、発振器の減衰素子が、発振器の誘導負荷を検出するデバイスを用いて発振器の負荷に応じて変化させられる、小型電気器具（二次側）へのエネルギーの誘導伝達の方法を更に含み、発振器の負荷が小さいと、減衰素子を変更することにより回路装置の非リアクタンス性の電力消費が低減される。

二次側の電力需要、即ち発振器の負荷は、発振器で検出される電気的変数から決定される。発振器に存在するトランジスタのベース電圧又はコレクタ電圧の負のセミ発振の振幅又は振幅の平均が検出され、参照値と比較されて、必要であれば減衰素子が変更されるのが好ましい。減衰素子は、制御可能な抵抗器を含み、この抵抗器の抵抗は、制御可能なスイッチにより、例えば発振器のトランジスタのエミッタ抵抗の値によりスイッチ切り換え可能であるのが好ましい。

回路装置は、小型電気器具（例えば電動歯ブラシ、電動かみそり、又は通信機器）の中に配置されたエネルギー貯蔵装置を誘導的に充電するように設計され得る。

本発明は、図に示される代表的な実施形態を用いて詳細に説明される。追加の実施形態が本明細書において記載されている。
回路装置のブロック図。 回路装置の第１の実施形態。 回路装置の第２の実施形態。 回路装置の第３の実施形態。

図１によるブロック図は、誘導充電ステーションの基本設計を示している。コンデンサ素子及びコイル素子は、自己発振する発振器ＬＣの中に配置されている。発振器ＬＣは、交番磁界の生成するように機能する。発振器のコイル素子は、同時に、発振器ＬＣから二次側（図中に示されず）へとエネルギーを誘導伝達するように機能する。発振器ＬＣは、電源ＡＣＤＣを介して幹線電源から電力を引き出し、発振を生成するための能動素子Ｔ１を含む。発振器は減衰素子Ｚを含み、この減衰素子Ｚの抵抗は、発振の振幅を調整するために可変である。

図２〜図４は、回路装置の代表的な実施形態をより詳細な形態で示している。これらの図には電源ＡＣＤＣは示されておらず、当該電源は、端子ＤＣ及び０と接続されている。

図２は、第１の代表的実施形態を示す。発振器は、キャパシタＣ８及びＣ９と、コイルとを含み、コイルの端子Ｌ＋及びＬ−のみが示されている。コイルは、磁界を放射する機能も同時に果たす。発振器ＬＣはコルピッツ発振器を形成し、トランジスタにより形成される能動素子Ｔ１を備えている。発振器ＬＣに供給される電気エネルギーは、コイルＬ４と直列な減衰素子Ｚにより調整され、減衰素子Ｚは、能動素子Ｔ１の可変エミッタ抵抗として機能する。減衰素子Ｚは、オームの抵抗器Ｒ５と電界効果トランジスタＴ２とを含み、電界効果トランジスタＴ２のドレイン−ソース間パスは、抵抗器Ｒ５と平行である。発振器ＬＣ内の電流フロー、ひいてはエネルギー供給は、Ｔ１のエミッタ抵抗を変化させることによって調整される。もし回路が、低電力用のみに設計されているとすれば、コイルＬ４をオームの抵抗器に置き換えることもできる。

能動素子Ｔ１のエミッタ抵抗は、追加的能動素子であるトランジスタＴ３によって制御され、トランジスタＴ３のベースは、ツェナー・ダイオードＤ４、並びにＲ１及びＣ１０で構成されているサンプルホールド分岐点を介してトランジスタＴ１のコレクタに接続される。ツェナー・ダイオードＤ４はコンパレータとして機能する。Ｔ１のコレクタ電位Ｕ＿Ｃが、ツェナー・ダイオードＤ４の降伏電圧とＴ３のベース−エミッタ電圧との合計を超える場合、トランジスタＴ３のコレクタ・エミッタパスがつながる。電界効果トランジスタＴ２のゲートの電位は、それによって接地にプルダウンされて、ｎ−チャネル電界効果トランジスタＴ２は遮断される。発振器の減衰素子Ｚのオーム抵抗は、その最大値、即ち抵抗器Ｒ５の値を呈する。したがって、発振器ＬＣに流れる電流の量はごく小さくなり、エネルギー供給はわずかである。電力が磁界を介して発振器から引き出される場合、発振は減衰する。したがって、最大電位、即ちコレクタの発振の振幅はそれにより再度低下し、それによってツェナー・ダイオードＤ４の両端間電圧も同様に低下する。電圧が最終的に、降伏電圧とＴ３のベース−エミッタ電圧との合計未満に低下すると、トランジスタＴ３は遮断される。次に、電界効果トランジスタＴ２が接続するように、Ｔ２のゲートの電位は再度高い値を呈する。次に、素子を通る電流、ひいては、発振器へのエネルギー供給が再度増加するように、減衰素子Ｚのオーム抵抗は最小値を呈する。したがってこの回路は、閉制御回路としての機能を果たす。

発振器ＬＣへのエネルギー供給は、発振器のオーム抵抗の変化を介して調整されるので、回路へのエネルギー供給を簡単な様式で確実に調整することができる。反対に、発振器の静電容量の値又はインダクタンスの変化は、発振器の発振周波数に影響をあたえることになるので、発振器の激しい離調が生じる。離調発振器も同様に、規定された状態で動作すべき回路装置に適さない。本発明の解決策は、トランジスタＴ１の制御だけで、エネルギー供給の直接影響に対するより良好な調整能力を提供する。複数の動作状態、又は正確に２つの規定された動作状態を有する回路装置によって、例えば充電ステーションを実現することができる。

ツェナー・ダイオードの代わりに、定電圧ダイオードＲＤ４をコンパレータとして使用することができる。図３は、そのような第２の実施形態を示している。Ｔ１のコレクタ電位は、ダイオードＤ１を介して、定電圧ダイオードＲＤ４の制御端子ＧＮＤに供給される。制御端子ＧＮＤの電位が（初期設定された）基準電圧よりも小さいままである場合、出力ＯＵＴは低くなる。ＰＮＰトランジスタＴ３は導電性である。電界効果トランジスタＴ２のゲートは、それによりＶＤＤと接続され、したがって電位は高くなる。エネルギーが発振器に流れることができるように、電界効果トランジスタＴ２は導電性である。制御端子ＧＮＤの電位が（初期設定された）基準電圧を超えると、ＶＤＤ端子の電位は出力ＯＵＴに接続される。それによりトランジスタＴ３は遮断される。電界効果トランジスタＴ２のゲートの電位は低くなり、電界効果トランジスタＴ２が遮断される。発振器へのエネルギー供給はわずかである。

図４は、本発明の第３の実施形態を示している。ここでは、コンパレータとしての演算増幅器ＯＰＡＭＰを用いて、Ｔ１のコレクタ電位の評価が行われる。コレクタ電圧（即ち、振幅）のピーク値と、基準電圧Ｕ＿Ｒとしてのコレクタ電圧の平均値との比較は、演算増幅器ＯＰＡＭＰを接続することにより行われる。基準電圧は、抵抗器Ｒ４及びＲ５とキャパシタＣ１とを含む電圧分割器を介して調整される。コレクタ電圧のピーク値は、抵抗Ｒ１、Ｒ２及びダイオードＤ３、並びにキャパシタＣ２を含む電圧分割器によって形成される。ピーク値が平均値に対して低下する場合（これは発振器の高負荷に対応する）、より多くの電気エネルギーを再度供給するように、エミッタ抵抗が低減される。

図中に示されるような共通ベース接続のコルピッツ発振器では、コレクタ電圧Ｕ＿Ｃの代わりに、能動素子Ｔ１のベースの電圧Ｕ＿Ｂを負荷検出のために評価することができる。更に、コルピッツ発振器の代わりに、ハートレー発振器を使用することができる。発振器電圧の正の振幅の代わりに、発振器電圧の負の部分を評価することも可能である。例えば、マイクロコントローラをコンパレータとして使用することができ、このコンパレータには、Ｔ１のベース電圧又はコレクタ電圧の負の半波長が供給される。この電圧は、対応して配向された整流ダイオードを介して供給され、発振器の負荷を示す。マイクロコントローラでは、Ｔ１の電圧を、マイクロコントローラ内部に設定された電圧基準と比較することができる。

スイッチモード電力供給は、幹線電源からの電力消費を、回路装置への出力によく適合させることができるので、図２〜図４に記載の回路装置に供給電圧ＤＣを提供するのに特に適しており、これは、スイッチモード電源は、少量の電力のみを回路装置に供給する必要がある場合（及び逆もまた同様）に、幹線電源から少量の電力のみを引き出すことを意味する。

Claims (15)

1. 発振器（ＬＣ）、及び前記発振器（ＬＣ）の誘導負荷を検出して、前記発振器（ＬＣ）の前記負荷に応じて前記発振器の減衰素子（Ｚ）を変更するためのデバイスを用いた、エネルギーの誘導伝達のための回路装置。
2. 前記減衰素子（Ｚ）が制御可能な抵抗器を含み、前記抵抗器を介して前記減衰素子（Ｚ）の前記抵抗を変化させることができることを特徴とする、請求項１に記載の回路装置。
3. 前記減衰素子（Ｚ）が、少なくとも１つの抵抗器（Ｒ）及び制御可能なスイッチ（Ｔ２）のスイッチングパスによって形成され、前記抵抗器（Ｒ）及び前記スイッチ（Ｔ２）から形成される前記装置の抵抗が、スイッチ切り換え可能であり得ることを特徴とする、請求項２に記載の回路装置。
4. 前記発振器（ＬＣ）が、能動素子（Ｔ１）、例えばトランジスタを有するハートレー発振器又はコルピッツ発振器であることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の回路装置。
5. 前記発振器の前記トランジスタ（Ｔ１）が共通ベース接続で動作し、前記減衰素子（Ｚ）が、前記発振器の前記トランジスタ（Ｔ１）のエミッタ抵抗として接続されることを特徴とする、請求項４に記載の回路装置。
6. 前記発振器の前記負荷を検出するための前記デバイスが、前記発振器で生じる電気的変数（Ｕ＿Ｂ；Ｕ＿Ｃ）を用いて、前記発振器の前記負荷、ひいては、前記二次側の電力需要を決定することを特徴とする、請求項１〜５のいずれか一項に記載の回路装置。
7. 前記電気的変数（Ｕ＿Ｂ；Ｕ＿Ｃ）が、前記能動素子（Ｔ１）の端子の電圧であることを特徴とする、請求項６に記載の回路装置。
8. 前記電気的変数（Ｕ＿Ｂ；Ｕ＿Ｃ）が、前記トランジスタ（Ｔ１）の前記コレクタ端子又は前記ベース端子の負のセミ発振の振幅又は前記振幅の平均であることを特徴とする、請求項７に記載の回路装置。
9. 前記発振器の前記負荷を検出するための前記デバイスが、前記電気的変数（Ｕ＿Ｂ；Ｕ＿Ｃ）及び参照変数（Ｕ＿Ｒ）に応じて前記制御可能なスイッチ（Ｔ２）を制御するように設計されたコンパレータ（Ｄ４；ＲＤ４；ＯＰＡＭＰ；Ｄ１０）を備えることを特徴とする、請求項６〜８のいずれか一項に記載の回路装置。
10. 前記抵抗（Ｚ）が、前記電気的変数（Ｕ＿Ｂ；Ｕ＿Ｃ）が閾値に達したときに変化させられる、請求項１〜９のいずれか一項に記載の回路装置。
11. 発振器（ＬＣ）と、前記発振器（ＬＣ）の誘導負荷を検出するためのデバイスとを含む回路装置を用いた、エネルギーの誘導伝達の方法であって、前記発振器（ＬＣ）の減衰素子（Ｚ）が、前記発振器（ＬＣ）の前記負荷に応じて変化させられる、エネルギーの誘導伝達の方法。
12. 前記減衰素子（Ｚ）が制御可能な抵抗器を含み、この抵抗器の抵抗が、前記発振器（ＬＣ）の負荷が小さいと変化させられて、前記回路装置の非リアクタンス性の電力消費が低下する、請求項１１に記載の方法。
13. 前記減衰素子（Ｚ）の前記抵抗が、前記発振器で検出される電気量（Ｕ＿Ｂ；Ｕ＿Ｃ）に応じて変化させられる、請求項１１又は１２に記載の方法。
14. 前記二次側の電力需要が、前記発振器（ＬＣ）で検出される電気的変数（Ｕ＿Ｂ；Ｕ＿Ｃ）から決定される、請求項１１〜１３のいずれか一項に記載の方法。
15. 前記二次側の前記電力需要が、前記発振器（ＬＣ）に存在するトランジスタ（Ｔ１）の前記ベース電圧（Ｕ＿Ｂ）又はコレクタ電圧（Ｕ＿Ｃ）の負の半波長を用いて決定されることを特徴とする、請求項１４に記載の方法。

Images