KR101693063B1

KR101693063B1 - 공통 및 전용 파일럿들을 사용하는 송신

Info

Publication number: KR101693063B1
Application number: KR1020117024275A
Authority: KR
Inventors: 아론 칼라드; 동-쉥 유; 모하매드하디 밸리그; 지앙레이 마
Original assignee: 블랙베리 리미티드
Priority date: 2009-03-16
Filing date: 2010-03-16
Publication date: 2017-01-04
Also published as: IN2011CN06800A; JP5587397B2; US20120020434A1; EP2430769A1; CA2755574A1; WO2010105345A1; KR20120013952A; JP2012520636A; EP2430769A4; CN102484501B; CA2755574C; US9344243B2; CN102484501A; BRPI1012727B1; BRPI1012727A2; EP2430769B1; RU2011140068A

Abstract

공통 및 전용 파일럿들을 둘 다 포함하는 혼합된 파일럿들의 집합의 송신을 위한 방법, 시스템, 기지국 및 무선 단말기가 제공된다. 본 방법은 통신 링크의 성능을 고려해서 전용 파일럿들의 수 D(D≥0)를 선택하는 단계, 일부 기준에 기초하여 D개의 전용 파일럿들을 프리코딩하기 위한 제1 프리코더를 선택하는 단계, 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 제1 프리코더로 D개의 전용 파일럿들의 제1 프리코딩을 실행하는 단계, 혼합된 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합 및 공통 파일럿들의 집합의 제2 프리코딩을 실행하는 단계, 및 혼합된 파일럿들의 집합으로 통신 링크에서 송신기로부터 데이터를 송신하는 단계를 포함한다.

Description

공통 및 전용 파일럿들을 사용하는 송신{TRANSMISSION USING COMMON AND DEDICATED PILOTS}

[관련 출원에 대한 상호 참조]

본 출원은, 전체 내용이 본 명세서에 참조용으로 인용되어 있으며, 2009년 3월 16일에 출원된 미국 가출원 제61/160,452호 및 2009년 9월 21일에 출원된 제61/244,185호의 우선권을 주장한다.

[기술분야]

본 발명은 일반적으로 무선 통신 기술들에 관한 것으로, 특히, 공통 및 전용 파일럿들을 사용하는 송신 기술들에 관한 것이다.

통신 링크는 수학식 1의 형태로 기술될 수 있다.

여기서, y는 수신된 신호이고, x는 송신된 신호이며, H는 채널의 영향을 나타낸다. 일반적으로, y, H, x는 시간, 주파수, 수신 안테나 등을 나타내는 상이한 차원들을 갖는 다차원이다. H(x)는 x의 일반 함수를 나타낸다. 단순하게, H는 M×N 행렬로 표현될 수 있으며, y는 M×L 벡터이고, x는 N×L 벡터라고 가정될 수 있다. 이러한 개념이 더 일반적인 환경들에 적용될 수도 있음을 알 수 있다. 설명을 위해, 링크가 N개의 송신 안테나들, M개의 수신 안테나들, 및 송신될 L개의 층들을 가진 MIMO(Multi-In-Multi-Out) 환경을 나타낸다고 가정한다.

수신기가 송신된 데이터를 코히런트 복조하기 위해, 채널 H의 정보가 필요하다. 이러한 정보를 얻는 한가지 방법은 파일럿 심볼들의 송신을 통하는 것이다. 파일럿들은 공통이거나 전용일 수 있다. 공통인 경우, 모든/다수의 이동 단말기들이 파일럿들을 보고 채널을 결정할 수 있다. 전용인 경우, 채널 정보는 선택된 그룹의 이동 단말기들에게만 유효하다. 공통 파일럿 방식을 사용하는 다수의 종래의 무선 시스템들에서, 공통 파일럿들의 수는 송신 안테나들의 수와 동일하다. 전용 파일럿 방식을 사용하는 다수의 종래의 무선 시스템들에서, 전용 파일럿들의 수는 데이터 송신 층들의 수와 동일하다.

일부 경우들에서, 송신된 신호 x는 통상 코드북 {F}라고 하는 선정된 행렬 그룹으로부터 선택된 프리코딩(pre-coding) 행렬 F로 프리코딩된, 프리코딩된 버전의 데이터 심볼 s를 포함한다. 일부 경우들에서, 수신기, 예를 들어, 이동 단말기는, 송신기, 예를 들어, 기지국에게 어떤 프리코딩 행렬을 사용할 것인지를 알려 준다. FDD(frequency division duplex) 에어 인터페이스들의 경우, 프리코딩 행렬을 식별하는 정보는 채널 사운딩 방법들 또는 코드북 인덱스 방법들을 통해 피드백될 수 있다. TDD(time division systems)도 코드북 기반 방법을 사용할 수 있다. MIMO 송신용 프리코딩 방법의 상세한 일례는 제이. 러브(J. Love) 외 다수의, 2005년 8월, "공간 멀티플렉싱 시스템들을 위한 제한된 피드백 유니타리 프리코딩(Limited Feedback Unitary Pre-coding for Spatial Multiplexing Systems)", IEEE Trans. Inf. Theory, vol. 51, no. 8, pp. 2967-2976에 기술되어 있다.

코드북 인덱스 피드백은, 수신기가 어떤 프리코딩 행렬을 사용할 지에 대한 인덱스(소위 코드워드 인덱스)를 송신기에게 신호해 주는 것을 포함한다. 각각의 프리코딩 행렬에 각각 대응하는 복수의 인덱스들이 있다. 그러나, 한가지 문제점은, 코드북 인덱스 피드백 방법들이 대량의 업링크 무선 리소스들을 사용한다는 것이다.

공통 파일럿 방법의 일례는 2 송신 안테나 경우의 도 1에 도시되어 있다. 도 1(및 후술되는 도 2)에서, 수평축(210)은 주파수(OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 부반송파들)이고, 수직축(212)은 시간(OFDM 심볼들)이다. 각각의 작은 원은 특정 OFDM 심볼 지속 기간 동안 특정 부반송파의 송신을 나타낸다. 로케이션들(214)에서, 파일럿들은 제1 송신 안테나 Tx-1에 의해 송신되고, 로케이션들(216)에서, 파일럿들은 제2 송신 안테나 Tx-2에 의해 송신된다. 나머지 로케이션들은 양 안테나들에 의한 데이터 송신에 유효하다. 본 일례에서, 데이터는, 예를 들어, 이동 단말기일 수 있는 제1 UE(UE-1)를 위한 프리코딩된 데이터(218), 및, 또한, 이동 단말기일 수 있는 제2 UE(UE-2)를 위한 프리코딩된 데이터(220)를 포함한다. 통상, 프리코딩된 데이터(218)에 적용된 프리코딩은 프리코딩된 데이터(220)에 적용된 프리코딩과 상이할 것이다. 공통 파일럿 방법에 있어서, 동일한 파일럿들은 양 UE들에 사용되고 프리코딩되지 않는다.

OFDM 시그널링 방식의 전용 파일럿 방법의 일례는 2 송신 안테나 경우의 도 2에 도시되어 있다. 로케이션들(222, 224)에서, 제1 UE에 특정한 전용 파일럿들은 각각 제1 송신 안테나 Tx-1 및 제2 송신 안테나 Tx-2에 의해 송신된다. 로케이션들(226, 228)에서, 제2 UE에 특정한 전용 파일럿들은 각각 제1 송신 안테나 Tx-1 및 제2 송신 안테나 Tx-2에 의해 송신된다. 나머지 로케이션들은 양 안테나들에 의한 데이터 송신에 유효하다. 본 일례에서, 데이터는, 제1 UE(UE-1)를 위한 프리코딩된 데이터(230), 및 제2 UE(UE-2)를 위한 프리코딩된 데이터(232)를 포함한다. 통상, 프리코딩된 데이터(230)에 적용된 프리코딩은 프리코딩된 데이터(232)에 적용된 프리코딩과 상이할 것이다. 전용 파일럿 방법에 있어서, 각각의 사용자에 대한 데이터로서 사용되는 동일한 프리코딩 행렬을 사용해서 프리코딩된다는 점에서 상이한 파일럿들이 각각의 UE에 대해 사용된다.

일반적으로, 파일럿 및 데이터가 모두 동일한 채널을 통과하기 때문에, 전용 파일럿 방식은 공통 파일럿 기반 방식들 보다 코드워드 인덱스 피드백 에러에 대해 더 회복력이 있다.

파일럿 방식들은 둘 다 자신의 강점들 및 약점들을 가진다. 공통 파일럿 오버헤드는 송신 안테나들의 수에 따라 선형으로 증가하며, 성능은 오직 송신 안테나들의 수의 로그에 비례해서 증가한다. 그러나, 공통 파일럿이 다수의 사용자들 간에 공유될 수 있기에, 각각의 공통 파일럿의 오버헤드는 전용 파일럿과 연관된 오버헤드에 비해 훨씬 더 낮다. 전용 파일럿들은 상당히 더 높은 오버헤드/층을 갖는다; 그러나, 오버헤드는 층들의 수에 따라 선형으로 증가하며, 성능의 증가와 동일한 비율이다.

또한, 이득을 얻지 못하더라도 모든 사용자들이 공통 파일럿들의 오버헤드에 대한 대가를 치루어야만 하지만, 대부분의/모든 이동 단말기들에 일정한 유효성으로 인해, 공통 파일럿들이 측정/피드백에 사용될 수 있다.

전용 파일럿 기반 방식에서, 파일럿들은 프리코딩될 수 있으며, 따라서, 데이터와 동일한 채널 행렬들을 가질 수 있다. 그러나, 한가지 문제점은, BTS(base transceiver station)과 통신하고자 시도하는 각각의 UE(이동 단말기)가 다른 UE들이 어떤 프리코딩 행렬을 사용하고 있는지를 모르기에, UE는 통상 채널을 모니터링할 수 없다는 점이다. 특히, 몇 가지 예를 들자면, 어떤 프리코딩 행렬이 사용되는지를 모르고, 현 채널의 등급을 모르며, 층 단위 기반 SINR(signal to interference noise ratio)을 추정할 수 없고, 채널 종속 스케쥴링을 할 수 없다.

본 발명의 개괄적인 일 양상에 따라, 통신 링크에서 송신기로부터 송신하는 방법이 제공된다. 본 방법은: 통신 링크의 성능을 고려해서 D(D≥0)개의 전용 파일럿들을 선택하는 단계; 몇몇 기준들을 기반으로 D개의 전용 파일럿들을 프리코딩하기 위해 제1 프리코더를 선택하는 단계; 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 제1 프리코더로 D개의 전용 파일럿들의 제1 프리코딩을 실행하는 단계; 혼합된 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합 및 공통 파일럿들의 집합의 제2 프리코딩을 실행하는 단계; 및 혼합된 파일럿들의 집합으로 통신 링크에서 송신기로부터 데이터를 송신하는 단계를 포함한다.

일부 실시예들에서, 송신기는 복수의 송신 안테나들을 포함하고, 송신기로부터 데이터를 송신하는 단계는 복수의 송신 안테나들을 통해 혼합된 파일럿들의 집합으로 통신 링크에서 송신기로부터 데이터를 송신하는 단계를 포함한다.

일부 실시예들에서, 혼합된 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 제2 프리코딩을 실행하는 단계는 SVD(Singular Value Decomposition) 기반 프리코딩, 또는 그에 근사한 것을 포함한다.

일부 실시예들에서, 혼합된 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 제2 프리코딩을 실행하는 단계는 송신 다이버시티 기반 프리코딩을 실행하는 단계를 포함한다.

일부 실시예들에서, 송신 다이버시티 기반 프리코딩을 실행하는 단계는 SFBC(space frequency block code) 기반 프리코딩 및 CDD(cyclic delay diversity) 기반 프리코딩 중 임의의 프리코딩을 실행하는 단계를 포함한다.

일부 실시예들에서, 통신 링크의 성능을 고려해서 D개의 전용 파일럿들을 선택하는 단계는 공통 및 전용 파일럿들과 연관된 시그널링 오버헤드를 고려하는 통신 링크의 처리량을 고려해서 D개의 전용 파일럿들을 선택하는 단계를 포함한다.

일부 실시예들에서, 몇몇 기준들에 기초하여 D개의 전용 파일럿들을 프리코딩하기 위해 제1 프리코더를 선택하는 단계는, 제1 프리코더가 공통 파일럿들의 집합을 프리코딩하는데 사용된 제2 프리코더에 직교이어야 한다는 제약을 조건으로, D개의 전용 파일럿들의 수신 파워를 최대화하도록 제1 프리코더를 선택하는 단계를 포함한다.

일부 실시예들에서, 본 방법은 D개의 전용 파일럿들의 제1 프리코딩에 대한 피드백을 수신하는 단계를 더 포함한다.

일부 실시예들에서, 몇몇 기준들에 기초하여 D개의 전용 파일럿들을 프리코딩하기 위해 제1 프리코더를 선택하는 단계는 피드백에 기초한 반복 프로세스이다.

일부 실시예들에서, 제1 프리코더를 선택하는 단계는, 혼합된 파일럿들의 집합으로 데이터를 송신함으로써 야기되는 간섭을 완화하기 위해 제1 프리코더를 선택하는 단계를 더 포함한다.

일부 실시예들에서, 혼합된 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 제2 프리코딩을 실행하는 단계는: 혼합된 파일럿들의 집합이 송신된 야기되는 간섭 전용 파일럿들을 포함하도록, 제1 프리코딩 후에 단위 행렬로 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합을 프리코딩하는 단계; 및 혼합된 파일럿들의 집합이 프리코딩된 공통 파일럿들을 포함하도록, 코드북으로 공통 파일럿들의 집합을 프리코딩하는 단계를 포함한다.

일부 실시예들에서, 복수의 송신 안테나들을 통해 혼합된 파일럿들의 집합으로 통신 링크에서 데이터를 송신하는 단계는: 복수의 송신 안테나들 중 제1 집합의 송신 안테나들을 통해 혼합된 파일럿들의 집합의 전용 파일럿들을 송신하는 단계; 및 복수의 송신 안테나들 중 제2 집합의 송신 안테나들을 통해 혼합된 파일럿들의 집합의 프리코딩된 공통 파일럿들을 송신하는 단계를 포함한다.

일부 실시예들에서, 송신기는 복수의 송신기들을 포함하고, 제1 집합의 송신 안테나들은 복수의 송신기들 중 제1 송신기에 위치하고, 제2 집합의 송신 안테나들은 복수의 송신기들 중 제2 송신기에 위치한다.

일부 실시예들에서, 혼합된 파일럿들의 집합으로 데이터를 송신하는 단계는 복수의 송신기들 중 적어도 제1 송신기 및 제2 송신기로부터 협력해서 데이터를 송신하는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 개괄적인 양상에 따라, 복수의 무선 단말기들; 및 복수의 송신 안테나들을 가지며, 각각의 통신 링크들에서 복수의 무선 단말기들에 데이터를 송신하도록 구성된 기지국을 포함하는 무선 통신 시스템이 제공된다. 각각의 통신 링크에 있어서, 기지국은: 통신 링크의 성능을 고려해서 D(D≥0)개의 전용 파일럿들을 선택하고; 몇몇 기준들에 기초하여 D개의 전용 파일럿들을 프리코딩하기 위해 제1 프리코더를 선택하며; 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 제1 프리코더로 D개의 전용 파일럿들의 제1 프리코딩을 실행하고; 혼합된 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합 및 공통 파일럿들의 집합의 제2 프리코딩을 실행하며; 복수의 송신 안테나들을 통해 혼합된 파일럿들의 집합으로 통신 링크에서 기지국으로부터 각각의 무선 단말기로 데이터를 송신하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 기지국은 SVD(Singular Value Decomposition) 기반 프리코딩, 또는 그에 근사한 것을 실행함으로써 혼합된 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 제2 프리코딩을 실행하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 기지국은 송신 다이버시티 기반 프리코딩을 실행함으로써 혼합된 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 제2 프리코딩을 실행하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 기지국은 SFBC(space frequency block code) 기반 프리코딩 및 CDD(cyclic delay diversity) 기반 프리코딩 중 임의의 프리코딩을 실행함으로써 송신 다이버시티 기반 프리코딩을 실행하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 기지국은 공통 및 전용 파일럿들과 연관된 시그널링 오버헤드를 고려하는 통신 링크의 처리량을 고려해서 D개의 전용 파일럿들을 선택하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 기지국은 제1 프리코더가 공통 파일럿들의 집합을 프리코딩하는데 사용된 제2 프리코더에 직교이어야 한다는 제약을 조건으로, 각각의 무선 단말기에서 D개의 전용 파일럿들의 수신 파워를 최대화하도록 제1 프리코더를 선택하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 복수의 무선 단말기들 중 하나 이상은 D개의 전용 파일럿들의 제1 프리코딩에 대한 피드백을 기지국에 제공하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 기지국은 피드백에 기초한 반복 프로세스를 사용해서 D개의 전용 파일럿을 프리코딩하기 위해 제1 프리코더를 선택하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 기지국은 기지국에 의해 생성된 간섭의 완화를 고려해서 제1 프리코더를 선택하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 기지국은: 혼합된 파일럿들의 집합이 송신된 데이터와 정렬된 전용 파일럿들을 포함하도록, 제1 프리코딩 후에 단위 행렬로 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합을 프리코딩하고; 혼합된 파일럿들의 집합이 프리코딩된 공통 파일럿들을 포함하도록, 코드북으로 공통 파일럿들의 집합을 프리코딩하도록 더 구성된다.

일부 실시예들에서, 기지국은: 복수의 송신 안테나들 중 제1 집합의 송신 안테나들을 통해 혼합된 파일럿들의 집합의 전용 파일럿들을 송신하고; 복수의 송신 안테나들 중 제2 집합의 송신 안테나들을 통해 혼합된 파일럿들의 집합의 프리코딩된 공통 파일럿들을 송신하도록 더 구성된다.

일부 실시예들에서, 기지국은 복수의 기지국들을 포함하고, 제1 집합의 송신 안테나들은 복수의 기지국들 중 제1 기지국에 위치하고, 제2 집합의 송신 안테나들은 복수의 기지국들 중 제2 기지국에 위치한다.

일부 실시예들에서, 복수의 기지국들 중 적어도 제1 기지국 및 제2 기지국은 협력해서 혼합된 파일럿들의 집합으로 데이터를 송신하도록 구성된다.

본 발명의 또 다른 개괄적인 양상에 따라, 통신 링크에서 데이터를 송신하도록 구성된 기지국이 제공된다. 기지국은: 복수의 송신 안테나들; 통신 링크의 성능을 고려해서 D(D≥0)개의 전용 파일럿들을 선택하고; 몇몇 기준들에 기초하여 D개의 전용 파일럿들을 프리코딩하기 위해 제1 프리코더를 선택하며; 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 제1 프리코더로 D개의 전용 파일럿들의 제1 프리코딩을 실행하고; 혼합된 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합 및 공통 파일럿들의 집합의 제2 프리코딩을 실행하도록 구성된 프리코더; 및 복수의 송신 안테나들을 통해 혼합된 파일럿들의 집합으로 통신 링크에서 데이터를 송신하도록 구성된 무선 송신기를 포함한다.

일부 실시예들에서, 프리코더는 SVD(Singular Value Decomposition) 기반 프리코딩, 또는 그에 근사한 것을 실행함으로써 혼합된 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 제2 프리코딩을 실행하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 프리코더는 송신 다이버시티 기반 프리코딩을 실행함으로써 혼합된 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 제2 프리코딩을 실행하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 프리코더는 SFBC(space frequency block code) 기반 프리코딩 및 CDD(cyclic delay diversity) 기반 프리코딩 중 임의의 프리코딩을 실행함으로써 송신 다이버시티 기반 프리코딩을 실행하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 프리코더는 공통 및 전용 파일럿들과 연관된 시그널링 오버헤드를 고려하는 통신 링크의 처리량을 고려해서 D개의 전용 파일럿들을 선택하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 프리코더는 제1 프리코더가 공통 파일럿들의 집합을 프리코딩하는데 사용된 제2 프리코더에 직교이어야 한다는 제약을 조건으로, 각각의 무선 단말기에서 D개의 전용 파일럿들의 수신 파워를 최대화하도록 제1 프리코더를 선택하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 기지국은 D개의 전용 파일럿들의 제1 프리코딩에 대한 피드백을 수신하도록 구성된 무선 수신기를 더 포함한다.

일부 실시예들에서, 프리코더는 피드백에 기초한 반복 프로세스를 사용해서 D개의 전용 파일럿들을 프리코딩하기 위해 제1 프리코더를 선택하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 프리코더는 기지국에 의해 생성된 간섭의 완화를 고려해서 제1 프리코더를 선택하도록 구성된다.

일부 실시예들에서, 프리코더는: 혼합된 파일럿들의 집합이 송신된 데이터와 정렬된 전용 파일럿들을 포함하도록, 제1 프리코딩 후에 단위 행렬로 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합을 프리코딩하고; 혼합된 파일럿들의 집합이 프리코딩된 공통 파일럿들을 포함하도록, 코드북으로 공통 파일럿들의 집합을 프리코딩하도록 더 구성된다.

일부 실시예들에서, 무선 송신기는: 복수의 송신 안테나들 중 제1 집합의 송신 안테나들을 통해 혼합된 파일럿들의 집합의 전용 파일럿들을 송신하고; 복수의 송신 안테나들 중 제2 집합의 송신 안테나들을 통해 혼합된 파일럿들의 집합의 프리코딩된 공통 파일럿들을 송신하도록 더 구성된다.

일부 실시예들에서, 기지국은 복수의 송신 사이트들을 포함하고, 제1 집합의 송신 안테나들은 복수의 송신 사이트들 중 제1 송신 사이트에 위치하고, 제2 집합의 송신 안테나들은 복수의 송신 사이트들 중 제2 송신 사이트에 위치한다.

일부 실시예들에서, 무선 송신기는 적어도 하나의 다른 무선 송신기와 협력해서 혼합된 파일럿들의 집합으로 데이터를 송신하도록 구성된다.

본 발명의 또 다른 개괄적인 양상에 따라, 본 발명의 제1 개괄적인 양상에 따른 방법에 따라 생성된 혼합된 파일럿들의 집합 및 데이터를 포함하는 송신을 수신하도록 구성된 무선 트랜시버를 포함하는 무선 단말기가 제공된다.

본 발명의 다른 양상들 및 특징들은, 본 발명의 특정 실시예들의 이하의 설명을 검토할 때, 당업자에게 명백해질 것이다.

본 발명의 실시예들은, 오직 일례로서, 첨부 도면들을 참조해서 이제부터 기술될 것이다.
도 1은 공통 파일럿들을 포함하는 송신 신호들에 대한 OFDM 신호 레이아웃 도면이다.
도 2는 전용 파일럿들을 포함하는 송신 신호들에 대한 OFDM 신호 레이아웃 도면이다.
도 3은 셀룰러 통신 시스템의 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일부 실시예들을 구현하는데 사용될 수 있는 일례의 기지국의 블록도이다.
도 5는 본 발명의 일부 실시예들을 구현하는데 사용될 수 있는 일례의 무선 단말기의 블록도이다.
도 6은 본 발명의 일부 실시예들을 구현하는데 사용될 수 있는 일례의 중계국의 블록도이다.
도 7은 본 발명의 일부 실시예들을 구현하는데 사용될 수 있는 일례의 OFDM 송신기 아키텍처의 논리적 분해의 블록도이다.
도 8은 본 발명의 일부 실시예들을 구현하는데 사용될 수 있는 일례의 OFDM 수신기 아키텍처의 논리적 분해의 블록도이다.
도 9A는 SC-FDMA 송신기의 블록도이다.
도 9B는 SC-FDMA 수신기의 블록도이다.
도 10은 각종 프리코딩 방식들에 대한 신호 대 잡음비 대 용량의 모의 결과들의 도표이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따라 혼합된 파일럿들의 집합을 사용해서 통신 채널을 통해 송신기로부터 송신하는 방법의 플로우챠트이다.

일례의 실시예들의 이하의 상세한 설명에서, 본 발명이 실행될 수 있는 특정 일례의 실시예들이 실례로서 도시되어 있으며, 일부를 형성하는 첨부 도면들에 대한 참조가 이루어진다. 이러한 실시예들은 당업자가 본 발명을 실행할 수 있도록 충분히 상세하게 기술되며, 다른 실시예들이 사용될 수 있으며, 논리적, 기계적, 전기적 및 다른 변경들이 본 발명의 범위 내에서 이루어질 수 있음을 알 것이다. 따라서, 이하의 상세한 설명은 제한적인 의미가 아니며, 범위는 첨부된 청구항들에 의해서 정의된다.

본 발명의 실시예들에 따라, 공통 및 전용 파일럿들의 혼합을 수반하는 각종 시스템들 및 방법들이 기술된다. 특히, 후술되는 실시예들은 차후 3GPP, 3GPP2 및 IEEE 802.16 기반 무선 표준들에서 사용될 수 있다. 그러나, 요약에 기술된 보다 더 개괄적인 발명들은 이러한 점에서 제한되지 않는다.

상술된 바와 같이, 공통 파일럿 방식들 및 전용 파일럿 방식들은 자신의 강점들 및 약점들을 갖고 있다. 추가 송신 안테나 당 추가 공통 파일럿으로 추가 송신 안테나들을 추가함으로써 증가된 성능이 잠정적으로 실현되는 동안, 추가 공통 파일럿들에 대한 다수의 송신 안테나들, 예를 들어, 4 보다 많은 송신 안테나들의 추가 오버헤드는, 성능 이득들이 종종 가치가 없음을 의미한다. 전용 파일럿들은 상당히 더 높은 오버헤드/층을 갖는다; 그러나, 오버헤드는 층들의 수에 따라 선형으로 증가하며, 성능의 증가와 동일한 비율이다. 전용 파일럿들은 다수의 송신 안테나들이 존재할 때 사용되었다; 그러나, 몇몇 공통 파일럿들은 측정/피드백 및/또는 브로드캐스트 메시지들을 위해 종종 필요하다. 그 후, 이러한 공통 파일럿 오버헤드와 연관된 오버헤드는, 정규 데이터가 송신될 때 낭비된다. 따라서, 다수의 송신 안테나들이 존재할 때 전용 파일럿들이 더 양호하게 실행하는 경향이 있으며, 층들의 수가 클 때 공통 파일럿들이 더 양호하게 실행하는 경향이 있다.

본 발명의 실시예들은 데이터 송신을 위해 공통 및 전용 파일럿들을 둘 다 혼합함으로써 공통 및 전용 파일럿 방식들의 유익한 양상들을 사용할 수 있다.

일반적으로, 3개의 원칙들이 본 발명의 실시예들에서 관찰될 수 있다:

1) 성능을 증가시키는 경우 전용 파일럿들만을 사용한다. 이는, 예를 들어, 소정의 상황에 전용 파일럿들의 수를 적용시킴(가능한 대로 전용 파일럿들을 전혀 송신하지 않음)으로써, 달성될 수 있다.

2) 공통 파일럿들과의 결합 후에 성능을 최대화하기 위해 전용 파일럿들에 대한 프리코더들을 선택한다.

3) 전용 및 공통 파일럿들을 잘 처리하여 프리코딩을 실행한다. 이 프리코딩은, 예를 들어, SVD(Singular Value Decomposition) 또는 그 실제적인 근사, 송신 다이버시티(Alamouti, CDD(cyclic delay diversity)), 또는 간단한 아이덴티티 공간 멀티플렉싱(SM) 프리코딩을 공통 파일럿들에 통상 적용하는 것일 수 있다. SVD의 근사치를 계산하는 알고리즘의 일례는 QLP 알고리즘이며, 이는, 예를 들어, "SVD의 근사치를 계산하기 위한 스튜어트의 QLP 알고리즘의 수렴 현상(On the Convergence of Stewart's QLP Algorithm for Approximating the SVD" 헉커비 디.에이.(Huckaby D.A.); 챈 티.에프.(Chan T.F.), 수치 알고리즘(Numerical Algorithms), 볼륨 32, Numbers 2-4, 2003년 4월, pp. 287-316(30)에 기술되어 있다. 다른 일례들은 씬 SVD(Thin SVD), 절단 SVD(Truncated SVD) 및 콤팩트 SVD(Compact SVD)를 포함한다.

본 발명의 실시예들이 잠정적으로 실현될 수 있는 네트워크들, 네트워크 노드들 및 이동 단말기들의 각종 일례들을 도시하는 도 3 내지 도 8, 도 9A 및 도 9B를 이제부터 참조할 것이다.

먼저 도 3을 참조하면, 도 3은 대응 기지국들(BS)(14)에 의해 서빙되는 다수의 셀들(12) 내에서 무선 통신들을 제어하는 기지국 제어기(BSC)(10)를 도시한다. 일부 구성들에서, 각각의 셀은 다수의 섹터들(13) 또는 존들(도시되지 않음)로 더 분할된다. 일반적으로, 각각의 기지국(14)은 대응 기지국(14)과 연관된 셀(12) 내에 있는 20개의 이동 및/또는 무선 단말기들(16)과의 통신을 OFDM을 사용해서 용이하게 한다. 기지국들(14)과 관련해서 이동 단말기들이 이동함으로써, 채널 조건들의 상당한 변동이 야기된다. 도시된 바와 같이, 기지국들(14) 및 이동 단말기들(16)은 통신을 위한 공간 다이버시티를 제공하기 위해 다수의 안테나들을 포함할 수 있다. 3개의 일부 구성들에서, 중계국들(15)은 기지국들(14) 및 무선 단말기들(16) 간의 통신을 보조할 수 있다. 무선 단말기들(16)은 임의의 셀(12), 섹터(13), 존(도시되지 않음), 기지국(14) 또는 중계국(15)으로부터 다른 셀(12), 섹터(13), 존(도시되지 않음), 기지국(14) 또는 중계국(15)으로 핸드오프(18)될 수 있다. 일부 구성들에서, 기지국들(14)은 백홀 네트워크(11)를 통해 각각의 다른 네트워크(예를 들어, 코어 네트워크 또는 인터넷, 둘 다 도시되어 있지 않음)와 통신한다. 일부 구성들에서, 기지국 제어기(10)는 필요하지 않다.

도 4를 참조하면, 기지국(14)의 일례가 도시되어 있다. 기지국(14)은 일반적으로 제어 시스템(20), 기저대 프로세서(22), 송신 회로(24), 수신 회로(26), 다중 안테나들(28) 및 네트워크 인터페이스(30)를 포함한다. 수신 회로(26)는 이동 단말기들(16)(도 5에 도시됨) 및 중계국들(15)(도 6에 도시됨)에 의해 제공되는 하나 이상의 원격 송신기들로부터의 정보를 함유한 무선 주파수 신호들을 수신한다. 저 잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)는 프로세싱을 위해 신호로부터의 광대역 간섭을 협력해서 증폭 및 제거할 수 있다. 다운컨버전 및 디지털화 회로(도시되지 않음)는 그 후 필터링된 수신된 신호를 중간 또는 기저대 주파수 신호로 다운컨버트하며, 상기 신호는 그 후 하나 이상의 디지털 스트림들로 디지털화된다.

기저대 프로세서(22)는 디지털화된 수신된 신호를 처리해서, 수신된 신호로 전달된 정보 또는 데이터 비트들을 추출한다. 이러한 프로세싱은 통상 복조, 디코딩, 및 에러 정정 오퍼레이션들을 포함한다. 기저대 프로세서(22)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서들(DSPs) 또는 애플리케이션-특정 집적 회로들(20)(ASICs)로 구현된다. 수신된 정보는 그 후 네트워크 인터페이스(30)를 통해 무선 네트워크에 걸쳐 송신되거나 또는 기지국(14)에 의해 서비스되는 다른 이동 단말기(16)에, 직접 또는 중계국(15)의 보조로 송신된다.

송신측에서, 기저대 프로세서(22)는 음성, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 제어 시스템(20)의 제어 하에서 네트워크 인터페이스(30)로부터 수신하고, 송신을 위해 데이터를 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(24)에 출력되어, 희망 송신 주파수 또는 주파수들을 가진 하나 이상의 반송파 신호들에 의해 변조된다. 파워 증폭기(도시되지 않음)는 변조된 반송파 신호들을 송신에 적합한 레벨로 증폭하고, 변조된 반송파 신호들을 매칭 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나들(28)에 전달한다. 변조 및 프로세싱 세부 사항들은 더 상세히 후술된다.

도 5를 참조하면, 이동 단말기(16)의 일례가 도시되어 있다. 기지국(14)과 유사하게, 이동 단말기(16)는 제어 시스템(32), 기저대 프로세서(34), 송신 회로(36), 수신 회로(38), 다중 안테나들(40) 및 사용자 인터페이스 회로(42)를 포함할 것이다. 수신 회로(38)는 하나 이상의 기지국들(14) 및 중계국들(15)로부터의 정보를 함유한 무선 주파수 신호들을 수신한다. 저 잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)는 프로세싱을 위해 신호로부터의 광대역 간섭을 협력해서 증폭 및 제거할 수 있다. 다운컨버전 및 디지털화 회로(도시되지 않음)는 그 후 필터링된 수신된 신호를 중간 또는 기저대 주파수 신호로 다운컨버트하며, 상기 신호는 그 후 하나 이상의 디지털 스트림들로 디지털화된다.

기저대 프로세서(34)는 디지털화된 수신된 신호를 처리해서, 수신된 신호로 전달된 정보 또는 데이터 비트들을 추출한다. 이러한 프로세싱은 통상 복조, 디코딩, 및 에러 정정 오퍼레이션들을 포함한다. 기저대 프로세서(34)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서들(DSPs) 및 애플리케이션-특정 집적 회로들(ASICs)로 구현된다.

송신의 경우, 기저대 프로세서(34)는 제어 시스템(32)으로부터 음성, 비디오, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 수신하고, 송신을 위해 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(36)에 출력되어, 희망 송신 주파수 또는 주파수들에서의 하나 이상의 반송파 신호들을 변조하기 위해 변조기에 의해 사용된다. 파워 증폭기(도시되지 않음)는 변조된 반송파 신호들을 송신에 적합한 레벨로 증폭하고, 변조된 반송파 신호들을 매칭 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나들(40)에 전달한다. 당업자에게 유효한 각종 변조 및 프로세싱 기술들은 이동 단말기 및 기지국 간의 신호 송신을 위해, 직접 또는 중계국을 통해 사용된다.

OFDM 변조에서, 송신 대역은 다수의 직교 반송파들로 분할된다. 각각의 반송파는 송신될 디지털 데이터에 따라 변조된다. OFDM이 송신 대역을 다수의 반송파들로 분할하기 때문에, 대역폭/반송파는 감소하고 변조 시간/반송파는 증가한다. 다수의 반송파들이 병렬로 송신되기 때문에, 임의의 소정의 반송파에서의 디지털 데이터 또는 심볼들의 송신율은 단일 반송파가 사용될 때 보다 더 낮다.

OFDM 변조는 송신될 정보에 대해 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)의 실행을 사용한다. 복조의 경우, 수신된 신호에 대한 FFT(Fast Fourier Transform)의 실행으로, 송신된 정보를 복구한다. 실제로, IFFT 및 FFT는 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 및 DFT(Discrete Fourier Transform)를 각각 수행하는 디지털 신호 프로세싱에 의해 제공된다. 따라서, OFDM 변조의 특징은, 직교 반송파들이 송신 채널 내의 다수의 대역들에 대해 생성된다는 점이다. 변조된 신호들은 비교적 낮은 송신율을 가지며 각각의 대역들 내에 머물 수 있는 디지털 신호들이다. 개별 반송파들은 디지털 신호들에 의해 직접 변조되지 않는다. 대신, 모든 반송파들은 IFFT 프로세싱에 의해 한번 변조된다.

동작시, OFDM은 적어도 기지국들(14)로부터 이동 단말기들(16)로의 다운링크 송신에 양호하게 사용된다. 각각의 기지국(14)은 "n" 송신 안테나들(28) (n >= 1)을 구비하며, 각각의 이동 단말기(16)는 "m" 수신 안테나들(40) (m >= 1)을 구비한다. 특히, 각각의 안테나들은 적합한 듀플렉서들 또는 스위치들을 사용해서 수신 및 송신에 사용될 수 있으며, 명확성을 위해서만 라벨이 붙여진다.

중계국들(15)이 사용될 때, OFDM은 기지국들(14)로부터 중계국들(15)로의 다운링크 송신 및 중계국들(15)로부터 이동 단말기들(16)로의 다운링크 송신에 양호하게 사용된다.

도 6을 참조하면, 중계국(15)의 일례가 도시되어 있다. 기지국(14) 및 이동 단말기(16)와 유사하게, 중계국(15)은 제어 시스템(132), 기저대 프로세서(134), 송신 회로(136), 수신 회로(138), 다중 안테나들(130) 및 중계 회로(142)를 포함할 것이다. 중계 회로(142)는 중계국(15)이 기지국(14) 및 이동 단말기들(16) 간의 통신을 보조할 수 있게 한다. 수신 회로(138)는 하나 이상의 기지국들(14) 및 이동 단말기들(16)로부터의 정보를 함유한 무선 주파수 신호들을 수신한다. 저 잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)는 프로세싱을 위해 신호로부터의 광대역 간섭을 협력해서 증폭 및 제거할 수 있다. 다운컨버전 및 디지털화 회로(도시되지 않음)는 그 후 필터링된 수신된 신호를 중간 또는 기저대 주파수 신호로 다운컨버트하며, 상기 신호는 그 후 하나 이상의 디지털 스트림들로 디지털화된다.

기저대 프로세서(134)는 디지털화된 수신된 신호를 처리해서, 수신된 신호로 전달된 정보 또는 데이터 비트들을 추출한다. 이러한 프로세싱은 통상 복조, 디코딩, 및 에러 정정 오퍼레이션들을 포함한다. 기저대 프로세서(134)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서들(DSPs) 및 애플리케이션-특정 집적 회로들(ASICs)로 구현된다.

송신의 경우, 기저대 프로세서(134)는 제어 시스템(132)으로부터, 음성, 비디오, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 수신하고, 송신을 위해 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(136)에 출력되어, 희망 송신 주파수 또는 주파수들에서의 하나 이상의 반송파 신호들을 변조하기 위해 변조기에 의해 사용된다. 파워 증폭기(도시되지 않음)는 변조된 반송파 신호들을 송신에 적합한 레벨로 증폭하고, 변조된 반송파 신호들을 매칭 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나들(130)에 전달한다. 상술된 바와 같이, 당업자에게 유효한 각종 변조 및 프로세싱 기술들은 이동 단말기 및 기지국 간의 신호 송신을 위해, 직접 또는 중계국을 통해 사용된다.

도 7을 참조해서, 논리적 OFDM 송신 아키텍처가 기술될 것이다. 초기에, 기지국 제어기(10)는 각종 이동 단말기들(16)로 송신될 데이터를 기지국(14)으로, 직접 또는 중계국(15)의 보조로 데이터를 송신할 것이다. 기지국(14)은 송신을 위해 데이터를 스케쥴링할 뿐만 아니라 스케쥴링된 데이터를 송신하기 위해 적합한 코딩 및 변조를 선택하기 위해 이동 단말기들과 연관된 채널 품질 지시자들(CQIs)을 사용할 수 있다. CQI들은 직접 이동 단말기들(16)로부터의 CQI일 수 있으며, 또는 이동 단말기들(16)에 의해 제공된 정보를 기반으로 기지국(14)에서 결정될 수 있다. 어떠한 경우에서든, 각각의 이동 단말기(16)의 CQI는 채널 진폭(또는 응답)이 OFDM 주파수 대역에 걸쳐 변하는 정도의 함수이다.

비트들의 스트림인 스케쥴링된 데이터(44)는 데이터 스크램블링 로직(46)을 사용해서 데이터와 연관된 피크 대 평균 파워 비율을 감소시키는 방식으로 스크램블링된다. 스크램블링된 데이터의 CRC(cyclic redundancy check)는 결정되어 CRC 가산 로직(48)을 사용해서 스크램블링된 데이터에 첨부된다. 다음으로, 채널 인코더 로직(50)을 사용해서 채널 코딩이 실행되어, 데이터에 리던던시를 효율적으로 추가해서, 이동 단말기(16)에서의 복구 및 에러 정정을 용이하게 한다. 다시 말해서, 특정 이동 단말기(16)의 채널 코딩은 CQI를 기반으로 한다. 일부 구현들에서, 채널 인코더 로직(50)은 공지된 터보 인코딩 기술들을 사용한다. 인코딩된 데이터는 그 후 비율 일치 로직(52)에 의해 처리되어, 인코딩과 연관된 데이터 확장을 보상한다.

비트 인터리버 로직(54)은 연속 데이터 비트들의 손실을 최소화하기 위해 인코딩된 데이터에서 비트들을 시스템적으로 기록한다. 결과 데이터 비트들은 매핑 로직(56)에 의해 선택된 기저대 변조에 따라 대응 심볼들로 시스템적으로 매핑된다. 양호하게, QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변조 또는 QPSK(Quadrature Phase Shift Key) 변조가 사용된다. 변조의 정도는 특정 이동 단말기의 CQI를 기반으로 양호하게 선택된다. 심볼들은 심볼 인터리버 로직(58)을 사용해서 주파수 선택 페이딩에 의해 야기되는 주기적인 데이터 손실에 대한 송신된 신호의 면역력을 더 블로스터(bloster)하기 위해 시스템적으로 기록될 수 있다.

이 때에, 비트들의 그룹들은 진폭 및 위상 콘스텔레이션의 로케이션들을 나타내는 심볼들로 매핑되었다. 공간 다이버시티가 요구될 때, 심볼들의 블록들은 공간-시간 블록 코드(STC) 인코더 로직(60)에 의해 처리된다. STC 인코더 로직(60)은 송신된 신호들을 간섭에 더 저항력 있게 하고 이동 단말기(16)에서 더 쉽게 디코딩되게 하는 방식으로 심볼들을 변경한다. STC 인코더 로직(60)은 입력 심볼들을 처리하고 기지국(14)의 송신 안테나들(28)의 수에 대응하는 "n" 출력들을 제공할 것이다. 도 7과 관련해서 상술된 바와 같이, 제어 시스템(20) 및/또는 기저대 프로세서(22)는 STC 인코딩을 제어하기 위해 매핑 제어 신호를 제공할 것이다. 이 때에, "n" 출력들에 대한 심볼들은 송신될 데이터를 나타내며 이동 단말기(16)에 의해 복구될 수 있다고 가정하자.

본 일례에서, 기지국(14)은 2개의 안테나들(28)(n=2)을 가지며, STC 인코더 로직(60)은 심볼들의 2 출력 스트림들을 제공한다고 가정하자. 따라서, STC 인코더 로직(60)에 의해 출력되는 심볼 스트림들 각각은 이해를 쉽게 하기 위해 개별적으로 도시된 대응 IFFT 프로세서(62)에 송신된다. 당업자는, 하나 이상의 프로세서들이 본 명세서에 기술된 다른 프로세싱과 결합해서 또는 단독으로 이러한 디지털 신호 프로세싱을 제공하는데 사용될 수 있음을 알 것이다. IFFT 프로세서들(62)은 역 푸리에 변환을 제공하기 위해 각각의 심볼들에서 양호하게 동작할 것이다. IFFT 프로세서들(62)의 출력은 시간 영역에서 20개의 심볼들을 제공한다. 시간 영역 심볼들은 프레임들로 그룹화되며, 프리픽스(prefix) 삽입 로직(64)에 의해 프리픽스와 연관된다. 결과 신호들 각각은 디지털 영역에서 중간 주파수로 업컨버트되고 대응 디지털 업컨버전(DUC) 및 디지털-아날로그(D/A) 변환 회로(66)를 통해 아날로그 신호로 변환된다. 결과 (아날로그) 신호들은 그 후 RF 회로(68) 및 안테나들(28)을 통해 희망 RF 주파수에서 동시에 변조되고, 증폭 및 송신된다. 특히, 9개의 의도된 이동 단말기(16)에 의해 인식된 파일럿 신호들은 부반송파들 중에 흩어진다. 후술되는 바와 같이, 이동 단말기(16)는 채널 추정을 위한 파일럿 신호들을 사용할 것이다.

기지국(14)으로부터 직접 또는 중계국(15)의 보조로, 이동 단말기(16)에 의해 송신된 신호들의 수신을 도시한 도 8이 이제부터 참조된다. 이동 단말기(16)의 안테나들(40) 각각에서 송신된 신호들이 도착할 때, 각각의 신호들은 대응 RF 회로(70)에 의해 복조 및 증폭된다. 간결성 및 명료성을 위해, 2개의 수신 경로들 중 하나만이 상세히 기술 및 도시된다. 아날로그-디지털(A/D) 변환기 및 다운-컨버전 회로(72)는 디지털 프로세싱을 위해 아날로그 신호를 디지털화 및 다운컨버트한다. 결과 디지털화된 신호는 자동 이득 제어 회로(AGC)(74)에 의해 사용되어, 수신된 신호 레벨에 기초하여 RF 회로(70)의 증폭기들의 이득을 제어할 수 있다.

초기에, 디지털화된 신호는 동기화 로직(76)에 제공된다. 동기화 로직(76)은 수개의 OFDM 심볼들을 버퍼링하고 2개의 연속 OFDM 심볼들 간의 자동-상관 관계를 계산하는 거친 동기화 로직(78)을 포함한다. 상관 관계 결과의 최대에 대응하는 결과 시간 인덱스는 헤더들에 기초하여 정확한 프레이밍 시작 위치를 결정하기 위해 미세한 동기화 로직(80)에 의해 사용되는 미세한 동기화 탐색 윈도를 결정한다. 미세한 동기화 로직(80)의 출력은 프레임 정렬 로직(84)에 의한 프레임 획득을 용이하게 한다. 다음 FFT 프로세싱이 시간 영역으로부터 주파수 영역으로의 정확한 변환을 제공하도록 적합한 프레이밍 정렬은 중요하다. 미세한 동기화 알고리즘은 헤더들에 의해 이송되는 수신된 파일럿 신호들 및 인식된 파일럿 데이터의 로컬 카피 간의 상관 관계를 기반으로 한다. 프레임 정렬 획득이 발생하면, OFDM 심볼의 프리픽스는 프리픽스 제거 로직(86)에 의해 제거되고 결과 샘플들은 주파수 오프셋 정정 로직(88)으로 송신된다. 주파수 오프셋 정정 로직(88)은 송신기 및 수신기의 불일치 로컬 오실레이터들에 의해 야기된 시스템 주파수 오프셋을 보상한다. 양호하게, 동기화 로직(76)은 주파수 오프셋 및 클록 추정 로직(82)을 포함한다. 주파수 오프셋 및 클록 추정 로직(82)은 송신된 신호들에 대한 영향을 추정하는 것을 돕고 OFDM 심볼들을 적합하게 처리하도록 정정 로직(88)에 상기 추정들을 제공하기 위해 헤더들에 기초한다.

이 때에, 시간 영역의 OFDM 심볼들은 FFT 프로세싱 로직(90)을 사용해서 주파수 영역으로 변환될 준비가 되어 있다. 결과들은 주파수 영역 심볼들이며, 이는 프로세싱 로직(92)으로 송신된다. 프로세싱 로직(92)은 흩어진 파일럿 추출 로직(94)을 사용해서 흩어진 파일럿 신호를 추출하고, 채널 추정 로직(96)을 사용해서 추출된 파일럿 신호를 기반으로 채널 추정을 결정하며, 채널 재구성 로직(98)을 사용해서 모든 부반송파들의 채널 응답들을 제공한다. 부반송파들 각각에 대한 채널 응답을 결정하기 위해, 파일럿 신호는 본래 시간 및 주파수로 인식된 패턴으로 OFDM 부반송파들 도처에 데이터 심볼들 간에 흩어진 다수의 파일럿 심볼들이다. 계속해서 도 8을 참조하면, 프로세싱 로직은 수신된 파일럿 심볼들을 특정 시간에 특정 부반송파들에서 예상된 파일럿 심볼들과 비교해서, 파일럿 심볼들이 송신된 부반송파들의 채널 응답을 결정한다. 결과들은 파일럿 심볼들이 제공되지 않은 나머지 부반송파들 전체가 아니더라도 대부분에 대한 채널 응답을 추정하도록 보간된다. 실제 및 보간 채널 응답들은 전체 채널 응답을 추정하는데 사용된다. 전체 채널 응답은 OFDM 채널의 부반송파들 전체가 아니더라도 대부분에 대한 채널 응답들을 포함한다.

각각의 수신 경로의 채널 응답들로부터 유도된 주파수 영역 심볼들 및 채널 재구성 정보는 STC 디코더(100)에 제공된다. STC 디코더(100)는 송신된 심볼들을 복구하기 위해 수신된 경로들 둘 다에서 STC 디코딩을 제공한다. 채널 재구성 정보는 각각의 주파수 영역 심볼들을 처리할 때 송신 채널의 영향을 제거하기에 충분한 동등화 정보를 STC 디코더(100)에 제공한다.

복구된 심볼들은 심볼 디인터리버 로직(102)을 사용해서 순서대로 다시 배치된다. 심볼 디인터리버 로직(102)은 송신기의 심볼 인터리버 로직(58)에 대응한다. 디인터리빙된 심볼들은 그 후 디매핑 로직(104)을 사용해서 복조되거나 또는 대응 비트스트림으로 디매핑된다. 그 후 비트들은 비트 디인터리버 로직(106)을 사용해서 디인터리빙된다. 비트 디인터리버 로직(106)은 송신기 아키텍처의 비트 인터리버 로직(54)에 대응한다. 디인터리빙된 비트들은 비율 불일치 로직(108)에 의해 처리되고 채널 디코더 로직(110)에 제공되어 초기에 스크램블링된 데이터 및 CRC 검사합을 복구한다. 따라서, CRC 로직(112)은 CRC 검사합을 제거하고, 전형적인 방식으로 스크램블링된 데이터를 검사하며, 고유 송신된 데이터(116)를 복구하기 위해 인식된 기지국 디스크램블링 코드를 사용해서 디스크램블링하기 위한 디스크램블링 로직(114)에 제공한다.

데이터(116) 복구와 동시에, CQI 또는 적어도 기지국(14)에서 CQI를 생성하기에 충분한 정보가 결정되어 기지국(14)에 송신된다. 상술된 바와 같이, CQI는 반송파 대 간섭 비율(CR)의 함수일 뿐만 아니라 채널 응답이 OFDM 주파수 대역에서 각종 부반송파들에 걸쳐 변하는 정도일 수 있다. 본 실시예의 경우, 정보를 송신하는데 사용되는 OFDM 주파수 대역의 각각의 부반송파들의 채널 이득은 채널 이득이 OFDM 주파수 대역에 걸쳐 변하는 정도를 결정하기 위히 서로 비교된다. 다수의 기술들이 변화의 정도를 측정하는데 유효하지만, 한가지 기술은 데이터를 송신하는데 사용되는 OFDM 주파수 대역 도처의 각각의 부반송파의 채널 이득의 표준 편차를 계산하는 것이다.

일부 실시예들에서, SC-FDMA(Single-Carrier Frequency Division Multiple Access)가 사용된다. SC-FDMA는 3GPP LTE(Long Term Evolution) 광대역 무선 4G(fourth generation) 에어 인터페이스 표준들 등의 업링크를 위해 도입된 변조 및 다중 접속 방식이다. SC-FDMA는 DFT 프리코딩 OFDMA 방식으로 간주될 수 있으며, 또는, SC(single carrier) 다중 접속 방식으로 간주될 수 있다.

SC-FDMA 시그널링의 양상들은 이제 도 9A 및 도 9B를 참조해서 기술된다. 도 9A 및 도 9B는 SISO(single-in single-out) 통신을 위한 종래의 SC-FDMA 송신기(150) 및 수신기(160)의 일례들을 제공한다. SISO에서, 이동국들은 하나의 안테나에서 송신하고, 기지국들 및/또는 중계국들은 하나의 안테나에서 수신한다. 도 9A 및 도 9B는 SC-FDMA 시그널링을 위한 송신기 및 수신기에서 사용될 수 있는 신호 처리 단계들/블록들의 일례를 도시한다.

도 9A에 도시된 SC-FDMA 송신기(150)는 DFT(152), 부반송파 매퍼(154), OFDMA 송신 회로(156), 무선 주파수(RF) 라디오(158) 및 송신 안테나(159)를 포함하는 신호 프로세싱 경로를 포함한다.

도 9B에 도시된 SC-FDMA 수신기(160)는 수신 안테나(169), RF 라디오(168), OFDMA 수신 회로(166), 부반송파 매퍼(164) 및 IDFT(162)를 포함하는 신호 프로세싱 경로를 포함한다.

상술된 바와 같이, 도 9A 및 도 9B에 도시된 일례의 SC-FDMA 송신기(150) 및 수신기(160)는 SISO(single-in single-out) 구성으로 구성된다. SISO에서, 이동 단말기들 및 네트워크 노드들은 하나의 안테나에서 송신 및 수신한다. 그러나, 본 발명의 실시예들은 SISO 오퍼레이션으로 제한되지 않음을 알아야만 한다. 도 9A 및 도 9B는 단지 본 발명의 일부 실시예들에서 사용될 수 있는 구성들 및 오퍼레이션 모드들을 도시하기 위해 단지 특정 일례들로서 제공된다.

SC-FDMA 및 OFDMA의 총 트랜시버 프로세싱과 유사한 수개의 프로세싱들이 있다. OFDMA 및 SC-FDMA 간의 공통 양상들은, 본 발명의 견지에서 당업자에게 명백한, OFDMA 송신 회로(156) 및 OFDMA 수신 회로(166)에 도시된다. SC-FDMA는 변조된 심볼들의 DFT(152) 프리코딩 및 복조된 심볼들의 대응 IDFT(162)로 인해 OFDMA와 뚜렷하게 상이하다. 이 프리코딩 때문에, SC-FDMA 부반송파들은 OFDMA 부반송파들의 경우에서처럼 독립적으로 변조되지 않는다. 따라서, SCFDMA 시그널링의 피크 대 평균 파워 비율(PARR)은 OFDMA 시그널링의 PARR 보다 더 낮다. 이는 SC-FDMA의 송신 파워 효율이 일반적으로 OFDMA 시그널링의 송신 파워 효율 보다 더 높음을 의미한다.

도 3 내지 도 8, 도 9A 및 도 9B는 본 발명의 실시예들을 구현하는데 잠정적으로 사용될 수 있는 통신 시스템들 및 컴포넌트들의 특정 일례들을 제공한다. 본 발명의 실시예들은 상술된 특정 일례들과 상이하지만 본 명세서에 기술된 실시예들의 구현과 일치하는 방식으로 동작하는 아키텍처들을 가진 통신 시스템들로 구현될 수 있음을 알 것이다.

수학식 1을 참조해서 상술된 바와 같이, 통신 링크는 y = H(x)의 형태로 기술될 수 있다. 여기서, y는 수신된 신호이고, x는 송신된 신호이며, H는 채널의 영향을 나타낸다.

설명을 위해, 링크가 N개의 송신 안테나들, M개의 수신 안테나들, 및 송신될 L개의 층들을 가진 MIMO(Multi-In-Multi-Out) 환경을 나타낸다고 가정한다. 따라서, H는 M×N 행렬로 표현될 수 있으며, y는 M×L 벡터로, x는 N×L 벡터로 표현될 수 있다. 이러한 개념이 더 일반적인 환경들에 적용될 수 있음을 알 수 있다.

설명을 위해 프리코딩 행렬 P_C를 사용해서 송신되는 C개의 공통 파일럿들을 가진 N개의 송신 안테나들을 구비한 송신기를 생각해 보자. 프리코딩 행렬 P_D를 가진 D개의 전용 파일럿들을 추가로 가질 수 있다. 송신의 동일한 속성들을 유지하기 위해(즉, 송신에 파워 제약을 복잡하게 하지 않기 위해), P_D는 정규 직교이며 P_C에 직교이도록 선택될 수 있다. 이동 단말기에 가시적인 채널은 다음과 같다.

예를 들어, SVD가 결합된 공통 및 전용 파일럿들을 프리코딩하는데 사용되면, 일반적으로 송신된 스트림들에 대응하는 H_eff의 특이값들의 합을 최대화하는 것이 양호하다. 다른 송신 방식들은 유사하지만 약간 상이한 요구 사항들을 갖는다.

생각할 수 있는 한 경우는, 스트림들의 수가 수신 안테나들의 수 보다 적은 경우이다. 채널의 완전한 정보가 송신기에서 유효하면, 즉, 송신기가 수신된 벡터가 무엇인지(즉, 완전한 H의 SVD, S라고 정의함)를 알고 있다고 가정하면, 특이값들의 합계는 다음과 같이 기록될 수 있다.

P_D가 정규 직교이고 P_C에 직교이다라는 제약하에서, 수신기 S의 trace(SHP_DP_D ^HH^HS^H)를 최대화하도록 P_D가 선택될 수 있다. 이러한 문제의 솔루션은 P_D가 S^H*H*P_~C의 상부 D 특이 벡터들이라는 것이다. 여기서, P_~C는 [P_C P_~C]가 최고 등급(full rank)이도록 임의의 집합의 직교 벡터들이다.

일부 실시예들에서, 상술된 경우에서, P_D는 수학식 4를 결정함으로써 먼저 S를 계산하는 단계를 수반하는 2 단계 프로세스에서 결정될 수 있다.

여기서, X는 H_eff 및 P_D의 수이고, H_eff 및 P_D는 다음과 같이 계산된다.

생각할 수 있는 다른 경우는, 스트림들의 수가 수신 안테나들의 수와 동일한 상황이다. 부분 정보만이 (이동 단말기로부터 피드백을 감소시키는데) 유효하면, 쉬운 구현을 허용하는 간단한 솔루션은, 최고 등급 송신을 가정하고 S를 단위 행렬 I와 동일하게 하는 것이다. 이러한 경우에, P_D는 수학식 7을 최대화하도록 선택될 수 있다.

이는 직교성 제약을 조건으로 전용 파일럿들의 파워를 최대화하는 것과 동등하다. 이는 P_D가 P_C에 의해 정의된 신호 공간에 직교인 신호 강도를 최대화하도록 선택됨을 의미한다. 이는, 예를 들어, P_C에 직교인 신호 공간에 SVD를 실행함으로써 계산될 수 있다. 즉, P_~C를 계산한다. P_~C는 신호 공간의 나머지를 포괄하고 H*P_~C의 SVD를 계산하고 결과 벡터를 P_~C로 승산해서 송신기 공간으로 다시 변환하는 벡터들의 집합이다. 이 경우 S가 단위 행렬 I와 동일하기 때문에, 수학식 7을 최대화하는 솔루션은, P_D가 H*P_~C의 상부 D 특이 벡터들이라는 것이다. 다시 말해서, 이 경우, PD는 다음과 같이 결정될 수 있다.

이 솔루션은, 반복 프로시져들 또는 AoD 기반 방법들을 사용해서, 수렴 또는 거의 정확하게 수렴하기에 비교적 쉬울 수 있다.

상술된 기준들을 만족시키기 위해 P_D를 결정하는 것은, 개별 전개에 따라, 송신기에서 달성될 수 있으며, 또는 수신기에서 달성되어 송신기로 피드백될 수 있다.

P_D가 선택되면, 표준 공통 파일럿 기반 프로시져들, 예를 들어, 프리코딩, 송신 다이버시티(Alamouti, CDD), SM(공간 멀티플렉싱), 3가지의 결합은 H_eff을 잘 처리하여 적용될 수 있다. 이러한 방식들은 전용 파일럿들을 공통 파일럿들로 처리한다. 다시 말해서, 이러한 방식들은 전개에 따라 송신기 또는 수신기에서 결정될 수 있다.

P_D의 선택은 이하의 추가 기준들에 기초할 수 있다.

공동 MIMO, MU-MIMO(Multi-User-MIMO) 등을 위한 다른 사용자들에 대한 간섭 방지.

예를 들어, 프리코더, 수신기, 피드백 등의 양자화 영향을 완화함.

예를 들어, MU-MIMO 등을 위한 다수의 사용자들로의 동시 송신.

4개의 상이한 파일럿 방식들에서 2, 4 및 8 수신 안테나들을 가진 수신기의 2 스트림들 및 8 송신 안테나들을 포함하는 모의 시나리오들에서 용량(bps/hz) 면에서의 성능의 모의 결과들은 이하의 표 1 및 표 2로 요약된다. 모의된 4개의 파일럿 방식들은 모든 공통 파일럿 방식, 모든 전용 파일럿 방식, 공통 파일럿들 및 단일 전용 파일럿을 가진 파일럿 방식, 및 공통 파일럿들 및 가변수의 전용 파일럿들을 가진 파일럿 방식을 포함했다. 공통 파일럿들 및 단일 전용 파일럿을 가진 파일럿 방식은 상기 수학식 8에 따라 결정된 전용 파일럿들을 사용하며, 공통 파일럿들 및 가변수의 전용 파일럿들을 가진 파일럿 방식은 상기 수학식 6에 따라 결정된 전용 파일럿들을 사용한다. 표 1에 요약된 결과들의 모의를 위해, 전용 파일럿들을 포함하는 파일럿 방식들의 경우, 모의 시나리오에서 오버헤드의 추정된 7% 증가를 나타내는, 트레이닝에 사용되는 추가 미사용 전용 파일럿이 있다고 가정되었음을 주지하는 것이 중요하다. 일반적으로, 추가 전용 파일럿과 연관된 오버헤드의 증가는 구현 특정 세부 사항이다.

총 오버헤드의 상관된 레일리 페이딩 환경(0.98 상관 인자)의 모의 성능의 요약

표 1에 도시된 모의 결과들로부터 알 수 있는 바와 같이, 모의 8 Tx 안테나 환경에서 전용 파일럿들에 의해 실현될 수 있는 의미있는 양의 이득은 없다. 표 2에 요약된 모의 결과들은 표 1과 동일한 상황을 고려하지만, 표 1에 요약된 모의 결과들의 트레이닝에 사용되는 것으로 추정된 여분의 전용 파일럿을 고려하지는 않는다(기본적으로 모의 시나리오에서 모든 전용 방식들의 오버헤드를 7%만큼 감소시킴).

오직 파일럿 오버헤드의 상관된 레일리 페이딩 환경(0.98 상관 인자)의 모의 성능의 요약

오버헤드의 작은 감소(7%로 추정됨)에 의해, 이득들은 저 SNR에서 1.5dB로부터 2.5dB로 되고, 고 SNR에서 0.5dB로부터 1.5dB로 됨을 주지하자.

송신되어야만 하는 전용 파일럿들의 수는 H, P_C, 잡음 레벨, 및 송신 모드를 포함하는 수개의 요인들에 좌우된다. 이상적으로, 오버헤드 및 이득 성능 간의 주의 깊은 밸런스이다. 실제로, 전용 파일럿들의 수를 선택하는 차선의 방법들은 SNR, 등급 등의 값들에 기초하여 달성될 수 있다. 일부 실시예들에서, 저 SNR 사용자들은 0 또는 1 전용 파일럿들을 가지며, 매우 높은 SNR 사용자들은 전용 파일럿 오버헤드 및/또는 채널 조건들에 따라 수개의 전용 파일럿들을 갖거나 또는 전혀 갖지 않는다.

복잡성 및 오버헤드를 감소시키는 다른 옵션은, 공통 파일럿들로부터 수신된 층들 및 전용 파일럿들로부터 수신된 층들을 분리하는 것이다. 이러한 방법으로, 일부 층들은 (가능한 대로 공통 RS(Reference Signals)를 위해 이미 설계된 코드북들을 사용해서) 공통 파일럿들만으로 정렬된 프리코더를 사용해서 송신되며, 다른 층들은 전용 파일럿들로 정렬된다.

이는 이하와 같은 수개의 잠정적인 장점들을 갖는다:

다수의 안테나들이 다수의 기지국들에 있을 때, 하나의 기지국이 공통 파일럿들을 사용해서 데이터의 한 파트를 송신하고 다른 기지국들이 전용 파일럿들을 사용해서 데이터의 다른 파트들을 송신하기 때문에, 데이터는 상이한 기지국들 간에 공유될 필요가 없다.

데이터의 공통 파일럿들 부분의 피드백 설계, 수신기 및 코드북은 구현의 평이성을 허용하는 아주 작은 변경으로 재사용될 수 있다.

수신기는 파일럿 및 데이터의 정렬로 인해 전용 파일럿 섹션의 효율적인 채널을 계산할 필요가 없다.

이러한 방식의 피드백은 얼마나 많은 정보가 수신기에서 유효한 지에 따라 수개의 방법들로 발생할 수 있다. 일부의 경우들에, 전체 채널 정보가 수신기에서 유효할 수 있다. 이는, 예를 들어, 명백하게 이러한 목적을 위해 저 밀도 "측정" 파일럿들을 송신함으로써 달성될 수 있다. 수신기는 최상 송신 벡터/행렬의 양자화된 버전들을 피드백할 수 있다. 다수의 상이한 벡터들/행렬들(코드워드들이라고 함)의 코드북이 선택되기에, 이는 통상 코드북 기반 피드백이라고 한다. 그 후, 수신기는 해당 코드북 내의 최상 성능을 허용하는 코드워드를 선택한다. 시간/주파수/공간 상관을 이용하는 공통 압축 기술들이 물론 적용될 수 있다. 일부의 경우들에, 일부 프리코딩 벡터들이 공통 안테나 포트들 위에서 오직 논제로(non-zero)이도록 코드북이 설계된다. 이는, 프리코딩 벡터들이 오직 공통 파일럿들만을 포함함을 의미한다. 이러한 방법으로, 스트림들을 수신하기 위해 전용 파일럿들이 송신될 필요가 없다. 송신기에 어떤 코드워드를 피드백할지를 선택할 때 수신기에서 이러한 오버헤드의 절약이 고려될 수 있다.

일부 실시예들은 두개의 개별 코드북들을 사용한다. 하나는 공통 파일럿들을 위한 것이고 다른 하나는 공통 파일럿들을 갖지 않는 포트들을 위한 것이다. 공통 파일럿들이 있는 경우와 없는 경우의 코드워드는 각각의 공간에서 송신될 스트림들의 수에 따라 피드백된다. 일부 실시예들에서, 스트림들의 분할이 더 낮은 비율로 피드백되거나 등급에 기초하여 고정될 수 있음을 주지하라. 송신기는 그 후 공통 파일럿이 없는 공간의 갱신된 복조 파일럿들을 제공하기 위해 전용 파일럿들을 사용해서 제안된 송신을 따를 수 있다. 선택적으로, 예를 들어, LTE 또는 LTE-A 시스템의 eNodeB일 수 있는 송신기가 전용 파일럿들을 사용해서 (가능한 대로 공간들과 결합된) 공통 파일럿들 공간에 기초하여 피드백된 데이터를 송신한다. 이는 특히 오직 하나의 스트림이 유효한 등급 1 송신에 적용될 수 있다.

일부 상황들에서, P_D 및 P_C의 직교성을 유지하면서 파일럿들 후에 신호를 결합하는 것은 가치가 없을 수 있다. 이는, 예를 들어, 제한된 코드북을 가진 싱글 스트림 SVD 송신의 경우일 수 있다. 이러한 상황에서, 단지 전용 파일럿들을 사용하는 것이 양호할 수 있다.

공통 파일럿들 없이, 다수의 송신 안테나들의 총 가능성을 달성하기 위해 2가지 방법들이 사용될 수 있다: 즉, 1) 최적 SVD 솔루션에 수렴하기 위해 시간 분할 듀플렉스 채널의 상호간의 속성을 이용하는 방법 및 2) 최적 솔루션에 수렴하기 위해 전용 파일럿들에 걸쳐서 반복하는 방법.

제2 방법의 경우, 초기 기본 솔루션은 SVD 솔루션 쪽으로 송신된 신호를 모는 것을 돕기 위해 복조에 대해 의도된 바 외에 전용 파일럿들을 송신하는 것이다. 이동 단말기일 수 있는 수신기는 반복 방식으로 다음 전용 파일럿들을 선택하는데 사용되는 전용 파일럿들에 기초하여 정보를 피드백한다. 이러한 초기 방법의 기본 알고리즘의 일례는 다음과 같다:

1) N 스트림들을 지원하기 위해 적어도 N+1 파일럿들을 송신한다.

2) 수신기는 N+1 파일럿들에서 양호한 프리코딩 벡터를 피드백한다.

3) N개의 새로운 프리코딩된 파일럿들을 생성하기 위해 피드백된 벡터들을 사용한다.

4) 현재의 파일럿들에 직교인 새로운 파일럿 뿐만 아니라 가장 최근에 이미 송신된 파일럿들을 찾는다.

5) 반복한다.

이러한 초기 기본 방법을 위해 수신기 측에서, 수신기는:

a) 효율적인 수신된 채널에서 SVD를 실행한다(즉, U*D*V' = P*H); 및

b) U의 처음 N개의 열들, U_FB를 피드백한다.

이러한 초기 기본 방법을 위해 송신기 측에서, 송신기는:

a) 새로운 프리코딩 행렬 P를 생성한다 P = U_FBP_old; 및

b) P에 직교인 새로운 "여분의" 벡터 및 최종 N_Tx-(N+1) "여분의" 벡터들을 생성한다. 여기서, N_Tx는 송신 안테나들의 수이다.

이러한 초기 기본 반복 방법의 오퍼레이션을 설명하는 간단한 일례의 시나리오는 이제부터 1 스트림에 대해 4개의 송신 안테나들 및 1개의 수신 안테나를 포함하는 시나리오의 경우로 기술된다. 채널 H는 송신기 및 수신기 둘 다에 인식되지 않는다. 제1 단계에서, 송신기는 2개의 직교 파일럿들 p₁ = [1 1 1 1]/2, p₂ = [1 -1 1 -1]/2을 송신한다. 제2 단계에서, 수신기는 벡터 [4 -3]을 수신하고 MRC(최대비율 결합) 결합 [4/5 - 3/5]를 피드백한다. 제3 단계에서, 송신기는 피드백된 신호를 사용해서 새로운 벡터 p₃ = 4/5p₁-3/5p₂ = [1 -7 1 -7]/10을 생성하고 p₃, p₁ 및 p₂에 직교인 새로운 벡터 p₄= [1 1 -1 -1]/2를 선택한다. 그 후, 송신기는 단계 2로 리턴하고 p₃ 및 p₄를 송신한다.

이러한 방법의 단점은, M×M 유니타리 행렬의 매우 큰 오버헤드를 갖는다는 점이다. 이를 감소시키기 위해, 신호 공간을 고려하는 대신 "널" 공간을 고려하는 제1 방법의 제2 수정 버전이 고려된다. 이는 파워가 송신기에 의해 송신되지만 신호 수신에는 사용되지 않는 공간이다. 이는 SVD 분해의 미사용 고유 벡터들에 매핑한다.

이러한 제2 방식에서, SVD 솔루션 쪽으로 신호를 모는 것을 돕기 위해 복조에 대해 의도된 바 외에 전용 파일럿들이 송신된다. 송신기가 데이터를 송신하는 경우의 피드백 대신, 수신기는 송신기가 데이터 송신을 방지하는 경우 피드백한다. 이러한 제2 "널" 공간 방법의 기본 알고리즘의 일례는 다음과 같다:

2) 수신기는 N+1 파일럿들에서 가장 덜 양호한 프리코딩 벡터를 피드백한다.

3) 피드백된 벡터에 직교인 새로운 벡터들을 생성한다. 이는 벡터들의 수를 하나씩 감소시킨다.

4) 현재의 파일럿들에 직교인 새로운 파일럿 뿐만 아니라 가장 최근에 이미 송신된 "나쁜(bad)" 파일럿들을 찾는다.

5) 반복한다.

제2 방식을 위해 수신기 측에서, 수신기는:

b) 최소 고유값에 대응하는 U의 최종 열을 피드백한다. 이 열은 U_bad로 라벨이 붙는다.

이러한 제2 방식을 위해 송신기 측에서, 송신기는:

a) 나쁜 프리코딩 벡터 P_bad = U_badP_old를 결정한다;

b) P_bad에 직교인 P를 생성한다. 이는 등급을 하나씩 감소시킨다;

c) P, P_bad 및 이전 송신들로부터 많아야 N_Tx-(N+1)개의 저장 Pbad의 저장된 집합에 직교인 새로운 벡터를 찾는다;

d) P_bad를 집합 S에 추가한다; 및

e) ｜S｜>N_Tx-(N+1)이면, 송신기는 "여분의" 벡터에 대응하는 U_bad의 최소 크기를 가진 S의 요소를 제거한다.

ML(Maximum Likelihood) 및 ZF(Zero Forcing) 수신기들의 비상관 채널에 대한 제2 방법의 모의 결과들은, 4 또는 8 송신 안테나들, N_Tx = 4 또는 8, 1 내지 8 수신 안테나들, N_Rx = 1 내지 8 가정하에, 제2 방법이 더 작은 피드백 오버헤드를 사용하면서 상술된 초기 기본 방법 보다 더 빠르거나 그만큼의 빠르기로 수렴한다고 나타냈다. 그러나, 피드백이 신호가 송신되지 않는 경우를 송신기에게 알려주기 때문에, 신호 공간의 각종 고유 모드들은 함께 무작위로 혼합된다. 따라서, 모의 결과들은, ML 수신기가 송신된 신호를 더 많이 캡처할 수 있기 때문에, 송신된 신호의 캡처 파워 능력이라는 점에서, ZF 수신기의 성능이, 제2 방법의 경우, ML 수신기 보다 더 낮다고 나타낸다.

제2 방법과 연관된 상술된 문제를 다루기 위해, 제3 방법이 고려된다. 제3 방법에서 수신기는 여전히 단일 벡터를 피드백한다; 그러나 제3 방법에서, 수신기는 송신 스트림들 중 하나 또는 "널" 공간에 대응하는 벡터를 송신하도록 순응적으로 선택한다. 효율적으로, 제3 방법은 제1 방법 및 제2 방법을 결합하는 "혼합된" 방식이다. 이러한 제3 "혼합" 방식에서, 송신기는, SVD 솔루션 쪽으로 신호를 모는 것을 돕기 위해, 복조에 대해 의도된 바 외에, 전용 파일럿들을 송신한다. 수신기는 스트림들 중 하나와 관련된 벡터를 송신하거나, 또는 송신기가 데이터 송신을 방지하는 경우 피드백한다. 이러한 제2 "널" 공간 방법의 기본 알고리즘의 일례는 다음과 같다:

2) 수신기는 스트림들 중 하나 또는 최악의 경우의 "널" 공간과 관련된 벡터를 피드백한다. 층의 선택은 가장 많은 이득이 달성될 수 있는 경우에 좌우된다.

3) 송신기는, 수신기가 제공하는 피드백 타입에 기초하여, 즉, 스트림들 중 하나 또는 최악의 경우의 "널" 공간과 관련해서, 상기 2 방식들 중 하나를 사용해서, 다음 집합의 파일럿들을 갱신하기 위해 수신기로부터의 피드백을 사용한다.

4) 반복한다.

제3 "혼합" 방법을 위해 수신기 측에서, 수신기는:

b) (1-abs(diag(U))^2)*W를 최대화하는 U의 열을 피드백한다. 여기서, 처음 N개의 파일럿들의 경우, W=D(i,i) 이며, 최종 "널" 파일럿의 경우 mean(W(1:N))-W(N+1), 또한 피드백중인 U의 어떤 열을 피드백한다.

제3 "혼합" 방법을 위해 송신기 측에서, 송신기는:

a) 프리코딩 벡터 P_update = U_badP_old를 결정한다;

b) P_update에 직교인 P를 생성하고, 적합한 층을 대체한다

c) P_bad = P(end,:)를 계산한다;

d) P 및 이전 송신들로부터 많아야 N_Tx-(N+1)개의 저장 P_bad의 저장된 집합에 직교인 새로운 벡터를 찾는다;

d) P_bad를 집합 S에 추가한다; 및

e) ｜S｜>N_Tx-(N+2)이면, 송신기는 "여분의" 벡터에 대응하는 U_bad의 최소 크기를 가진 S의 요소를 제거한다.

ML(Maximum Likelihood) 및 ZF(Zero Forcing) 수신기들의 비상관 채널에 대한 제3 "혼합" 방식의 모의 결과들은, 4 또는 8 송신 안테나들, N_Tx = 4 또는 8, 1 내지 8 수신 안테나들, N_Rx = 1 내지 8 가정하에, 제3 "혼합" 방법이 빨리 수렴하고 ML 및 ZF 수신기들에 대해 동작한다고 나타냈다.

일부의 경우들에서, 상술된 3가지 방식들의 코드북을 설계해서 2가지 목표들을 가질 수 있다: 1) 빠른 램프 업 시간을 보장하기 위해 벡터 공간을 코드북이 포괄하게 하는 목표: 및 2) 메인 스트림의 크기가 1에 가까운 경우 수렴된 점에 가까운 미세한 입상도를 갖는 목표. 상술된 3가지 방식들을 사용해서, 코드북의 입상도는 방식의 최종 수렴값을 제한한다. 최적의 간격의 코드북을 나타내지 않을 수도 있는 균일한 간격의 코드북의 경우, 모의는, 간단한 제1 방법에서, 피드백의 6 비트들이 수신기가 결국 90% 보다 많은 파워를 캡처할 수 있게 함을 나타냈다.

일부의 경우들에서, 메인 빔은 3dB, 즉, 메인 스트림 코드북의 크기가 다른 것들에 비해 두배인 크기로 가중될 수 있다. 이러한 경우에, 적합한 층의 크기가 조정되도록 어떤 층이 수신기로부터 피드백되었는지에 따라 코드북은 변할 수 있다.

일부의 경우들에서, 얼마나 많은 단위 행렬 또는 얼마나 가까운 아이덴티티 벡터들/행렬들이 최근에 피드백되었는지를 기반으로, 예를 들어, 얼마나 많은 [1 0]'들이 2 수신 안테나들을 가진 수신기로부터 피드백되었는지를 기반으로 코드북은 변경될 수 있다. 특정 일례에서, 4 피드백들이 아이덴티티 피드백에 가까울 때마다(예를 들어, 해당 방향으로 최대 벡터의 크기의 절반 보다 적을 때마다) 메인 빔의 가중은 3dB만큼 증가된다. 이러한 방법의 모의 결과들은, 점근적 성능이 상술된 3dB 가중 방법의 것과 상이하지만, 초기 램프 업 성능이 동일하게 유지됨을 나타냈다. 생각할 다른 문제는, 코드북의 [1 0]의 사용이다. 1을 저장하는 대신, 각각의 "널" 공간 벡터의 상대적 중요성을 저장할 때, 1이 나타낼 수 있는 최대 값, 즉, Max(codebook(1,:))이 저장될 수 있다.

2개 이상의 스트림들을 포함하는 구성들의 경우, 초기 램프 업 후에 시간에 대해 수신기에 의해 캡쳐된 총 파워의 백분율이라는 점에서 성능의 점근적 레벨들에 도달하기 위해 피드백의 더 높은 수의 비트들이 필요함이 모의를 통해 관찰되었다. 이는, 부분적으로, 위상 방향의 입상도로 인한 것이다. 즉, 코드북의 입상도로 인해 2개의 벡터들이 정확한 위상과 결합될 수 없으면, 피드백이 "막힌 상태(stuck)"가 된다.

상술된 바와 같이, 공통 파일럿들이 전용 파일럿들과 혼합될 때, 전용 파일럿들은 공통 파일럿들에 직교로 유지될 수 있으며, 추가 프리코딩 벡터는 공통/전용 파일럿들 후에 송신될 수 있다. 일부의 경우들에서, 성능은 프리코더의 입상도에 의해 제한될 것이다.

설명을 위해, 예를 들어, LTE_A(Long Term Evolution - Advanced) 통신 시스템 등의 고급 무선 통신 시스템들로 구현될 수 있는 본 발명의 실시예의 일례가 이제부터 도 10을 참조해서 기술될 것이다. 본 일례의 실시예들에서, 인터넷 http://www.3gpp.org/Release-8에서 입수 가능하며 본 명세서에 전체가 참조용으로 인용된 3GPP(3rd Generation Partnership Project)의 release 8로부터의 CRS(common reference signals), 및 추가 UE-특정 DRS(dedicated reference signals)는 둘 다, 다수의 스트림들이 송신될 때, 동시에 사용된다. 본 일례의 실시예에서, 일부 스트림들은 단지 release 8 CRS(및 가능한 대로 release 8 코드북)를 사용해서 송신되고, 나머지 스트림들은 추가 DRS로 정렬된다. 이는 CRS 오버헤드가 효율적으로 사용되게 하며, 추가 DRS로 인해 증가된 오버헤드를 잠정적으로 최소화한다.

본 실시예에서, 4 또는 8 수신 안테나들을 가진 8 송신 안테나 시스템이 가정되었다. 송신의 2가지 상이한 방식들을 고려해 본다:

1) DRS는 데이터 스트림들로 프리코딩된다.

4, 6 또는 8 비트 코드북들을 사용하는 코드북 피드백 또는 무한 피드백 SVD 프리코더를 사용하는 코드북 피드백에 기초하여 프리코더가 선택된다.

2) DRS는 일부 데이터 스트림들로 프리코딩된다. 나머지 데이터 스트림들들은 Release 8 방법(CRS 및 코드북)을 사용해서 송신된다.

프리코더는, 2개의 Release 8 코드북들을 함께 연결함으로써 생성된, 8 비트 코드북 피드백에 기초하여 선택된다. 효율적으로 이는 release 8 코드북이 제1 4 CRS를 기반으로 한 피드백이고 제2 release 8 코드북이 송신 안테나들 5-8에서의 피드백임을 의미한다. 제2 PMI를 사용해서 송신된 임의의 층들은 DRS를 동반한다. CRS 및 DRS 간의 층들의 분할은 채널의 등급에 기초하여 고정된다고 가정된다. 이는, 피드백 비율이 양 방식들에서 동일함을 보장한다.

본 섹션에서, 상술된 두 방식들의 일부 링크 레벨 분석을 제시한다. DRS 전용 방식들의 경우, 피드백, 4 비트, 6 비트, 8비트 코드북들 및 무한 SVD 코드북의 4가지 상이한 입상도들을 고려한다. 피드백은 완전히 3ms 지연으로 선택된다고 가정된다.

메트릭으로서 굿풋(Goodput)을 사용한다. 굿풋은 애플리케이션 레벨 처리량, 즉, 프로토콜 오버헤드를 제외하고, 재송신된 데이터 패킷들을 제외한, 네트워크에 의해 특정 소스 어드레스로부터 특정 행선으로 발송된 시간 단위 당 유용한 비트들의 수이다. 먼저, 상이한 채널들에 대한 시스템 매핑들로의 링크를 사용해서 BLER(Block Error Rate)가 생성되었다. 상이한 방식들에 대한 오버헤드가 계산되었고 굿풋이 이하의 식을 사용해서 생성되었다.

여기서, L_DRS는 현재 DRS 층들의 수이고, C_MCS는 사용된 MCS의 용량(즉, Log₂(QAM)*비율)이다. 이 굿풋들은 그 후 다수의 독립 생성 채널들에 대해 평균화되었다.

상기 실시예들의 실행을 모의할 때 달성된 모의 가정들은 이하의 표 3에 요약된다.

도 10은 본 발명의 상기 실시예를 포함하는 각종 프리코딩 방식들에 대한 신호 대 잡음비 대 용량의 모의 결과들의 도표이다. 도표는 3GPP release 8 CRS 및코드북(244), 4 비트 8 Tx 코드북(248), 6 비트 8 Tx 코드북(250), 8 비트 8 Tx 코드북(246), 본 발명의 상기 실시예에 따른 혼합 CRS/DRS 코드북(240) 및 완전한 SVD 피드백(242)의 용량 w.r.t. SNR이라는 점에서, 성능의 곡선들을 포함한다.

혼합 모드 방식(혼합 CRS/DRS 코드북(240))의 성능은 모든 SNR들에서의 모든 다른 코드북 기반 설계들을 능가하고, 7dB 보다 큰 SNR의 경우, 심지어 완전한 SVD 피드백을 능가한다. 이는 높은 층 송신을 달성하기 위해 필요한 상당히 더 낮은 오버헤드 및 효율적인 큰 코드북 크기(4 + 4 = 8 비트 코드북)로 인한 것이다. 이하의 표 4에서, 8 비트 코드북 설계(246) 및 혼합 모드 성능(240) 간의 상대적 성능을 알 수 있다. 5-30%의 이득들이 비교할만한 복잡성으로 달성 가능함을 알 수 있다.

이웃 RB(Resource Blocks)로부터의 보간 능력 뿐만 아니라 CRS의 비교적 더 높은 밀도로 인해, 실제 채널 추정이 고려될 때, 혼합 모드 성능이 상기 관찰된 바 보다 비교적 더 양호하게 실행될 수 있음을 주지하자.

본 실시예에서, DRS와 연관해서 CRS가 사용되는 상호 보완적 CRS 방식의 성능이 고려되었다. 상당히 감소된 오버헤드로 인해, 결합 방식의 성능이 DRS만을 사용하는 것 보다 상당히 더 양호함이 발견되었다. 이 때문에, 이러한 방식이 LTE-A 통신 시스템들 등의 고급 무선 통신 시스템들의 송신에서 유익하게 사용될 수 있다고 믿는다.

상기 일례의 실시예는 본 명세서에 전체가 참조용으로 인용된, 2009년 3월 23-27일, 한국, 서울, R1-091390 "상호 보완적 CRS 설계(Complementary CRS Design)" 3GPP TSG-RAN WG1 #56에 기술되어 있다.

본 발명의 일 실시예에 따라 혼합된 파일럿들의 집합을 사용해서 통신 링크를 통해 송신기로부터 송신하는 방법의 일례가 도 11에 도시된 플로우챠트를 참조해서 이제부터 기술될 것이다.

본 방법은, 통신 링크의 성능을 고려해서 D개의 전용 파일럿들이 선택되는 블록(300)에서 시작된다. 여기서, D≥0 이다. 통신 링크는, 예를 들어, LTE 또는 LTE-A 무선 통신 시스템의 EnodeB 등의 기지국 및 무선 단말기 간의 MIMO 채널일 수 있다. 일부 실시예들에서, 선택은 통신 링크의 처리량을 잠정적으로 최대화하는 것에 기초하여 달성될 수 있다.

블록(302)에서, 몇몇 기준들에 기초하여 D개의 전용 파일럿들을 프리코딩하기 위해 제1 프리코더가 선택된다. 기준들은, 예를 들어, 의도된 수신기에서의 전용 파일럿들의 수신 파워일 수 있다. 일부 실시예들에서, 제1 프리코더의 선택은, 예를 들어, 수신기로부터 피드백을 수신하고 피드백에 기초하여 제1 프리코드를 적용하는 단계를 포함하는 반복 프로세스일 수 있다.

블록(304)에서, 제1 프리코딩은 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 D개의 전용 파일럿들에 대해 제1 프리코더로 실행된다.

블록(306)에서, 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합이 공통 파일럿들의 집합과 결합된다. 혼합된 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합 및 공통 파일럿들의 집합에 대해 제2 프리코딩이 실행된다. 일부의 경우들에서, 이 제2 프리코딩은 공간 멀티플렉싱을 위한 단위 행렬로 프리코딩된 전용 파일럿들을 프리코딩하고 코드북으로 공통 파일럿들을 프리코딩하는 것을 포함한다.

블록(308)에서, 혼합된 파일럿들의 집합으로 통신 링크에서 송신기로부터 데이터가 송신된다.

일부 실시예들에서, 본 방법은 블록(300)으로 리턴하고, 도 11의 블록(310)에 표시된 바와 같이, 다시 시작될 수 있다. 송신기 및 수신기 간의 채널 특징들에 대한 변경들에 따라, 수 및/또는 제1 프리코딩 행렬이 변경들에 적합하게 적용될 수 있다.

상술된 설명은 일례로서만 제공되는 다수의 상세한 특정 실시예들을 포함하며, 본 발명의 범위를 제한하는 것으로 해석되지 않는다. 첨부된 청구항들에 의해서만 정의되는 본 발명의 범위 내에 속한 특정 실시예들에 대한 변화, 변경 및 변형이 당업자에 의해 달성될 수 있다.

Claims

통신 링크에서 송신기로부터 송신하는 방법에 있어서,
상기 통신 링크의 성능을 고려해서 영(0)보다 큰 D 개의 전용 파일럿들을 선택하는 단계;
일부 기준에 기초하여 D 개의 전용 파일럿들을 프리코딩하기 위한 제1 프리코더를 선택하는 단계로서, 상기 제1 프리코더를 선택하는 단계는, 상기 제1 프리코더가 공통 파일럿들의 집합을 프리코딩하는데 사용되는 제2 프리코더에 직교로 유지되어야 한다는 제약을 조건으로, 상기 D 개의 전용 파일럿들의 수신 파워를 증가시키도록 상기 제1 프리코더를 선택하는 것을 포함하는 것인, 상기 제1 프리코더를 선택하는 단계;
프리코딩된 전용 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 상기 제1 프리코더로 상기 D 개의 전용 파일럿들의 제1 프리코딩을 수행하는 단계;
상기 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합 및 상기 공통 파일럿들의 집합의 제2 프리코딩을 수행하는 단계로서, 상기 제2 프리코딩을 수행하는 단계는 코드 북으로 상기 공통 파일럿들의 집합을 프리코딩하는 것을 포함하는 것인, 상기 제2 프리코딩을 수행하는 단계;
혼합된 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 상기 프리코딩된 공통 파일럿들 및 상기 제2 프리코딩된 전용 파일럿들을 혼합하는 단계;
상기 혼합된 파일럿들의 집합이 데이터에 정렬되도록 상기 데이터에 상기 제2 프리코딩을 수행하는 단계; 및
상기 혼합된 파일럿들의 집합으로 상기 통신 링크에서 상기 송신기로부터 상기 제2 프리코딩된 데이터를 송신하는 단계를 포함하는, 통신 링크에서 송신기로부터 송신하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 송신기는 복수의 송신 안테나들을 포함하고, 상기 송신기로부터 데이터를 송신하는 단계는 상기 복수의 송신 안테나들을 통해 상기 혼합된 파일럿들의 집합으로 상기 통신 링크에서 상기 송신기로부터 데이터를 송신하는 단계를 포함하는 것인, 통신 링크에서 송신기로부터 송신하는 방법.
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제2항에 있어서,
상기 제2 프리코딩을 수행하는 단계는 송신 다이버시티 기반 프리코딩을 수행하는 단계를 포함하는 것인, 통신 링크에서 송신기로부터 송신하는 방법.
삭제
삭제
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제1항에 있어서, 상기 D개의 전용 파일럿들의 제1 프리코딩에 대한 피드백을 수신하는 단계를 더 포함하는, 통신 링크에서 송신기로부터 송신하는 방법.
제8항에 있어서, 상기 일부 기준에 기초하여 D 개의 전용 파일럿들을 프리코딩하기 위한 제1 프리코더를 선택하는 단계는 상기 피드백에 기초하는 반복 프로세스인 것인, 통신 링크에서 송신기로부터 송신하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 제1 프리코더를 선택하는 단계는, 상기 혼합된 파일럿들의 집합으로 상기 데이터를 송신함으로써 야기되는 간섭을 완화하도록 상기 제1 프리코더를 선택하는 단계를 더 포함하는 것인, 통신 링크에서 송신기로부터 송신하는 방법.
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제2항에 있어서, 상기 복수의 송신 안테나들을 통해 상기 혼합된 파일럿들의 집합으로 상기 통신 링크에서 데이터를 송신하는 단계는,
상기 복수의 송신 안테나들 중 제1 집합의 송신 안테나들을 통해 상기 파일럿들의 혼합된 집합 중 상기 전용 파일럿들을 송신하는 단계; 및
상기 복수의 송신 안테나들 중 제2 집합의 송신 안테나들을 통해 상기 파일럿들의 혼합된 집합 중 상기 프리코딩된 공통 파일럿들을 송신하는 단계를 포함하는 것인, 통신 링크에서 송신기로부터 송신하는 방법.
제12항에 있어서,
상기 송신기는 복수의 송신기들을 포함하고, 상기 제1 집합의 송신 안테나들은 상기 복수의 송신기들 중 제1 송신기에 위치하며, 상기 제2 집합의 송신 안테나들은 상기 복수의 송신기들 중 제2 송신기에 위치하는 것인, 통신 링크에서 송신기로부터 송신하는 방법.
제13항에 있어서,
상기 혼합된 파일럿들의 집합으로 데이터를 송신하는 단계는 상기 복수의 송신기들 중 적어도 상기 제1 송신기 및 상기 제2 송신기로부터 협력해서 상기 데이터를 송신하는 단계를 포함하는 것인, 통신 링크에서 송신기로부터 송신하는 방법.
무선 통신 시스템에 있어서,
복수의 무선 단말기들; 및
복수의 송신 안테나들을 가지며, 각각의 통신 링크들에서 상기 복수의 무선 단말기들에 데이터를 송신하도록 구성된 기지국을 포함하고,
각각의 통신 링크에 대하여, 상기 기지국은,
상기 통신 링크의 성능을 고려해서 영(0)보다 큰 D 개의 전용 파일럿들을 선택하고;
일부 기준에 기초하여 D 개의 전용 파일럿들을 프리코딩하기 위한 제1 프리코더를 선택하고 - 상기 제1 프리코더를 선택하는 것은, 상기 제1 프리코더가 공통 파일럿들의 집합을 프리코딩하는데 사용되는 제2 프리코더에 직교로 유지되어야 한다는 제약을 조건으로, 상기 D 개의 전용 파일럿들의 수신 파워를 증가시키도록 상기 제1 프리코더를 선택하는 것을 포함함 -;
프리코딩된 전용 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 상기 제1 프리코더로 상기 D 개의 전용 파일럿들의 제1 프리코딩을 수행하고;
상기 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합 및 상기 공통 파일럿들의 집합의 제2 프리코딩을 수행하고 - 상기 제2 프리코딩을 수행하는 것은 코드 북으로 상기 공통 파일럿들의 집합을 프리코딩하는 것을 포함함 -;
혼합된 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 상기 프리코딩된 공통 파일럿들 및 상기 제2 프리코딩된 전용 파일럿들을 혼합하고;
상기 혼합된 파일럿들의 집합이 데이터에 정렬되도록 상기 데이터에 상기 제2 프리코딩을 수행하며;
상기 혼합된 파일럿들의 집합으로 상기 통신 링크에서 상기 기지국으로부터 상기 제2 프리코딩된 데이터를 송신하도록 구성되는 것인, 무선 통신 시스템.
제15항에 있어서, 상기 기지국은 SVD(Singular Value Decomposition) 기반 프리코딩, 또는 이에 근사한 것을 수행함으로써 상기 제2 프리코딩을 수행하도록 구성된 것인, 무선 통신 시스템.
제15항에 있어서, 상기 기지국은 송신 다이버시티 기반 프리코딩을 수행함으로써 상기 제2 프리코딩을 수행하도록 구성된 것인, 무선 통신 시스템.
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제15항에 있어서, 상기 기지국은 또한,
상기 복수의 송신 안테나들 중 제1 집합의 송신 안테나들을 통해 상기 파일럿들의 혼합된 집합 중 상기 전용 파일럿들을 송신하고;
상기 복수의 송신 안테나들 중 제2 집합의 송신 안테나들을 통해 상기 파일럿들의 혼합된 집합 중 상기 프리코딩된 공통 파일럿들을 송신하도록 구성된 것인, 무선 통신 시스템.
제25항에 있어서,
상기 기지국은 복수의 기지국들을 포함하고, 상기 제1 집합의 송신 안테나들은 상기 복수의 기지국들 중 제1 기지국에 위치하며, 상기 제2 집합의 송신 안테나들은 상기 복수의 기지국들 중 제2 기지국에 위치하는 것인, 무선 통신 시스템.
제26항에 있어서,
상기 복수의 기지국들 중 적어도 상기 제1 기지국 및 제2 기지국은 협력해서 상기 혼합된 파일럿들의 집합으로 상기 데이터를 송신하도록 구성된 무선 통신 시스템.
통신 링크에서 데이터를 송신하도록 구성된 기지국에 있어서,
복수의 송신 안테나들;
프리코더; 및
무선 송신기를 포함하고,
상기 프리코더는,
상기 통신 링크의 성능을 고려해서 영(0)보다 큰 D 개의 전용 파일럿들을 선택하고;
일부 기준에 기초하여 D 개의 전용 파일럿들을 프리코딩하기 위한 제1 프리코더를 선택하고 - 상기 제1 프리코더를 선택하는 것은, 상기 제1 프리코더가 공통 파일럿들의 집합을 프리코딩하는데 사용되는 제2 프리코더에 직교로 유지되어야 한다는 제약을 조건으로, 상기 D 개의 전용 파일럿들의 수신 파워를 증가시키도록 상기 제1 프리코더를 선택하는 것을 포함함 -;
프리코딩된 전용 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 상기 제1 프리코더로 상기 D 개의 전용 파일럿들의 제1 프리코딩을 수행하고;
상기 프리코딩된 전용 파일럿들의 집합 및 상기 공통 파일럿들의 집합의 제2 프리코딩을 수행하고 - 상기 제2 프리코딩을 수행하는 것은 코드 북으로 상기 공통 파일럿들의 집합을 프리코딩하는 것을 포함함 -;
혼합된 파일럿들의 집합을 생성하기 위해 상기 프리코딩된 공통 파일럿들 및 상기 제2 프리코딩된 전용 파일럿들을 혼합하며;
상기 혼합된 파일럿들의 집합이 데이터에 정렬되도록 상기 데이터에 상기 제2 프리코딩을 수행하도록 구성되고,
상기 무선 송신기는,
상기 복수의 송신 안테나들을 통해 상기 혼합된 파일럿들의 집합으로 상기 통신 링크에서 상기 제2 프리코딩된 데이터를 송신하도록 구성되는 것인, 기지국.
제28항에 있어서, 상기 프리코더는 SVD(Singular Value Decomposition) 기반 프리코딩, 또는 이에 근사한 것을 실행함으로써 상기 제2 프리코딩을 수행하도록 구성된 것인, 기지국.
제28항에 있어서, 상기 프리코더는 송신 다이버시티 기반 프리코딩을 수행함으로써 상기 제2 프리코딩을 수행하도록 구성된 것인, 기지국.
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제28항에 있어서, 상기 무선 송신기는 또한,
상기 복수의 송신 안테나들 중 제1 집합의 송신 안테나들을 통해 상기 파일럿들의 혼합된 집합 중 상기 전용 파일럿들을 송신하고;
상기 복수의 송신 안테나들 중 제2 집합의 송신 안테나들을 통해 상기 파일럿들의 혼합된 집합 중 상기 프리코딩된 공통 파일럿들을 송신하도록 구성된 것인, 기지국.
제38항에 있어서,
상기 기지국은 복수의 송신 사이트들을 포함하고, 상기 제1 집합의 송신 안테나들은 상기 복수의 송신 사이트들 중 제1 송신 사이트에 위치하며, 상기 제2 집합의 송신 안테나들은 상기 복수의 송신 사이트들 중 제2 송신 사이트에 위치하는 것인 기지국.
제38항에 있어서,
상기 무선 송신기는 적어도 하나의 다른 무선 송신기와 협력해서 상기 혼합된 파일럿들의 집합으로 상기 데이터를 송신
하도록 구성된 것인 기지국.
무선 단말기에 있어서,
제1항의 방법에 따라 생성된 혼합된 파일럿들의 집합 및 데이터를 포함하는 송신신호(transmission)를 수신하도록 구성된 무선 트랜시버를 포함하는, 무선 단말기.