CN102484501A - 使用公共导频和专用导频进行传输 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种方法、系统、基站和无线终端用于包括公共导频和专用导频两者的混合导频集合的传输。该方法包括顾及通信链路的性能来选择专用导频的数量D，D≥0；基于某些准则来选择第一预编码器，用于对D个专用导频进行预编码；利用第一预编码器执行D个专用导频的第一预编码以产生经预编码的专用导频集合；执行对经预编码的专用导频集合和公共导频集合的第二预编码以产生混合导频集合；以及利用混合导频集合在通信链路上从发射器传输数据。

Description

使用公共导频和专用导频进行传输
相关申请的交叉引用
本申请要求2009年3月16日提交的在先美国临时申请号61/160,452和2009年9月21日提交的在先美国临时申请号61/244,185的优先权，通过引用它们的全文将它们并入于此。
技术领域
本发明总体上涉及无线通信技术，并且特别地涉及使用公共导频和专用导频进行传输的技术。
背景技术
可以以以下形式描述通信链路：
Figure DEST_PATH_IMAGE002
   （1）
其中y是接收的信号，x是传输的信号，并且H表示信道的效应。一般而言，y、H和x是多维度的，不同维度表示时间、频率、接收天线等，而H(x)表示x的一般函数。为简单起见，可以假设H可以由M×N矩阵来表示，同时y是M×L矢量并且x是N×L矢量，应理解，此概念可以适用于更一般的环境。出于说明目的，我们将假设该链路表示具有N个发射天线、M个接收天线以及被传输的L个层的多入多出（MIMO）环境。
为了接收器相干地解调所传输的数据，需要信道H的知识。得到该知识的一种方法是通过导频符号的传输。这些导频可以是公共的，其中所有/许多移动终端可以查看它们并确定信道；或者是专用的，其中信道知识仅对选择的一组移动终端可用。在许多利用公共导频方案的传统无线系统中，公共导频的数量等于发射天线的数量，而在许多利用专用导频方案的传统无线系统中，专用导频的数量等于数据传输层的数量。
在某些情况下，所传输的信号x包括数据符号s的预编码版本，利用从常被称为码本{F}的一组预定义矩阵选择的预编码矩阵F对其进行预编码。在某些情况下，接收器（例如移动终端）告知发射器（例如基站）将使用哪个预编码矩阵。对于FDD（频分双工）空中接口，标识预编码矩阵的信息可以通过信道声探方法（channel sounding）或者码本索引方法来反馈。TDD（时分系统）也可以使用基于码本的方法。在it. J. Love等人的“Limited Feedback Unitary Pre-coding for Spatial Multiplexing Systems”，IEEE Trans. Inf. Theory, vol.51, no.8, pp.2967-2976, 2005年8月中描述了一种用于针对MIMO传输进行预编码的方法的详细示例。
码本索引反馈涉及接收器向发射器发信号通知将使用哪个预编码矩阵的索引（所谓的码字索引）。存在多个索引，每一个索引对应于相应的预编码矩阵。然而一个问题在于，码本索引反馈方法使用大量的上行链路无线电资源。
在图1中针对两个发射天线的情况示出了公共导频方法的示例。在图1（以及下文所讨论的图2）中，横轴210为频率（OFDM（正交频分复用）子载波），并且纵轴212为时间（OFDM符号）。每个小圈表示在特定OFDM符号持续期间中在特定子载波上的传输。在位置214中，导频由第一发射天线Tx-1传输，并且在位置216中，导频由第二发射天线Tx-2传输。其余位置可用于由这两个天线进行数据传输。在所示的示例中，数据包括针对第一UE（UE-1）的预编码数据218，该第一UE例如可以是移动终端；以及针对第二UE（UE-2）的预编码数据220，该第二UE也可以是移动终端。通常，针对预编码数据218应用的预编码将不同于针对预编码数据220应用的预编码。就公共导频方法而言，相同的导频用于全部两个UE并且未被预编码。
在图2中针对两个发射天线的情况示出了在OFDM信令方案中的专用导频方法的示例。在位置222、位置224中，特定于第一UE的专用导频分别由第一发射天线Tx-1和第二天线Tx-2传输。在位置226、位置228中，特定于第二UE的专用导频分别由第一发射天线Tx-1和第二发射天线Tx-2传输。其余位置可用于由这两个天线进行数据传输。在所示的示例中，数据包括针对第一UE（UE-1）的预编码数据230，以及针对第二UE（UE-2）的预编码数据232。通常，针对预编码数据230应用的预编码将不同于针对预编码数据230应用的预编码。就专用导频方法而言，在以下意义上，不同的导频用于每个UE：使用与用于针对每个用户的数据的相同的预编码矩阵对它们进行预编码。
一般而言，由于导频和数据两者经过同一信道，所以专用导频方案比基于公共导频的方案对码字索引反馈差错更具弹性。
两种导频方案都具有它们自己的长处和短处。公共导频开销随发射天线的数量线性地增长，而性能仅与发射天线的数量的对数成比例地增加。然而，针对每个公共导频的开销与关联于专用导频的开销相比低得多，因为公共导频可在许多用户之间共享。专用导频具有显著更高的每层开销；然而该开销随层的数量线性地增加，这与性能提高的速率相同。
此外，公共导频由于它们对于大多数/所有移动终端的持续可用性而可被用于测量/反馈，但是所有用户即使在他们没有从公共导频获益的情况下仍必须付出针对公共导频的开销。
在基于专用导频的方案中，导频可被预编码，并因此具有与数据相同的信道矩阵。然而一个问题在于，由于每个试图与基站收发器台（BTS）进行通信的UE（移动终端）不知道其他UE正在使用什么预编码矩阵，因此UE通常无法对信道进行监控。更具体地，举几例而言，它们不知道哪个预编码矩阵正在被使用，不知道当前信道的秩，不能估计基于每层的信号与干扰加噪声比（SINR），并且无法进行信道依赖的调度。
发明内容
根据本发明的一个宽泛方面，提供一种在通信链路上从发射器进行传输的方法，该方法包括：顾及通信链路的性能来选择专用导频的数量D，D≥0；基于某些准则来选择用于对D个专用导频进行预编码的第一预编码器；利用第一预编码器来对D个专用导频执行第一预编码以产生经预编码的专用导频集合；对经预编码的专用导频集合和公共导频集合执行第二预编码以产生混合导频集合；以及利用该混合导频集合在通信链路上从发射器传输数据。
在某些实施方式中，发射器包括多个发射天线并且从发射器传输数据包括经由多个发射天线利用该混合导频集合在通信链路上从发射器传输数据。
在某些实施方式中，执行第二预编码以产生混合导频集合包括基于SVD（奇异值分解）的预编码或者其近似。
在某些实施方式中，执行第二预编码以产生混合导频集合包括执行基于发射分集的预编码。
在某些实施方式中，执行基于发射分集的预编码包括执行基于SFBC（空频块码）的预编码和基于CDD（循环延迟分集）的预编码中的任意一个。
在某些实施方式中，顾及通信链路的性能来选择专用导频的数量D包括将关联于公共导频和专用导频的信令开销考虑在内，顾及通信链路的吞吐量来选择专用导频的数量D。
在某些实施方式中，基于某些准则来选择用于对D个专用导频进行预编码的第一预编码器包括服从第一预编码器与用于对公共导频集合进行预编码的第二预编码器保持正交的约束来选择第一预编码器以最大化D个专用导频的接收功率。
在某些实施方式中，该方法还包括接收与D个专用导频的第一预编码有关的反馈。
在某些实施方式中，基于某些准则来选择用于对D个专用导频进行预编码的第一预编码器是基于反馈的迭代过程。
在某些实施方式中，选择第一预编码器还包括选择第一预编码器以减轻由利用混合导频集合传输数据所造成的干扰。
在某些实施方式中，执行第二预编码以产生混合导频集合包括：在第一预编码之后利用单位矩阵对经预编码的专用导频集合进行预编码，使得混合导频集合包含与传输的数据对齐的专用导频；以及利用码本对公共导频集合进行预编码，使得混合导频集合包括经预编码的公共导频。
在某些实施方式中，经由多个发射天线利用混合导频集合在通信链路上传输数据包括：在多个发射天线中的第一发射天线集合上传输混合的导频集合的专用导频；以及在多个发射天线中的第二发射天线集合上传输混合的导频集合的经预编码的公共导频。
在某些实施方式中，发射器包括多个发射器并且第一发射天线集合位于多个发射器中的第一个发射器处，并且第二发射天线集合位于多个发射器中的第二个发射器处。
在某些实施方式中，利用混合导频集合传输数据包括协同地从多个发射器中的至少第一发射器和第二发射器传输数据。
根据本发明的另一宽泛方面，提供一种无线通信系统，包括：多个无线终端；以及基站，其具有多个发射天线并且被配置为在相应的通信链路上向多个无线终端传输数据，其中针对每个通信链路，基站被配置为：顾及通信链路的性能来选择专用导频的数量D，D≥0；基于某些准则来选择用于对D个专用导频进行预编码的第一预编码器；利用第一预编码器来对D个专用导频执行第一预编码以产生经预编码的专用导频集合；对经预编码的专用导频集合和公共导频集合执行第二预编码以产生混合导频集合；以及经由多个发射天线利用该混合导频集合在通信链路上从发射器向相应的无线终端传输数据。
在某些实施方式中，基站被配置为通过执行基于SVD（奇异值分解）的预编码或者其近似来执行第二预编码以产生混合导频集合。
在某些实施方式中，基站被配置为通过执行基于发射分集的预编码来第二预编码以产生混合导频集合。
在某些实施方式中，基站被配置为通过执行基于SFBC（空频块码）的预编码和基于CDD（循环延迟分集）的预编码中的任意一个来执行基于发射分集的预编码。
在某些实施方式中，基站被配置为将关联于公共导频和专用导频的信令开销考虑在内、顾及通信链路的吞吐量来选择专用导频的数量D。
在某些实施方式中，基站被配置为服从第一预编码器与用于对公共导频集合进行预编码的第二预编码器保持正交的约束来选择第一预编码器以最大化D个专用导频在相应无线终端处的接收功率。
在某些实施方式中，多个无线终端中的一个或多个无线终端被配置为向基站提供与D个专用导频的第一预编码有关的反馈。
在某些实施方式中，基站被配置为使用基于反馈的迭代过程来选择用于对D个专用导频进行预编码的第一预编码器。
在某些实施方式中，基站被配置为顾及减轻由基站所产生的干扰而选择第一预编码器。
在某些实施方式中，基站还被配置为：在第一预编码之后利用单位矩阵对经预编码的专用导频集合进行预编码，使得混合导频集合包含与所传输的数据对齐的专用导频；以及利用码本对公共导频集合进行预编码，使得混合导频集合包括经预编码的公共导频。
在某些实施方式中，基站还被配置为：在多个发射天线中的第一发射天线集合上传输混合的导频集合中的专用导频；以及在多个发射天线中的第二发射天线集合上传输混合的导频集合中的经预编码的公共导频。
在某些实施方式中，基站包括多个基站，并且第一发射天线集合位于多个基站中的第一个基站处，并且第二发射天线集合位于多个基站中的第二个基站处。
在某些实施方式中，多个基站中的至少第一基站和第二基站被配置为协同地利用混合导频集合来传输数据。
根据本发明的又一宽泛方面，提供一种被配置为在通信链路上传输数据的基站，该基站包括：多个发射天线；预编码器，其被配置为：顾及通信链路的性能来选择专用导频的数量D，D≥0；基于某些准则来选择用于对D个专用导频进行预编码的第一预编码器；利用第一预编码器来对D个专用导频执行第一预编码以产生经预编码的专用导频集合；以及对经预编码的专用导频集合和公共导频集合执行第二预编码以产生混合导频集合；以及无线电发射器，其被配置为经由多个发射天线利用该混合导频集合在通信链路上传输数据。
在某些实施方式中，预编码器被配置为通过执行基于SVD（奇异值分解）的预编码或者其近似来执行第二预编码以产生混合导频集合。
在某些实施方式中，预编码器被配置为通过执行基于发射分集的预编码来执行第二预编码以产生混合导频集合。
在某些实施方式中，预编码器被配置为通过执行基于SFBC（空频块码）的预编码和基于CDD（循环延迟分集）的预编码中的任意一个来执行基于发射分集的预编码。
在某些实施方式中，预编码器被配置为将关联于公共导频和专用导频的信令开销考虑在内、顾及通信链路的吞吐量来选择专用导频的数量D。
在某些实施方式中，预编码器被配置为服从第一预编码器与用于对公共导频集合进行预编码的第二预编码器保持正交的约束来选择第一预编码器以最大化D个专用导频在相应无线终端处的接收功率。
在某些实施方式中，基站还包括无线接收器，该无线接收器被配置为接收与D个专用导频的第一预编码有关的反馈。
在某些实施方式中，n预编码器被配置为使用基于反馈的迭代过程来选择用于对D个专用导频进行预编码的第一预编码器。
在某些实施方式中，预编码器被配置为顾及减轻由基站产生的干扰而选择第一预编码器。
在某些实施方式中，预编码器还被配置为：在第一预编码之后利用单位矩阵对经预编码的专用导频集合进行预编码，使得混合导频集合包含与所传输的数据对齐的专用导频；以及利用码本对公共导频集合进行预编码，使得混合导频集合包括经预编码的公共导频。
在某些实施方式中，无线发射器还被配置为：在多个发射天线中的第一发射天线集合上传输混合的导频集合中的专用导频；以及在多个发射天线中的第二发射天线集合上传输混合的导频集合中的经预编码的公共导频。
在某些实施方式中，基站包括多个传输站点，并且第一发射天线集合位于多个传输站点中的第一个传输站点处，并且第二发射天线集合位于多个传输站点中的第二个传输站点处。
在某些实施方式中，无线发射器被配置为与至少一个其他无线发射器协同地利用混合导频集合来传输数据。
根据本发明的又一宽泛方面，提供一种无线终端，其包括无线收发器，该无线收发器被配置为接收包含数据以及根据依照本发明第一宽泛方面的方法产生的混合导频集合的传输。
对于本领域技术人员，在审阅对本发明特定实施方式的以下描述后，本发明的其他方面及特征将变得清楚。
附图说明
现在将参考附图，仅通过举例的方式对本发明的实施方式进行描述，在附图中：
图1是针对传输包括公共导频的信号的OFDM信号布局图；
图2是针对传输包括专用导频的信号的OFDM信号布局图；
图3是蜂窝通信系统的框图；
图4是可能用于实现本发明某些实施方式的示例基站的框图；
图5是可能用于实现本发明某些实施方式的示例无线终端的框图；
图6是可能用于实现本发明某些实施方式的示例中继站的框图；
图7是可能用于实现本发明某些实施方式的示例OFDM发射器架构的逻辑分解的框图；
图8是可能用于实现本发明某些实施方式的示例OFDM接收器架构的逻辑分解的框图；
图9A是SC-FDMA发射器的框图；
图9B是SC-FDMA接收器的框图；
图10是针对各种预编码方案的信噪比对容量的仿真结果的绘图；以及
图11是根据本发明实施方式的、使用混合导频集合在通信信道上从发射器进行传输的方法的流程图。
具体实施方式
在对样本实施方式的以下详细描述中，对附图作出参考，附图形成详细描述的一部分，并且在附图中通过示例说明的方式示出了可在其中实践本发明的特定样本实施方式。这些实施方式被以充分的细节进行了描述，以使本领域技术人员能够实践本发明，并且应当理解，可以利用其他实施方式并且可以做出逻辑的、机械的、电的或者其他的改变而不偏离本发明的范围。因此，以下详细描述不应以限制性的意义来理解，并且范围由随附权利要求书加以限定。
根据本发明的实施方式，描述了涉及对公共导频和专用导频进行混合的各种系统及方法。具体而言，下文所介绍的实施方式可在未来的基于3GPP、3GPP2和IEEE 802.16的无线标准中使用。然而，在发明内容中所记载的更宽泛发明在这方面并无限制。
如上所述，公共导频方案与专用导频方案具有它们自己的长处和短处。虽然可以通过用添加附加发射天线以及每附加发射天线的附加公共导频来潜在地实现增加的性能，但是对于大量的发射天线而言，例如对于四个以上的发射天线而言，针对附加公共导频的附加开销意味着性能增益往往并不值得。专用导频具有显著更高的每层开销；然而该开销随层的数量线性地增加，这与性能的增加是相同速率。专用导频已在存在大量发射天线时被使用；然而，某些公共导频对于测量/反馈和/或针对广播消息往往依然是必要的。继而在传输常规数据时与该公共导频开销关联的开销被浪费掉。因此，专用导频倾向于在存在大量发射天线时表现更佳，而公共导频倾向于在层的数量大时表现更佳。
本发明的实施方式可以通过针对数据传输而对公共导频和专用导频进行混合来利用公共导频与专用导频二者的有益方面。
总体而言，在本发明的实施方式中可以观察到三个原则：
1）如果专用导频增加性能，则仅使用专用导频，这例如可以通过使专用导频的数量适用于给定情况（有可能根本不发送专用导频）来实现。
2）选择针对专用导频的预编码器以在与公共导频结合之后使性能最大化。
3）在专用导频和公共导频二者之上执行预编码。该预编码可以是通常应用于公共导频的任何举措，诸如，例如SVD（奇异值分解）或者其实际近似、发射分集（Alamouti、CDD（循环延迟分集）或者简单单位空间复用（SM）预编码。对SVD进行近似的算法的一个示例是QLP算法，其例如在“On the Convergence of Stewart’s QLP Algorithm for Approximating the SVD”，Huckaby D.A.; Chan T.F., Numerical Algorithms, Volume 32, Numbers 2-4, April 2003, pp. 287-316(30)中被描述。其他示例包括稀疏SVD、截头SVD和紧凑SVD。
现在将对图3至图8、图9A和图9B做出参考，它们示出了在其中可以潜在地实现本发明实施方式的网络、网络节点和移动终端的各种示例。
首先参考图3，图3示出了基站控制器（BSC）10，其控制多个小区12内的无线通信，所述小区由相应的基站（BS）14所服务。在某些配置中，每个小区进一步分为多个扇区13或者区域（未示出）。一般而言，每个基站14促进使用OFDM与关联于相应基站14的小区12内的20个移动和/或无线终端16的通信。移动终端16相对于基站14的移动导致了信道条件的显著波动。如图所示，基站14和移动终端16可以包括多个天线以提供针对通信的空间分集。在3某些配置中，中继站15可以辅助基站14与无线终端16之间的通信。无线终端16可以从任何小区12、扇区13、区域（未示出）、基站14或中继15移交到其他小区12、扇区13、区域（未示出）、基站14或中继15。在某些配置中，基站14通过回程网络11与每个网络并与另一网络（诸如核心网络或者因特网，二者均未示出）进行通信。在某些配置中，不需要基站控制器10。
参考图4，其图示了基站14的示例。基站14一般包括控制系统20、基带处理器22、发射电路24、接收电路26、多个天线28以及网络接口30。接收电路26接收由移动终端16（图5中所示）和中继站15（图6中所示）提供的来自一个或多个远程发射器的携载信息的射频信号。低噪声放大器和滤波器（未示出）可以协作以放大及移除来自于信号的宽带干扰以便处理。下变频及数字化电路（未示出）继而将经滤波的所接收的信号下变频成中频信号或者基带频率信号，该中频信号或者基带频率信号继而被数字化成一个或多个数字流。
基带处理器22对经数字化的所接收的信号进行处理，以提取在所接收的信号中传送的信息或数据比特。该处理通常包括解调、解码和纠错操作。因而，通常以一个或多个数字信号处理器（DSP）或者专用集成20电路（ASIC）实现基带处理器22。所接收的信息继而经由网络接口30跨无线网络发送，或者直接地或利用中继15的辅助被传输至由基站14所服务的另一移动终端16。
在发射侧，基带处理器22在控制系统20的控制下从网络接口30接收可表示语音、数据或者控制信息的数字化数据，并对数据进行编码以供传输。经编码的数据被输出到发射电路24，其在此由具有一个或多个期望发射频率的一个或多个载波信号进行调制。功率放大器（未示出）将经调制的载波信号放大到适合于传输的水平，并通过匹配网络（未示出）将经调制的载波信号递送到天线28。在下文中更详细地描述了调制及处理细节。
参考图5，其图示了移动终端16的示例。类似于基站14，移动终端16将包括控制系统32、基带处理器34、发射电路36、接收电路38、多个天线40以及用户接口电路42。接收电路38从一个或多个基站14和中继15接收携载信息的射频信号。低噪声放大器和滤波器（未示出）可以协作以放大及移除来自于信号的宽带干扰以便处理。下变频及数字化电路（未示出）继而将经滤波的所接收的信号下变频成中频信号或者基带频率信号，该中频信号或者基带频率信号继而被数字化成一个或多个数字流。
基带处理器34对经数字化的所接收的信号进行处理，以提取在所接收的信号中传送的信息或数据比特。该处理通常包括解调、解码和纠错操作。因而，通常以一个或多个数字信号处理器（DSP）或者专用集成电路（ASIC）实现基带处理器34。
为了传输，基带处理器34从控制系统32接收可表示语音、视频、数据或控制信息的数字化数据，基带处理器34对该数字化数据进行编码以供20传输。经编码的数据被输出到发射电路36，其在此由调制器用来调制处于一个或多个期望发射频率的一个或多个载波信号。功率放大器（未示出）将经调制的载波信号放大到适合于传输的水平，并通过匹配网络（未示出）将经调制的载波信号递送到天线40。对于本领域技术人员可用的各种调制及处理技术被用于在移动终端与基站之间直接的或者经由中继站的信号传输。
在OFDM调制中，传输频带被分成多个正交载波。根据待传输的数字数据对每个载波进行调制。由于OFDM将传输频带分成多个载波，因此每载波的带宽减小并且每载波的调制时间增加。由于多个载波并行传输，因此在任何给定的载波上针对数字数据或者符号的传输速率比在使用单载波时低。
OFDM调制利用对待传输的信息的快速傅立叶逆变换（IFFT）执行。为了解调，傅立叶变换（FFT）对所接收的信号上的执行恢复所传输的信息。在实践中，IFFT和FFT由分别进行离散傅立叶逆变换（IDFT）和离散傅立叶变换（DFT）的数字信号处理来提供。因此，OFDM的表征特征在于，针对传输信道内的多个频带生成正交载波。经调制的信号是具有相对较低的传输速率的数字信号并且能够停留在它们相应的频带内。单独的载波不由数字信号所直接调制。代替的是，所有的载波通过IFFT处理而被立刻调制。
在操作中，OFDM至少优选地用于从基站14到移动终端16的下行链路传输。每个基站14配备有“n个”发射天线20 28（n>=1），并且每个移动终端16配备有“m个”接收天线40（m>=1）。值得注意的是，相应的天线可以使用适当的双工器或者开关而用于接收及传输，并且仅出于清楚起见而做如此标注。
当使用中继站15时，OFDM优选地用于从基站14到中继15以及从中继15到移动终端16的下行链路传输。
参考图6，其示出了中继站15的示例。类似于基站14和移动终端16，中继站15将包括控制系统132、基带处理器134、发射电路136、接收电路138、多个天线130以及中继电路142。中继电路142使中继14能够辅助在基站16与移动终端16之间的通信。接收电路138从一个或多个基站14和移动终端16接收携载信息的射频信号。低噪声放大器和滤波器（未示出）可以协作以放大及移除来自于信号的宽带干扰以便处理。下变频及数字化电路（未示出）继而将经滤波的所接收的信号下变频成中频信号或者基带频率信号，该中频信号或者基带频率信号继而被数字化成一个或多个数字流。
基带处理器134对经数字化的所接收的信号进行处理，以提取在所接收的信号中传送的信息或数据比特。该处理通常包括解调、解码和纠错操作。一般以一个或多个数字信号处理器（DSP）以及专用集成电路（ASIC）实现基带处理器134。
为了传输，基带处理器134从控制系统132接收可表示语音、视频、数据或控制信息的数字化数据，基带处理器134对该数字化数据进行编码以供传输。经编码的数据被输出到发射电路136，其在此由调制器用来调制处于一个或20个期望发射频率的一个或多个载波信号。功率放大器（未示出）将经调制的载波信号放大到适合于传输的水平，并通过匹配网络（未示出）将经调制的载波信号递送到天线130。如上所述，对于本领域技术人员可用的各种调制及处理技术被用于在移动终端与基站之间直接的或者经由中继站间接的信号传输。
参考图7，将描述逻辑OFDM传输架构。首先，基站控制器10将直接地或者利用中继站15的辅助将待传输至各个移动终端16的数据发送到基站14。基站14可以使用与移动终端相关联的信道质量指示符（CQI）来调度数据以供传输以及选择适当的编码及调制用于传输经调度的数据。CQI可以直接地来自移动终端16或者在基站14处基于由移动终端16所提供的信息来确定。在两种情况之一中，针对每个移动终端16的CQI是信道幅度（或者响应）跨OFDM频带的变化程度的函数。
经调度的数据44是比特流，使用数据加扰逻辑46以降低峰均功率比的方式对其进行加扰。使用循环冗余校验（CRC）添加逻辑48来确定针对加扰数据的CRC并将其附加到加扰数据。接下来，使用信道编码器逻辑50来执行信道编码以有效地向数据添加冗余，从而促进移动终端16处的恢复及纠错。而且，针对特定移动终端16的信道编码基于CQI。在某些实现中，信道编码器逻辑50使用已知的涡轮（Turbo）编码技术。经编码的数据继而由速率匹配逻辑52进行处理以补偿与编码关联的数据扩展。
比特交织器逻辑54对经编码的数据中的比特进行系统性地重新排序以最小化连续数据比特的20丢失。映射逻辑56根据所选择的基带调制将得到的数据比特系统性地映射为相应的符号。优选地，使用正交调幅（QAM）或者正交相移键控（QPSK）调制。调制的程度优选地基于针对特定移动终端的CQI来选择。可以使用符号交织器逻辑58对符号进行系统性地重新排序以进一步加固（bolster）所传输信号对由频率选择性衰落所造成的周期性数据丢失的免疫力。
在这点上，已将多组比特映射为表示在幅度及相位星座中的位置的符号。当期望空间分集时，继而由空时块码（STC）编码器逻辑60对符号块进行处理，该空时块码编码器逻辑60以使得所传输的信号对干扰更有抵抗力并且在移动终端16处更容易被解码的方式对符号进行修改。STC编码器逻辑60将对传入的符号进行处理并且提供与基站14的发射天线28的数量相对应的“n个”输出。如上文中关于图7所描述的控制系统20和/或基带处理器22将提供映射控制信号以对STC编码进行控制。在这点上，假设针对“n个”输出的符号代表待传输的数据并且能够被移动终端16所恢复。
对于本示例，假设基站14具有2个天线28（n=2）并且STC编码器逻辑60提供两个符号输出流。因此，由STC编码器逻辑60输出的每个符号流被发送到对应的IFFT处理器62，为了易于理解而将此单独图示。本领域技术人员将意识到，可以使用一个或多个处理器来单独地或者与本文所述的其他处理相结合地提供这样的数字信号处理。IFFT处理器62将优选地在相应符号上进行操作以提供傅立叶逆变换。IFFT处理器62的输出在时域中提供20个符号。时域符号被分组为帧，其与前缀插入逻辑62的加前缀相关联。每个得到的符号经由对应的数字上变频（DUC）及数模（D/A）转换电路66在数字域中上变频到中频并被转换成模拟信号。得到的（模拟）信号继而经由RF电路68和天线28同时地在期望的RF频率上被调制、放大和传输。值得注意的是，9预期的移动终端16已知的导频信号分散在子载波中。在下文中详细讨论的移动终端16将导频信号用于信道估计。
现在对图8做出参考以图示由移动终端16直接从基站14或者利用中继15的辅助对所传输信号的接收。在所传输的信号到达移动终端16的每个天线40后，相应的信号由对应的RF电路70进行解调和放大。为了简洁和清楚起见，仅详细描述和图示了两个接收路径中的一个。模数（A/D）转换器及下变频电路72对模拟信号进行数字化和下变频以供数字处理。得到的数字化信号可以由自动增益控制电路（AGC）72用来基于所接收的信号水平对RF电路70中的放大器的增益进行控制。
首先，数字化信号被提供给同步逻辑76，该同步逻辑76包括粗同步逻辑78，该粗同步逻辑78缓冲若干个OFDM符号并且计算在两个连续OFDM符号之间的自相关性。得到的与相关性结果中的最大值对应的时间索引确定了精细同步搜索窗口，该精细同步搜索窗口由精细同步逻辑80用来基于报头确定精确组帧起始位置。精细同步逻辑80的输出促进由帧对齐逻辑84进行的帧捕获。恰当的组帧对齐是重要的，使得随后的FFT处理提供从时域到频域的准确转换。精细同步算法是20基于报头所携带的所接收的导频信号与已知的导频数据的本地副本之间的相关性。一旦发生帧对齐捕获，则利用前缀移除逻辑86移除OFDM符号的前缀，并且得到的样本被发送到频率偏移修正逻辑88，该频率偏移修正逻辑88对由发射器和接收器中不匹配的本地振荡器所导致的系统频率偏移进行补偿。优选地，同步逻辑76包括频率偏移及时钟估计逻辑82，其基于报头来帮助估计对所传输信号的此类影响，并将这些估计值提供给修正逻辑88以恰当地处理OFDM符号。
在这点上，时域中的OFDM符号已对使用FFT处理逻辑90向频域的转换做好准备。结果是频域符号，其被发送到处理逻辑92。处理逻辑92使用分散导频提取逻辑94来提取分散的导频信号，使用信道估计逻辑96来基于所提取的导频信号确定信道估计，并且使用信道重构逻辑98来针对所有子载波提供信道响应。为了确定针对每个子载波的信道响应，导频信号本质上是以时间和频率两者中的已知模式分散在遍布于OFDM子载波的数据符号中的多个导频符号。以图8继续，处理逻辑将所接收的导频符号与在某些时间中某些子载波中所期望的导频符号进行比较，以确定针对在其中传输导频符号的子载波的信道响应。对结果进行内插，以估计针对大多数（如果不是所有）其余的未被提供导频符号的子载波的信道响应。实际信道响应和内插信道响应被用于估计总体信道响应，其包括针对OFDM信道中大多数（如果不是所有）子载波的信道响应。
从针对每个接收路径的信道响应导出的频域符号和信道重构信息被提供给STC解码器100，其在这两个接收路径上提供STC解码以恢复所传输的符号。信道20重构信息向STC解码器100提供足以在对相应的频域符号进行处理时移除传输信道的影响的均衡信息。
使用符号解交织器逻辑102将所恢复的符号按顺序放回，该符号解交织器逻辑102对应于发射器的符号交织器逻辑58。继而使用解映射逻辑104将经解交织的符号解调或者解映射到对应的比特流。继而使用比特解交织器逻辑106对比特进行解交织，该比特解交织器逻辑106对应于发射器架构的比特交织器逻辑54。经解交织的比特继而由速率解匹配逻辑108进行处理并被呈送给信道解码器逻辑110以恢复最初被加扰的数据以及CRC校验和。因此，CRC逻辑112移除CRC校验和，以传统方式对加扰数据进行校验，并将其提供给解扰逻辑114用于使用已知的基站解扰码进行解扰来恢复初始传输的数据116。
与对数据116进行恢复并行，CQI或者至少是足以在基站14处创建CQI的信息被确定并被传输到基站14。如上所述，CQI可以是载干比（CR）以及信道响应跨OFDM频带中各个子载波的变化程度的函数。对于该实施方式，将正被用于传输信息的OFDM频带中每个子载波的信道增益相对于彼此进行比较，以确定信道增益跨OFDM频带变化的程度。虽然很多技术可用于测量变化的程度，但是一种技术是针对遍布于正被用于传输数据的OFDM频带的每个子载波来计算信道增益的标准差。
在某些实施方式中，使用SC-FDMA（单载波频分多址）。SC-FDMA是针对3GPP长期演进（LTE）宽带无线第四代（4G）空中接口标准等的上行链路引入的调制及多址接入方案。SC-FDMA可以被视为DFT预编码的OFDMA方案，或者其可以被视为单载波（SC）多址方案。
现在参考图9A和图9B来讨论SC-FDMA的多个方面，图9A和图9B提供了针对单入单出（SISO）通信的传统SC-FDMA发射器150和接收器160的示例。在SISO中，移动台在一个天线上进行发射并且基站和/或中继站在一个天线上进行接收。图9A和图9B图示了可以在针对SC-FDMA信令的发射器和接收器处使用的信号处理步骤/块的一个示例。
图9A中所示的SC-FDMA发射器150包括信号处理路径，该信号处理路径包括DFT 152、子载波映射器154、OFDMA发射电路156、射频（RF）无线电158以及发射天线159。
图9B中所示的SC-FDMA接收器160包括信号处理路径，该信号处理路径包括接收天线169、RF无线电168、OFDMA接收电路166、子载波映射器164以及IDFT 162。
如上所述，针对单入单出（SISO）配置配置了图9A和图9B中所示的示例SC-FDMA发射器150和接收器160。在SISO中，移动终端和网络节点在一个天线上进行发射和接收。然而应当理解，本发明的实施方式并不限于SISO操作。图9A和图9B仅仅被提供作为特定示例来图示可在本发明某些实施方式中利用的配置和操作模式。
在SC-FDMA和OFDMA的总体收发器处理中存在若干相似性。在OFDMA发射电路156和OFDMA接收电路166中图示了OFDMA与SC-FDMA之间的这些共同方面，因为鉴于本说明书，它们对于本领域技术人员而言显而易见。SC-FDMA由于经调制符号的DFT 152预编码以及经解调符号的相应IDFT 162而明显不同于OFDMA。由于该预编码，SC-FDMA子载波不是像OFDMA子载波的情况中那样被独立地调制。作为结果，SCFDMA信令的峰均功率比（PARR）低于OFDMA信令的PARR，这意味着SC-FDMA的发射功率效率通常高于OFDMA信令的发射功率效率。
图3至图8、图9A和图9B提供潜在地可以用以实现本发明实施方式的通信系统及其组件的具体示例。应当理解，可以用具有不同于上述具体示例的架构但以与本文所述的实施方式的实现相一致的方式操作的通信系统来实现本发明的实施方式。
如早前参考等式（1）所指出的，通信链路可以以y = H(x)的形式描述，其中y是接收的信号，x是传输的信号，而H表示信道的效应。
为了示例说明目的，我们将假设链路表示具有N个发射天线、M个接收天线以及被传输的L个层的多入多出（MIMO）环境，使得H可以由M×N矩阵所表示，且y是M×L矢量，并且x是N×L矢量，应理解，此概念可以应用于更一般的环境。
为了示例说明目的，我们将考虑具有N个发射天线的发射器，N个发射天线具有使用预编码矩阵PC传输的C个公共导频。我们可以附加地具有伴随有预编码矩阵PD的D个专用导频。为了保持传输的相同性质（即，不使传输上的功率约束复杂化），可将PD选择成标准正交（orthonormal）的并且与PC正交。对于移动而言可见的信道因此为
Figure DEST_PATH_IMAGE004
（2）
如果例如正在使用SVD对组合的公共导频和专用导频进行预编码，则其对于最大化与所传输的流对应的Heff的奇异值的和而言一般将是优选的。其他传输方案具有类似但略微不同的要求。
要考虑的一种情况是在其中流的数量少于接收天线的数量的情况。如果在发射器处，信道的完善知识可用，即，我们假设发射器知道所接收的矢量（即，理想的H的SVD，我们将其定义为S）将是什么，则可将奇异值的总和写为
Figure DEST_PATH_IMAGE006
（3）
可在PD为标准正交并与PC正交的约束下选择PD的选择以最大化接收器S的
Figure DEST_PATH_IMAGE008
。该问题的解是使PD成为
Figure DEST_PATH_IMAGE010
的最高D个奇异矢量。其中
Figure DEST_PATH_IMAGE012
是使得
Figure DEST_PATH_IMAGE014
为满秩的任何标准正交矢量集合。
在某些实施方式中，对于前述情况PD可在两步过程中确定，该两步过程涉及首先通过确定下式来计算S：
S = H的最高X个奇异矢量（4）
其中X是Heff和PD的数量，并且继而根据下式计算Heff和PD：
Figure DEST_PATH_IMAGE016
（5）
PD = 使专用导频的功率最大化的矢量 = 
Figure DEST_PATH_IMAGE018
的最高D个奇异矢量（6）
要考虑的另一情况是在其中流的数量等于接收天线的数量的情况。如果仅部分信息可用（或者可用于减少来自移动的反馈），则允许容易实现的简单解是假设满秩传输并且令S等于单位矩阵I。在该情况中，可以选择PD来最大化
Figure DEST_PATH_IMAGE020
（7）
这等同于服从正交性约束来最大化专用导频的功率。这意味着PD被选择用于最大化与PC所限定的信号空间正交的信号强度。这例如可以通过在正交于PC的信号空间上执行SVD来计算，即，计算作为跨越其余信号空间的矢量集合的
Figure DEST_PATH_IMAGE022
并继而计算
Figure DEST_PATH_IMAGE024
的SVD并将得到的矢量乘以
Figure DEST_PATH_IMAGE022A
从而转换回发射器空间。由于S在该情况中等于单位矩阵I，因此用以最大化（7）的解是使PD成为
Figure DEST_PATH_IMAGE024A
的最高D个奇异矢量。换言之，在该情况中PD可以根据下式来确定：
PD = 使专用导频的功率最大化的矢量 = 的最高D个奇异矢量（8）
此解可以使用迭代过程或者基于AoD的方法来相对容易地收敛，或者收敛到近似。
确定PD以满足上述准则可以根据单独部署而在发射器处完成，或者在接收器处完成并反馈给发射器。
一旦已经选择了PD，则可以在Heff之上应用基于标准公共导频的过程，诸如预编码、发射分集（Alamouti、CDD）、SM（空间复用）、此三者的组合，等等。这些方案把专用导频当做公共导频。再一次，可以根据部署而在发射器或者接收器处决定这些方案。
PD的选择还可以基于附加的准则，诸如：
· 出于协作MIMO、MU-MIMO（多用户MIMO）等的目的针对其他用户的干扰避免。
· 减轻例如预编码器、接收器、反馈等的量化影响。
· 出于例如MU-MIMO等目的而同时向多个用户进行传输。
在下面的表1和表2中总结了针对以下仿真情景的、在以比特每秒每Hz[bps/Hz]为单位的容量方面的性能仿真结果：针对四种不同导频方案包括8个发射天线以及针对具有两个、四个和八个接收天线的接收器的两个流。进行仿真的四个导频方案包括全公共导频方案、全专用导频方案、具有公共导频和单个专用导频的导频方案以及具有公共导频和可变数量的专用导频的导频方案。具有公共导频和单个专用导频的导频方案使用根据以上等式（8）确定的专用导频，而具有公共导频和可变数量的专用导频的导频方案使用根据以上等式（6）确定的专用导频。应当着重注意的是，出于对表1中所总结的结果的仿真目的，对于包括专用导频的导频方案，假设存在附加未使用的专用导频用于训练，这在仿真的情景中表示开销中假设的7%的增加。一般而言，与附加专用导频相关联的开销增加是特定于实现的细节。
类型 公共 专用 公共+1 公共+可变
对于2个Rx天线、1bps/Hz的SNR -4.5 dB -5.9 dB -6 dB -6.1 dB
对于4个Rx天线、1bps/Hz的SNR -7.6 dB -8.1 dB -8.2 dB -8.3 dB
对于8个Rx天线、1bps/Hz的SNR -10.1 dB -10.3 dB -10.6 dB -10.7 dB
对于2个Rx天线、5bps/Hz的SNR 9 dB 11.7 dB 9.3 dB 9 dB
对于4个Rx天线、1bps/Hz的SNR 4.9 dB 8.2 dB 4.3 dB 4.2 dB
对于8个Rx天线、1bps/Hz的SNR 1.9 dB 5.6 dB 1.4 dB 1.4 dB
表1 – 针对全开销的相关瑞利衰落（Rayleigh fading）环境（0.98相关因子）的仿真性能的总结。
如从表1中所示的仿真结果可以看到，在所仿真的8Tx天线环境中不存在由专用导频可以实现的显著增益量。表2中总结的仿真结果考虑与以上表1相同的情况，但是现在不考虑在表1所总结的仿真结果中被假设用于训练的额外专用导频（基本上将仿真情景中针对所有专用方案的开销减少7%）。
类型 公共 专用 公共+1 公共+可变
对于2个Rx天线、1bps/Hz的SNR -4.6 dB -6.9 dB -6.8 dB -6.9 dB
对于4个Rx天线、1bps/Hz的SNR -7.5 dB -9.2 dB -9.2 dB -9.3 dB
对于8个Rx天线、1bps/Hz的SNR -10.2 dB -11.5 dB -11.6 dB -11.8 dB
对于2个Rx天线、5bps/Hz的SNR 9.4 dB 9.4 dB 7.9 dB 7.7 dB
对于4个Rx天线、1bps/Hz的SNR 4.9 dB 5.9 dB 3.1 dB 3.1 dB
对于8个Rx天线、1bps/Hz的SNR 1.6 dB 3.2 dB 0.2 dB 0.2 dB
表2 – 针对仅导频开销的相关瑞利衰落（Rayleigh fading）环境（0.98相关因子）的仿真性能的总结。
应当注意，利用开销中的小减少（假设7%），增益在低SNR时从1.5 dB达到2.5 dB并且在高SNR时从0.5 dB达到1.5 dB。
应传输的专用导频的数量取决于若干因素，包括：H、PC、噪声水平以及传输模式。理想情况下，应当在开销与获得的性能之间仔细地取得平衡。在实践中，可以基于诸如SNR、秩等之类的值来进行用于选择专用导频数量的次优方法。在某些实施方式中，根据专用导频开销和/或信道条件，低SNR用户将具有0或1个专用导频，而特高SNR用户可能具有若干个专用导频或者一个都没有。
降低复杂性和开销的另一选择是将接收自公共导频的层与接收自专用导频的层分离。以这种方式，某些层将使用仅与公共导频对齐的预编码器进行传输（可能使用已针对那些公共RS（参考信号）设计的码本），而其他层将与专用导频对齐。
这具有若干潜在优势：
· 当多个天线位于多个基站时，由于一个基站可以使用公共导频传输数据的一部分而其他基站使用专用导频传输数据的其他部分，因此数据无需在不同基站之间共享。
· 可以以少许修改来重新使用针对数据的公共导频部分的反馈设计、接收器和码本，这允许实现的容易性。
· 接收器由于导频与数据的对齐而无需计算针对专用导频部分的有效信道。
根据在接收器处可用信息的多少，针对该方案的反馈可以以若干种方式发生。在某些情况中，全信道知识可能在接收器处可用。这例如可以通过明确用于此目的的低密度“测量”导频的传输来实现。接收器可以反馈最佳发射矢量/矩阵的量化版本。由于选择了许多不同矢量/矩阵（称为码字）的码本，因此这通常被称为基于码本的反馈。接收器继而选择该码本内允许最佳性能的码字。当然可以应用利用时间/频率/空间相关的常用压缩技术。在某些情况中，码本被设计成使得某些预编码矢量仅在公共天线端口上为非零，这意味着那些预编码矢量仅包括公共导频。以这种方式，无需传输专用导频以对那些流进行接收。在选择将哪个码字反馈给发射器时，在接收器处可以考虑该开销的节省。
某些实施方式使用两个单独的码本，一个用于公共导频并且一个用于不具有公共导频的端口。针对公共导频和非公共导频二者的码字将与要在每个空间中传输的流的数量一同被反馈。注意，在某些实施方式中，流的分割可以以较低速率反馈或者基于秩而固定。发射器继而可以使用专用导频来遵循所提议的传输，以提供针对非公共导频空间的经更新的解调导频。可选地，发射器（其例如可以是LTE或LTE-A系统中的eNodeB）可以使用专用导频来传输基于公共导频空间（可能与空间相结合）反馈的数据。这特别适用于在其中仅有一个流可用的秩1传输。
在某些情况下，在保持PD与PC的正交性并组合导频之后的信号时其可能是不值得的。这可能是例如利用有限码本的单流SVD传输中的情况。在该情况下，对于仅使用专用导频而言其可能是优选的。
在没有公共导频的情况下，可以利用两种方法来实现大量的发射天线的全部潜力；即，1）采用时分双工信道的互逆性质来收敛到最优SVD解，以及2）在专用导频上进行迭代，以收敛至最优解。
对于第二方法，初始基本解是传输除了旨在用于解调的那些导频以外的专用导频，以帮助操纵传输的信号朝向SVD解。接收器（其可以是移动终端）基于这些专用导频来反馈信息，该信息继而用于以迭代方式选择下一专用导频。针对该初始方法的基本算法的示例如下：
1）支持N个流发送至少N+1个导频。
2）接收器在那N+1个导频上反馈其优选预的编码矢量。
3）使用所反馈的矢量来创建N个新的预编码导频。
4）找到与当前导频以及最近的先前传输的导频正交的新导频。
5）重复。
在接收器侧，针对该初始基本方法，接收器：
a）在有效接收信道上执行SVD（即，U*D*V’ = P*H）；以及
b）反馈U、UFB的第一N个列。
在发射器侧，针对该初始基本方法，发射器：
a）生成新的预编码矩阵P = UFBPold；以及
b）生成与P和最近的NTX-(N+1)个“额外”矢量正交的新的“额外”矢量，其中NTX是发射天线的数量。
现在将针对包括用于一个流的四个发射天线和一个接收天线的情景描述一个简单示例情景，其演示了该初始基本方法的操作。信道H对于发射器和接收器二者都是未知的。在第一步骤中，发射器发送两个正交导频P1 = [1 1 1 1]/2、P2 = [1 -1 1 -1]/2。在第二步骤中，接收器接收矢量[4 -3]并且反馈MRC（最大比合并）组合[4/5 – 3/5]。在第三步骤中，发射器使用反馈的信号来创建新的矢量P3 = 4/5p1 – 3/5p2 = [1 -7 1 -7]/10并且选择与p3、p1和p2正交的新的矢量p4 = [1 1 -1 -1]/2。发射器继而返回到步骤2并且发射p3和p4。
该方案的缺点在于，其具有M×M单位矩阵的非常大的开销。为了减少该开销，考虑第一方案的第二修改版本，在其中替代地着眼于“空（null）”空间而不是考虑信号空间。这是其中由发射器传输功率但并不用于信号接收的空间。这些映射到SVD分解中未使用的本征矢量。
在该第二方案中，传输除了旨在用于解调的那些导频以外的专用导频，以帮助操纵信号朝向SVD解。接收器反馈发射器应当避免在哪里传输数据，而不是反馈发射器应当在哪里传输数据。针对该第二“空”空间方法的基本算法的示例如下：
1）支持N个流发送至少N+1个导频。
2）接收器在那N+1个导频上反馈其最不优选的预编码矢量。
3）产生与反馈的矢量正交的新矢量，其将矢量的数量减少一。
4）找到与当前导频以及最近的先前传输的“坏”导频正交的新导频。
5）重复。
在接收器侧，针对该第二方法，接收器：
a）在有效接收信道上执行SVD（即，U*D*V’ = P*H）；以及
b）反馈与最小本征矢量对应的U的最后列。该列被标记为Ubad。
在发射器侧，针对该第二方法，发射器：
a）确定坏的预编码矢量Pbad=UbadPold；
b）使P与Pbad正交，其将秩减1；
c）找到与P、Pbad和来自先前传输的至多NTX-(N+1)个存储的Pbad的存储的集合正交的新矢量；
d）向集合S添加Pbad；以及
e）如果︱S︱> NTX-(N+1)，则发射器移除S的元素，其具有对应于“额外”矢量的Ubad的最小量值。
假设四个或八个发射天线（NTX=4或8）以及一个到八个之间的接收天线（NRX=1到8），在针对ML（最大似然性）接收器和ZF（迫零）接收器二者的非相关信道上该第二方法的仿真结果已显示出，该第二方法在使用更少的反馈开销的同时如初始基本方法一样快地收敛或者比初始基本方法更快地收敛。然而，由于反馈仅告知发射器不应在哪里传输信号，所有信号空间的各个本征模随机地混合在一起。因此，仿真结果指示，对于该第二方法，ZF接收器的性能在其捕获所传输信号功率的能力方面不如ML接收的性能，因为ML接收器能够捕获更多的传输信号。因为这个原因，ML接收器对于结合该第二方法使用而言可能是优选的。
为了处理与第二方法关联的前述问题，考虑第三方法，其中接收器仍然反馈单个矢量；然而，在该第三方法中，接收器自适应地选择以传输与传输流之一相对应的矢量或者“空”空间。实际上，该第三方法是“混合”方案，其结合了第一方法和第二方法。在该第三“混合”方案中，发射器传输除旨在用于解调的那些导频以外的专用导频，以帮助操纵信号朝向SVD解。接收器自适应地传输与流中之一有关的矢量，或者反馈发射器应当避免在哪里传输数据。针对该第二“空”空间方法的基本算法的示例如下：
1）支持N个流发送至少N+1个导频。
2）接收器反馈其与流中之一有关的矢量或者最差“空”空间。层的该选择取决于可在哪里实现最多增益。
3）发射器基于接收器提供哪种类型的反馈（即，与流中之一或者最差“空”空间有关）而使用以上两种方案中之一，来使用来自接收器的反馈以更新下一导频集合。
4）重复。
在接收器侧，针对该第三“混合”方法，接收器：
a）在有效接收信道上执行SVD（即，U*D*V’ = P*H）；以及
b）反馈最大化第一N个导频的(1 - abs(diag(U)^2)*W（其中W=D(i,i)）以及最后“空”导频的mean(W(1:N)-W(N+1))，以及反馈其正在反馈U的哪个列。
在发射器侧，针对该第三“混合”方法，发射器：
a）确定更新预编码矢量Pupdate=UbadPold；
b）使P与Pupdate正交，并且替换适当的层
- P = P – (P*Pupdate’)* Pupdate        （9）
- P(layer,:) = Pupdate；       （10）
c）计算Pbad = P(end,:)；
d）找到与P和来自先前传输的至多NTX-(N+1)个存储的Pbad的存储的集合正交的新矢量；
d）向集合S添加Pbad；以及
e）如果︱S︱> NTX-(N+2)，则发射器移除S的元素，其具有对应于“额外”矢量的Ubad的最小量值。
假设四个或八个发射天线（NTX=4或8）以及一个到八个之间的接收天线（NRX=1到8），在针对ML（最大似然性）接收器和ZF（迫零）接收器二者的非相关信道上该第三“混合”方法的仿真结果已显示，该第三“混合”方法快速收敛，并且对于ML接收器和ZF接收器二者皆有效。
在某些情况下，设计针对三个上述方案的码本可以具有两个目标：1）使码本跨越矢量空间以确保快速斜升时间；以及2）在主流的量值接近于一的收敛点附近具有精细粒度。使用上述三个方案，码本的粒度限制了方案的最终收敛值。对于均匀间隔的码本（其可能不表示最优间隔的码本），仿真已显示对于第一简单方法，六比特的反馈允许接收器最终捕获90%以上的功率。
在某些情况下，可将主束加权3dB，即，主流码本的量值相对于其他码本加倍。在这种情况下，码本可以根据从接收器反馈的是哪个层而改变，使得适当的层被缩放。
在某些情况下，码本可以基于最近已有多少单位矢量/矩阵或者近似单位矢量/矩阵被反馈（例如，有多少[1 0]’已从具有两个接收天线的接收器反馈）而改变。在一个特定示例中，每当四个反馈接近于单位反馈（例如，小于该方向上最大矢量的量值的一半）时，将主束的权重增加3dB。针对该方法的仿真结果指示出，渐近性能不同于上述3dB加权方法的渐近性能，但是初始斜升性能保持相同。要考虑的另一问题是码本中[1 0]的使用。当存储每个“空”空间矢量的相对重要性时，可以存储1可能表示的最小值，即，Max(codebook(1,:))，而不是存储1。
对于包括两个或更多个流的配置，已通过仿真观察到，就初始斜升之后由接收器捕获的总功率的百分比相对于时间而言，达到性能的渐近水平通常需要更高数量的反馈的比特。这部分地归因于相位方向上的粒度，即，如果两个矢量由于码本的粒度而无法与正确的相位结合，则反馈陷于“困境（stuck）”。
当公共导频如先前所讨论那样与专用导频混合时，可以保持专用导频与公共导频正交，并且可以在公共/专用导频之后传输附加的预编码矢量。在某些情况下，性能将受限于该预编码器的粒度。
出于示例说明目的，现在将参考图10描述本发明的实施方式的一个示例，其例如可以实现在诸如LTE-A（先进长期演进-先进）通信系统之类的先进无线通信系统之中。在该示例实施方式中，来自3GPP（第三代合作伙伴计划）发布8（可于因特网上在http://www.3gpp.org/Release-8处获得，并且通过引用其全文将其并入于此）的CRS（公共参考信号）和附加的UE特定DRS（专用参考信号）二者在传输多个流时同时被使用。在示例实施方式中，某些流只使用发布8 CRS（可能还有发布8 码本）进行传输，而其他的流则与附加的DRS对齐。这允许有效地使用CRS开销，同时潜在地最小化由于附加DRS增加的开销。
在该实施方式中，已假设具有4个或者8个接收天线的8发射天线系统。考虑2个用于传输的不同方案：
1）DRS连同数据流一起被预编码。
· 基于使用4、6或8比特码本的码本反馈或者使用无限反馈SVD预编码器的码本来选择预编码器。
2）DRS连同某些数据流一起被预编码，其他数据流使用发布8 方法（CRS和码本）进行传输。
· 基于8比特码本反馈来选择预编码器，该8比特码本通过将两个发布8 码本连结在一起而被建立。实际上，这意味着基于前4个CRS反馈发布8 码本，并且在发射天线5-8上反馈第二个发布8 码本。任何使用第二PMI传输的层都伴随着DRS。假设在CRS与DRS之间的层的分割基于信道的秩而固定。这确保了反馈率对于这两个方案都相同。
在本节中，我们提供对上述两个方案的一些链路级分析。对于仅DRS的方案，我们考虑反馈的4种不同的粒度，4比特、6比特、8比特码本以及无限SVD码本。假设将反馈理想地选择为具有3ms延迟。
我们使用有效吞吐量（Goodput）作为我们的度量。有效吞吐量是应用级吞吐量，即，由网络从某个源地址向某个目的地转发的每单位时间有用比特的数量，排除协议开销，并且排除重新传输的数据分组。首先，生成使用到针对不同信道的系统映射的链路的BLER（误块率）。计算不同方案的开销，并且使用以下方程生成有效吞吐量：
有效吞吐量 = CMCS*(1-BLER) * (1 - %CP) * (1 – 未使用%BW) * (1 – %控制 - %CRS – LDRS*%DRS) = CMCS*(1-BLER) * 0.84*(0.71 – LDRS/28)         （11）
其中LDRS是存在的DRS层的数量，并且CMCS是所使用的MCS的容量（即，Log2(QAM)*速率）。这些有效吞吐量继而在大量独立生成的信道上取平均。
在对上述实施方式的性能进行仿真时所进行的仿真假设在以下的表3中总结。
Figure DEST_PATH_IMAGE026
表3。
图10是针对包括本发明上述实施方式在内的各种预编码方案的信噪比对比容量的仿真结果的绘图。该绘图包括针对3GPP发布8 CRS和码本244、4比特8Tx码本248、6比特8Tx码本250、8比特8Tx码本246、根据本发明上述实施方式的混合CRS/DRS码本240以及理想SVD反馈242的关于SNR的容量方面的性能曲线。
混合模式方案（混合的CRS/DRS码本240）的性能在所有SNR上胜过所有其他基于码本的设计，并且对于大于7dB的SNR而言甚至胜过理想SVD反馈。这是由于实现高层传输所需的开销大大降低，以及大的有效码本大小（4+4=8比特码本）。在以下的表4中我们可以看到8比特码本设计246与混合模式性能240之间的相对性能。我们看到，在可比的复杂性情况下，可以实现5-30%的增益。
SNR -5dB 5dB 15dB 25dB
性能改进 5.13% 16.7% 24.2% 30.6%
表4。
注意，由于CRS的相对较高的密度，以及从相邻RB（资源块）进行内插的能力，当考虑真实信道估计时，混合模式性能甚至可以比以上观察到的相对更好地执行。
在该实施方式中，已考虑了在其中结合DRS使用CRS的互补CRS方案的性能。已经发现，由于显著降低的开销，组合方案的性能显著优于仅使用DRS。由于这个原因，我们向下这样的方案可以有利地用于在先进无线通信系统（比如LTE-A通信系统）中的传输。
在R1-091390“Complementary CRS Design” 3GPP TSG-RAN WG1 #56, Seoul, Korea, 2009年3月23日-27日中描述了上述示例实施方式，通过引用全文将其并入于此。
现在将参考图11中示出的流程图来描述根据本发明实施方式的、使用混合导频集合在通信链路上从发射器进行传输的方法的示例。
该方法开始于块300，其中顾及通信链路的性能来选择专用导频的数量D，其中D≥0。通信链路例如可以是基站（诸如LTE或者LTE-A无线通信系统中的EnodeB）与无线终端之间之间的MIMO信道。在某些实施方式中，可以基于潜在最大化通信链路的吞吐量来进行该选择。
在块302中，基于某些准则来选择第一预编码器用于对D个专用导频进行预编码。该准则例如可以是专用导频在预期接收器处的接收功率。在某些实施方式中，第一预编码器的选择可以是迭代过程，其例如包括接收来自接收器的反馈以及基于该反馈来适配第一预编码。
在块304中，利用第一预编码器对D个专用导频执行第一预编码，以产生经预编码的专用导频集合。
在块306中，将经预编码的专用导频集合与公共导频集合相组合，并且对经预编码的专用导频集合和公共导频集合执行第二预编码以产生混合导频集合。在某些情况中，该第二预编码涉及利用单位矩阵对经预编码的专用导频进行预编码以便进行空间复用，并且利用码本对公共导频进行预编码。
在块308中，利用混合导频集合在通信链路上从发射器传输数据。
在某些实施方式中，如图11中的310所指示，该方法返回到块300并且该方法可以再次开始。根据对发射器与接收器之间信道特性的改变，可以修改数量和/或第一预编码矩阵以适合于该改变。
前文描述包括许多详细和具体的实施方式，仅通过示例的方式提供这些实施方式，并且这些实施方式不应被解释成对本发明的范围加以限制。本领域技术人员可以对特定实施方式实现改变、修改和变型而不偏离本发明的范围，本发明的范围仅由所附的权利要求书限定。

Claims (41)

1.一种在通信链路上从发射器进行传输的方法，该方法包括：
顾及所述通信链路的性能来选择专用导频的数量D，D≥0；
基于某些准则来选择第一预编码器，用于对D个专用导频进行预编码；
利用所述第一预编码器执行所述D个专用导频的第一预编码以产生经预编码的专用导频集合；
执行所述经预编码的专用导频集合和公共导频集合的第二预编码以产生混合导频集合；以及
利用所述混合导频集合在所述通信链路上从所述发射器传输数据。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述发射器包括多个发射天线，并且从所述发射器传输数据包括经由所述多个发射天线利用所述混合导频集合在所述通信链路上从所述发射器传输所述数据。
3.根据权利要求2所述的方法，其中执行所述第二预编码以产生所述混合导频集合包括基于SVD（奇异值分解）的预编码或者其近似。
4.根据权利要求2所述的方法，其中执行所述第二预编码以产生所述混合导频集合包括执行基于发射分集的预编码。
5.根据权利要求4所述的方法，其中执行所述基于发射分集的预编码包括执行基于SFBC（空频块码）的预编码和基于CDD（循环延迟分集）的预编码中的任一个。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其中顾及所述通信链路的性能来选择所述专用导频的数量D包括将关联于所述公共导频和专用导频的信令开销考虑在内，顾及所述通信链路的吞吐量来选择选择所述专用导频的数量D。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的方法，其中基于某些准则来选择用于对所述D个专用导频进行预编码的所述第一预编码器包括服从所述第一预编码器与用于对所述公共导频集合进行预编码的第二预编码器保持正交的约束来选择所述第一预编码器以最大化所述D个专用导频的接收功率。
8.根据权利要求7所述的方法，还包括，接收与所述D个专用导频的所述第一预编码有关的反馈。
9.根据权利要求8所述的方法，其中基于某种准则来选择用于对所述D个专用导频进行预编码的所述第一预编码器是基于所述反馈的迭代过程。
10.根据权利要求7至9中任一项所述的方法，其中选择所述第一预编码器还包括选择所述第一预编码器以减轻由利用所述混合导频集合传输所述数据所造成的干扰。
11.根据权利要求2所述的方法，其中执行所述第二预编码以产生所述混合导频集合包括：
在所述第一预编码之后利用单位矩阵对所述经预编码的专用导频集合进行预编码，使得所述混合导频集合包含与传输的数据对齐的专用导频；以及
利用码本对所述公共导频集合进行预编码，使得所述混合导频集合包括经预编码的公共导频。
12.根据权利要求11所述的方法，其中经由所述多个发射天线利用所述混合导频集合在所述通信链路上传输数据包括：
在所述多个发射天线的第一发射天线集合上传输混合的导频集合的所述专用导频；以及
在所述多个发射天线的第二发射天线集合上传输所述混合的导频集合的所述经预编码的公共导频。
13.根据权利要求12所述的方法，其中所述发射器包括多个发射器，并且所述第一发射天线集合位于所述多个发射器中的第一个发射器处，并且所述第二发射天线集合位于所述多个发射器中的第二个发射器处。
14.根据权利要求13所述的方法，其中利用所述混合导频集合传输所述数据包括从所述多个发射器中的至少第一发射器和第二发射器协同地传输所述数据。
15.一种无线通信系统，包括：
多个无线终端；以及
基站，其具有多个发射天线，并且被配置为在相应通信链路上向所述多个无线终端传输数据，其中针对每个通信链路，所述基站被配置为：
顾及所述通信链路的性能来选择专用导频的数量D，D≥0；
基于某些准则来选择第一预编码器，用于对D个专用导频进行预编码；
利用所述第一预编码器执行所述D个专用导频的第一预编码以产生经预编码的专用导频集合；
执行所述经预编码的专用导频集合和公共导频集合的第二预编码以产生混合导频集合；以及
经由所述多个发射天线利用所述混合导频集合在所述通信链路上从所述发射器向相应的无线终端传输数据。
16.根据权利要求15所述的系统，其中所述基站被配置为通过执行基于SVD（奇异值分解）的预编码或者其近似来执行所述第二预编码以产生所述混合导频集合。
17.根据权利要求15所述的系统，其中所述基站被配置为通过执行基于发射分集的预编码来执行所述第二预编码以产生所述混合导频集合。
18.根据权利要求17所述的系统，其中所述基站被配置为通过执行基于SFBC（空频块码）的预编码和基于CDD（循环延迟分集）的预编码中的任一个来执行所述基于发射分集的预编码。
19.根据权利要求15至18中任一项所述的系统，其中所述基站被配置为将关联于所述公共导频和专用导频的信令开销考虑在内、顾及所述通信链路的吞吐量来选择所述专用导频的数量D。
20.根据权利要求15至19中任一项所述的系统，其中所述基站被配置为服从所述第一预编码器与用于对所述公共导频集合进行预编码的第二预编码器保持正交的约束来选择所述第一预编码器以最大化所述D个专用导频在所述相应的无线终端处的接收功率。
21.根据权利要求20所述的系统，其中所述多个无线终端中的一个或多个无线终端被配置为向所述基站提供与所述D个专用导频的所述第一预编码有关的反馈。
22.根据权利要求21所述的系统，其中所述基站被配置为使用基于所述反馈的迭代过程来选择用于对所述D个专用导频进行预编码的所述第一预编码器。
23.根据权利要求20至22中任一项所述的系统，其中所述基站被配置为顾及减轻由所述基站所产生的干扰来选择所述第一预编码器。
24.根据权利要求15所述的系统，其中所述基站还被配置为：
在所述第一预编码之后利用单位矩阵对所述经预编码的专用导频集合进行预编码，使得所述混合导频集合包含与传输的数据对齐的专用导频；以及
利用码本对所述公共导频集合进行预编码，使得所述混合导频集合包括经预编码的公共导频。
25.根据权利要求24所述的系统，其中所述基站还被配置为：
在所述多个发射天线的第一发射天线集合上传输混合的导频集合的所述专用导频；以及
在所述多个发射天线的第二发射天线集合上传输所述混合的导频集合的所述经预编码的公共导频。
26.根据权利要求25所述的系统，其中所述基站包括多个基站，并且所述第一发射天线集合位于所述多个基站中的第一个基站处，并且所述第二发射天线集合位于所述多个基站中的第二个基站处。
27.根据权利要求26所述的系统，其中所述多个基站中的至少所述第一基站和第二基站被配置为利用所述混合导频集合来协同地传输所述数据。
28.一种被配置为在通信链路上传输数据的基站，该基站包括：
多个发射天线；
预编码器，其被配置为：
顾及所述通信链路的性能来选择专用导频的数量D，D≥0；
基于某些准则来选择第一预编码器，用于对D个专用导频进行预编码；
利用所述第一预编码器执行所述D个专用导频的第一预编码以产生经预编码的专用导频集合；以及
执行所述经预编码的专用导频集合和公共导频集合的第二预编码以产生混合导频集合；以及
无线电发射器，被配置为经由所述多个发射天线利用所述混合导频集合在所述通信链路传输数据。
29.根据权利要求28所述的基站，其中所述预编码器被配置为通过执行基于SVD（奇异值分解）的预编码或者其近似来执行所述第二预编码以产生所述混合导频集合。
30.根据权利要求28所述的基站，其中所述预编码器被配置为通过执行基于发射分集的预编码来执行所述第二预编码以产生所述混合导频集合。
31.根据权利要求30所述的基站，其中所述预编码器被配置为通过执行基于SFBC（空频块码）的预编码和基于CDD（循环延迟分集）的预编码中的任一个来执行所述基于发射分集的预编码。
32.根据权利要求28至31中任一项所述的基站，其中所述预编码器被配置为将关联于所述公共导频和专用导频的信令开销考虑在内、顾及所述通信链路的吞吐量来选择所述专用导频的数量D。
33.根据权利要求28至32中任一项所述的基站，其中所述预编码器被配置为服从所述第一预编码器与用于对所述公共导频集合进行预编码的第二预编码器保持正交的约束来选择所述第一预编码器以最大化所述D个专用导频在相应的无线终端处的接收功率。
34.根据权利要求33所述的基站，其中所述基站还包括无线接收器，所述无线接收器被配置为接收与所述D个专用导频的所述第一预编码有关的反馈。
35.根据权利要求34所述的基站，其中所述预编码器被配置为使用基于所述反馈的迭代过程来选择用于对所述D个专用导频进行预编码的所述第一预编码器。
36.根据权利要求33至35中任一项所述的基站，其中所述预编码器被配置为顾及减轻由所述基站所产生的干扰来选择所述第一预编码器。
37.根据权利要求28所述的基站，其中所述预编码器还被配置为：
在所述第一预编码之后利用单位矩阵对所述经预编码的专用导频集合进行预编码，使得所述混合导频集合包含与传输的数据对齐的专用导频；以及
利用码本对所述公共导频集合进行预编码，使得所述混合导频集合包括经预编码的公共导频。
38.根据权利要求37所述的基站，其中所述无线发射器还被配置为：
在所述多个发射天线的第一发射天线集合上传输混合的导频集合的所述专用导频；以及
在所述多个发射天线的第二发射天线集合上传输所述混合的导频集合的所述经预编码的公共导频。
39.根据权利要求38所述的基站，其中所述基站包括多个传输站点，并且所述第一发射天线集合位于所述多个传输站点中的第一个传输站点处，并且所述第二发射天线集合位于所述多个传输站点中的第二个传输站点处。
40.根据权利要求38所述的基站，其中所述无线发射器被配置为与至少一个其他无线发射器利用所述混合导频集合来协同地传输所述数据。
41.一种无线终端，其包括无线收发器，所述无线收发器被配置为接收包含数据以及根据权利要求1至14中任一项所述的方法生成的混合导频集合的传输。
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