JP2012520636A - 共通及び個別パイロットを使用した送信 - Google Patents

Abstract

共通及び個別パイロットの双方を含む一式の混合したパイロットを送信する方法、システム、基地局及び無線端末が提供される。この方法は、通信リンクの性能を考慮して個別パイロットの数D（D≧0）を選択し、或る基準に基づいてD個の個別パイロットをプリコーディングする第１のプリコーダを選択し、第１のプリコーダを用いてD個の個別パイロットの第１のプリコーディングを実行し、一式のプリコーディングされた個別パイロットを生成し、一式のプリコーディングされた個別パイロット及び一式の共通パイロットの第２のプリコーディングを実行し、一式の混在したパイロットを生成し、一式の混在したパイロットを用いて通信リンクで送信機からデータを送信することを含む。

Description

この出願は、2009年3月16日に出願された米国仮出願第61/160,452号及び2009年9月21日に出願された米国仮出願第61/244,185号の優先権を主張する。これらの出願の全てを援用する。

本発明は、概して無線通信技術に関し、特に共通及び個別パイロットを使用した送信技術に関する。

通信リンクは、以下の形式で記述され得る。
y=H(x) (1)
ただし、yは受信信号であり、xは送信信号であり、Hはチャネルの影響を表す。概して、y、H及びxは、時間、周波数、受信アンテナ等を表す異なる次元を有する多次元であり、H(x)は、xの一般関数である。簡単にするために、この概念がより一般的な環境に適用され得ることを認識して、HはM×Nの行列により表現可能であり、yはM×Lのベクトルであり、xはN×Lのベクトルであることを仮定することができる。例示目的で、リンクは、N個の送信アンテナ、M個の受信アンテナ及び送信されるL個のレイヤを有するMIMO（Multi-In-Multi-Out）環境を表すことを仮定する。

受信機が送信データをコヒーレントに（整合して）復調するために、チャネルHの認識が必要になる。この認識を実現する１つの方法は、パイロットシンボルの送信を通じたものである。これらのパイロットは、共通でもよく（全ての移動局／多くの移動局がこれらを確認してチャネルを判断することができる）、個別でもよい（チャネルの認識は移動局の選択グループにのみ利用可能である）。共通パイロット（common pilot）方式を利用した多くの通常の無線システムでは、共通パイロットの数は、送信アンテナの数に等しく、個別パイロット（dedicated pilot）方式を利用した多くの通常の無線システムでは、個別パイロットの数は、データ送信のレイヤ数に等しい。

或る場合には、送信信号xは、一般的にコードブック{F}と呼ばれる所定の行列のグループから選択されたプリコーディング行列Fでプリコーディングされた、データシンボルsのプリコーディングされたものを含む。或る場合には、受信機（例えば、移動端末）は、どのプリコーディング行列を使用するかを送信機（例えば、基地局）に通知する。FDD（frequency division duplex）無線インタフェースでは、プリコーディング行列を識別する情報は、チャネルサウンディング（channel sounding）手法又はコードブックインデックス（codebook index）手法を通じてフィードバックされ得る。TDD（time division system）もまた、コードブックに基づく手法を使用し得る。MIMO送信のためのプリコーディングに対する手法の詳細な例は、J. Love他,“Limited Feedback Unitary Pre-coding for Spatial Multiplexing Systems”, IEEE Trans. Inf. Theory, vol. 51, no. 8, pp.2967-2976, August 2005に記載されている。

コードブックインデックスのフィードバックは、受信機がどのプリコーディング行列を使用するかのインデックス（いわゆるコードワードインデックス）を送信機に伝達することを含む。各プリコーディング行列にそれぞれ対応する複数のインデックスが存在する。しかし、１つの問題は、コードブックインデックスのフィードバック手法は、大量の上りリンク無線リソースを使用することにある。

２つの送信アンテナの場合について、共通パイロット手法の例が図１に示されている。図１（及び以下に説明する図２）では、横軸210は周波数（OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）サブキャリア）であり、縦軸212は時間（OFDMシンボル）である。それぞれの小さい円は、特定のOFDMシンボル期間における特定のサブキャリアでの送信を表す。位置214では、パイロットが第１の送信アンテナTx-1により送信され、位置216では、パイロットが第２の送信アンテナTx-2により送信される。残りの位置は、双方のアンテナによるデータ送信に利用可能である。図示の例では、データは、第１のUE（UE-1）（例えば、移動端末でもよい）のプリコーディングされたデータ218と、第２のUE（UE-2）（例えば、移動端末でもよい）のプリコーディングされたデータ220とを含む。典型的には、プリコーディングされたデータ218に適用されたプリコーディングは、プリコーディングされたデータ220に適用されたものとは異なる。共通パイロット手法では、同じパイロットが双方のUEに使用され、プリコーディングされない。

２つの送信アンテナの場合について、OFDMシグナリング方式での個別パイロット手法の例が図２に示されている。位置222、224では、第１のUEに特有の個別パイロットが、それぞれ第１の送信アンテナTx-1及び第２の送信アンテナTx-2により送信される。位置226、228では、第２のUEに特有の個別パイロットが、それぞれ第１の送信アンテナTx-1及び第２の送信アンテナTx-2により送信される。残りの位置は、双方のアンテナによるデータ送信に利用可能である。図示の例では、データは、第１のUE（UE-1）のプリコーディングされたデータ230と、第２のUE（UE-2）のプリコーディングされたデータ232とを含む。典型的には、プリコーディングされたデータ230に適用されたプリコーディングは、プリコーディングされたデータ230に適用されたものとは異なる。個別パイロット手法では、各ユーザのデータに使用されるものと同じプリコーディング行列を使用してプリコーディングされるという点で、異なるパイロットがUE毎に使用される。

一般的に、パイロット及びデータの双方は同じチャネルを通過するため、個別パイロット方式は、共通パイロットに基づく手法より、コードワードインデックスのフィードバック誤りに対して耐性がある。

双方のパイロット方式は、独自の強み及び弱みを有する。共通パイロットのオーバーヘッドは、送信アンテナの数と共に線形的に増加するが、性能は、送信アンテナの数の対数に比例してしか増加しない。しかし、各共通パイロットのオーバーヘッドは、個別パイロットに関連するオーバーヘッドに比べて非常に低い。この理由は、共通パイロットは多くのユーザの間で共有可能であるからである。個別パイロットは、レイヤ毎にかなり高いオーバーヘッドを有するが、オーバーヘッドは、レイヤ数と共に線形的に増加する。これは、性能の増加と同じレートである。

更に、共通パイロットは、ほとんどの移動端末／全ての移動端末への不変の可用性のため、測定／フィードバックに利用され得るが、共通パイロットのオーバーヘッドは、利益を受けなくても、全てのユーザによりまかなわなければならない。

個別パイロットに基づく方式では、パイロットはプリコーディングされるため、データと同じチャネル行列を有する。しかし、１つの問題は、基地送受信局（BTS：base transceiver station）と通信しようとする各UE（移動端末）が、どのプリコーディング行列が他のUEにより使用されているかを認識しないため、典型的にはUEはチャネルを監視することができないことにある。より具体的には、数例を挙げると、どのプリコーディング行列が使用されているかを認識せず、現在のチャネルのランクを認識せず、レイヤ毎に基づく信号対干渉雑音比（SINR：signal to interference noise ratio）を推定できず、チャネルに応じたスケジューリングを行うことができない。

本発明の１つの広い態様によれば、通信リンクで送信機から送信する方法が提供され、通信リンクの性能を考慮して個別パイロットの数D（D≧0）を選択し、或る基準に基づいてD個の個別パイロットをプリコーディングする第１のプリコーダを選択し、第１のプリコーダを用いてD個の個別パイロットの第１のプリコーディングを実行し、一式のプリコーディングされた個別パイロットを生成し、一式のプリコーディングされた個別パイロット及び一式の共通パイロットの第２のプリコーディングを実行し、一式の混在したパイロットを生成し、一式の混在したパイロットを用いて通信リンクで送信機からデータを送信することを有する。

或る実施例では、送信機は、複数の送信アンテナを有し、送信機からデータを送信することは、複数の送信アンテナを介して一式の混在したパイロットを用いて通信リンクで送信機からデータを送信することを有する。

或る実施例では、第２のプリコーディングを実行し、一式の混在したパイロットを生成することは、特異値分解（SVD：Singular Value Decomposition）に基づくプリコーディング又はこの近似を有する。

或る実施例では、第２のプリコーディングを実行し、一式の混在したパイロットを生成することは、送信ダイバーシチに基づくプリコーディングを実行することを有する。

或る実施例では、送信ダイバーシチに基づくプリコーディングを実行することは、空間周波数ブロック符号（SFBC：space frequency block code）に基づくプリコーディングと、巡回遅延ダイバーシチ（CDD：cyclic delay diversity）に基づくプリコーディングとのうちいずれか１つを実行することを有する。

或る実施例では、通信リンクの性能を考慮して個別パイロットの数Dを選択することは、共通及び個別パイロットに関連するシグナリングオーバーヘッドを考慮した通信リンクのスループットを考慮して、個別パイロットの数Dを選択することを有する。

或る実施例では、或る基準に基づいてD個の個別パイロットをプリコーディングする第１のプリコーダを選択することは、第１のプリコーダが一式の共通パイロットをプリコーディングするために使用される第２のプリコーダと直交したままであるという制約を条件として、D個の個別パイロットの受信電力を最大化する第１のプリコーダを選択することを有する。

或る実施例では、この方法は、D個の個別パイロットの第１のプリコーディングに関するフィードバックを受信することを更に有する。

或る実施例では、或る基準に基づいてD個の個別パイロットをプリコーディングする第１のプリコーダを選択することは、フィードバックに基づく反復処理である。

或る実施例では、第１のプリコーダを選択することは、一式の混在したパイロットを用いてデータを送信することにより生じる干渉を軽減する第１のプリコーダを選択することを更に有する。

或る実施例では、第２のプリコーディングを実行し、一式の混在したパイロットを生成することは、一式の混在したパイロットが送信データと整列した個別パイロットを含むように、第１のプリコーディングの後に単位行列を用いて一式のプリコーディングされた個別パイロットをプリコーディングし、一式の混在したパイロットがプリコーディングされた共通パイロットを含むように、コードブックを用いて一式の共通パイロットをプリコーディングすることを有する。

或る実施例では、複数の送信アンテナを介して一式の混在したパイロットを用いて通信リンクで送信機からデータを送信することは、複数の送信アンテナのうち第１の一式の送信アンテナで混在した一式のパイロットのうち個別パイロットを送信し、複数の送信アンテナのうち第２の一式の送信アンテナで混在した一式のパイロットのうちプリコーディングされた共通パイロットを送信することを有する。

或る実施例では、送信機は、複数の送信機を有し、第１の一式の送信アンテナは、複数の送信機のうち第１のものに存在し、第２の一式の送信アンテナは、複数の送信機のうち第２のものに存在する。

或る実施例では、一式の混在したパイロットを用いてデータを送信することは、複数の送信機のうち少なくとも第１の送信機及び第２の送信機から連携（協調）してデータを送信することを有する。

本発明の他の広い態様によれば、複数の無線端末と、複数の送信アンテナを有し、各通信リンクでデータを複数の無線端末に送信するように構成された基地局とを有する無線通信システムが提供され、通信リンク毎に、基地局は、通信リンクの性能を考慮して個別パイロットの数D（D≧0）を選択し、或る基準に基づいてD個の個別パイロットをプリコーディングする第１のプリコーダを選択し、第１のプリコーダを用いてD個の個別パイロットの第１のプリコーディングを実行し、一式のプリコーディングされた個別パイロットを生成し、一式のプリコーディングされた個別パイロット及び一式の共通パイロットの第２のプリコーディングを実行し、一式の混在したパイロットを生成し、複数の送信アンテナを介して、一式の混在したパイロットを用いて通信リンクで基地局から各無線端末にデータを送信するように構成される。

或る実施例では、基地局は、特異値分解（SVD：Singular Value Decomposition）に基づくプリコーディング又はこの近似を実行することにより、第２のプリコーディングを実行し、一式の混在したパイロットを生成するように構成される。

或る実施例では、基地局は、送信ダイバーシチに基づくプリコーディングを実行することにより、第２のプリコーディングを実行し、一式の混在したパイロットを生成するように構成される。

或る実施例では、基地局は、空間周波数ブロック符号（SFBC：space frequency block code）に基づくプリコーディングと、巡回遅延ダイバーシチ（CDD：cyclic delay diversity）に基づくプリコーディングとのうちいずれか１つを実行することにより、送信ダイバーシチに基づくプリコーディングを実行するように構成される。

或る実施例では、基地局は、共通及び個別パイロットに関連するシグナリングオーバーヘッドを考慮した通信リンクのスループットを考慮して、個別パイロットの数Dを選択するように構成される。

或る実施例では、基地局は、第１のプリコーダが一式の共通パイロットをプリコーディングするために使用される第２のプリコーダと直交したままであるという制約を条件として、各無線端末でのD個の個別パイロットの受信電力を最大化する第１のプリコーダを選択するように構成される。

或る実施例では、複数の無線端末のうち１つ以上は、D個の個別パイロットの第１のプリコーディングに関するフィードバックを基地局に提供するように構成される。

或る実施例では、基地局は、フィードバックに基づく反復処理を使用して、D個の個別パイロットをプリコーディングする第１のプリコーダを選択するように構成される。

或る実施例では、基地局は、基地局により生成される干渉を軽減することを考慮して、第１のプリコーダを選択するように構成される。

或る実施例では、基地局は、一式の混在したパイロットが送信データと整列した個別パイロットを含むように、第１のプリコーディングの後に単位行列を用いて一式のプリコーディングされた個別パイロットをプリコーディングし、一式の混在したパイロットがプリコーディングされた共通パイロットを含むように、コードブックを用いて一式の共通パイロットをプリコーディングするように更に構成される。

或る実施例では、基地局は、複数の送信アンテナのうち第１の一式の送信アンテナで混在した一式のパイロットのうち個別パイロットを送信し、複数の送信アンテナのうち第２の一式の送信アンテナで混在した一式のパイロットのうちプリコーディングされた共通パイロットを送信するように更に構成される。

或る実施例では、基地局は、複数の基地局を有し、第１の一式の送信アンテナは、複数の基地局のうち第１のものに存在し、第２の一式の送信アンテナは、複数の基地局のうち第２のものに存在する。

或る実施例では、複数の基地局のうち少なくとも第１の基地局及び第２の基地局は、連携（協調）して一式の混在したパイロットを用いてデータを送信するように構成される。

本発明の更に他の広い態様によれば、通信リンクでデータを送信するように構成された基地局が提供され、基地局は、複数の送信アンテナと、通信リンクの性能を考慮して個別パイロットの数D（D≧0）を選択し、或る基準に基づいてD個の個別パイロットをプリコーディングする第１のプリコーダを選択し、第１のプリコーダを用いてD個の個別パイロットの第１のプリコーディングを実行し、一式のプリコーディングされた個別パイロットを生成し、一式のプリコーディングされた個別パイロット及び一式の共通パイロットの第２のプリコーディングを実行し、一式の混在したパイロットを生成するプリコーダと、複数の送信アンテナを介して、一式の混在したパイロットを用いて通信リンクでデータを送信するように構成される無線送信機とを有する。

或る実施例では、プリコーダは、特異値分解（SVD：Singular Value Decomposition）に基づくプリコーディング又はこの近似を実行することにより、第２のプリコーディングを実行し、一式の混在したパイロットを生成するように構成される。

或る実施例では、プリコーダは、送信ダイバーシチに基づくプリコーディングを実行することにより、第２のプリコーディングを実行し、一式の混在したパイロットを生成するように構成される。

或る実施例では、プリコーダは、空間周波数ブロック符号（SFBC：space frequency block code）に基づくプリコーディングと、巡回遅延ダイバーシチ（CDD：cyclic delay diversity）に基づくプリコーディングとのうちいずれか１つを実行することにより、送信ダイバーシチに基づくプリコーディングを実行するように構成される。

或る実施例では、プリコーダは、共通及び個別パイロットに関連するシグナリングオーバーヘッドを考慮した通信リンクのスループットを考慮して、個別パイロットの数Dを選択するように構成される。

或る実施例では、プリコーダは、第１のプリコーダが一式の共通パイロットをプリコーディングするために使用される第２のプリコーダと直交したままであるという制約を条件として、各無線端末でのD個の個別パイロットの受信電力を最大化する第１のプリコーダを選択するように構成される。

或る実施例では、基地局は、D個の個別パイロットの第１のプリコーディングに関するフィードバックを受信するように構成された無線受信機を更に有する。

或る実施例では、プリコーダは、フィードバックに基づく反復処理を使用して、D個の個別パイロットをプリコーディングする第１のプリコーダを選択するように構成される。

或る実施例では、プリコーダは、基地局により生成される干渉を軽減することを考慮して、第１のプリコーダを選択するように構成される。

或る実施例では、プリコーダは、一式の混在したパイロットが送信データと整列した個別パイロットを含むように、第１のプリコーディングの後に単位行列を用いて一式のプリコーディングされた個別パイロットをプリコーディングし、一式の混在したパイロットがプリコーディングされた共通パイロットを含むように、コードブックを用いて一式の共通パイロットをプリコーディングするように更に構成される。

或る実施例では、無線送信機は、複数の送信アンテナのうち第１の一式の送信アンテナで混在した一式のパイロットのうち個別パイロットを送信し、複数の送信アンテナのうち第２の一式の送信アンテナで混在した一式のパイロットのうちプリコーディングされた共通パイロットを送信するように更に構成される。

或る実施例では、基地局は、複数の送信サイトを有し、第１の一式の送信アンテナは、複数の送信サイトのうち第１のものに存在し、第２の一式の送信アンテナは、複数の送信サイトのうち第２のものに存在する。

或る実施例では、無線送信機は、少なくとも１つの他の送信機と共に、連携（協調）して一式の混在したパイロットを用いてデータを送信するように構成される。

本発明の更に他の広い態様によれば、本発明の第１の広い態様による方法に従って生成された一式の混在したパイロット及びデータを含む送信を受信するように構成された無線送受信機を有する無線端末が提供される。

共通パイロットを含む送信信号についてのOFDM信号のレイアウト図 個別パイロットを含む送信信号についてのOFDM信号のレイアウト図 セルラ通信システムのブロック図 本発明の或る実施例を実施するために使用され得る例示的な基地局のブロック図 本発明の或る実施例を実施するために使用され得る例示的な無線端末のブロック図 本発明の或る実施例を実施するために使用され得る例示的な中継局のブロック図 本発明の或る実施例を実施するために使用され得る例示的なOFDM送信アーキテクチャの論理分解のブロック図 本発明の或る実施例を実施するために使用され得る例示的なOFDM受信アーキテクチャの論理分解のブロック図 SC-FDMA送信機のブロック図 SC-FDMA受信機のブロック図 様々なプリコーディング方式の信号対雑音比に対するキャパシティのシミュレーション結果のプロット 本発明の実施例に従って一式の混在したパイロットを使用して通信チャネルで送信機から送信する方法のフローチャート

本発明の他の態様及び特徴は、本発明の特定の実施例の以下の説明を読むことにより、当業者に明らかになる。

本発明の実施例について、添付図面を参照して一例としてのみ説明する。

例示的な実施例の以下の詳細な説明では、添付図面が参照される。添付図面は、本願の一部を形成しており、本発明が実施され得る特定の例示的な実施例を例示的に示している。これらの実施例は、当業者が本発明を実施することができるように十分に詳細に記載されており、また、他の実施例も利用可能であり、本発明の範囲を逸脱することなく、論理的、機械的、電気的又は他の変更が行われてもよいことが分かる。従って、以下の詳細な説明は、限定的な意味で受け取られるべきではなく、その範囲は特許請求の範囲により規定される。

本発明の実施例によれば、共通及び個別パイロットを混在させることを含む様々なシステム及び方法が記載される。特に、以下に提示する実施例は、将来の3GPP、3GPP2及びIEEE802.16に基づく無線標準で使用されてもよい。しかし、発明の概要に記載した広い発明は、この点に限定されない。

前述のように、共通パイロット方式及び個別パイロット方式は、独自の強み及び弱みを有する。性能の増加は、潜在的に、更なる送信アンテナ毎に更なる共通パイロットを用いて更なる送信アンテナを追加することにより実現可能であるが、更なる共通パイロットについての多数の送信アンテナ（例えば、４個以上の送信アンテナ）の更なるオーバーヘッドは、性能の利得がしばしばそれだけの価値に値しないことを意味する。個別パイロットは、レイヤ毎にかなり高いオーバーヘッドを有するが、オーバーヘッドは、レイヤ数と共に線形的に増加する。これは、性能の増加と同じレートである。個別パイロットは、多数の送信アンテナが存在する場合に使用されているが、いくつかの共通パイロットは、しばしば測定／フィードバック及び／又はブロードキャストメッセージのために必要であり続ける。この共通パイロットのオーバーヘッドに関連するオーバーヘッドは、通常のデータが送信されるときに浪費される。従って、多数の送信アンテナが存在する場合には個別パイロットがより良い性能を有する傾向にあるが、レイヤの数が大きい場合には共通パイロットがより良い性能を有する傾向にある。

本発明の実施例は、データ送信のために共通及び個別パイロットの双方を混在させることにより、共通及び個別パイロット方式の双方の利点を利用し得る。

概して、本発明の実施例では、３つの原理が観測され得る。

1)性能を増加させる場合には個別パイロットのみを使用する。これは、例えば個別パイロットの数を所与の状況に適合させることにより（場合によっては個別パイロットを全く送信しないことにより）行われてもよい。

2)共通パイロットとの合成後の性能を最大化する個別パイロットのプリコーダを選択する。

3)個別及び共通パイロットの上でプリコーディングを実行する。このプリコーディングは、共通パイロットに通常に適用される如何なるもの（例えば、特異値分解（SVD：Singular Value Decomposition）又はこの実質的な近似、送信ダイバーシチ（Alamouti、巡回遅延ダイバーシチ（CDD：cyclic delay diversity））、又は簡単な恒等の（identity）空間多重（SM：Spatial Multiplexing）プリコーディング等）でもよい。SVDを近似するアルゴリズムの例は、QLPアルゴリズムである。QLPアルゴリズムは、例えば、“On the Convergence of Stewart’s QLP Algorithm for Approximating the SVD”, Huckaby D. A.; Chan T. F., Numerical Algorithms, Volume 32, Numbers 2-4, April 2003, pp.287-316(30)に記載されている。他の例は、Thin SVD、Truncated SVD及びCompact SVDを含む。

本発明の実施例が潜在的に実現され得るネットワーク、ネットワークノード及び移動端末の様々な例を示す図３〜８、９Ａ、９Ｂを参照する。

まず図３を参照すると、図３には、複数のセル12内での無線通信を制御する基地局コントローラ（BSC：base station controller）10が示されており、複数のセルは、対応する基地局（BS：base station）14によりサービス提供される。或る構成では、各セルは、複数のセクタ13又はゾーンに更に分割される（図示せず）。一般的に、各基地局14は、移動及び／又は無線端末16とのOFDMを使用した通信を容易にする。移動及び／又は無線端末16は、対応する基地局16に関連するセル12内にある。基地局14に対する移動端末16の移動は、チャネル状況におけるかなりの変動を生じる。図示のように、基地局14及び移動端末16は、通信のための空間ダイバーシチを提供するために、複数のアンテナを含んでもよい。或る構成では、中継局（relay station）15は、基地局14と無線端末16との間の通信を支援してもよい。無線端末16は、いずれかのセル12、セクタ13、ゾーン（図示せず）、基地局14又は中継局15から他のセル12、セクタ13、ゾーン（図示せず）、基地局14又は中継局15にハンドオフされてもよい18。或る構成では、基地局14は、バックホールネットワーク11で各ネットワーク及び他のネットワーク（コアネットワーク又はインターネット（双方とも図示せず）等）と通信する。或る構成では、基地局コントローラ10は必要ない。

図４を参照すると、基地局14の例が示されている。基地局14は、一般的に、制御システム20と、ベースバンドプロセッサ22と、送信回路24と、受信回路26と、複数のアンテナ28と、ネットワークインタフェース30とを含む。受信回路26は、移動端末16（図５に図示する）及び中継局15（図６に図示する）により提供された１つ以上の遠隔送信機から、情報を運ぶ無線周波数信号を受信する。低雑音増幅器及びフィルタ（図示せず）は、処理のために信号からブロードバンド干渉を増幅及び除去するように協調してもよい。ダウンコンバージョン及びデジタル化回路（図示せず）は、フィルタリングされた受信信号を中間又はベースバンド周波数信号にダウンコンバートする。中間又はベースバンド周波数信号は、１つ以上のデジタルストリームにデジタル化される。

ベースバンドプロセッサ22は、デジタル化された受信信号を処理し、受信信号で伝達された情報又はデータビットを抽出する。典型的には、この処理は、復調、復号化及び誤り訂正動作を有する。従って、ベースバンドプロセッサ22は、一般的には、１つ以上のデジタルシグナルプロセッサ（DSP：digital signal processor）又は特定用途向け集積回路（ASIC：application-specific integrated circuit）に実装される。受信情報は、ネットワークインタフェース30を介して無線ネットワークを通じて送信される、或いは、直接的に又は中継局15の支援により、基地局14によりサービス提供される他の移動端末16に送信される。

送信側では、ベースバンドプロセッサ22は、制御システム20の制御で、ネットワークインタフェース30からデジタル化されたデータ（音声、データ又は制御情報を表してもよい）を受信し、送信のためにデータを符号化する。符号化されたデータは、送信回路24に出力され、そこで、所望の送信周波数を有する１つ以上のキャリア信号により変調される。電力増幅器（図示せず）は、変調されたキャリア信号を送信に適したレベルに増幅し、マッチングネットワーク（matching network）（図示せず）を通じて変調されたキャリア信号をアンテナ28に配信する。変調及び処理の詳細は、以下に詳細に説明する。

図５を参照して、移動端末16の例を説明する。基地局14と同様に、移動端末16は、制御システム32と、ベースバンドプロセッサ34と、送信回路36と、受信回路38と、複数のアンテナ40と、ユーザインタフェース回路42とを含む。受信回路38は、１つ以上の基地局14及び中継局15から情報を運ぶ無線周波数信号を受信する。低雑音増幅器及びフィルタ（図示せず）は、処理のために信号からブロードバンド干渉を増幅及び除去するように協調してもよい。ダウンコンバージョン及びデジタル化回路（図示せず）は、フィルタリングされた受信信号を中間又はベースバンド周波数信号にダウンコンバートする。中間又はベースバンド周波数信号は、１つ以上のデジタルストリームにデジタル化される。

ベースバンドプロセッサ34は、デジタル化された受信信号を処理し、受信信号で伝達された情報又はデータビットを抽出する。典型的には、この処理は、復調、復号化及び誤り訂正動作を有する。ベースバンドプロセッサ34は、一般的には、１つ以上のデジタルシグナルプロセッサ（DSP：digital signal processor）又は特定用途向け集積回路（ASIC：application-specific integrated circuit）に実装される。

送信について、ベースバンドプロセッサ34は、制御システム32からデジタル化されたデータ（音声、ビデオ、データ又は制御情報を表してもよい）を受信し、送信のためにデータを符号化する。符号化されたデータは、送信回路36に出力され、そこで、所望の送信周波数にある１つ以上のキャリア信号を変調するために変調器により変調される。電力増幅器（図示せず）は、変調されたキャリア信号を送信に適したレベルに増幅し、マッチングネットワーク（図示せず）を通じて変調されたキャリア信号をアンテナ40に配信する。当業者に利用可能な様々な変調及び処理技術が、直接的に又は中継局を介して移動端末と基地局との間で信号を送信するために使用される。

OFDM変調では、送信帯域は複数の直交搬送波に分割される。各搬送波は、送信されるデジタルデータに従って変調される。OFDMは送信帯域を複数のキャリアに分割するため、キャリア毎の帯域幅は減少し、キャリア毎の変調時間は増加する。複数のキャリアが並列して送信されるため、デジタルデータ若しくはシンボル又はいずれかの所与のキャリアの送信レートは、単一のキャリアが使用される場合より低い。

OFDM変調は、送信される情報について逆高速フーリエ変換（IFFT：Inverse Fast Fourier Transform）の性能を利用する。復調について、受信信号での高速フーリエ変換（FFT：Fast Fourier Transform）の性能は、送信された情報を回復する。実際に、IFFT及びFFTは、それぞれ逆離散フーリエ変換（IDFT：Inverse Discrete Fourier Transform）及び離散フーリエ変換（DFT：Discrete Fourier Transform）を実行するデジタル信号処理により提供される。従って、OFDM変調の特徴は、送信チャネル内の複数の帯域について直交搬送波が生成される点にある。変調された信号は、比較的低い送信レートを有し、各帯域内に留まることができるデジタル信号である。個々の搬送波は、デジタル信号により直接的に変調されない。その代わりに、全ての搬送波は、IFFT処理により同時に変調される。

動作中に、OFDMは、基地局14から移動端末16への下りリンク送信に少なくとも使用されることが好ましい。各基地局14は、“n”個の送信アンテナ28（n>=1）を備えており、各移動端末16は、“m”個の受信アンテナ40（m>=1）を備えている。特に、各アンテナは、適切なデュプレクサ又はスイッチを使用して受信及び送信に使用可能であり、簡潔にするためにのみこのようにラベルが付与されている。

中継局15が使用される場合、OFDMは、基地局14から中継局15への下りリンク送信と、中継局15から移動装置16への下りリンク送信とに使用されることが好ましい。

図６を参照すると、中継局15の例が示されている。基地局14及び移動端末16と同様に、中継局15は、制御システム132と、ベースバンドプロセッサ134と、送信回路136と、受信回路138と、複数のアンテナ130と、中継回路142とを含む。中継回路142は、中継局14が基地局16と移動端末16との間の通信を支援することを可能にする。受信回路138は、１つ以上の基地局14及び移動端末16から情報を運ぶ無線周波数信号を受信する。低雑音増幅器及びフィルタ（図示せず）は、処理のために信号からブロードバンド干渉を増幅及び除去するように協調してもよい。ダウンコンバージョン及びデジタル化回路（図示せず）は、フィルタリングされた受信信号を中間又はベースバンド周波数信号にダウンコンバートする。中間又はベースバンド周波数信号は、１つ以上のデジタルストリームにデジタル化される。

ベースバンドプロセッサ134は、デジタル化された受信信号を処理し、受信信号で伝達された情報又はデータビットを抽出する。典型的には、この処理は、復調、復号化及び誤り訂正動作を有する。ベースバンドプロセッサ134は、一般的には、１つ以上のデジタルシグナルプロセッサ（DSP：digital signal processor）又は特定用途向け集積回路（ASIC：application-specific integrated circuit）に実装される。

送信について、ベースバンドプロセッサ134は、制御システム132からデジタル化されたデータ（音声、ビデオ、データ又は制御情報を表してもよい）を受信し、送信のためにデータを符号化する。符号化されたデータは、送信回路136に出力され、そこで、所望の送信周波数にある１つ以上のキャリア信号を変調するために変調器により変調される。電力増幅器（図示せず）は、変調されたキャリア信号を送信に適したレベルに増幅し、マッチングネットワーク（図示せず）を通じて変調されたキャリア信号をアンテナ130に配信する。前述のように、当業者に利用可能な様々な変調及び処理技術が、直接的に又は中継局を介して間接的に移動装置と基地局との間で信号を送信するために使用される。

図７を参照して、論理OFDM送信アーキテクチャについて説明する。まず、基地局コントローラ10は、直接的に又は中継局15の支援により、様々な移動端末16に送信されるデータを基地局14に送信する。基地局14は、送信用のデータをスケジューリングするため及びスケジューリングされたデータを送信するための適切な符号化及び変調技術を選択するために、移動端末に関連するチャネル品質インジケータ（CQI：channel quality indicator）を使用してもよい。CQIは、移動端末16からの直接的なものでもよく、移動端末16により提供された情報に基づいて基地局14で決定されてもよい。いずれの場合でも、各移動端末16のCQIは、チャネル振幅（又は応答）がOFDM周波数帯域を通じて変化する程度の関数である。

ビットのストリームであるスケジューリングされたデータ44は、データスクランブル化ロジック46を使用してデータに関連するピーク対平均電力比を低減するようにスクランブル化される。スクランブル化されたデータの巡回冗長検査（CRC：cyclic redundancy check）は、CRC付加ロジック48を使用して決定され、スクランブル化されたデータに付与される。次に、チャネル符号化ロジック50を使用して、チャネル符号化が実行され、移動端末16での回復及び誤り訂正を容易にするためにデータに冗長性を効果的に付加する。この場合も同様に、特定の移動端末16のチャネル符号化は、CQIに基づく。或る実装では、チャネル符号化ロジック50は、既知のTurbo符号化技術を使用する。符号化されたデータは、符号化に関連するデータ展開を補うために、レートマッチング（rate matching）ロジック50により処理される。

ビットインターリーバロジック54は、符号化されたデータのビットを体系的に並び替え、連続的なデータビットのロスを最小化する。結果のデータビットは、マッピングロジック56により、選択されたベースバンド変調に応じて対応するシンボルに体系的にマッピングされる。直交振幅変調（QAM：Quadrature Amplitude Modulation）又は四相位相シフトキーイング（QPSK：Quadrature Phase Shift Key）変調が使用されることが好ましい。変調の程度は、特定の移動端末のCQIに基づいて選択されることが好ましい。シンボルは、シンボルインターリーバロジック58を使用して、周波数選択性フェージングにより生じる周期的なデータロスに対する送信信号の耐性を更に増強するために体系的に並び替えられてもよい。

この時点で、ビットのグループは、振幅及び位相コンステレーションの位置を表すシンボルにマッピングされる。空間ダイバーシチが望まれる場合、シンボルのブロックは、時空ブロック符号（STC：space-time block code）符号化ロジック60により処理される。STC符号化ロジック60は、送信信号を干渉に対してより耐性のあるようにし、移動端末16で容易に復号されるように、シンボルを変更する。STC符号化ロジック60は、入来するシンボルを処理し、基地局14の送信アンテナ28の数に対応する“n”個の出力を提供する。図７に関して前述した制御システム20及び／又はベースバンドプロセッサ22は、STC符号化を制御するためにマッピング制御信号を提供する。この時点で、“n”個の出力のシンボルが、送信されて移動端末16により回復可能なデータを表すことを仮定する。

この例では、基地局14が２つのアンテナ28（n=2）を有しており、STC符号化ロジック60がシンボルの２つの出力ストリームを提供することを仮定する。従って、STC符号化ロジック60により出力される各シンボルストリームは、理解を容易にするために別々に図示されている対応するIFFTプロセッサ62に送信される。当業者は、このようなデジタル信号処理を提供するために、１つ以上のプロセッサが単独で又はここに記載の他の処理と組み合わせて使用されてもよいことを認識する。IFFTプロセッサ62は、逆フーリエ変換を提供するために各シンボルで動作することが好ましい。IFFTプロセッサ62の出力は、時間領域でのシンボルを提供する。時間領域のシンボルはフレームにグループ化され、フレームは、プレフィックス挿入ロジック64によりプレフィックスに関連付けられる。結果の信号のそれぞれは、デジタル領域で中間周波数にアップコンバートされ、対応するデジタルアップコンバート（DUC：digital up-conversion）及びデジタル・アナログ（D/A）変換回路66を介してアナログ信号に変換される。結果の（アナログ）信号は、所望のRF周波数で同時に変調され、増幅され、RF回路68及びアンテナ28を介して送信される。特に、目的の移動端末16により知られているパイロット信号は、サブキャリア間に分散される。以下に詳細に説明するように、移動端末16は、チャネル推定のためにパイロット信号を使用する。

基地局14から直接的な又は中継局15の支援による移動端末16による送信信号の受信を示す図８に参照が行われる。移動端末16の各アンテナ40に送信信号が到達すると、各信号は、対応するRF回路70により復調及び増幅される。簡潔且つ明瞭にするために、２つの受信パスのうち１つのみを詳細に説明及び図示する。アナログ・デジタル（A/D）変換器及びダウンコンバート回路72は、デジタル処理のために、アナログ信号をデジタル化してダウンコンバートする。結果のデジタル化された信号は、受信信号レベルに基づいてRF回路70の増幅器の利得を制御するために、自動利得制御回路（AGC：automatic gain control）74により使用されてもよい。

まず、デジタル化された信号は、同期ロジック76に提供される。同期ロジックは、複数のOFDMシンボルをバッファに入れて、２つの連続するOFDMシンボルの間の自己相関を計算する粗い同期ロジック78を含む。相関結果の最大値に対応する結果の時間インデックスは、ヘッダに基づいて正確なフレーム開始位置を決定するために細かい同期ロジック80により使用される細かい同期検索ウィンドウを決定する。細かい同期ロジック80の出力は、フレーム整列ロジック84によるフレーム取得を容易にする。適切なフレーム整列は、次のFFT処理が時間領域から周波数領域への正確な変換を提供するために重要である。細かい同期アルゴリズムは、ヘッダにより伝達される受信パイロット信号と既知のパイロットデータのローカルコピーとの間の相関に基づく。フレーム整列の取得が生じると、OFDMシンボルのプレフィックスは、プレフィックス除去ロジック86で除去され、結果のサンプルは、周波数オフセット訂正ロジック88に送信される。周波数オフセット訂正ロジック88は、送信機及び受信機の一致しないローカル発振器により生じたシステム周波数オフセットを補う。同期ロジック78は、周波数オフセット及びクロック推定ロジック82を含むことが好ましい。周波数オフセット及びクロック推定ロジック82は、ヘッダに基づき、送信信号でのこのような効果を推定し、適切にOFDMシンボルを処理するためにこれらの推定を訂正ロジック88に提供することに役立てる。

この時点で、時間領域のOFDMシンボルは、FFT処理ロジック90を使用して周波数領域に変換する準備ができている。結果は周波数領域のシンボルであり、周波数領域のシンボルは、処理ロジック92に送信される。処理ロジック92は、分散パイロット抽出ロジック94を使用して分散したパイロット信号を抽出し、チャネル推定ロジック96を使用して抽出されたパイロット信号に基づいてチャネル推定を決定し、チャネル再構成ロジック98を使用して全てのサブキャリアについてチャネル応答を提供する。サブキャリア毎のチャネル応答を決定するために、基本的には、パイロット信号は、時間及び周波数の双方において既知のパターンでOFDMサブキャリアを通じてデータシンボル間に分散した複数のパイロットシンボルである。図８を参照し続けると、処理ロジックは、特定の時間の特定のサブキャリアで想定されるパイロットシンボルと受信したパイロットシンボルとを比較し、パイロットシンボルが送信されたサブキャリアのチャネル応答を決定する。結果は、パイロットシンボルが提供されない残りのサブキャリアの全てではなくてもほとんどのチャネル応答を推定するように補間される。実際に補間されたチャネル応答は、OFDMチャネルのサブキャリアの全てではなくてもほとんどのチャネル応答を含む全体のチャネル応答を推定するために使用される。

各受信パスのチャネル応答から導かれる周波数領域のシンボル及びチャネル再構成情報は、STC復号化器100に提供される。STC復号化器100は、双方の受信パスでSTC復号化を提供し、送信シンボルを回復する。チャネル再構成情報は、各周波数領域のシンボルを処理するときに送信チャネルの効果を除去するのに十分な等化情報をSTC復号化器100に提供する。

回復されたシンボルは、シンボルデインターリーバロジック102を使用して逆の順序に配置される。シンボルデインターリーバロジック102は、送信機のシンボルインターリーバロジック58に対応する。デインターリーブされたシンボルは、デマッピングロジック104を使用して、対応するビットストリームに復調又はデマッピングされる。ビットは、ビットデインターリーバロジック106を使用してデインターリーブされる。ビットデインターリーバロジック106は、送信アーキテクチャのビットインターリーバロジック54に対応する。デインターリーブされたビットは、レートデマッチングロジック108により処理され、最初にスクランブル化されたデータ及びCRCチェックサムを回復するためにチャネル復号化ロジック110に提示される。従って、CRCロジック112は、CRCチェックサムを除去し、通常の方法でスクランブル化されたデータを検査し、既知の基地局のデスクランブル化コードを使用してデスクランブル化するためにこれをデスクランブル化ロジック114に提供し、元々送信されたデータ116を回復する。

データ116の回復と並行して、CQI又は少なくとも基地局14でCQIを生成するのに十分な情報が決定され、基地局14に送信される。前述のように、CQIは、搬送波対干渉比（CIR：carrier-to-interference ratio）と、チャネル応答がOFDM周波数帯域の様々なサブキャリアを通じて変化する程度との関数でもよい。この実施例では、情報を送信するために使用されるOFDM周波数帯域の各サブキャリアのチャネル利得は、チャネル利得がOFDM周波数帯域を通じて変化する程度を決定するために、相互に比較される。変動の程度を測定するために複数の技術が利用可能であるが、１つの技術は、データを送信するために使用されているOFDM周波数帯域を通じた各サブキャリアのチャネル利得の標準偏差を計算することである。

或る実施例では、SC-FDMA（Single-Carrier Frequency Division Multiple Access）が使用される。SC-FDMAは、3GPPのLTE（Long Term Evolution）ブロードバンド無線の第４世代（4G）無線インタフェース標準等の上りリンクに導入された変調及び多元アクセス方式である。SC-FDMAは、DFTプリコーディングされたOFDMA方式としてみなされてもよく、シングルキャリア（SC：single carrier）多元アクセス方式としてみなされてもよい。

SC-FDMAシグナリングの側面について、図９Ａ及び９Ｂを参照して以下に説明する。図９Ａ及び９Ｂは、SISO（single-in single-out）通信のための通常のSC-FDMA送信機150及び受信機160の例を提供する。SISOでは、移動局は１つのアンテナで送信し、基地局及び／又は中継局は１つのアンテナで受信する。図９Ａ及び９Ｂは、SC-FDMAのシグナリングのために送信機及び受信機で使用され得る信号処理ステップ／ブロックの一例を示している。

図９Ａに示すように、SC-FDMA送信機150は、DFT152と、サブキャリアマッピング器154と、OFDMA送信回路156と、無線周波数（RF：radio frequency）無線機158と、送信アンテナ159とを含む信号処理経路を含む。

図９Ｂに示すSC-FDMA受信機160は、受信アンテナ169と、RF無線機168と、OFDMA受信回路166と、サブキャリアマッピング器164と、IDFT162とを含む信号処理経路を含む。

前述のように、図９Ａ及び９Ｂに示す例示的なSC-FDMA送信機150及び受信機160は、SISO（single-in single-out）構成で構成される。SISOでは、移動端末及びネットワークノードは、１つのアンテナで送信及び受信する。しかし、本発明の実施例は、SISO動作に限定されないことが分かる。図９Ａ及び９Ｂは、本発明の或る実施例で利用され得る構成及び動作モードを示すための単なる特定の例として提供されている。

SC-FDMA及びOFDMの全体の送受信処理で複数の類似点が存在する。OFDMA及びSC-FDMAの間のこれらの共通の側面は、この明細書を見ることで当業者に明らかになるように、OFDMA送信回路156及びOFDMA受信回路166に示されている。SC-FDMAは、変調されたシンボルのDFT152プリコーディング及び復調されたシンボルの対応するIDFT162のため、明らかにOFDMAとは異なる。このプリコーディングのため、SC-FDMAサブキャリアは、OFDMAサブキャリアの場合のように独立して変調されない。その結果、SC-FDMA信号のピーク対平均電力比（PAPR：peak-to-average-power-ratio）は、OFDMA信号のPAPRより低い。このことは、SC-FDMAの送信電力の効率がOFDMA信号のものより一般的に高いことを意味する。

図３〜８、９Ａ及び９Ｂは、本発明の実施例を実施するために潜在的に使用され得る通信システム及びその構成要素の特定の例を提供する。本発明の実施例は、前述の特定の例と異なるアーキテクチャを有するが、ここに記載の実施例の実装に従った方法で動作する通信システムで実装可能であることが分かる。

式(1)を参照して前述したように、通信リンクは、y=H(x)の形式で記述されてもよい。ただし、yは受信信号であり、xは送信信号であり、Hはチャネルの影響を表す。例示目的で、リンクは、N個の送信アンテナ、M個の受信アンテナ及び送信されるL個のレイヤを有するMIMO（Multi-In-Multi-Out）環境を表すことを仮定する。これにより、この概念がより一般的な環境に適用され得ることを認識して、HはM×Nの行列により表現可能であり、yはM×Lのベクトルであり、xはN×Lのベクトルであることを仮定することができる。

例示目的で、プリコーディング行列P_Cを使用して送信されるC個の共通パイロットを有するN個の送信アンテナを備えた送信機について検討する。更に、プリコーディング行列P_Dを用いたD個の個別パイロットを更に有してもよい。同じ送信特性を維持するために（すなわち、送信において電力の制約を複雑にしない）、P_Dは、P_Cに対して正規直交且つ直交するように選択されてもよい。従って、移動局に見えるチャネルは、以下のようになる。
H_eff=H[P_C P_D] (2)
例えば、合成した共通及び個別パイロットをプリコーディングするためにSVDが使用される場合、一般的には送信ストリームに対応するH_effの特異値の和を最大化することが好ましい。他の送信方式も同様であるが、わずかに異なる要件を有する。

考慮すべき１つの場合は、ストリームの数が受信アンテナの数より小さい場合である。送信機においてチャネルの完全な認識が利用可能である場合、すなわち、受信ベクトルが何であるか（すなわち、完全なHのSVD（Sであると定義する））を送信機が認識していることを仮定すると、特異値の和は以下のように記述され得る。
trace(SH_effH_eff ^HS)=trace([SHP_C SHP_D][P_C ^HH^HS^H P_D ^HH^HS^H])
=trace(SHP_CP_C ^HH^HS^H)+trace(SHP_DP_D ^HH^HS^H) (3)
P_Dの選択は、P_DがP_Cに対して正規直交且つ直交しているという制約で、受信機のSのtrace(SHP_DP_D ^HH^HS^H)を最大化するように選択されてもよい。この問題への対策は、P_DがS^H*H*P_~Cの上位のD個の特異ベクトルになるようにすることである。ただし、P_~Cは[P_C P_~C]がフルランク（full rank）になるようないずれかの一式の正規直交ベクトルである。

或る実施例では、前述の場合、P_Dは、
S=Hの上位X個の特異ベクトル (4)
を決定することにより、最初にSを計算することを含む２段階の処理で決定されてもよい。ただし、Xは数である。次に、
H_eff=S^H*H (5)
P_D=個別パイロットの電力を最大化するベクトル
=H_eff*P_~Cの上位D個の特異ベクトル (6)
に従ってH_eff及びP_Dを計算する。

考慮すべき他の場合は、ストリームの数が受信アンテナの数と等しい状況である。部分的な情報のみが利用可能である場合（又は移動局からのフィードバックを低減するために）、簡単な実装を可能にする簡単な対策は、フルランクの送信を仮定し、Sを単位行列Iに等しくすることである。この場合、P_Dは以下を最大化するように選択されてもよい。
trace(H_effH_eff ^H)=trace([HP_C HP_D][P_C ^HH^H P_D ^HH^H])
=trace(HP_CP_C ^HH^H)+trace(HP_DP_D ^HH^H) (7)
これは、直交の制約を条件として、個別パイロットの電力を最大化することに等しい。これは、P_DがP_Cにより規定される信号空間に直交する信号強度を最大化するように選択されることを意味する。これは、例えば、P_Cに直交する信号空間でSVDを実行することにより計算されてもよい。すなわち、残りの信号空間に及ぶ一式のベクトルであるP_~Cを計算し、H*P_~CのSVDを計算し、結果のベクトルをP_~Cで乗算し、送信機の空間に逆変換する。この場合、Sは単位行列Iに等しいため、(7)を最大化する解は、P_DがH*P_~Cの上位D個の特異ベクトルになることである。換言すると、この場合にはPDは以下に従って決定されてもよい。
PD=個別パイロットの電力を最大化するベクトル
=H*P_~Cの上位D個の特異ベクトル (8)
この解は、反復手順又はAoDに基づく方法を使用して、比較的容易に収束又は近似的に収束し得る。

前述の基準を満たすようにP_Dを決定することは、個々の配置に応じて、送信機で行われてもよく、受信機で行われて送信機にフィードバックされてもよい。

P_Dが選択されると、標準的な共通パイロットに基づく手順（プリコーディング、送信ダイバーシチ（Alamouti、CDD）、空間多重（SM：Spatial Multiplexing）、これらの３つの組み合わせ等）は、H_effの上で適用されてもよい。これらの方式は、個別パイロットを共通パイロットとして扱う。この場合も同様に、これらの方式は、配置に応じて、送信機で判定されてもよく、受信機で判定されてもよい。

P_Dの選択は、以下のような更なる基準に基づいてもよい。
・協調MIMO（collaborative MIMO）、マルチユーザMIMO（MU-MIMO：Multi-User-MIMO）等の目的のための他のユーザに対する干渉回避
・例えば、プリコーダ、受信機、フィードバック等の量子化効果の軽減
・例えば、MU-MIMO等の目的のための複数のユーザへの同時の送信
４個の異なるパイロット方式について、２個、４個及び８個の受信アンテナを有する受信機での２個のストリーム及び８個の送信アンテナを含むシミュレーションシナリオに対して、Hz当たりの毎秒のビット[bps/Hz]でのキャパシティ（capacity）に関するシミュレーション結果が、以下の表１及び２にまとめられている。シミュレーションが行われた４個のパイロット方式は、全共通パイロット方式と、全個別パイロット方式と、共通パイロット及び単一の個別パイロットを有するパイロット方式と、共通パイロット及び可変数の個別パイロットを有するパイロット方式とを含む。共通パイロット及び単一の個別パイロットを有するパイロット方式は、前述の式(8)に従って決定された個別パイロットを使用し、共通パイロット及び可変数の個別パイロットを有するパイロット方式は、前述の式(6)に従って決定された個別パイロットを使用する。表１にまとめられた結果のシミュレーションの目的で、個別パイロットを含むパイロット方式では、トレーニングに使用される更なる未使用の個別パイロットが存在することが想定されることに留意することが重要である。シミュレーションシナリオでは、更なる未使用の個別パイロットは、想定で7%のオーバーヘッドの増加を表す。一般的に、更なる個別パイロットに関連するオーバーヘッドの増加は、実装特有の詳細である。

表１に示すシミュレーション結果から分かるように、シミュレーションされた8Txアンテナの環境では、個別パイロットにより実現可能な相当の利得量は存在しない。表２にまとめられたシミュレーション結果は、前述の表１と同じ状況を検討するが、表１にまとめられたシミュレーション結果においてトレーニングに使用されると想定した追加の個別パイロットを考慮しない（基本的には、シミュレーションシナリオで7%だけ全個別方式のオーバーヘッドを低減する）。

オーバーヘッドにおける小さい減少（7%が想定される）で、利得は、低いSNRで1.5dBから2.5dBになり、高いSNRで0.5dBから1.5dBになる点に留意すべきである。

送信されるべき個別パイロットの数は、H、P_C、雑音レベル及び送信モードを含む複数の要因に依存する。理想的には、オーバーヘッドと得られる性能との間に注意深い均衡が行われるべきである。実際には、SNR、ランク等のような値に基づいて、個別パイロットの数を選択するための次善の方法が行われてもよい。或る実施例では、低いSNRのユーザは、0又は1の個別パイロットを有し、非常に高いSNRのユーザは、個別パイロットのオーバーヘッド及び／又はチャネル状況に応じて複数又はゼロを有してもよい。

複雑性及びオーバーヘッドを低減する他の選択肢は、共通パイロットから受信したレイヤ及び個別パイロットから受信したレイヤを分離することである。このように、いくつかのレイヤは、（場合によっては共通リファレンス信号（RS：Reference Signal）に既に設計されたコードブックを使用して）共通パイロットのみと整列してプリコーダを使用して送信されるが、他のレイヤは、個別パイロットと整列する。

これは複数の潜在的な利点を有する。
・複数のアンテナが複数の基地局に存在する場合、データは、異なる基地局の間で共有される必要がない。この理由は、１つの基地局は、共通パイロットを使用してデータの或る部分を送信し、他の基地局は、個別パイロットを使用してデータの他の部分を送信してもよいからである。
・データの共通パイロット部分についてのフィードバック設計、受信機及びコードブックがわずかの変更で再利用可能であり、実装の容易を可能にする。
・受信機は、パイロット及びデータの整列（alignment）のため、個別パイロット部分の有効なチャネルを計算する必要がない。

この方式のフィードバックは、どのくらいの情報が受信機で利用可能であるかに応じて、複数の方法で生じてもよい。或る場合には、全チャネルの認識が受信機で利用可能でもよい。これは、例えば、明示的にこの目的の低密度の“測定（measurement）”パイロットを送信することにより実現されてもよい。受信機は、最善の送信ベクトル／行列の量子化されたものをフィードバックしてもよい。これは、一般的には、コードブックに基づくフィードバックと呼ばれる。この理由は、多くの異なるベクトル／行列（コードワードと呼ばれる）のコードブックが選択されるからである。受信機は、そのコードブック内で最善の性能を可能にするコードワードを選択する。当然に、時間／周波数／空間相関を利用した一般的な圧縮技術が適用されてもよい。或る場合には、コードブックは、いくつかのプリコーディングベクトルが共通のアンテナポートのみでゼロでないように設計される。これは、これらのプリコーディングベクトルが共通パイロットのみを含むことを意味する。このように、個別パイロットは、これらのストリームを受信するために送信される必要はない。このオーバーヘッドの節約は、どのコードワードを送信機にフィードバックするかを選択するときに、受信機で検討されてもよい。

或る実施例は、２つの別々のコードブックを使用する（１つは共通パイロット用であり、１つは共通パイロットを有さないポート用である）。共通及び非共通パイロットの双方のコードワードは、各空間で送信されるストリーム数と共にフィードバックされる。或る実施例では、ストリームの分割は、低いレートでフィードバックされてもよく、ランクに基づいて固定されてもよい。送信機は、個別パイロットを使用して提示された送信に従い、非共通パイロット空間に更新された復調パイロットを提供してもよい。任意選択で、送信機（例えば、LTE又はLTE-AシステムではeNodeBでもよい）は、個別パイロットを使用して、（場合によっては空間と組み合わせて）共通パイロット空間に基づいてフィードバックされたデータを送信してもよい。これは、１つのみのストリームが利用可能であるランク1の送信に特に適用可能である。

或る状況では、P_D及びP_Cの直交性を維持し、パイロットの後の信号を合成することに価値がない可能性がある。これは、例えば、限られたコードブックでの単一ストリームのSVD送信の場合でもよい。その状況では、個別パイロットのみを使用することが好ましい可能性がある。

共通パイロットがない場合、多数の送信アンテナの全ての可能性を実現するために、２つの手法が利用されてもよい。すなわち、1)時間分割双方向チャネルの相互関係の性質を利用し、最適なSVDの解に集束させること、及び2)個別パイロットで反復し、最適な解に集束させることである。

第２の手法では、最初の基本的な対策は、送信信号をSVDの解に向けることに役立てるために、復調を目的としたものに加えて、個別パイロットを送信することである。移動端末でもよい受信機は、これらの個別パイロットに基づいて情報をフィードバックする。個別パイロットは、反復して次の個別パイロットを使用する際に使用される。この最初の手法の基本的なアルゴリズムは下記の通りである。
1)N個のストリームをサポートするために少なくともN+1個のパイロットを送信する。
2)受信機が、これらのN+1個のパイロットで好ましいプリコーディングベクトルをフィードバックする。
3)フィードバックされたベクトルを使用して、N個の新しいプリコーディングされたパイロットを生成する。
4)最も最近になって以前に送信されたパイロット及び現在のパイロットに直交する新しいパイロットを見つける。
5)繰り返す。

この最初の基本的な手法について、受信機側では、受信機は以下を実行する。
a)有効な受信チャネル（すなわち、U*D*V’=P*H）でSVDを実行する。
b)U,U_FBの最初のN列をフィードバックする。

この最初の基本的な手法について、送信機側では、送信機は以下を実行する。
a)新しいプリコーディング行列P=U_FBP_oldを生成する。
b)P及び最後のN_Tx-(N+1)の“追加”ベクトルに直交する新しい“追加”ベクトルを生成する。ただし、N_Txは送信アンテナの数である。

この最初の基本的な繰り返し手法の動作を実証する簡単な例示的なシナリオについて、１個のストリームについて４個の送信アンテナ及び１個の受信ストリームを含むシナリオの場合で説明する。チャネルHは送信機と受信機との双方に知られていない。第１のステップにおいて、送信機は２つの直交パイロットp₁=[1 1 1 1]/2, p₂=[1 -1 1 -1]/2を送信する。第２のステップにおいて、受信機はベクトル[4 -3]を受信し、最大比合成（MRC：maximal-ratio combining）の合成[4/5 -3/5]をフィードバックする。第３のステップにおいて、送信機は、フィードバックされた信号を使用し、新しいベクトルp₃=4/5p₁-3/5p₂=[1 -7 1 -7]/10を生成し、p₃、p₁及びp₂に直交する新しいベクトルp₄=[1 1 -1 -1]/2を選択する。送信機はステップ2に戻り、p₃及びp₄を送信する。

この方式の欠点は、M×Mの単位行列の非常に大きいオーバーヘッドを有する点にある。これを低減するために、第１の方式の第２の変更版が検討される。この場合、信号空間を考慮する代わりに、“ヌル”空間のように見えることにする。これは、電力が送信機により送信されるが、信号受信に使用されない空間である。これらは、SVD分解において未使用の固有ベクトルにマッピングする。

この第２の方式では、信号をSVDの解に向けることに役立てるために、復調を目的としたものに加えて、個別パイロットが送信される。送信機がデータを送信するべき場合にフィードバックするのではなく、受信機は、送信機がデータの送信を回避すべき場合にフィードバックする。この第２の“ヌル”空間の手法の基本的なアルゴリズムの例は以下の通りである。
1)N個のストリームをサポートするために少なくともN+1個のパイロットを送信する。
2)受信機が、これらのN+1個のパイロットで最も好ましくないプリコーディングベクトルをフィードバックする。
3)フィードバックされたベクトルに直交する新しいベクトルを作る。これはベクトルの数を１だけ減少させる。
4)最も最近になって以前に送信されたパイロット及び現在のパイロットに直交する新しいパイロットを見つける。
5)繰り返す。

この第２の手法について、受信機側では、受信機は以下を実行する。
a)有効な受信チャネル（すなわち、U*D*V’=P*H）でSVDを実行する。
b)最小の固有値に対応するUの最後の列をフィードバックする。この列はU_badというラベルが付される。

この第２の手法について、送信機側では、送信機は以下を実行する。
a)劣ったプリコーディングベクトルP_bad=U_badP_oldを決定する。
b)P_badに直交するPを作る。これは、ランクを１だけ減少させる
c)P、P_bad及び以前の送信からのせいぜいN_Tx-(N+1)の格納されたPbadの格納された集合に直交する新しいベクトルを生成する。
d)P_badを集合Sに追加する。
e)|S|>N_Tx-(N+1)である場合、送信機は、“追加”ベクトルに対応する最も小さい大きさのU_badを有するSの要素を除去する。

４個又は８個の送信アンテナ（N_TX=4又は8）及び１〜８の間の受信アンテナ（N_Rx=1〜8）を仮定して、ML（Maximum Likelihood）及びZF（Zero Forcing）受信機の無相関チャネルでのこの第２の手法のシミュレーション結果は、この第２の方法が少ないフィードバックのオーバーヘッドを使用しつつ、前述の最初の基本的な方法と同じくらい速く又はそれより速く集束することを示している。しかし、フィードバックは、信号が送信されるべきではない場合にのみ送信機に通知するため、信号空間の様々な固有モードがランダムに混合される。従って、シミュレーション結果は、送信信号の電力を取得する機能について、ZF受信機の性能がこの第２の手法のML受信機のものより低いことを示している。この理由は、ML受信機は、より多くの送信信号を取得することができるからである。このため、ML受信機は、この第２の手法と共に使用されることが好ましい可能性がある。

第２の手法に関連する前述の問題に対処するため、第３の手法が検討される。この場合、受信機は、依然として単一のベクトルをフィードバックするが、この第３の手法では、受信機は、送信ストリーム又は“ヌル”空間のいずれか１つに対応するベクトルを送信するように適応的に選択する。事実上、この第３の手法は、第１及び第２の手法を組み合わせた“混合”手法である。この第３の“混合”手法では、送信機は、信号をSVDの解に向けることに役立てるために、復調を目的としたものに加えて、個別パイロットを送信する。受信機は、送信機がデータの送信を回避すべき場合のフィードバック又はストリームのいずれか１つに関するベクトルを適応的に送信する。この第２の“ヌル”空間の手法の基本的なアルゴリズムは以下の通りである。
1)N個のストリームをサポートするために少なくともN+1個のパイロットを送信する。
2)受信機が、ストリーム又は最も劣った“ヌル”空間のうちいずれか１つに関するベクトルをフィードバックする。このレイヤの選択は、どこで最大の利得が実現可能であるかに依存する。
3)送信機は受信機からのフィードバックを使用して、どの種類のフィードバックを受信機が提供したか（すなわち、ストリーム又は最も劣った“ヌル”空間のいずれか１つに関連するか）に基づいて、前述の２つの方式のうち１つを使用して次の一式のパイロットを更新する。
4)繰り返す。

この第３の“混合”手法について、受信機側では、受信機は以下を実行する。
a)有効な受信チャネル（すなわち、U*D*V’=P*H）でSVDを実行する。
b)最初のN個のパイロットで(1-abs(diag(U))^2)*W（ただし、W=D(i,i)）を最大化し、最後の“ヌル”パイロットでmean(W(1:N))-W(N+1)を最大化するUの列をフィードバックし、Uのうちどの列をフィードバックしているかをフィードバックする。

この第３の“混合”手法について、送信機側では、送信機は以下を実行する。
a)更新プリコーディングベクトルU_update=U_badP_oldを決定する。
b)P_updateに直交するPを作り、適切なレイヤを置換する。
P=P-(P*P_update’)*P_update (9)
P(layer,:)=P_update (10)
c)P_bad=P(end,:)を計算する。
d)P及び以前の送信からのせいぜいN_Tx-(N+1)の格納されたP_badの格納された集合に直交する新しいベクトルを生成する。
d)P_badを集合Sに追加する。
e)|S|>N_Tx-(N+2)である場合、送信機は、“追加”ベクトルに対応する最も小さい大きさのU_badを有するSの要素を除去する。

４個又は８個の送信アンテナ（N_TX=4又は8）及び１〜８の間の受信アンテナ（N_Rx=1〜8）を仮定して、ML（Maximum Likelihood）及びZF（Zero Forcing）受信機の無相関チャネルでのこの第３の“混合”手法のシミュレーション結果は、この第３の“混合”方法が迅速に集束し、ML及びZF受信機の双方について動作することを示している。

或る場合には、３つの前述の方式のコードブックを設計することは、２つの目的を有してもよい。1)高速な起動時間（ramp up time）を確保するためにベクトル空間に及ぶコードブックを有する。2)メインストリームの大きさが１に近くなる集束点の近くで細かい精度を有する。前述の３つの方式を使用して、コードブックの精度は、方式の最終的な集束値に制限される。最適な間隔のコードブックを表さないことがある均等間隔のコードブックでは、シミュレーションは、最初の簡単な手法では、６ビットのフィードバックにより、受信機が90%より多くの電力を最終的に取得できることを示している。

或る場合には、メインビームは、3dBだけ重み付けされてもよい。すなわち、メインストリームのコードブックの大きさは、他のものに対して２倍になる。この場合、コードブックは、適切なレイヤがスケーリングされるように、受信機からどのレイヤがフィードバックされるかに応じて変化してもよい。

或る場合には、コードブックは、何個の単位ベクトル／行列又はほぼ単位ベクトル／行列が最近にフィードバックされたか（例えば、何個の[1 0]が２つの受信アンテナを有する受信機からフィードバックされたか）に基づいて変化してもよい。或る特定の例では、メインビームの重みは、単位フィードバック（identity feedback）に４つのフィードバックが近い場合（例えば、その方向の最大のベクトルの大きさの半分未満）には常に3dBだけ増加する。この手法のシミュレーション結果は、前述の3dBの重み付けの手法とは漸近的な性能が異なるが、最初の起動性能は同じままであることを示している。考慮すべき他の事項は、コードブックでの[0 1]の使用である。1を格納するのではなく、各“ヌル”空間ベクトルの相対重要度を格納する場合、1が表し得る最小値が格納されてもよい（すなわち、Max(codebook(1,:))）。

２つ以上のストリームを含む構成では、最初の起動後の時間に関する受信機により取得される全電力の割合についての漸近的な性能レベルに到達することは、典型的には大きいビット数のフィードバックを必要とすることが、シミュレーションを通じて観測されている。これは、部分的には、位相方向の精度のためである（すなわち、２つのベクトルがコードブックの精度のため正確な位相で合成できない場合、フィードバックは行き詰まる）。

前述のように、共通パイロットが個別パイロットと混在する場合、個別パイロットは、共通パイロットと直交し続けてもよく、更なるプリコーディングベクトルが共通／個別パイロットの後に送信されてもよい。或る場合には、性能はこのプリコーダの精度により制限される。

例示目的で、例えばLTE-A（Long Term Evolution-Advanced）通信システムのような進んだ無線通信システムに実装され得る本発明の実施例の例について、図１０を参照して説明する。例示的な実施例では、3GPP（3rd Generation Partnership Project）のリリース8からの共通リファレンス信号（CRS：common reference signal）及び更なるUE特有の個別リファレンス信号（DRS：dedicated reference signal）の双方が、複数のストリームが送信される場合に同時に使用される。3GPPのリリース8は、http://www.3gpp.org/Release-8においてインターネットで入手可能であり、その全内容を援用する。例示的な実施例では、或るストリームは、リリース8のCRS（及び場合によってはリリース8のコードブック）のみを使用して送信され、他のものは、更なるDRSと整列する。これは、更なるDRSによるオーバーヘッドの増加を潜在的に最小化しつつ、CRSのオーバーヘッドが有効に使用されることを可能にする。

この実施例では、４又は８個の受信アンテナと共に８個の送信アンテナが想定されている。送信について２つの異なる方式を検討する。
1)DRSはデータストリームと共にプリコーディングされる。
・プリコーダは、4、6又は8ビットのコードブックを使用したコードブックフィードバック、或いは無限フィードバックのSVDプリコーダの使用に基づいて選択される。
2)DRSは或るデータストリームと共にプリコーディングされ、他のデータストリームはリリース8の手法（CRS及びコードブック）を使用して送信される。
・プリコーダは、8ビットのコードブックフィードバックに基づいて選択される。8ビットのコードブックフィードバックは、２つのリリース8のコードブックを一緒に連結することにより構築される。事実上、これは、リリース8のコードブックが最初の4CRSに基づいてフィードバックされ、第２のリリース8のコードブックが送信アンテナ5〜8でフィードバックされることを意味する。第２のPMIを使用して送信されるいずれかのレイヤは、DRSに伴われる。CRSとDRSとの間のレイヤの分割は、チャネルのランクに基づいて固定されていると仮定する。このことは、フィードバックレートが双方の方式で同じであることを確保する。

この部分では、前述の２つの方式のいくつかのリンクレベルの分析を提示する。DRSのみの方式では、４個の異なる精度のフィードバック（4ビット、6ビット、8ビットのコードブック及び無限のSVDコードブック）を検討する。フィードバックは、3msの遅延で完全に選択されることを仮定する。

メトリックとしてGoodputを使用する。Goodputは、アプリケーションレベルのスループット（すなわち、プロトコルのオーバーヘッド及び再送信データパケットを除いて、ネットワークにより特定の送信元アドレスから特定の宛先に転送される単位時間当たりの有効ビット数）である。まず、異なるチャネルについてリンク対システムのマッピングを使用してブロック誤り率（BLER：Block Error Rate）が生成される。異なる方式のオーバーヘッドが計算され、Goodputは以下の式を使用して生成される。
Goodput=C_MCS*(1-BLER)*(1-%CP)*(1-%BWunused)*(1-%control-%CRS -L_DRS*%DRS)
=C_MCS*(1-BLER)*0.84*(0.71-L_DRS/28) (11)
ただし、L_DRSは存在するDRSレイヤの数であり、C_MCSは使用されるMCSのキャパシティ（すなわち、Log₂(QAM)*rate）である。これらのGoodputは、多数の独立して生成されたチャネルで平均化される。

前述の実施例の性能をシミュレーションする際に行われたシミュレーションの仮定は、以下の表３にまとめられている。

図１０は、本発明の前述の実施例を含む様々なプリコーディング方式の信号対雑音比に対する容量のシミュレーション結果のプロットである。プロットは、3GPPリリース8のCRS及びコードブック244、4ビットの8Txコードブック248、6ビットの8Txのコードブック250、8ビットの8Txコードブック246、本発明の前述の実施例による混在したCRS/DRSコードブック240、及び完全なSVDフィードバック242について、SNRに関するキャパシティについての性能の曲線を含む。

混在モード方式（混在したCRS/DRSコードブック240）の性能は、全てのSNRにおいて全ての他のコードブックに基づく設計を凌ぎ、7dBより大きいSNRでは、完全なSVDフィードバックをも凌ぐ。これは、高レイヤ送信を実現するために必要な実質的に低いオーバーヘッドのためと、大きい有効コードブックサイズ（4+4=8ビットのコードブック）のためである。以下の表４から、8ビットのコードブック設計246と混在モードの性能240との間の相対性能が分かる。5〜30%の利得が同等の複雑性で実現可能であることが分かる。

CRSの相対的に高い密度と、隣接リソースブロック（RB：Resource Block）からの補間能力とのため、実際のチャネル推定が検討される場合には、混在モードの性能は前述の観測結果より比較的更に良くなる可能性がある点に留意すべきである。

この実施例では、CRSがDRSと共に使用される補足CRS方式の性能について検討が行われている。かなり低減したオーバーヘッドのため、組み合わせ方式の性能は、DRSのみを使用するものよりかなり良くなることが分かった。このため、このような方式は、LTE-A通信システムのような進んだ無線通信システムでの送信に有利に使用され得ると考える。

前述の例示的な実施例は、R1-091390“Complementary CRS Design”3GPP TSG-RAN WG1 #56 Seoul, Korea, March 23rd-27th, 2009に記載されている。この全内容を援用する。

本発明の実施例に従って一式の混在したパイロットを使用して通信リンクで送信機から送信する方法の例について、図１１に示すフローチャートを参照して説明する。

この方法は、ブロック300で始まり、通信リンクの性能を考慮して個別パイロットの数D（D≧0）が選択される。例えば、通信リンクは、基地局（LTE又はLTE-A無線通信システムのeNodeB等）と無線端末との間のMIMOチャネルでもよい。或る実施例では、選択は、通信リンクのスループットを潜在的に最大化することに基づいて行われてもよい。

ブロック302において、或る基準に基づいてD個の個別パイロットをプリコーディングする第１のプリコーダが選択される。例えば、この基準は、目的の受信機での個別パイロットの受信電力でもよい。或る実施例では、第１のプリコーダの選択は、例えば、受信機からフィードバックを受信してフィードバックに基づいて第１のプリコードを適合させることを含む反復処理でもよい。

ブロック304において、一式のプリコーディングされた個別パイロットを生成するために、第１のプリコーダを用いてD個の個別パイロットで第１のプリコーディングが実行される。

ブロック306において、一式のプリコーディングされたパイロットは、一式の共通パイロットと組み合わされ、一式の混在したパイロットを生成するために、一式のプリコーディングされた個別パイロット及び一式の共通パイロットで第２のプリコーディングが実行される。或る場合には、この第２のプリコーディングは、空間多重のために単位行列を用いてプリコーディングされた個別パイロットをプリコーディングし、コードブックを用いて共通パイロットをプリコーディングすることを含む。

ブロック308において、一式の混在したパイロットを用いて通信リンクで送信機からデータが送信される。

或る実施例では、図１１の310で示すように、この方法はブロック300に戻り、この方法は再び始まってもよい。送信機と受信機との間のチャネル特性の変化に応じて、数及び／又は第１のプリコーディング行列は、これらの変化に適するように適合されてもよい。

前述の説明は、一例のみとして提供される多数の詳細な特定の実施例を含んでおり、本発明の範囲を限定するものとして解釈されるべきではない。本発明の範囲を逸脱することなく、当業者により特定の実施例に置換、変更及び変形が行われ得る。本発明の範囲は、特許請求の範囲のみにより規定される。

Claims (41)

1. 通信リンクで送信機から送信する方法であって、
   前記通信リンクの性能を考慮して個別パイロットの数D（D≧0）を選択し、
   或る基準に基づいてD個の個別パイロットをプリコーディングする第１のプリコーダを選択し、
   前記第１のプリコーダを用いて前記D個の個別パイロットの第１のプリコーディングを実行し、一式のプリコーディングされた個別パイロットを生成し、
   前記一式のプリコーディングされた個別パイロット及び一式の共通パイロットの第２のプリコーディングを実行し、一式の混在したパイロットを生成し、
   前記一式の混在したパイロットを用いて前記通信リンクで前記送信機からデータを送信することを有する方法。
2. 前記送信機は、複数の送信アンテナを有し、
   前記送信機からデータを送信することは、前記複数の送信アンテナを介して前記一式の混在したパイロットを用いて前記通信リンクで前記送信機から前記データを送信することを有する、請求項１に記載の方法。
3. 前記第２のプリコーディングを実行し、前記一式の混在したパイロットを生成することは、特異値分解（SVD）に基づくプリコーディング又はこの近似を有する、請求項２に記載の方法。
4. 前記第２のプリコーディングを実行し、前記一式の混在したパイロットを生成することは、送信ダイバーシチに基づくプリコーディングを実行することを有する、請求項２に記載の方法。
5. 前記送信ダイバーシチに基づくプリコーディングを実行することは、空間周波数ブロック符号（SFBC）に基づくプリコーディングと、巡回遅延ダイバーシチ（CDD）に基づくプリコーディングとのうちいずれか１つを実行することを有する、請求項４に記載の方法。
6. 前記通信リンクの性能を考慮して前記個別パイロットの数Dを選択することは、前記共通及び個別パイロットに関連するシグナリングオーバーヘッドを考慮した前記通信リンクのスループットを考慮して、前記個別パイロットの数Dを選択することを有する、請求項１ないし５のうちいずれか１項に記載の方法。
7. 或る基準に基づいて前記D個の個別パイロットをプリコーディングする前記第１のプリコーダを選択することは、前記第１のプリコーダが前記一式の共通パイロットをプリコーディングするために使用される第２のプリコーダと直交したままであるという制約を条件として、前記D個の個別パイロットの受信電力を最大化する前記第１のプリコーダを選択することを有する、請求項１ないし６のうちいずれか１項に記載の方法。
8. 前記D個の個別パイロットの第前記１のプリコーディングに関するフィードバックを受信することを更に有する、請求項７に記載の方法。
9. 或る基準に基づいて前記D個の個別パイロットをプリコーディングする前記第１のプリコーダを選択することは、前記フィードバックに基づく反復処理である、請求項８に記載の方法。
10. 前記第１のプリコーダを選択することは、前記一式の混在したパイロットを用いて前記データを送信することにより生じる干渉を軽減する前記第１のプリコーダを選択することを更に有する、請求項７ないし９のうちいずれか１項に記載の方法。
11. 前記第２のプリコーディングを実行し、前記一式の混在したパイロットを生成することは、
    前記一式の混在したパイロットが送信データと整列した個別パイロットを含むように、前記第１のプリコーディングの後に単位行列を用いて前記一式のプリコーディングされた個別パイロットをプリコーディングし、
    前記一式の混在したパイロットがプリコーディングされた共通パイロットを含むように、コードブックを用いて前記一式の共通パイロットをプリコーディングすることを有する、請求項２に記載の方法。
12. 前記複数の送信アンテナを介して前記一式の混在したパイロットを用いて前記通信リンクで送信機からデータを送信することは、
    前記複数の送信アンテナのうち第１の一式の送信アンテナで前記混在した一式のパイロットのうち前記個別パイロットを送信し、
    前記複数の送信アンテナのうち第２の一式の送信アンテナで前記混在した一式のパイロットのうち前記プリコーディングされた共通パイロットを送信することを有する、請求項１１に記載の方法。
13. 前記送信機は、複数の送信機を有し、前記第１の一式の送信アンテナは、前記複数の送信機のうち第１のものに存在し、前記第２の一式の送信アンテナは、前記複数の送信機のうち第２のものに存在する、請求項１２に記載の方法。
14. 前記一式の混在したパイロットを用いて前記データを送信することは、前記複数の送信機のうち少なくとも前記第１の送信機及び前記第２の送信機から連携してデータを送信することを有する、請求項１２に記載の方法。
15. 複数の無線端末と、
    複数の送信アンテナを有し、各通信リンクでデータを前記複数の無線端末に送信するように構成された基地局と
    を有する無線通信システムであって、
    通信リンク毎に、前記基地局は、
    前記通信リンクの性能を考慮して個別パイロットの数D（D≧0）を選択し、
    或る基準に基づいてD個の個別パイロットをプリコーディングする第１のプリコーダを選択し、
    前記第１のプリコーダを用いて前記D個の個別パイロットの第１のプリコーディングを実行し、一式のプリコーディングされた個別パイロットを生成し、
    前記一式のプリコーディングされた個別パイロット及び一式の共通パイロットの第２のプリコーディングを実行し、一式の混在したパイロットを生成し、
    前記複数の送信アンテナを介して、前記一式の混在したパイロットを用いて前記通信リンクで前記基地局から各無線端末にデータを送信するように構成される無線通信システム。
16. 前記基地局は、特異値分解（SVD）に基づくプリコーディング又はこの近似を実行することにより、前記第２のプリコーディングを実行し、前記一式の混在したパイロットを生成するように構成される、請求項１５に記載のシステム。
17. 前記基地局は、送信ダイバーシチに基づくプリコーディングを実行することにより、前記第２のプリコーディングを実行し、前記一式の混在したパイロットを生成するように構成される、請求項１５に記載のシステム。
18. 前記基地局は、空間周波数ブロック符号（SFBC）に基づくプリコーディングと、巡回遅延ダイバーシチ（CDD）に基づくプリコーディングとのうちいずれか１つを実行することにより、前記送信ダイバーシチに基づくプリコーディングを実行するように構成される、請求項１７に記載のシステム。
19. 前記基地局は、前記共通及び個別パイロットに関連するシグナリングオーバーヘッドを考慮した前記通信リンクのスループットを考慮して、前記個別パイロットの数Dを選択するように構成される、請求項１５ないし１８のうちいずれか１項に記載のシステム。
20. 前記基地局は、前記第１のプリコーダが前記一式の共通パイロットをプリコーディングするために使用される第２のプリコーダと直交したままであるという制約を条件として、各無線端末での前記D個の個別パイロットの受信電力を最大化する前記第１のプリコーダを選択するように構成される、請求項１５ないし１９のうちいずれか１項に記載のシステム。
21. 前記複数の無線端末のうち１つ以上は、前記D個の個別パイロットの前記第１のプリコーディングに関するフィードバックを前記基地局に提供するように構成される、請求項２０に記載のシステム。
22. 前記基地局は、前記フィードバックに基づく反復処理を使用して、前記D個の個別パイロットをプリコーディングする前記第１のプリコーダを選択するように構成される、請求項２１に記載のシステム。
23. 前記基地局は、前記基地局により生成される干渉を軽減することを考慮して、前記第１のプリコーダを選択するように構成される、請求項２０ないし２２のうちいずれか１項に記載のシステム。
24. 前記基地局は、
    前記一式の混在したパイロットが送信データと整列した個別パイロットを含むように、前記第１のプリコーディングの後に単位行列を用いて前記一式のプリコーディングされた個別パイロットをプリコーディングし、
    前記一式の混在したパイロットがプリコーディングされた共通パイロットを含むように、コードブックを用いて前記一式の共通パイロットをプリコーディングするように更に構成される、請求項１５に記載のシステム。
25. 前記基地局は、前記複数の送信アンテナのうち第１の一式の送信アンテナで前記混在した一式のパイロットのうち前記個別パイロットを送信し、
    前記複数の送信アンテナのうち第２の一式の送信アンテナで前記混在した一式のパイロットのうち前記プリコーディングされた共通パイロットを送信するように更に構成される、請求項２４に記載のシステム。
26. 前記基地局は、複数の基地局を有し、前記第１の一式の送信アンテナは、前記複数の基地局のうち第１のものに存在し、前記第２の一式の送信アンテナは、前記複数の基地局のうち第２のものに存在する、請求項２５に記載のシステム。
27. 前記複数の基地局のうち少なくとも前記第１の基地局及び第２の基地局は、連携して前記一式の混在したパイロットを用いて前記データを送信するように構成される、請求項２６に記載のシステム。
28. 通信リンクでデータを送信するように構成された基地局であって、
    複数の送信アンテナと、
    前記通信リンクの性能を考慮して個別パイロットの数D（D≧0）を選択し、或る基準に基づいてD個の個別パイロットをプリコーディングする第１のプリコーダを選択し、前記第１のプリコーダを用いて前記D個の個別パイロットの第１のプリコーディングを実行し、一式のプリコーディングされた個別パイロットを生成し、前記一式のプリコーディングされた個別パイロット及び一式の共通パイロットの第２のプリコーディングを実行し、一式の混在したパイロットを生成するプリコーダと、
    前記複数の送信アンテナを介して、前記一式の混在したパイロットを用いて前記通信リンクでデータを送信するように構成される無線送信機と
    を有する基地局。
29. 前記プリコーダは、特異値分解（SVD）に基づくプリコーディング又はこの近似を実行することにより、前記第２のプリコーディングを実行し、前記一式の混在したパイロットを生成するように構成される、請求項２８に記載の基地局。
30. 前記プリコーダは、送信ダイバーシチに基づくプリコーディングを実行することにより、前記第２のプリコーディングを実行し、前記一式の混在したパイロットを生成するように構成される、請求項２８に記載の基地局。
31. 前記プリコーダは、空間周波数ブロック符号（SFBC）に基づくプリコーディングと、巡回遅延ダイバーシチ（CDD）に基づくプリコーディングとのうちいずれか１つを実行することにより、前記送信ダイバーシチに基づくプリコーディングを実行するように構成される、請求項３０に記載の基地局。
32. 前記プリコーダは、前記共通及び個別パイロットに関連するシグナリングオーバーヘッドを考慮した前記通信リンクのスループットを考慮して、前記個別パイロットの数Dを選択するように構成される、請求項２８ないし３１のうちいずれか１項に記載の基地局。
33. 前記プリコーダは、前記第１のプリコーダが前記一式の共通パイロットをプリコーディングするために使用される第２のプリコーダと直交したままであるという制約を条件として、各無線端末での前記D個の個別パイロットの受信電力を最大化する前記第１のプリコーダを選択するように構成される、請求項２８ないし３２のうちいずれか１項に記載の基地局。
34. 前記D個の個別パイロットの前記第１のプリコーディングに関するフィードバックを受信するように構成された無線受信機を更に有する、請求項３３に記載の基地局。
35. 前記プリコーダは、前記フィードバックに基づく反復処理を使用して、前記D個の個別パイロットをプリコーディングする前記第１のプリコーダを選択するように構成される、請求項３４に記載の基地局。
36. 前記プリコーダは、前記基地局により生成される干渉を軽減することを考慮して、前記第１のプリコーダを選択するように構成される、請求項３３ないし３５のうちいずれか１項に記載の基地局。
37. 前記プリコーダは、
    前記一式の混在したパイロットが送信データと整列した個別パイロットを含むように、前記第１のプリコーディングの後に単位行列を用いて前記一式のプリコーディングされた個別パイロットをプリコーディングし、
    前記一式の混在したパイロットがプリコーディングされた共通パイロットを含むように、コードブックを用いて前記一式の共通パイロットをプリコーディングするように更に構成される、請求項２８に記載の基地局。
38. 前記無線送信機は、
    前記複数の送信アンテナのうち第１の一式の送信アンテナで前記混在した一式のパイロットのうち前記個別パイロットを送信し、
    前記複数の送信アンテナのうち第２の一式の送信アンテナで前記混在した一式のパイロットのうち前記プリコーディングされた共通パイロットを送信するように更に構成される、請求項３７に記載の基地局。
39. 前記基地局は、複数の送信サイトを有し、前記第１の一式の送信アンテナは、前記複数の送信サイトのうち第１のものに存在し、前記第２の一式の送信アンテナは、前記複数の送信サイトのうち第２のものに存在する、請求項３８に記載の基地局。
40. 前記無線送信機は、少なくとも１つの他の送信機と共に、連携して前記一式の混在したパイロットを用いて前記データを送信するように構成される、請求項３８に記載の基地局。
41. 請求項１ないし１４のうちいずれか１項に記載の方法に従って生成された一式の混在したパイロット及びデータを含む送信を受信するように構成された無線送受信機を有する無線端末。

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