JP5913515B2 - 誘導エネルギー伝達用回路機構 - Google Patents

Description

本開示は、例えば電動歯ブラシや電気髭剃り装置などの小型電気装置用の誘導エネルギー伝達用回路機構に関する。

バッテリ駆動式の小型電気装置は、典型的には、外部充電ステーションで充電される。
充電ステーションから装置に電気エネルギーを誘導的に伝達する非接触充電ステーションが特に好まれる。このために、充電ステーションでは、コイル要素とキャパシタ要素を含む発振器によって交番磁界が生成され、同時にコイル要素は、誘導変圧器の一次コイルを形成し、変圧器の二次コイルは、充電される装置内に配置される。したがって、充電ステーションは、従来、一次側と呼ばれ、充電される装置は、二次側と呼ばれる。発振器が安定電圧で動作されるか又はそれぞれ均一振幅で発振するそのような充電ステーションは、ＪＰ ６−５４４５４ Ａ号により知られている。

最新の充電ステーションは、典型的には、３つの動作状態を有する。第１の状態は、二次側が、例えば装置を動作させるか又は装置に組み込まれた電池を充電するために連続的に電力を引き出す動作モードである。第２の状態は、装置が充電ステーション内になく、したがって電力は全く引き出されない単純待機モードである。第３の状態は、拡張待機モードとして知られるものであり、このモードでは、例えば、電池は完全に充電されているが、自己放電又は装置の自己電力消費を補償するために時々再充電されなければならないために、装置は、充電ステーション内にあるが電力を断続的にしか必要としない。後者の引用されたケースでは、充電ステーションは、必要に応じて単純待機モードと動作モードを交互に切り替わらなければならない。したがって、充電ステーション（一次側）のそれぞれの動作状態は、小型電気装置（二次側）の電力需要によって決定される。

二次側の電力需要を二次側で直接検出し、対応する情報を一次側に送り、それに応じて、発振器、即ち例えば発振器内で動作するトランジスタのベース・エミッタ電圧を調整することが知られている。この解決策は、二次側から一次側への情報の伝達手段が必要になるため、かなり複雑である。あるいは、発振器（一次側）の消費電力を測定し、それに応じて発振器を制御することによって、二次側の電力需要を決定してもよい。しかしながら、典型的には変圧器の一次側と二次側との結合が弱いために、充電ステーションの消費電力が、装置の消費電力による影響をわずかしか受けないので、両方の変形は、多数の動作状態を設定するにあまり適していない。

ＪＰ ６−５４４５４ Ａ号

本開示の目的は、二次側の電力需要を一次側で単純に確立することができる、一次側から二次側に誘導的に電力伝達するための回路機構を記載することである。

本開示による解決策
この目的は、エネルギーの誘導伝達用の回路機構によって達成され、この回路機構は、発振器と、発振器の負荷を検出し、検出した負荷に応じて回路機構を複数の動作状態（例えば、待機モード又は動作モード）のうちの１つに切り替える装置とを有し、装置は、発振器の電気的変数を評価するように設計される。発振器は、好ましくはコルピッツ発振器又はハートレー発振器であり、実質的に既知の能動素子を有する。発振器の負荷を検出するための装置は、発振器内の電気的変数、好ましくは能動素子の端子における電圧を評価する。能動素子は、例えば、好ましくは共通ベースで動作するトランジスタである。発振器の負荷を検出するための装置は、トランジスタのコレクタ又はベースにおける電圧、例えば所定の極性を有する半振動（semioscillation）を評価することが好ましい。トランジスタのコレクタ又はベースにおける負電圧の振幅又は平均値が評価されることが好ましい。即ち、発振器振動の半波の振幅は、特に、二次側負荷に強く依存して変化する。これにより、発振器の負荷と、したがって二次側の電力需要は、発振器内で検出できる電気的変数を使用して一次側で決定されてもよい。装置は、検出した負荷を基準値と比較し、その比較の結果に応じて、例えば回路機構が待機モードから動作モード又はこの逆に切り替えることができる制御式スイッチを作動させることによって、回路機構の動作状態を調整する。

待機モードから動作モード又はこの逆の切り換えは、例えば、制御式スイッチによって発振器の電源電圧を切り替えることによって行われてもよい。例えば、回路機構が、複素入力抵抗（好ましくは、容量性直列抵抗）を含む電源アダプタを有する場合、回路機構の有効電力消費は、例えば、制御式スイッチによって比較的小さい抵抗で電源アダプタの出力を終端させることによって変更されてもよい（待機モード）。この場合、幹線は、容量性直列抵抗によって定義された実質的に容量性の無効負荷を受ける。しかしながら、電源アダプタの容量性直列抵抗は、例えば容量性直列抵抗のキャパシタンスを切り替えることによって、制御式スイッチによって変更されてもよい。しかしながら、発振器は、制御式スイッチによって変更可能な減衰素子を有してもよく、即ち、発振器の消費電力が切り替えられてもよい。待機モードにおいて、発振器は、前記発振器が発振するが小さい振幅を有するように減衰素子によって大幅に減衰されてもよく、あるいは発振器が、電源アダプタに対して較的小さい負荷抵抗を示すように強く等化されてもよく、幹線からの消費電力は、電源アダプタの容量性直列抵抗によって決定され、したがって実質的に無効電力を含む。

ＥＵ ２０５／３２ガイドラインに準拠するためには、待機モードの回路機構の消費電力が、時間平均としてだけ動作モードの消費電力より低くければ十分である。したがって、待機モードの発振器は、例えば断続的に動作してもよく、即ち、発振器は、より低い振幅で断続的に発振し、その他の場合に動作モードの標準の、より大きい振幅で発振する。

以上述べた回路機構は、特に、例えば電動歯ブラシ、電気髭剃り装置又は通信装置（携帯電話）などの小型電気装置用の誘導充電ステーションで使用するのに適する。

本開示は、図面に示された例示的な実施形態を使用して説明される。回路機構の更なる変形は、詳細な説明で言及される。
誘導エネルギー伝達用回路機構のブロック図。 ハートレー発振器を有する第１の回路機構の図。 ハートレー発振器を有する第２の回路機構の図。 コルピッツ発振器を有する第１の回路機構の図。 コルピッツ発振器を有する第２の回路機構の図。 コルピッツ発振器を有する第３の回路機構の図。

図１によるブロック図は、電源アダプタＮと、交番磁界を生成する働きをする自励発振器ＬＣとを有する回路機構を示す。発振器は、発振器ＬＣ（一次側）から、図示されていない負荷（二次側）（例えば、この目的のために発振器のコイルに結合されることがあるレシーバ・コイルを含む小型電気装置）に誘導電気エネルギーを伝達する働きをするコイルを備える。発振器は、複素入力抵抗を有する電源アダプタＮを介して、幹線Ｖ３から電気エネルギーを引き出す。回路機構は、また、制御式スイッチＴ２と、発振器ＬＣの負荷を検出する素子Ｘ１とを有し、素子Ｘ１は、スイッチＴ２を制御する。電源アダプタＮの複素入力抵抗は、制御式スイッチＴ２によって切り替えられてもよく、その結果、回路機構は、待機モードでは幹線Ｖ３から動作モードより低い有効電力を消費する。制御式スイッチＴ２は、例えば電気的又は光学的に活動化されてもよい継電器又はトランジスタによって実現されてもよい。

図２に示された回路機構では、電源アダプタは、容量性直列抵抗としてのキャパシタＣ１と、キャパシタＣ２と共に、発振器ＬＣを動作させる平滑化直流電圧を交流幹線電圧から生成するダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３，Ｄ４による整流器ブリッジとを含む。抵抗器Ｒ２は、キャパシタＣ１と並列に接続され、抵抗器Ｒ２は、電源アダプタが幹線Ｖ３から切断された後でキャパシタＣ１が放電されることを保証する。抵抗器Ｒ２は、キャパシタＣ１の能動的抵抗と比べて相対的に高抵抗であり、その結果、電源アダプタの複素入力抵抗は、実質的に、キャパシタＣ１の容量性抵抗によって定義される。

回路機構が待機モードにされなければならない場合、容量性直列抵抗は、整流器ブリッジ、トランジスタＴ２及び抵抗器Ｒ２２を介してアースに接続される。それにより、幹線からの回路機構の消費電力は、有効電力範囲から無効電力範囲の方向にシフトされ、これにより幹線からの有効電力消費が削減される。トランジスタＴ２が完全に導通している場合、電流は、実質的に、抵抗器Ｒ２２とキャパシタＣ１によって制限される。Ｒ２２の電気抵抗値がゼロの場合、発振器は、エネルギー供給源から完全に切り離される。次に、幹線は、純粋な容量性無効負荷を受ける。しかしながら、抵抗器Ｒ２２は、トランジスタＴ２が導通している場合に、キャパシタＣ２で発振器の動作にまだ十分な電圧が設定され、発振器がまだ発振しているが振幅が小さいように大きさが決められることが好ましい。

回路機構に含まれる発振器ＬＣは、能動素子としてトランジスタＴ１を有する共通ベースのハートレー発振器である。二次側によって発振器の負荷を検出するために、ダイオードＤ１５と、抵抗器Ｒ１６及びＲ１７によって形成された分圧器と共に、素子Ｘ１（例えば、マイクロコントローラ）が設けられる。トランジスタＴ１のベース電圧Ｕ＿Ｂの負の半波が、分圧器Ｒ１６，Ｒ１７の一端に印加される。この電圧Ｕ＿Ｂは、ダイオードＤ１５を介して供給され、発振器ＬＣの負荷を示す。マイクロコントローラＸ１によって生成される正基準電圧は、分圧器Ｒ１６，Ｒ１７の他端に印加される。分圧器Ｒ１６，Ｒ１７の中央タップの電圧は、マイクロコントローラＸ１に供給される。トランジスタＴ１の負ベース電圧Ｕ＿Ｂは、マイクロコントローラＸ１によって基準値と比較することができるように、分圧器Ｒ１６，Ｒ１７によって正電圧範囲に変換される。マイクロコントローラＸ１は、この比較の結果に応じてトランジスタＴ２を活動化する。ベース電圧の負の半波の代わりに、コレクタ電圧Ｕ＿Ｃの負の半波が評価されてもよい。

トランジスタＴ２が導通しており、また回路機構が待機モードのとき、マイクロコントローラＸ１は、抵抗器Ｒ１５、ダイオードＤ１４及びトランジスタＴ５による分圧器を介して電源アダプタからエネルギーが供給される。マイクロコントローラＸ１は、二次側の大きな電力需要を確立するとすぐに、トランジスタＴ２を再びディスエーブルする。マイクロコントローラＸ１は、例えば、所定の時間スケジュールにしたがってトランジスタＴ２をオンとオフに切り替える制御プログラムを備えてもよい。

前述の回路機構の別の実施形態は、ハートレー発振器の代わりに、コルピッツ発振器を使用しかつ／又はマイクロコントローラの代わりに個別回路を使用して、例えば図４〜図６に示されたように、発振器の負荷を検出しかつ電源アダプタの複素入力抵抗を修正する。

図３は、容量性直列抵抗Ｃ１を有する電源アダプタによって電力供給されるハートレー発振器を含む回路機構を示す。発振器の負荷を検出する素子Ｘ１として、リセットＩＣとして知られているものがある。リセットＩＣは、供給電圧が所定値を超えた場合のみその出力Ｖｏｕｔにハイ・レベルを出力する。電界効果トランジスタＴ３が導通するためのスイッチングしきい値が、リセットＩＣにより設定される。トランジスタＴ１のベース電圧を評価することにより、電源アダプタから発振器へのエネルギー供給が設定される。このために、トランジスタＴ１の負のベース電圧は、ダイオードＤ１５を介してリセットＩＣに供給される。トランジスタＴ１のベースは、エミッタ抵抗器Ｒ５とダイオードＤ５を介して発振回路と結合される。

発振器の誘導負荷が増えると、トランジスタＴ１のベースの電圧が低下する。ダイオードＤ１５は、電圧Ｕ１５が負で、したがってトランジスタＴ１のベース電圧がアースに対して負であるときだけ電流を流す。リセットＩＣは、ダイオードＤ１５を介して電源電圧を引き出す。アースとダイオードＤ１５のアノードとの間に配置されたキャパシタＣ１５及びＣ１６は、ある時定数を設定し、そのベース電圧の変化は、リセットＩＣに影響を及ぼす。リセットＩＣは、トランジスタＴ１のベース電圧の負の半波が、所定値より低くなったときにのみその出力Ｖｏｕｔにハイ・レベルを出力する。電界効果トランジスタＴ３（トランジスタＴ２を導電状態に切り替える役割をする）は、レベルＶｏｕｔで活動化される。Ｔ１の負のベース電圧が、所定値より低くなった場合、電源アダプタの出力は、オーム抵抗器Ｒ２２を介して比較的小さい抵抗で短絡される。容量性直列抵抗Ｃ１により、電源アダプタは、幹線からの無効電力をほとんど独占的に消費し、発振器ＬＣは、キャパシタＣ１５及びＣ１６の電圧が、リセットＩＣの電源電圧が再び所定値より低い点に低下するまで、電源アダプタからほとんど電気エネルギーを受け取らない。したがって、待機動作において、発振器は、小さい振幅又はそれぞれ大きな振幅で交互に発振する。

図４は、容量性直列抵抗Ｃ１を含む電源アダプタによって電力供給されるコルピッツ発振器を含む回路機構を示す。発振器の負荷を検出するための素子Ｘ１は、発振器ＬＣ内、即ちトランジスタＴ１のコレクタにおける発振の負電圧振幅を検出するツェナーダイオードＤ１０とダイオードＤ１１を含む。発振器の無負荷状態で、負電圧振幅は、大きさが最大である（基準値）。振幅が基準値より小さい場合、これは、より強い減衰、したがってより高い電力需要を示す。無負荷発振器の場合、ツェナーダイオードＤ１０とダイオードＤ１１による分枝は導通し、その結果、トランジスタＴ４が導通する。同様に、トランジスタＴ３及びＴ５は、ベース・エミッタ電圧の大きさが所定値を超えたときに導通することができる。２つのトランジスタＴ３及びＴ５は、電界効果トランジスタＴ２を制御する。Ｔ２が導通する場合、電源アダプタの出力は、オーム抵抗器Ｒ２２（所定の比較的小さい値を有する）を介してアースに接続され、その結果、発振器ＬＣの電源電圧は低下し、電源アダプタからほとんどエネルギーを取り出さなくなる。容量性直列抵抗Ｃ１（オーム抵抗器Ｒ２２と比較すると高い値を有する）により、幹線には、実際には無効電力だけがかかる（待機動作）。

トランジスタＴ１のコレクタ側にあるダイオードＤ９は、トランジスタＴ１の逆方向に流れる可能性があるリターン電流を抑制し、このリターン電流は、ダイオード分枝Ｄ１０，Ｄ１１によって生じ、したがって発振器ＬＣの負電圧振幅を評価する能力を支援する。

図５に示されている回路機構では、電源アダプタは、発振器の負荷に応じて変化することがある容量性部分を有する複素入力抵抗を含む。電源アダプタは、容量性直列抵抗と、キャパシタＣ２と共に、発振器が動作する平滑化直流電圧を交流幹線電圧から生成するダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４による整流器ブリッジとを含む。容量性直列抵抗は、キャパシタＣ７と、抵抗器Ｒ２が並列に配線されたキャパシタＣ１とを有する。抵抗器Ｒ２は、電源アダプタＮが幹線Ｖ３から切り離された後でキャパシタＣ１が放電されることを確実にする。電子スイッチは、キャパシタＣ７と並列に配線され、その電子スイッチは、直列接続された２つのトランジスタＭ３，Ｍ４を含み、オプトカプラの一部である。キャパシタＣ１と抵抗器Ｒ２で構成された並列配線は、キャパシタＣ７とトランジスタＭ３，Ｍ４で構成された並列配線と直列配線される。抵抗器Ｒ２は、キャパシタＣ１の能動的抵抗と比較して相対的に高抵抗である。電源アダプタＮの複素入力抵抗は、実質的に、電子スイッチが閉じているときにキャパシタＣ１の容量性抵抗、又はそれぞれ電子スイッチが開かれていているときに直列配線される２つのキャパシタＣ１及びＣ７の容量性抵抗とによって定義される。

回路機構が待機モードに設定された場合、電子スイッチは開かれ、即ちオプトカプラのダイオードＤ１２が非活動化されることを意味する。直列配線された２つのキャパシタＣ１，Ｃ７の能動的抵抗は、キャパシタＣ１の能動的抵抗よりかなり大きいため、それにより幹線からの回路機構の有効電力消費は減少する。このとき、電源アダプタは、ほとんど無効電力だけを消費する。キャパシタＣ１，Ｃ７は、待機モードで、発振器を動作させるのまだ十分な電圧がキャパシタＣ２で生じ、この発振器が縮小された振幅だけで発振するように大きさが決められることが好ましい。

回路機構に含まれる発振器は、共通ベースのコルピッツ発振器であり、このコルピッツ発振器は、能動素子としてトランジスタＴ１を含む。二次側による発振器の負荷を検出するために、２つのダイオードＤ１０，Ｄ１３、２つの抵抗器Ｒ１３，Ｒ１４、キャパシタＣ６及びスイッチング・トランジスタＭ６を含む回路が設けられる。ダイオードＤ１０のカソードは、トランジスタＴ１のコレクタと接続される。ダイオードＤ１０のアノードには、トランジスタＴ１のコレクタ電圧Ｕ＿Ｃの負の半波が生じる。この電圧は、発振器ＬＣの負荷を表す。コレクタ電圧の負の半波の代わりに、ベース電圧Ｕ＿Ｂの負の半波が評価されてもよい。ダイオードＤ１０のアノードは、抵抗器Ｒ１３を介して、キャパシタＣ６の一端とダイオードＤ１３のカソードと接続される。キャパシタＣ６の他端は、アースに接続される。ダイオードＤ１３のアノードは、スイッチング・トランジスタＭ６の制御端子と接続され、抵抗器Ｒ１４を介してアースに接続される。スイッチング・トランジスタＭ６の接点ギャップは、オプトカプラのダイオードＤ１２と少なくとも１つの電流制限抵抗器Ｒ１８と直列に配線される。

スイッチング・トランジスタＭ６は、その制御端子に十分に高い負電圧が印加されたときだけディスエーブルされる。発振器の負荷が低い場合は、十分に高い負電圧が、ダイオードＤ１０，Ｄ１３及び抵抗器Ｒ１３を介してスイッチング・トランジスタＭ６の制御端子に供給され、その結果、オプトカプラのダイオードＤ１２が非活動化され、電子スイッチのトランジスタＭ３，Ｍ４がディスエーブルされ、複素入力抵抗が高い値になる。

前述の回路機構の別の実施形態は、オプトカプラとキャパシタＣ７の代わりに、キャパシタＣ２（図２に示されたような）と並列なトランジスタＴ２と抵抗器Ｒ２２からなる直列回路、又は発振器（図６に示したような）内の切り替え可能なエミッタ抵抗器を使用して、電源アダプタの複素入力抵抗を変化させる。

図６は、共通ベースのコルピッツ発振器を含む更に回路機構を示し、この回路機構は、発振器ＬＣの発振の負電圧振幅を検出するように設計される。負電圧振幅の大きさが所定値を超えた場合（したがって、無負荷発振器ＬＣの場合）、ツェナーダイオードＤ１０とダイオードＤ１１を有する分枝は導通し、トランジスタＴ３が導通する。同様に、トランジスタＴ４及びＴ５は、ベース・エミッタ電圧の大きさが所定値を超えたときに導通してもよい。２つのトランジスタＴ４及びＴ５は、エミッタ抵抗器Ｒ５と並列に配線された接点ギャップを有する電界効果トランジスタＴ２を制御する。Ｔ２が導通している場合、トランジスタＴ１のエミッタにある能動的抵抗Ｚは比較的小さく、その結果、発振器ＬＣのエネルギー供給が最大になる。しかしながら、電源アダプタの容量性直列抵抗Ｃ１は、あまり大電力用に設計されておらず、その結果、電源アダプタの出力が比較的低い抵抗で終端されるので、電源アダプタの出力電圧が低下し、したがって回路機構の有効電力消費が減少する。

負電圧振幅が、ツェナーダイオードＤ１０によって決定される基準値と比較して大きさが小さい場合、このことは、より強い減衰を示し、したがって二次側でより高い電力需要を示す。トランジスタＴ２は、ディスエーブルされ、エミッタの能動的抵抗Ｚは相対的に高い。これは、発振器の消費電力が、電源アダプタの容量性直列抵抗Ｃ１と整合され、最大電力が二次側に伝達される回路機構の動作状態である。

トランジスタＴ１のコレクタにあるダイオードＤ９は、ダイオード分岐Ｄ１０，Ｄ１１によって生成されるトランジスタＴ１の逆方向に流れる可能性のあるリターン電流を抑制し、したがって発振器ＬＣの負電圧振幅を評価する能力を支援する。

Claims (4)

1. エネルギーの誘導伝達用の回路機構であって、
   発振器（ＬＣ）と、
   前記発振器の負荷を検出し、前記検出した負荷を基準値と比較する比較器と、
   前記比較の結果に応じて作動し、前記回路機構を待機モードから動作モード又はその逆に切り替えるスイッチ（Ｍ６）と、
   前記発振器（ＬＣ）にエネルギーを供給する電源アダプタ（Ｎ）と、を備え、
   前記電源アダプタ（Ｎ）は、
   容量性直列抵抗、整流器素子（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）、及び負荷抵抗を有し、
   前記容量性直列抵抗は、
   第１のコンデンサ（Ｃ１）と、
   前記第１のコンデンサと直列に接続された第２のコンデンサ（Ｃ７）と、
   前記第１のコンデンサと並列に接続された抵抗体（Ｒ２）と、
   前記第２のコンデンサ（Ｃ７）と並列に接続された少なくとも１つの制御可能な電子スイッチ（Ｍ３、Ｍ４）と、を有し、
   前記抵抗体（Ｒ２）、前記コンデンサ（Ｃ１、Ｃ７）及び前記電子スイッチ（Ｍ３、Ｍ４）によって構成された回路の抵抗値が、前記電子スイッチ（Ｍ３、Ｍ４）を前記スイッチ（Ｍ６）によって制御することによって変化する、回路機構。
2. 前記発振器（ＬＣ）が、コルピッツ発振器又はハートレー発振器であり、能動素子（Ｔ１）を有することを特徴とする、請求項１に記載の回路機構。
3. 前記比較器が、ツェナーダイオード（Ｄ１０；Ｄ１３）によって実現されることを特徴とする、請求項１に記載の回路機構。
4. ダイオード（Ｄ９）が、前記発振器（ＬＣ）の発振回路と前記能動素子（Ｔ１）との間に設けられていることを特徴とする、請求項２に記載の回路機構。

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