BRPI1012727B1 - método de transmissão a partir de um transmissor em um enlace de comunicação e estação base - Google Patents

Abstract

TRANSMISSÃO UTILIZANDO PILOTOS DEDICADOS DE COMUNS. Um método,sistema estação base e terminal sem fio são fornecidos para transmissão de um conjunto de pilotos mistos que inclui pilotos comuns e dedicados. O método inclui selecionar um número de pilotos dedicados D levando em conta o desempenho do enlace de comunicação, D2 0, a seleção de um primeiro'pré- codificação para pré - codificação de pilotos dedicados D com base em alguns critèrios,a realização de uma primeira pré- codificação dos pilotos dedicados D com o primeiro pré- codificado para produzir um conjunto de pilotos dedicados'pré - codificados , a realização de uma segunda pré- codificação e um conjunto de pilotos mistos, e transmitir dados do transmissor no enlace de comunicação com o conjunto de pilotos mistos.

Description

Referência Cruzada a Pedidos Relacionados

Este pedido reivindica o benefício dos Pedidos Provisórios prévios U.S. N° 61/160,452, depositado em 16 de março de 2009 e 61/244,185, depositado em 21 de setembro de 2009, os quais são incorporados desse modo como referência em sua totalidade.

Campo da Invenção

A presente invenção refere-se a técnicas de comunicação sem fio em geral e a técnicas de transmissão usando pilotos comuns e dedicados, em particular.

Antecedentes da Invenção

Um enlace de comunicação pode ser descrito na forma de y = H(x) (1) onde y é o sinal recebido, x é o sinal transmitido e H representa os efeitos do canal. Em geral, y, H e x são multidimensionais com diferentes dimensões representando tempo, frequência, antena de recepção, etc., e H(x) representa uma função geral de x. Por simplicidade, pode ser assumido que H pode ser representada por uma matriz MxN, com y sendo um vetor MxL e x sendo um vetor NxL, apreciando que este conceito pode ser aplicado a ambientes mais gerais. Para fins ilustrativos, nós devemos assumir que o enlace representa um ambiente de entrada múltipla e de saída múltipla (MIMO) com N antenas de transmissão, M antenas de recepção e L camadas sendo transmitidas.

De modo que o receptor demodule de forma coerente os dados transmitidos, um conhecimento do canal H é necessário. Um método para a obtenção deste conhecimento é através da transmissão de símbolos pilotos. Estes pilotos podem ser comuns, em que todos / muitos terminais móveis podem vê-los e determinar o canal, ou dedicados, em que o conhecimento de canal está disponível apenas para um grupo selecionado de terminais móveis. Em muitos sistemas sem fio convencionais utilizando o esquema de piloto comum, o número de pilotos comuns equivale ao número de antenas de transmissão, enquanto em muitos sistemas sem fio convencionais utilizando o esquema de piloto dedicado, o número de pilotos dedicados equivale ao número de camadas de transmissão de dados.

Em alguns casos, o sinal transmitido x inclui uma versão pré-codifiçada de um símbolo de dados s, pré- codificado com uma matriz de pré-codificação F escolhida a partir do grupo de matrizes pré-definidas que é comumente denominado um livro de código {F} . Em alguns casos, um receptor, por exemplo, um terminal móvel, conta a um transmissor, por exemplo, uma estação base, qual matriz de pré-codificação usar. Para interfaces de ar de FDD (duplexação com divisão de frequência), a informação identificando uma matriz de pré-codificação pode ser retornada através de abordagens de avaliação de qualidade de canal ou abordagens de índice de livro de código. A TDD (sistemas com divisão de tempo) também pode usar a abordagem baseada em livro de código. Um exemplo detalhado de uma abordagem para a pré-codificação para uma transmissão de MIMO é descrita em J. Love, et al., "Limited Feedback Unitary Pre-coding for Spatial Multiplexing Systems", IEEE Trans. Inf. Theory, vol. 51, N° 8, pp. 2967- 2976, agosto de 2005.

O retorno de índice de livro de código envolve o receptor sinalizar para o transmissor um índice de qual matriz de pré-codificação usar (um assim denominado índice de livro de código) . Há uma pluralidade de índices que correspondem, cada um, a uma respectiva matriz de pré- codificação. Um problema, contudo, é que as abordagens de retorno de índice de livro de código usam uma grande quantidade de recursos de rádio de enlace ascendente.

Um exemplo de abordagem de piloto comum é mostrado na figura 1 para um caso de duas antenas de transmissão. Na figura 1 (e na figura 2 discutida abaixo) , o eixo horizontal 210 é a frequência (subportadoras de OFDM (multiplexação com divisão de frequência ortogonal)) e o eixo vertical 212 é o tempo (símbolos de OFDM) . Cada círculo pequeno representa uma transmissão em uma subportadora em particular por uma duração de símbolo de OFDM em particular. Nas localizações 214, os pilotos são transmitidos por uma primeira antena de transmissão Tx-1, e, nas localizações 216, os pilotos são transmitidos por uma segunda antena de transmissão Tx-2. As localizações remanescentes estão disponíveis para transmissão de dados por ambas as antenas. No exemplo ilustrado, os dados incluem dados pré-codifiçados 218 para um primeiro UE (UE- 1) , o qual pode ser, por exemplo, um terminal móvel, e dados pré-codifiçados 220 para um segundo UE (UE-2), o qual também pode ser um terminal móvel. Tipicamente, a pré- codificação aplicada aos dados pré-codifiçados 218 será diferente daquela aplicada aos dados pré-codifiçados 220. Com a abordagem de piloto comum, os mesmos pilotos são usados para ambos os UEs e não são pré-codifiçados.

Um exemplo da abordagem de piloto dedicada em um esquema de sinalização de OFDM é mostrado na figura 2 para um caso de duas antenas de transmissão. Nas localizações 222, 224, os pilotos dedicados específicos para o primeiro UE são transmitidos por uma primeira antena de transmissão Tx-1 e uma segunda antena Tx-2, respectivamente. Nas localizações 226, 228, pilotos dedicados específicos para um segundo UE são transmitidos por uma primeira antena de transmissão Tx-1 e uma segunda antena de transmissão Tx-2, respectivamente. As localizações remanescentes estão disponíveis para uma transmissão de dados por ambas as antenas. No exemplo ilustrado, os dados incluem os dados pré-codifiçados 230 para um primeiro UE (UE-1) e os dados pré-codifiçados 232 para um segundo UE (UE-2). Tipicamente, a pré-codificação aplicada aos dados pré-codifiçados 230 será diferente daquela aplicada aos dados pré-codifiçados 232. Com a abordagem de piloto dedicado, diferentes pilotos são usados para cada UE no sentido de que eles são pré- codificados usando-se a mesma matriz de pré-codificação que aquela usada para os dados para cada usuário.

Em geral, uma vez que o piloto e os dados passam através do mesmo canal, um esquema de piloto dedicado é mais resiliente a um erro de retorno de índice de livro de código do que esquemas baseados em piloto comum.

Ambos os esquemas de piloto têm suas próprias partes fortes e fraquezas. O tempo de processamento de pilotos comuns cresce linearmente com o número de antenas de transmissão, enquanto a performance apenas aumenta proporcionalmente ao logaritmo do número de antenas de transmissão. Contudo, o tempo de processamento para cada piloto comum é muito mais baixo, se comparado com o tempo de processamento associado a um piloto dedicado, já que um piloto comum pode ser compartilhado entre muitos usuários. Os pilotos dedicados têm tempo de processamento significativamente mais alto por camada; contudo, o tempo de processamento aumenta linearmente com o número de camadas, o que é a mesma taxa que o aumento na performance.

Além disso, alguns pilotos comuns, devido a sua disponibilidade constante para a maioria / todos os terminais móveis, podem ser utilizados para medição / retorno, embora o tempo de processamento para pilotos comuns deve ser gasto por todos os usuários, mesmo se eles não receberem nenhum benefício deles.

Em um esquema baseado em piloto dedicado, os pilotos podem ser pré-codifiçados e, daí, têm as mesmas matrizes de canal que dados. Um problema, contudo, é que, uma vez que cada UE (terminal móvel) tentando se comunicar com uma estação transceptora base (BTS) não sabe que matriz de pré- codificação está sendo usada por outros UEs, o UE tipicamente é incapaz de monitorar o canal. Mais especif icamente_, eles não sabem qual matriz de pré- codificação está sendo usada, não sabem a pontuação do canal atual, não podem estimar uma relação de sinal para ruído com interferência (SINR) baseado em por camada, e são incapazes de fazerem uma programação dependente de canal, para denominar uns poucos exemplos.

Sumário

De acordo com um aspecto amplo da presente invenção, é provido um método de transmissão a partir de um transmissor em um enlace de comunicação, o método compreendendo: a seleção de um número D de pilotos dedicados com respeito à performance do enlace de comunicação, D > 0; a seleção de um primeiro pré-codificador para a pré-codificação de D pilotos dedicados com base em alguns critérios; a execução de uma primeira pré-codificação dos D pilotos dedicados com o primeiro pré-codificação para a produção de um conjunto de pilotos dedicados pré-codifiçados; a execução de uma segunda pré-codificação do conjunto de pilotos dedicados pré-codifiçados e um conjunto de pilotos comuns para a produção de um conjunto de pilotos mistos; e a transmissão de dados a partir do transmissor no enlace de comunicação com um conjunto de pilotos mistos.

Em algumas modalidades, o transmissor inclui uma pluralidade de antenas de transmissão e transmitir dados a partir do transmissor compreende a transmissão dos dados a partir do transmissor no enlace de comunicação com o conjunto de pilotos mistos através da pluralidade de antenas de transmissão.

Em algumas modalidades, a execução da segunda pré- codificação para a produção do conjunto de pilotos mistos compreende uma pré-codificação com base em SVD (decomposição de valor singular), ou uma aproximação disso.

Em algumas modalidades, a execução da segunda pré- codificação para a produção do conjunto de pilotos mistos compreende a execução de uma pré-codificação baseada em diversidade de transmissão.

Em algumas modalidades, a execução da pré-codificação baseada em diversidade de transmissão compreende a execução de qualquer uma dentre uma pré-codificação baseada em SFBC (código de bloco de espaço - frequência) e uma pré- codificação baseada em CDD (diversidade de atraso cíclico).

Em algumas modalidades, a seleção do número D de pilotos dedicados com respeito à performance do enlace de comunicação compreende a seleção do número D de pilotos dedicados com respeito ao ritmo de transferência do enlace de comunicação levando-se em conta um tempo de processamento de sinalização associado aos pilotos comuns e dedicados.

Em algumas modalidades, a seleção do primeiro pré- codificador para a pré-codificação dos D pilotos dedicados com base em alguns critérios compreende a seleção do primeiro pré-codificador para a maximização da potência recebida dos D pilotos dedicados, sujeito a uma restrição em que o primeiro pré-codificador permanece ortogonal a um segundo pré-codificador usado para a pré-codificação do conjunto de pilotos comuns.

Em algumas modalidades, o método ainda compreende o recebimento de um retorno referente à primeira pré- codificação dos D pilotos dedicados.

Em algumas modalidades, a seleção do primeiro pré- codificador para a pré-codificação dos D pilotos dedicados com base em algum critério é um processo iterativo com base no retorno.

Em algumas modalidades, a seleção do primeiro pré- codificador ainda compreende a seleção do primeiro pré- codif icador para mitigação da interferência causada pela transmissão dos dados com o conjunto de pilotos mistos.

Em algumas modalidades, a execução da segunda pré- codificação para a produção do conjunto de pilotos mistos compreende: a pré-codificação do conjunto de pilotos dedicados pré-codifiçados com uma matriz identidade após a primeira pré-codificação, de modo que o conjunto de pilotos mistos contenha pilotos dedicados alinhados com os dados transmitidos; e a pré-codificação do conjunto de pilotos comuns com um livro de código, de modo que o conjunto de pilotos mistos inclua os pilotos comuns pré-codifiçados.

Em algumas modalidades, a transmissão de dados no enlace de comunicação com o conjunto de pilotos mistos através da pluralidade de antenas de transmissão compreende: a transmissão de pilotos dedicados do conjunto de pilotos mistos em um primeiro conjunto de antenas de transmissão da pluralidade de antenas de transmissão; e a transmissão dos pilotos comuns pré-codifiçados do conjunto de pilotos mistos em um segundo conjunto de antenas de transmissão da pluralidade de antenas de transmissão.

Em algumas modalidades, o transmissor compreende uma pluralidade de transmissores e o primeiro conjunto de antenas de transmissão está localizado em um primeiro da pluralidade de transmissores e o segundo conjunto de antenas de transmissão está localizado em um segundo da pluralidade de transmissores.

Em algumas modalidades, a transmissão dos dados com o conjunto de pilotos mistos compreende a transmissão dos dados de forma cooperativa a partir de pelo menos um primeiro transmissor e do segundo transmissor da pluralidade de transmissores.

De acordo com um outro aspecto amplo da presente invenção, é provido um sistema de comunicação sem fio que compreende: uma pluralidade de terminais sem fio; e uma estação base tendo uma pluralidade de antenas de a pluralidade de terminais sem fio em respectivos enlaces de comunicação, em que, para cada enlace de comunicação, a estação base é configurada para: selecionar um número D de pilotos dedicados com respeito à performance do enlace de comunicação, D > 0; selecionar um primeiro pré-codificador para a pré-codificação de D pilotos dedicados com base em alguns critérios; executar uma primeira pré-codificação dos D pilotos dedicados com o primeiro pré-codificador para a produção de um conjunto de pilotos dedicados pré- codif içados; executar uma segunda pré-codificação do conjunto de pilotos dedicados pré-codifiçados e um conjunto de pilotos comuns para a produção de um conjunto de pilotos mistos; e a transmissão dos dados a partir da estação base para o respectivo terminal sem fio no enlace de comunicação com o conjunto de pilotos mistos através da pluralidade de antenas de transmissão.

Em algumas modalidades, a estação base é configurada para executar a segunda pré-codificação para a produção do conjunto de pilotos mistos pela execução de uma pré- codificação com base em SVD (decomposição de valor singular), ou uma aproximação disso.

Em algumas modalidades, a estação base é configurada para executar a segunda pré-codificação para a produção do conjunto de pilotos mistos pela execução de uma pré- codificação baseada em diversidade de transmissão.

Em algumas modalidades, a estação base é configurada para executar a pré-codificação com base em diversidade de transmissão pela execução de qualquer uma dentre uma pré- codif icação baseada em SFBC (código de bloco de espaço - frequência) e uma pré-codificação baseada em CDD (diversidade de atraso cíclico).

Em algumas modalidades, a estação base é configurada para selecionar o número D de pilotos dedicados com respeito ao ritmo de transferência do enlace de comunicação, levando-se em conta o tempo de processamento de sinalização associado aos pilotos comuns e dedicados.

Em algumas modalidades, a estação base é configurada para selecionar o primeiro pré-codificador para a maximização da potência recebida dos D pilotos dedicados no respectivo terminal sem fio, sujeito a uma restrição em que o primeiro pré-codificador permanece ortogonal ao segundo pré-codificador usado para a pré-codificação do conjunto de pilotos comuns.

Em algumas modalidades, um ou mais da pluralidade de terminais sem fio são configurados para prover um retorno para a estação base com referência à primeira pré- codificação dos D pilotos dedicados.

Em algumas modalidades, a estação base é configurada para selecionar o primeiro pré-codificador para a pré- codificação dos D pilotos dedicados usando um processo iterativo com base no retorno.

Em algumas modalidades, a estação base é configurada para selecionar o primeiro pré-codificador com respeito à mitigação da interferência gerada pela estação base.

Em algumas modalidades, a estação base é configurada adicionalmente para: a pré-codificação do conjunto de pilotos dedicados pré-codifiçados com uma matriz identidade após a primeira pré-codificação, de modo que o conjunto de pilotos mistos contenha pilotos dedicados alinhados com os dados transmitidos; e a pré-codificação do conjunto depilotos comuns com um livro de código, de modo que o conjunto de pilotos mistos inclua os pilotos comuns pré- codif içados .

Em algumas modalidades, a estação base é configurada adicionalmente para: a transmissão de pilotos dedicados do conjunto de pilotos mistos em um primeiro conjunto de antenas de transmissão da pluralidade de antenas de transmissão; e a transmissão dos pilotos comuns pré- codificados do conjunto de pilotos mistos em um segundo conjunto de antenas de transmissão da pluralidade de antenas de transmissão.

Em algumas modalidades, a estação base compreende uma pluralidade de estações base, e o primeiro conjunto de antenas de transmissão está localizado em uma primeira da pluralidade de estações base e o segundo conjunto de antenas de transmissão está localizado em uma segunda da pluralidade de estações base.

Em algumas modalidades, pelo menos a primeira estação base e a segunda estação base da pluralidade de estações base são configuradas para transmitirem de forma cooperativa os dados com o conjunto de pilotos mistos.

De acordo ainda com um outro aspecto amplo da presente invenção, é provida uma estação base configurada para a transmissão de dados em um enlace de comunicação, a estação base compreendendo: uma pluralidade de antenas de transmissão; um pré-codificador configurado para: selecionar um número D de pilotos dedicados com respeito à performance do enlace de comunicação, D >. θ; selecionar um primeiro pré-codificador para a pré-codificação de D pilotos dedicados com base em alguns critérios; executar uma primeira pré-codificação dos D pilotos dedicados com o primeiro pré-codificador para a produção de um conjunto de pilotos dedicados pré-codifiçados; e executar uma segunda pré-codificação do conjunto de pilotos dedicados pré- codif içados e um conjunto de pilotos comuns para a produção de um conjunto de pilotos mistos; e um transmissor de rádio configurado para a transmissão dos dados no enlace de comunicação com o conjunto de pilotos mistos através da pluralidade de antenas de transmissão.

Em algumas modalidades, o pré-codificador é configurado para executar a segunda pré-codificação para a produção do conjunto de pilotos mistos pela execução de uma pré-codificação com base em SVD (decomposição de valor singular), ou uma aproximação disso.

Em algumas modalidades, o pré-codificador é configurado para executar a segunda pré-codificação para a produção do conjunto de pilotos mistos pela execução de uma pré-codificação baseada em diversidade de transmissão.

Em algumas modalidades, o pré-codificador é configurado para executar a pré-codificação com base em diversidade de transmissão pela execução de qualquer uma dentre uma pré-codificação baseada em SFBC (código de bloco de espaço - frequência) e uma pré-codificação baseada em CDD (diversidade de atraso cíclico).

Em algumas modalidades, o pré-codificador é configurado para selecionar o número D de pilotos dedicados com respeito ao ritmo de transferência do enlace de comunicação, levando-se em conta o tempo de processamento de sinalização associado aos pilotos comuns e dedicados.

Em algumas modalidades, o pré-codificador é configurado para selecionar o primeiro pré-codificador para a maximização da potência recebida dos D pilotos dedicados no respectivo terminal sem fio, sujeito a uma restrição em que o primeiro pré-codificador permanece ortogonal ao segundo pré-codificador usado para a pré-codificação do conjunto de pilotos comuns.

Em algumas modalidades, a estação base ainda compreende um receptor sem fio configurado para receber um retorno referente à primeira pré-codificação dos D pilotos dedicados.

Em algumas modalidades, o pré-codificador é configurado para selecionar o primeiro pré-codificador para a pré-codificação dos D pilotos dedicados usando um processo iterativo com base no retorno.

Em algumas modalidades, o pré-codificador é configurado para selecionar o primeiro pré-codificador com respeito à mitigação da interferência gerada pela estação base.

Em algumas modalidades, o pré-codificador é configurado adicionalmente para: a pré-codificação do conjunto de pilotos dedicados pré-codifiçados com uma matriz identidade após a primeira pré-codificação, de modo que o conjunto de pilotos mistos contenha pilotos dedicados alinhados com os dados transmitidos; e a pré-codificação do conjunto de pilotos comuns com um livro de código, de modo que o conjunto de pilotos mistos inclua os pilotos comuns pré-codifiçados.

Em algumas modalidades, o transmissor sem fio é configurado adicionalmente para: a transmissão de pilotosdedicados do conjunto de pilotos mistos em um primeiro conjunto de antenas de transmissão da pluralidade de antenas de transmissão; e a transmissão dos pilotos comuns pré-codifiçados do conjunto de pilotos mistos em um segundo conjunto de antenas de transmissão da pluralidade de antenas de transmissão.

Em algumas modalidades, a estação base compreende uma pluralidade de locais de transmissão, e o primeiro conjunto de antenas de transmissão está localizado em um primeiro da pluralidade de locais de transmissão e o segundo conjunto de antenas de transmissão está localizado em um segundo da pluralidade de locais de transmissão.

Em algumas modalidades, o transmissor sem fio é configurado para a transmissão de forma cooperativa dos dados com o conjunto de pilotos mistos com pelo menos um outro transmissor sem fio.

De acordo ainda com um outro aspecto amplo da presente invenção, é provido um terminal sem fio que compreende um transceptor sem fio configurado para receber uma transmissão contendo dados e um conjunto de pilotos mistos gerado de acordo com um método de acordo com o primeiro aspecto amplo da presente invenção.

Outros aspectos e recursos da presente invenção tornar-se-ão evidentes para aqueles costumeiramente versados na técnica, mediante uma revisão da descrição a seguir das modalidades específicas da invenção.

Breve Descrição dos Desenhos

As modalidades da presente invenção serão descritas, agora, a título de exemplo apenas, com referência às figuras de desenho associadas, em que: a figura 1 é um diagrama de layout de sinal de OFDM para a transmissão de sinais que incluem pilotos comuns; a figura 2 é um diagrama de layout de sinal de OFDM para a transmissão de sinais que incluem pilotos dedicados; a figura 3 é um diagrama de blocos de um sistema de comunicação celular; a figura 4 é um diagrama de blocos de uma estação base de exemplo que poderia ser usada para a implementação de algumas modalidades da presente invenção; a figura 5 é um diagrama de blocos de um terminal sem fio de exemplo que poderia ser usado para a implementação de algumas modalidades da presente invenção; a figura 6 é um diagrama de blocos de uma estação de retransmissão de exemplo que poderia ser usada para a implementação de algumas modalidades da presente invenção; a figura 7 é um diagrama de blocos de uma decomposição lógica de uma arquitetura de receptor de OFDM de exemplo que poderia ser usada para a implementação de algumas modalidades da presente invenção; a figura 8 é um diagrama de blocos de uma decomposição lógica de uma arquitetura de receptor de OFDM de exemplo que poderia ser usada para a implementação de algumas modalidades da presente invenção; a figura 9A é um diagrama de blocos de um transmissor de SC-FDMA; a figura 9B é um diagrama de blocos de um receptor de SC-FDMA; a figura 10 é um gráfico de resultados simulados de relação de sinal para ruído versus capacidade para vários esquemas de pré-codificação; e transmissão de um transmissor em um canal de comunicação usando um conjunto de pilotos mistos de acordo com uma modalidade da presente invenção.

Descrição Detalhada

Na descrição detalhada a seguir de modalidades de amostra, uma referência é feita aos desenhos associados, os quase formam uma parte da mesma, e em que são mostradas a título de ilustração modalidades de amostra específicas em que a presente invenção pode ser praticada. Estas modalidades são descritas em detalhe suficiente para se permitir que aqueles versados na técnica pratiquem a invenção, e é para ser entendido que outras modalidades podem ser utilizadas e que mudanças lógicas, mecânicas, elétricas e outras podem ser feitas, sem que se desvie do escopo da invenção. A descrição detalhada a seguir, portanto, não é para ser tomada em um sentido limitativo, e o escopo é definido pelas reivindicações em apenso.

De acordo com as modalidades da invenção, vários sistemas e métodos que envolvem a mistura de pilotos comuns e dedicados são descritos. Especificamente, as modalidades apresentadas abaixo podem ser usadas em normas sem fio futuras baseadas em 3GPP, 3GPP2 e IEEE 802.16. As invenções mais amplas estabelecidas no sumário, contudo, não são limitadas nesse sentido.

Conforme citado acima, os esquemas de piloto comum e piloto dedicado têm seus próprios pontos fortes e fracos. Embora uma performance aumentada possa potencialmente ser realizada pela adição de antenas de transmissão adicionais com um piloto comum adicional por antena de transmissão adicional, o tempo de processamento adicional para um número grande de antenas de transmissão, por exemplo, para mais do que quatro antenas de transmissão, para os pilotos comuns adicionais significa que os ganhos de performance frequentemente não valem à pena. Os pilotos dedicados têm tempo de processamento significativamente mais alto por camada; contudo, o tempo de processamento aumenta linearmente com o número de camadas, o que é a mesma taxa que a do aumento na performance. Os pilotos dedicados têm sido usados quando um grande número de antenas de transmissão está presente; contudo, alguns pilotos comuns frequentemente permanecem necessários para a medição / o retorno e/ou para a difusão de mensagens. O tempo de processamento associado a este tempo de processamento de fluxo de bit de checagem então é perdido, quando dados regulares são transmitidos. Assim, pilotos dedicados tendem a funcionar melhor quando há um grande número de antenas de transmissão, enquanto pilotos comuns tendem a funcionar melhor quando o número de camadas é grande.

As modalidades da presente invenção podem utilizar os aspectos benéficos de ambos os esquemas de piloto comum e dedicado pela mistura de ambos os pilotos comuns e dedicados para transmissão de dados.

Em geral, três princípios podem ser observados em modalidades da presente invenção: 1) Apenas usar pilotos dedicados, se eles aumentarem a performance, o que pode ser feito, por exemplo, pela adaptação do número de pilotos dedicados a uma dada situação (possivelmente não enviando de forma alguma nenhum vídeo de olho direito).dedicados para a maximização da performance após uma combinação com os pilotos comuns. 3) Executar uma pré-codificação no topo de ambos os pilotos dedicados e comuns. Esta pré-codificação poderia ser qualquer coisa normalmente aplicada a pilotos comuns, tal como, por exemplo, uma SVD (decomposição de valor singular), ou uma aproximação prática disso, uma diversidade de transmissão (Alamouti, CDD (diversidade de atraso cíclico)), ou uma simples pré-codificação de multiplexação espacial (SM) de identidade. Um exemplo de um algoritmo que se aproxima da SVD é o algoritmo QLP, o qual é descrito, por exemplo, em "On the Convergence of Stewart's QLP Algorithm for Approximating the SVD", Huckaby D. A.; Chan T. F., Numerical Algorithms, Volume 32, Números 2 a 4, abril de 2003, pp. 287-316 (30). Outros exemplos incluem SVD Leve, SVD Truncada e SVD Compacta.

Uma referência é feita, agora, às figuras 3 a 8, 9A e 9B, as quais ilustram vários exemplos de redes, nós de rede e terminais móveis, em que as modalidades da presente invenção poderiam ser potencialmente realizadas.

Com referência, primeiramente à figura 3, a figura 3 mostra um controlador de estação base (BSC) 10, o qual controla as comunicações sem fio em múltiplas células 12, cujas células são servidas por estações bases correspondentes (BS) 14. Em algumas configurações, cada célula é adicionalmente dividida em múltiplos setores 13 ou zonas (não mostradas). Em geral, cada estação base 14 facilita as comunicações usando OFDM com 20 terminais móveis e/ou sem fio 16, os quais estão na célula 12 associada à estação base correspondente 14. O movimento dos terminais móveis 16 em relação às estações bases 14 resulta em uma flutuação significativa nas condições de canal. Conforme ilustrado, as estações bases 14 e os terminais móveis 16 podem incluir múltiplas antenas para a provisão de diversidade espacial para comunicações. Em 3 das algumas configurações, as estações de retransmissão 15 podem ajudar nas comunicações entre as estações bases 14 e os terminais sem fio 16. Os terminais sem fio 16 podem sofrer uma transferência 18 a partir de qualquer célula 12, setor 13, zona (não mostrada), estação base 14 ou retransmissora 15 para uma outra célula 12, setor 13, zona (não mostrada), estação base 14 ou retransmissora 15. Em algumas configurações, as estações bases 14 se comunicam com cada uma e com uma outra rede (tal como uma rede de núcleo ou a internet, ambas não mostradas) por uma rede de backhaul 11. Em algumas configurações, um controlador de estação base 10 não é necessário.

Com referência à figura 4, um exemplo de uma estação base 14 é ilustrado. A estação base 14 geralmente inclui um sistema de controle 20, um processador de banda base 22, um circuito de transmissão 24, um circuito de recepção 26, múltiplas antenas 28 e uma interface de rede 30. 0 circuito de recepção 26 recebe sinais de frequência de rádio portando uma informação a partir de um ou mais transmissores remotos providos pelos terminais móveis 16 (ilustrados na figura 5) e estações de retransmissão 15 (ilustradas na figura 6). Um amplificador de ruído baixo e um filtro (não mostrados) podem cooperar para a amplificação e a remoção de uma interferência de banda larga a partir do sinal para processamento. Um circuito de conversão para baixo e digitalização (não mostrado) então converterá para baixo o sinal recebido filtrado para um sinal de frequência intermediária ou de banda base, o qual então é digitalizado para um ou mais fluxos digitais. O processador de banda base 22 o sinal recebido digitalizado para a extração da informação ou bits de dados portados no sinal recebido. Este processamento tipicamente compreende operações de demodulação, de decodificação e de correção de erro. Como tal, o processador de banda base 22 geralmente é implementado em um ou mais processadores de sinal digital (DSPs) ou circuitos integrados específicos de aplicação (ASICs). A informação recebida então é enviada através de uma rede sem fio através da interface de rede 30 ou transmitida para um outro terminal móvel 16 servido pela estação base 14, diretamente ou com a assistência de uma retransmissora 15.

No lado de transmissão, o processador de banda base 22 recebe os dados digitalizados, os quais podem representar voz, dados ou informação de controle, a partir da interface de rede 30, sob o controle do sistema de controle 20, e codifica os dados para transmissão. Os dados codificados são extraídos para o circuito de transmissão 24, onde eles são modulados por um ou mais sinais de portadora tendo uma frequência de transmissão desejada ou frequências. Um amplificador de potência (não mostrado) amplificará os sinais de portadora modulados para um nível apropriado para transmissão, e entregará os sinais de portadora modulados para as antenas 28 através de uma rede de combinação (não mostrada). Os detalhes e modulação e de processamento são descritos em maiores detalhes abaixo.

Com referência à figura 5, um exemplo de um terminal móvel 16 é ilustrado. De modo similar à estação base 14, o terminal móvel 16 incluirá um sistema de controle 32, um processador de banda base 34, um circuito de transmissão 36, um circuito de recepção 38, múltiplas antenas 40 e um circuito de interface de usuário 42. 0 circuito de recepção 38 recebe sinais de frequência de rádio portando uma informação a partir de uma ou mais estações bases 14 e retransmissoras 15. Um amplificador de ruído baixo e um filtro (não mostrado) podem cooperar para a amplificação e a remoção de uma interferência de banda larga do sinal para processamento. Um circuito de conversão para baixo e digitalização (não mostrado) então converterá para baixo o sinal recebido filtrado para um sinal de frequência intermediária ou de banda base, o qual então é digitalizado em um ou mais fluxos digitais. O processador de banda base 34 processa o sinal recebido digitalizado para a extração da informação ou bits de dados portados no sinal recebido. Este processamento tipicamente compreende operações de demodulação, de decodificação e de correção de erro. O processador de banda base 34 geralmente é implementado em um ou mais processadores de sinal digital (DSPs) ou circuitos integrados específicos de aplicação (ASICs). Para transmissão, o processador de banda base 34 recebe os dados digitalizados, os quais podem representar voz, dados ou informação de controle, a partir do sistema de controle 32, os quais ele codifica para transmissão. Os dados codificados são extraídos para o circuito de transmissão 36, onde eles são usados por um modulador para a modulação de um ou mais sinais de portadora que estão a uma frequência de transmissão desejada ou frequências. Um amplificador de potência (não mostrado) amplificará os sinais de portadora modulados para um nível apropriado para transmissão, e entregará o sinal de portadora modulado para as antenas 4 0 através de uma rede de combinação (não mostrada). Várias técnicas de modulação e de processamento disponíveis para aqueles versados na técnica são usadas para uma transmissão de sinal entre o terminal móvel e a estação base, diretamente ou através da estação de retransmissão.

Em modulação de OFDM, a banda de transmissão é dividida em múltiplas ondas portadoras ortogonais. Cada onda portadora é modulada de acordo com os dados digitais a serem transmitidos. Devido ao fato de OFDM dividir a banda de transmissão em múltiplas bandas, a largura de banda por portadora diminui e o tempo de modulação por portadora aumenta. Uma vez que as múltiplas portadoras são transmitidas em paralelo, a taxa de transmissão para os dados digitais ou símbolos, em qualquer dada portadora, é mais baixa do que quando uma portadora única é usada.

Uma modulação de OFDM utiliza a execução de uma transformada de Fourier rápida inversa (IFFT) na informação a ser transmitida. Para demodulação, a execução de uma transformada de Fourier rápida (FFT) no sinal recebido recupera a informação transmitida. Na prática, a IFFT e a FFT são providas por um processamento de sinal digital realizando uma transformada de Fourier discreta inversa (IDFT) e uma transformada de Fourier discreta (DFT), respectivamente. Assim sendo, o recurso de caracterização de modulação de OFDM é que ondas portadoras ortogonais são geradas para múltiplas bandas em um canal de transmissão. Os sinais modulados são sinais digitais tendo uma taxa de transmissão relativamente baixa e capazes de ficarem em suas respectivas bandas. As ondas portadoras individuais não são moduladas diretamente pelos sinais digitais. Ao invés disso, todas as ondas portadoras são moduladas de uma vez por um processamento de IFFT.

Em operação, o OFDM tipicamente é usado para pelo menos uma transmissão de enlace descendente a partir de estações bases 14 para os terminais móveis 16. Cada estação base 14 é equipada com "n" antenas de transmissão 20 28 (n >= 1), e cada terminal móvel 16 é equipado com "m" antenas de recepção 40 (M >= 1). Notadamente, as respectivas antenas podem ser usadas para recepção e transmissão, usando-se duplexadores ou comutadores apropriados e são assim rotuladas apenas por clareza.

Quando as estações de retransmissão 15 são usadas, o OFDM preferencialmente é usado para transmissão de enlace descendente a partir das estações bases 14 para as retransmissoras 15 e a partir das estações de retransmissão 15 para os terminais móveis 16.

Com referência à figura 6, um exemplo de uma estação de retransmissão 15 é ilustrado. De modo similar à estação base 14, e ao terminal móvel 16, a estação de retransmissão 15 incluirá um sistema de controle 132, um processador de banda base 134, um circuito de transmissão 136, um circuito de recepção 138, múltiplas antenas 130 e um circuito de retransmissão 142. O circuito de retransmissão 142 permite que a retransmissora 15 ajude nas comunicações entre uma estação base 14 e os terminais móveis 16. O circuito de recepção 138 recebe sinais de frequência de rádio portando uma informação a partir de uma ou mais estações bases 14 e terminais móveis 16. Um amplificador de ruído baixo e um filtro (não mostrado) podem cooperar para a amplificação e a remoção de uma interferência de banda larga do sinal para processamento. Um circuito de conversão para baixo e digitalização (não mostrado) então converterá para baixo o sinal recebido filtrado para um sinal de frequência intermediária ou de banda base, o qual então é digitalizado em um ou mais fluxos digitais. O processador de banda base 134 processa o sinal recebido digitalizado para a extração da informação ou bits de dados portados no sinal recebido. Este processamento tipicamente compreende operações de demodulação, de decodificação e de correção de erro. O processador de banda base 134 geralmente é implementado em um ou mais processadores de sinal digital (DSPs) ou circuitos integrados específicos de aplicação (ASICs).

Para transmissão, o processador de banda base 134 recebe os dados digitalizados, os quais podem representar voz, dados ou informação de controle, a partir do sistema de controle 132, os quais ele codifica para transmissão. Os dados codificados são extraídos para o circuito de transmissão 136, onde eles são usados por um modulador para a modulação de um ou mais sinais de portadora que estão a uma frequência de transmissão desejada ou frequências. Um amplificador de potência (não mostrado) amplificará os sinais de portadora modulados para um nível apropriado para transmissão, e entregara o sinal de portadora modulado para as antenas 130 através de uma rede de combinação (não mostrada). Várias técnicas de modulação e de processamento disponíveis para aqueles versados na técnica são usadas para uma transmissão de sinal entre o terminal móvel e a estação base, diretamente ou através da estação de retransmissão, conforme descrito acima.

Com referência à figura 7, uma arquitetura de transmissão de OFDM lógica será descrita. Inicialmente, o controlador de estação base 10 enviará dados a serem transmitidos para vários terminais móveis 16 para a estação base 14, diretamente ou com a assistência de uma retransmissora 15. A estação base 14 pode usar os indicadores de qualidade de canal (CQIs) associados aos terminais móveis para a programação dos dados para transmissão, bem como selecionar uma codificação e uma modulação apropriadas para transmissão dos dados programados. Os CQIs podem ser diretamente a partir dos terminais móveis 16 ou determinados na estação base 14, com base em uma informação provida pelos terminais móveis 16. Em qualquer caso, o CQI para cada terminal móvel 16 é uma função do grau até o qual a amplitude de canal (ou resposta) varia através da banda de frequência de OFDM. Os dados programados 44, os quais são um fluxo de bits, são embaralhados de uma maneira que reduz a relação de potência de pico para média associada aos dados, usando uma lógica de embaralhamento de dados 46. Uma checagem de redundância cíclica (CRC) para os dados embaralhados é determinada e posta em apenso aos dados embaralhados usando-se uma lógica de adição de CRC 48. Em seguida, uma codificação de canal é realizada, usando-se uma lógica de codificador de canal 50 para se efetivamente adicionar redundância aos dados para facilitação da recuperação e da correção de erro no terminal móvel 16. De novo, a codificação de canal para um terminal móvel 16 em particular é com base em CQI. Em algumas implementações, a lógica de codificador de canal 50 usa técnicas de turbocodificação conhecidas. Os dados codificados então são processados pela lógica de combinação de taxa 52 para compensação pela expansão de dados associada à codificação.

A lógica de entrelaçador de bit 54 sistematicamente reordena os bits nos dados codificados para a minimização da perda de bits de dados consecutivos. Os bits de dados resultantes são sistematicamente mapeados para símbolos correspondentes, dependendo da modulação de banda base escolhida pela lógica de mapeamento 56. Preferencialmente, uma modulação de amplitude em quadratura (QAM) ou uma modulação de chave de deslocamento de fase em quadratura (QPSK) é usada. O grau de modulação preferencialmente é escolhido com base no CQI para o terminal móvel em particular. Os símbolos podem ser sistematicamente reordenados para se intensificar mais a imunidade do sinal transmitido para uma perda periódica de dados causada pelo desvanecimento seletivo de frequência usando-se uma lógica de entrelaçador de símbolo 58.

Neste ponto, os grupos de bits foram mapeados em símbolos representando as localizações em uma constelação de amplitude e fase. Quando uma diversidade espacial é desejada, os blocos de símbolos são processados, então, por uma lógica de codificador de código de bloco de espaço - tempo (STC) 60, a qual modifica os símbolos de uma forma que torna os sinais transmitidos mais resistentes a uma interferência e mais prontamente decodificados em um terminal móvel 16. A lógica de codificador de STC 60 processará os símbolos entrando e proverá "n" saídas correspondentes ao número de antenas de transmissão 28 para a estação base 14. O sistema de controle 20 e/ou o partículas de banda base 22 conforme descrito acima com respeito à figura 7 proverão um sinal de controle de mapeamento para controle da codificação de STC. Neste ponto, assuma que os símbolos para as "n" saídas sejam representativos dos dados a serem transmitidos e capazes de serem recuperados pelo terminal móvel 16. Para o presente exemplo, assuma que a estação base 14 tenha duas antenas 28 (n = 2) e a lógica de codificador de STC 60 seja enviada para um processador de IFFT correspondente 62, ilustrada separadamente para facilidade de entendimento. Aqueles versados na técnica reconhecerão que um ou mais processadores podem ser usados para a provisão desse processamento de sinal digital, sozinho ou em combinação com outro processamento descrito aqui. Os processadores de IFFT 62 preferencialmente operarão nos respectivos símbolos para a provisão de uma transformada inversa de Fourier. A saída dos processadores de IFFT 62 proverá símbolos no domínio de tempo. Os símbolos no domínio de tempo são agrupados em quadros, os quais são associados a um prefixo por uma lógica de inserção de prefixo 64. Cada um dos sinais resultantes é convertido para cima no domínio digital para uma frequência intermediária e convertidos em um sinal analógico através do circuito correspondente de conversão para cima digital (DUC) e de conversão de digital para analógico (D/A) 66. Os sinais resultantes (analógicos) então são simultaneamente modulados na frequência RF desejada, amplificados e transmitidos através do circuito de RF 68 e das antenas 28. Notadamente, os sinais pilotos conhecidos pelo terminal móvel pretendido 16 são dispersos dentre as subportadoras. 0 terminal móvel 16, o qual é discutido em detalhes abaixo, usará os sinais pilotos para estimativa de canal.

Uma referência é feita, agora, à figura 8, para ilustração da recepção dos sinais transmitidos por um terminal móvel 16, diretamente a partir da estação base 14 ou com a assistência de uma retransmissora 15. Mediante a chegada dos sinais transmitidos em cada uma das antenas 40 do terminal móvel 16, os respectivos sinais são demodulados e amplificados pelo circuito de RF correspondente 70. Em nome da concisão e da clareza, apenas um dos dois percursos de recepção é descrito e ilustrado em detalhes. Um circuito de conversor de analógico para digital (A/D) e de conversão para baixo 72 digitaliza e converte para baixo o sinal analógico para um processamento digital. O sinal digitalizado resultante pode ser usado por um circuito de controle de ganho automático (AGC) 74 para controle do ganho dos amplificadores no circuito de RF 70, com base no nível de sinal recebido.

Inicialmente, o sinal digitalizado é provido para uma lógica de sincronização 76, a qual inclui uma lógica de sincronização grosseira 78, a qual armazena em buffer vários símbolos de OFDM e calcula uma autocorrelação entre os dois símbolos de OFDM sucessivos. Um índice de tempo resultante correspondente ao máximo do resultado de correlação determina uma janela de busca de sincronização fina, a qual é usada pela lógica de sincronização fina 80 para a determinação de uma posição de começo de enquadramento precisa com base nos cabeçalhos. A saída da lógica de sincronização fina 80 facilita uma aquisição de quadro pela lógica de alinhamento de quadro 84. Um alinhamento de enquadramento apropriado é importante, de modo que um processamento de FFT subsequente proveja uma conversão acurada a partir do domínio de tempo para o domínio de frequência. O algoritmo de sincronização fina é com base na correlação entre os sinais pilotos recebidos portados pelos cabeçalhos e uma cópia local dos dados de piloto conhecidos. Uma vez que uma aquisição de alinhamento de quadro ocorra, o prefixo do símbolo de OFDM é removido com a lógica de remoção de prefixo 86 e as amostras resultantes são enviadas para uma lógica de correção de deslocamento de frequência 88, a qual compensa o deslocamento de frequência de sistema causado pelos osciladores locais não combinados no transmissor e no receptor. Preferencialmente, a lógica de sincronização 76 inclui uma lógica de deslocamento de frequência e de estimativa de relógio 82, a qual é baseada nos cabeçalhos, para se ajudar na estimativa desses efeitos sobre o sinal transmitido e prover aquelas estimativas para a lógica de correção 88, para se processarem apropriadamente os símbolos de OFDM.

Neste ponto, os símbolos de OFDM no domínio de tempo estão prontos para conversão para o domínio de frequência usando-se uma lógica de processamento de FFT 90. Os resultados são símbolos de domínio de frequência, os quais são enviados para a lógica de processamento 92. A lógica de processador 92 extrai o sinal de piloto disperso usando-se uma lógica de extração de piloto disperso 94, determina uma estimativa de canal com base no sinal piloto extraído usando uma lógica de estimativa de canal 96, e provê respostas de canal para todas as subportadoras usando uma lógica de reconstrução de canal 98. De modo a se determinar uma resposta de canal para cada uma das subportadoras, o sinal piloto é essencialmente composto por múltiplos símbolos pilotos que são dispersos dentre os símbolos de dados através das subportadoras de OFDM em um padrão conhecido no tempo e na frequência. Continuando com a figura 8, a lógica de processamento compara os símbolos pilotos recebidos com os símbolos pilotos que são esperados em certas subportadoras em certos tempos, para a determinação de uma resposta de canal para as subportadoras nas quais os símbolos pilotos foram transmitidos. Os resultados são interpolados para a estimativa de uma resposta de canal para a maior parte, se não todas, das subportadoras remanescentes para as quais símbolos pilotos não foram providos. As respostas de canal reais e interpoladas são usadas para a estimativa de uma resposta de canal geral, a qual inclui as respostas de canal para a maior parte, se não todas, das subportadoras no canal de OFDM. Os símbolos de domínio de frequência e a informação de reconstrução de canal, os quais são derivados a partir das respostas de canal para cada percurso de recepção, são providos para um decodificador de STC 100, o qual provê uma decodificação de STC em ambos os percursos de recepção para a recuperação dos símbolos transmitidos. A informação de reconstrução de canal provê uma informação de equalização para o decodificador de STC 100 suficiente para a remoção dos efeitos do canal de transmissão, quando do processamento dos respectivos símbolos de domínio de frequência. Os símbolos recuperados são colocados de volta em ordem usando-se uma lógica de desentrelaçador de símbolo 102, o que corresponde à lógica de entrelaçador de símbolo 58 do transmissor. Os símbolos desentrelaçados então são demodulados ou desmapeados para um fluxo de bit correspondente usando-se a lógica de desmapeamento 104. Os bits então são desentrelaçados usando-se a lógica de desentrelaçador de bit 106, a qual corresponde à lógica de entrelaçador de bit 54 da arquitetura de transmissor. Os bits desentrelaçados são processados, então, pela lógica de remoção de combinação de taxa 108 e apresentados para a lógica de decodificador de canal 110, para a recuperação dos dados inicialmente embaralhados e da soma de verificação de CRC. Assim sendo, a lógica de CRC remove a soma de verificação de CRC, checa os dados embaralhados de uma forma tradicional, e os provê para a lógica de desembaralhamento para desembaralhamento usando o código de desembaralhamento conhecido de estação base para a recuperação dos dados originalmente transmitidos 116.

Em paralelo para a recuperação dos dados 116, um CQI ou pelo menos uma informação suficiente para a criação de um CQI na estação base 14 é determinado e transmitido para a estação base 14. Conforme citado acima, o CQI pode ser uma função da relação de portadora para interferência (CR), bem como do grau até o qual a resposta de canal varia através das várias subportadoras na banda de frequência de OFDM. Para esta modalidade, o ganho de canal para cada subportadora na banda de frequência de OFDM usada para a transmissão de uma informação é comparado em relação a um outro, para a determinação do grau até o qual o ganho de canal varia através da banda de frequência de OFDM. Embora várias técnicas estejam disponíveis para a medição do grau de variação, uma técnica é calcular o desvio padrão do ganho de canal para cada subportadora por toda a banda de frequência de OFDM sendo usada para a transmissão de dados.

Em algumas modalidades, o SC-FDMA (acesso múltiplo com divisão de frequência de portadora única) é usado. O SC- FDMA é um esquema de modulação e de acesso múltiplo introduzido para o enlace ascendente nos padrões de interface de ar de quarta geração (4G) sem fio de banda larga de evolução de longo prazo (LTE) de 3GPP, e similares. O SC-FDMA pode ser visto como um esquema de OFDMA pré-codif içado de DFT, ou pode ser visto como um esquema de acesso múltiplo de portadora única (SC).

Os aspectos de sinalização de SC-FDMA são discutidos, agora, com referência às figuras 9A e 9B, as quais proveem exemplos de um transmissor de SC-FDMA convencional 150 e um receptor 160 para comunicação de entrada única e saída única (SISO). Em SISO, as estações móveis transmitem em uma antena e as estações base e/ou estações retransmissoras recebem em uma antena. As figuras 9A e 9B ilustram um exemplo de etapas / blocos de processamento de sinal que podem ser usados no transmissor e no receptor para uma sinalização de SC-FDMA. O transmissor de SC-FDMA 150 ilustrado na figura 9A inclui um percurso de processamento de sinal que inclui uma DFT 152, um mapeador de subportadora 154, um circuito de transmissão de OFDMA 156, um rádio de frequência de rádio (RF) 158 e uma antena de transmissão 159. O receptor de SC-FDMA 160 ilustrado na figura 9B inclui um percurso de processamento de sinal que inclui uma antena de recepção 169, um rádio de RF 168, um circuito de recepção de OFDMA 166, um mapeador de subportadora 164 e uma IDFT 162.

Conforme citado acima, o transmissor de SC-FDMA 150 de exemplo e o receptor 160 ilustrados nas figuras 9A e 9B são configurados para uma configuração de entrada única e de saída única (SISO) . Em SISO, os terminais móveis e os nós de rede transmitem e recebem em uma antena. Contudo, deve ser entendido que as modalidades da presente invenção não estão limitadas a uma operação de SISO. As figuras 9A e 9B são providas meramente como exemplos específicos para a ilustração das configurações e dos modos de operação que podem ser utilizados em algumas modalidades da presente invenção. Há várias similaridades no processamento de transceptor geral de SC-FDMA e OFDMA. Aqueles aspectos comuns entre OFDMA e SC-FDMA são ilustrados no circuito de transmissão de OFDMA 156 e no circuito de recepção de OFDMA 166, já que seriam óbvios para uma pessoa tendo um conhecimento comum na técnica, tendo em vista o presente relatório descritivo. O SC-FDMA é distintamente diferente do OFDMA, por causa da pré-codificação de DFT 152 dos símbolos modulados, e a IDFT 162 correspondente dos símbolos demodulados. Devido a esta pré-codificação, as subportadoras de SC-FDMA são moduladas independentemente como no caso das subportadoras de OFDMA. Como resultado, a relação de potência de pico para média (PAPR) de uma sinalização de SC-FDMA é mais baixa do que a PAPR de uma sinalização de OFDMA, o que significa que a eficiência de potência de transmissão de SC-FDMA é geralmente mais alta do que aquela de uma sinalização de OFDMA.

As figuras 3 a 8, 9A e 9B proveem exemplos específicos de sistemas de comunicação e componentes dos mesmos que poderiam ser usados para a implementação de modalidades da presente invenção. É para ser entendido que as modalidades da presente invenção podem ser implementadas com sistemas de comunicações tendo arquiteturas que são diferentes dos exemplos específicos discutidos acima, mas que operam de uma maneira consistente com a implementação das modalidades, conforme descrito aqui.

Conforme citado anteriormente com referência à Eq. (1), um enlace de comunicação pode ser descrito na forma de y = H(x), onde y é o sinal recebido, x é o sinal transmitido e H representa os efeitos do canal.

Para fins ilustrativos, devemos assumir que o enlace representa um ambiente de entrada múltipla e saída múltipla (MIMO) com N antenas de transmissão, M antenas de recepção e L camadas sendo transmitidas, de modo que H possa ser representada por uma matriz MxN, com y sendo um vetor MxL e x sendo um vetor NxL, apreciando que este conceito pode ser aplicado a ambientes mais gerais.

Para fins ilustrativos, devemos considerar um transmissor com N antenas de transmissão tendo C pilotos comuns, os quais são transmitidos usando-se uma matriz de pré-codificação Pc. Adicionalmente, podemos ter D pilotos dedicados com uma matriz de pré-codificação PD. Para manutenção das mesmas propriedades de transmissão (isto é, não complicar a restrição de potência na transmissão), PD pode ser selecionada para ser ortonormal e ortogonal a Pc. O canal, o qual é visível para o móvel assim é: Se, por exemplo, SVD estiver sendo usada para a pré- codificação dos pilotos comuns e dedicados combinados, seria geralmente preferido maximizar a soma dos valores singulares de Heff, o que corresponde aos fluxos transmitidos. Outros esquemas de transmissão têm exigências similares, mas ligeiramente diferentes.

Um caso a considerar é um no qual o número de fluxos é menor do que o número de antenas de recepção. Se um conhecimento perfeito do canal estiver disponível no transmissor, isto é, assumirmos que o transmissor sabe o que será o vetor recebido (isto é, a SVD da H perfeita, o que nós definimos como sendo S) , a soma dos valores singulares poderá ser escrita como:

A escolha de PD pode ser feita para a maximização de trace (SHPDPDHHHSH) para o receptor S, sob a restrição que PD seja ortonormal e ortogonal a Pc. A solução para este problema é que PD seja os D vetores singulares de topo de SH*H*P~C- Quando P~c é qualquer conjunto de vetores ortonormais, tal que [Pc P~c] seja uma pontuação completa. Em algumas modalidades, para o caso precedente, PD pode ser determinada em um processo em duas etapas que envolve primeiramente o cálculo de S pela determinação de S = os X vetores singulares de topo de H (4) Onde X é o número de e, então, calculando Heff e PD de acordo com Heff = SH*H (5) PD = vetores os quais maximizam a potência de pilotos dedicados = D vetores singulares de topo de Heff*P~c. (6)

Um outro caso a considerar é a situação em que o número de fluxos é igual ao número de antenas de recepção. Se apenas uma informação parcial estiver disponível (ou para redução do retorno do móvel), uma solução simples, a qual permite uma fácil implementação é assumir uma transmissão de pontuação plena e fazer S igual à matriz identidade I. Neste caso, PD pode ser escolhida para a maximização de

o que é equivalente à maximização da potência dos pilotos dedicados sujeitos à restrição de ortogonalidade. Isto significa que PD é escolhida para a maximização da intensidade de sinal ortogonal ao espaço de sinal definido por Pc. Por exemplo, isto pode ser calculado pela execução de uma SVD no espaço de sinal ortogonal a Pc, isto é, calcular P~c, o que é um conjunto de vetores que cobre o restante do espaço de sinal e, então, calcular a SVD de H*P< e multiplicar o vetor resultante por P~c, para converter de volta para o espaço de transmissor. Uma vez que S é igual à matriz identidade I neste caso, a solução para a maximização (7) é que PD seja os D vetores singulares de topo de H*P~C. Em outras palavras, neste caso, PD pode ser determinada de acordo com: PD = vetores os quais maximizam a potência de pilotos dedicados = D vetores singulares de topo de H*P~c. (8) Esta solução pode ser relativamente fácil de convergir ou convergir aproximadamente, usando procedimentos iterativos ou métodos baseados em AoD. A determinação de PD para satisfazer ao critério acima pode ser feita no transmissor, ou no receptor e retornada para o transmissor, dependendo do emprego individual.

Uma vez que PD tenha sido escolhida, procedimentos com base em piloto comum padronizado, tais como pré- codif icação, diversidade de transmissão (Alamouti, CDD), SM (Multiplexação Espacial), uma combinação dos três, etc. podem ser aplicados no topo de Heff. Estes esquemas tratam os pilotos dedicados como pilotos comuns. Mais uma vez, estes esquemas podem ser decididos no transmissor ou no receptor, dependendo do emprego.

A escolha de PD também pode ser com base em critérios adicionais, tais como: • Evitação de interferência com outros usuários para fins de MIMO colaborativo, MU-MIMO (MIMO de usuário múltiplo), etc. • Mitigação de efeitos de quantificação, por exemplo, de pré-codificadores, receptores, retorno, etc. • Transmissão para múltiplos usuários simultaneamente para fins de, por exemplo, MU-MIMO, etc. Os resultados simulados de performance em termos de capacidade em bits por segundo por Hz [bps/Hz] para cenários simulados incluindo 8 antenas de transmissão e dois fluxos para um receptor tendo duas, quatro e oito antenas de recepção para quatro esquemas de piloto diferentes são resumidos nas Tabelas 1 e 2 abaixo. Os quatro esquemas de piloto que foram simulados incluíam um esquema tudo piloto comum, um esquema de tudo piloto dedicado, um esquema de piloto com pilotos comuns e um único piloto dedicado e um esquema de piloto com pilotos comuns e um número variável de pilotos dedicados. O esquema de piloto com pilotos comuns e um único piloto dedicado usa pilotos dedicados determinados de acordo com a equação (8) acima, enquanto o esquema de piloto com pilotos comuns e um número variável de pilotos dedicados usa os pilotos dedicados determinados de acordo com a equação (6) acima. É importante notar que, para fins de simulação para os resultados resumidos na Tabela 1, para os esquemas de piloto que incluem pilotos dedicados, foi assumido que há um piloto dedicado não usado adicional usado para treinamento, o qual no cenário simulado representa um aumento assumido de 7% no tempo de processamento. Em geral, o aumento no tempo de processamento associado a um piloto dedicado adicional é um detalhe específico de implementação.

Tabela 1 - Sumário de performance simulada para ambiente dedesvanecimento de Rayleigh correlacionado (fator de correlação de 0,98) para tempo de processamento pleno.

Conforme pode ser visto a partir dos resultados simulados mostrados na Tabela 1, não há uma quantidade significativa de ganho, o qual pode ser realizado por pilotos dedicados no ambiente simulado de 8 antenas Tx. Os resultados simulados resumidos na Tabela 2 consideram a mesma situação como acima para a Tabela 1, mas, agora, sem 10 consideração do piloto dedicado extra que foi assumido como sendo usado para treinamento nos resultados simulados resumidos na Tabela 1 (basicamente, redução do tempo de processamento para todos os esquemas dedicados em 7% no cenário simulado).

Tabela 2 - Sumário de performance simulada para ambiente dedesvanecimento de Rayleigh correlacionado (fator de correlação de 0,98) apenas com tempo de processamento de piloto.

Ê notado que, com a redução pequena no tempo de processamento (7% assumidos), os ganhos vão de 1,5 dB para 2,5 dB a uma SNR baixa e de 0,5 dB para 1,5 dB a uma SNR alta.

O número de pilotos dedicados os quais devem ser transmitidos depende de vários fatores, incluindo H, Pc, nível do ruído, e do modo de transmissão. De modo ideal, deve ser um equilíbrio cuidadoso entre o tempo de processamento e a performance ganha. Na prática, métodos subótimos para a escolha do número de pilotos dedicados podem ser executados, com base em valores tais como SNR, pontuação, etc. Em algumas modalidades, usuários de SNR baixa teriam 0 ou 1 piloto dedicado, enquanto usuários de SNR muito alta poderiam ter vários ou nenhum, dependendo do tempo de processamento de piloto dedicado e/ou das condições de canal.

Uma outra opção, a qual reduz a complexidade e o tempo de processamento é separar as camadas recebidas dos pilotos comuns e aquelas recebidas a partir dos pilotos dedicados. Desta forma, algumas camadas seriam transmitidas usando-se

um pré-codificador alinhado com os pilotos comuns apenas (possivelmente usando livros de código já designados para aqueles RS (sinais de referência) comuns), enquanto outras camadas seriam alinhadas com os pilotos dedicados.

Isto tem várias vantagens potenciais: • Quando as múltiplas antenas estão em múltiplas estações base, os dados não precisam ser compartilhados entre diferentes estações base, já que uma estação base poderia transmitir uma parte dos dados usando os pilotos comuns, enquanto as outras estações base transmitem outras partes dos dados usando os pilotos dedicados. • O projeto de retorno, receptor e livro de código para a porção de pilotos comuns dos dados pode ser reusado com pouca modificação, permitindo uma facilidade de implementação. • O receptor não precisa calcular um canal efetivo para a seção de piloto dedicado, devido ao alinhamento de piloto e dados.

Um retorno para este esquema pode ocorrer de várias formas, dependendo de quanta informação estiver disponível no receptor. Em alguns casos, um conhecimento de canal pleno pode estar disponível no receptor. Isto poderia ser obtido, por exemplo, pela transmissão de pilotos de "medição" de densidade baixa explicitamente para esta finalidade. O receptor pode retornar versões quantificadas do melhor vetor / matriz de transmissão. Isto é comumente referido como um retorno com base em livro de código, já que um livro de código de muitos vetores / matrizes diferentes (denominados palavras de código) é escolhido. O receptor então escolhe a palavra de código a qual permite a melhor performance com aquele livro de código. Técnicas de compressão comuns tirando vantagem de tempo / frequência / correlação espacial podem ser aplicadas, obviamente. Em alguns casos, o livro de código é projetado de modo que alguns vetores de pré-codificação sejam apenas não nulos pelas portas de antena comuns, significando que aqueles vetores de pré-codificação incluem apenas pilotos comuns. Desta forma, nenhum piloto dedicado precisa ser transmitido para o recebimento daqueles fluxos. Esta economia de tempo de processamento poderia ser considerada no receptor, quando escolhendo qual palavra de código retornar para o transmissor.

Algumas modalidades usam dois livros de código separados, um para os pilotos comuns e um para portas as quais não têm pilotos comuns. A palavra de código para pilotos comuns e não comuns seria retornada juntamente com o número de fluxos a serem transmitidos em cada espaço. Note que, em algumas modalidades, a divisão de fluxos poderia ser retornada em uma taxa mais baixa ou ser fixada com base na pontuação. O transmissor então seguiria a transmissão proposta usando pilotos dedicados para a provisão de pilotos de demodulação atualizados para o espaço de piloto não comum. Opcionalmente, o transmissor, o qual pode ser, por exemplo, um eNó B em um sistema de LTE ou LTE-A, poderia transmitir dados retornados com base no espaço de pilotos comuns (possivelmente combinados com espaços) usando pilotos dedicados. Isto é particularmente aplicável para uma transmissão de pontuação 1 na qual apenas um fluxo está disponível.

Em algumas circunstâncias, pode não valer à pena manter a ortogonalidade de PD e Pc e combinar o sinal após os pilotos. Este pode ser o caso, por exemplo, em uma transmissão de SVD de fluxo único, com um livro de código limitado. Nessa circunstância, pode ser preferível apenas usar pilotos dedicados.

Sem pilotos comuns, duas abordagens podem ser utilizadas para a obtenção do potencial pleno de um grande número de antenas de transmissão; especificamente, 1) explorar a natureza recíproca de um canal de duplexação com divisão de tempo para convergir para a solução ótima de SVD e 2) iterar por pilotos dedicados para convergir para a solução ótima.

Para a segunda abordagem, uma solução básica inicial é transmitir pilotos dedicados, além daqueles pretendidos para a demodulação, para ajudar no direcionamento do sinal transmitido para a solução de SVD. O receptor, o qual pode ser um terminal móvel, retorna uma informação com base nestes pilotos dedicados, os quais então são usados para a escolha dos próximos pilotos dedicados de uma maneira iterativa. Um exemplo de um algoritmo básico para esta abordagem inicial é conforme se segue: 1) Para suportar N fluxos, enviar pelo menos N+l pilotos. 2) O receptor retorna seu vetor de pré-codificação preferido naqueles N+l pilotos. 3) Usar os vetores retornados para a criação de N novos pilotos pré-codifiçados. 4) Encontrar um novo piloto ortogonal aos presentes pilotos, bem como os pilotos transmitidos previamente maisrecentes. 5) Repetir.

No lado de receptor para esta abordagem básica inicial, o receptor: a) executa uma SVD em um canal recebido efetivo (isto é, U*D*V' = P*H); e b) retorna as N primeiras colunas de U, UFB. No lado de transmissor, para esta abordagem básica inicial, o transmissor: a) gera uma nova matriz de pré-codificação P = UFBPoid; e b) gera novo vetor "extra" ortogonal a P e os últimos NTX - (N-l) vetores "extra", onde NTx é o número de antenas de transmissão.

Um cenário de exemplo simples demonstrando a operação desta abordagem iterativa básica inicial é descrito agora, para um cenário que inclui quatro antenas de transmissão e uma antena de recepção para um fluxo. O canal H é desconhecido para o transmissor e o receptor. Em uma primeira etapa, o transmissor envia dois pilotos ortogonais Pi = [1 1 1 l]/2, p2 = [1 -1 1 -l]/2. Em uma segunda etapa, o receptor recebe o vetor [4 -3] e retorna uma combinação de MRC (combinação de relação máxima) [4/5 - 3/5]. Em uma terceira etapa, o transmissor usa o sinal retornado para criar um novo vetor p3 = 4/5pi - 3/5p2 = [1 - 7 -7]/10 e escolhe um novo vetor p4 = [11 -1 -l]/2 que é ortogonal a p3, px e p2. O transmissor então retorna para a etapa 2 e transmite p3 e p4.

O inconveniente deste esquema é que ele tem um tempo de processamento muito grande de uma matriz unitária MxM.

Para a redução disto, uma segunda versão modificada do primeiro esquema é considerada, na qual, ao invés de se considerar o espaço de sinal, olha-se para o espaço "nulo, ao invés disso. Este é o espaço no qual a potência está sendo transmitida pelo transmissor, mas não usada para uma recepção de sinal. Isso é mapeado para os autovetores não usados na decomposição SVD.

Neste segundo esquema, os pilotos dedicados são transmitidos, além daqueles pretendidos para a demodulação, para ajudarem no direcionamento do sinal para a solução de SVD. Ao invés de um retorno, em que o transmissor deve transmitir os dados, o receptor retorna onde o transmissor deve evitar transmitir os dados. Um exemplo de um algoritmo básico para esta segunda abordagem de espaço "nulo" é conforme se segue: 1) Para suportar N fluxos, enviar pelo menos N+l pilotos. 2) 0 receptor retorna seu vetor de pré-codificação menos preferido naqueles N+l pilotos. 3) Criar novos vetores, os quais são ortogonais ao vetor retornado, o que reduz o número de vetores em um. 4) Encontrar um novo piloto ortogonal aos presentes pilotos, bem como os pilotos "ruins" transmitidos previamente mais recentes. 5) Repetir. No lado de receptor para esta segunda abordagem, o receptor: a) executa uma SVD em um canal recebido efetivo (isto é, U*D*V' = P*H); e b) retorna a última coluna de U, a qual corresponde aomenor autovalor. Esta coluna é rotulada Ubad- No lado de transmissor, para esta segunda abordagem, o transmissor: a) determina o vetor de pré-codificação ruim Pbad = UbadP old 7 b) torna P ortogonal a Pbad, o que reduz a pontuação em um; c) encontra um novo vetor ortogonal a P, Pbad θ um conjunto armazenado de no máximo NTx - (N+l) Pbad armazenado a partir de transmissões prévias; d) adiciona Pbad ao conjunto S; e e) se ISI > NTX - (N+l) , o transmissor removerá um elemento de S, o qual tinha a menor magnitude de Ubad correspondente ao vetor "extra". Os resultados de simulação desta segunda abordagem por um canal não correlacionado para receptores de ML (probabilidade máxima) e ZF (força zero) assumindo quatro ou oito antenas de transmissão, NTx = 4 ou 8, e entre uma e oito antenas de recepção, N^ = 1 a 8, mostraram que este segundo método converge tão rápido quanto ou mais rápido do que a abordagem básica inicial discutida acima, enquanto usa menos tempo de processamento de retorno. Contudo, devido ao fato de o retorno apenas contar ao transmissor onde um sinal não deve ser transmitido, os vários automodos do espaço de sinal são misturados randomicamente em conjunto. Assim sendo, os resultados de simulação indicam que a performance do receptor de ZF, em termos de sua capacidade de captura de potência do sinal transmitido, é menor do que aquela do receptor de ML para esta segunda abordagem, já que o receptor de ML é capaz de capturar mais do sinal transmitido. Por esta razão, um receptor de ML pode ser preferido para uso em conjunto com esta segunda abordagem. Para se lidar com a questão precedente associada à segunda abordagem, uma terceira abordagem é considerada, na qual o receptor ainda retorna um vetor único; contudo, nesta terceira abordagem, o receptor escolhe de forma adaptativa transmitir um vetor correspondente a um dos fluxos de transmissão ou ao espaço "nulo". Efetivamente, esta terceira abordagem é um esquema "misto" que combina as primeira e segunda abordagens. Neste terceiro esquema "misto", o transmissor transmite pilotos dedicados, além daqueles pretendidos para uma demodulação, para ajudar no direcionamento do sinal para a solução de SVD. O receptor transmite de forma adaptativa um vetor relacionado a um dos fluxos ou retorna onde o transmissor deve evitar transmitir os dados. Um exemplo de um algoritmo básico para esta segunda abordagem de espaço "nulo" é conforme se segue: 1) Para suportar N fluxos, enviar pelo menos N+l pilotos. 2) O receptor retorna seu vetor relativo a um dos fluxos ou ao pior espaço "nulo". Esta escolha de camada depende de onde o maior ganho pode ser obtido. 3) O transmissor usa o retorno do receptor para atualizar o próximo conjunto de pilotos, usando um dos dois esquemas acima com base em que tipo de retorno o receptor provê, isto é, com relação a um dos fluxos ou ao pior espaço "nulo". 4) Repetir. No lado de receptor para esta terceira abordagem "mista", o receptor: a) executa uma SVD em um canal recebido efetivo (isto é, U*D*V' = P*H); e b) retorna a coluna de U, a qual maximiza 1- (1- abs(diag(U))*2)*W, onde W = D(i,i) para os N primeiros pilotos e mean(W(1:N))-W(N+l) para o último piloto "nulo", bem como retorna qual coluna de U está retornando. No lado de transmissor, para esta terceira abordagem "mista", o transmissor: a) determina o vetor de pré-codificação de atualização Pupdate = UbadPoldz b) torna P ortogonal a Pupdate, e substitui a camada apropriada - P = P - (P*Pupdat</ )* Pupdate (9) Pflayer,:) = Pup<late; (10) c) calcula Pbad = P(end, :); d) encontra um novo vetor ortogonal a P e um conjunto armazenado de no máximo NTx - (N+l) Pbad armazenado a partir de transmissões prévias; e) adiciona Pbad ao conjunto S; e f) se ISI > NTx - (N+2) , o transmissor removerá um elemento de S, o qual tinha a menor magnitude de Ubad correspondente ao vetor "extra".

Os resultados de simulação desta terceira abordagem "mista" por um canal não correlacionado para receptores de ML (probabilidade máxima) e ZF (força zero) assumindo quatro ou oito antenas de transmissão, NTx = 4 ou 8, e entre uma e oito antenas de recepção, NRX = 1 a 8, rapidamente e funciona para ambos os receptores de ML e de ZF.

Em alguns casos, a designação de um livro de código para os três esquemas acima pode ter dois objetivos: 1) ter 5 o livro de código cobrindo o espaço vetorial para garantir tempos de aceleração rápidos; e 2) ter uma granularidade fina perto do ponto de convergência, onde a magnitude do fluxo principal é próxima de um. Usando os três esquemas acima, a granularidade do livro de código limita o valor 10 convergido final do esquema. Para um livro de código espaçado uniformemente, o qual pode não representar um livro de código espaçado de forma ótima, uma simulação mostrou que, para a primeira abordagem simples, seis bits de retorno permitem que o receptor eventualmente capture 15 mais de 90% da potência.

Em alguns casos, o feixe principal pode ser ponderado por 3 dB, isto é, a magnitude do livro de código de fluxo principal é dobrada em relação aos outros. Neste caso, o livro de código pode ser variado, dependendo de em qual 20 camada estava o retorno a partir do receptor, de modo que a camada apropriada seja escalonada.

Em alguns casos, o livro de código pode ser mudado com base em quantos vetores / matrizes identidade ou quase identidade foram retornados recentemente, por exemplo, 25 quantos [1 0]s foram retornados a partir de um receptor com duas antenas de recepção. Em um exemplo em particular, a ponderação do feixe principal é aumentada em 3 dB sempre que quatro retornos estiverem perto (por exemplo, menos de metade da magnitude do maior vetor naquela direção) para o 30 retorno de identidade. Os resultados de simulação para esta abordagem indicam que a performance assintótica é diferente daquela da abordagem ponderada em 3 dB descrita acima, mas a performance de aceleração inicial permanece a mesma. Uma outra questão é considerar o uso de [1 0] no livro de código. Quando do armazenamento da importância relativa de cada vetor de espaço "nulo", ao invés de armazenar 1, o valor mínimo que 1 poderia representar poderia ser armazenado, isto é, Max(livro de código(l, :)).

Para configurações que incluem dois ou mais fluxos, foi observado através de uma simulação atingir níveis assintóticos de performance em termos de percentagem da potência total capturada pelo receptor com respeito ao tempo após uma aceleração inicial tipicamente requer um número de bits mais alto de retorno. Isto é parcialmente por causa da granularidade na direção de fase, isto é, se dois vetores não puderem ser combinados com a fase correta devido à granularidade do livro de código do retorno ficar "agarrada".

Quando pilotos comuns são misturados com pilotos dedicados, conforme discutido previamente, os pilotos dedicados podem ser mantidos ortogonais aos pilotos comuns e um vetor de pré-codificação adicional pode ser transmitido após os pilotos comuns / dedicados. Em alguns casos, uma performance será limitada pela granularidade deste pré-codificador.

Para fins ilustrativos, um exemplo de uma modalidade da presente invenção que pode ser implementada, por exemplo, em um sistema de comunicação sem fio avançado, tal como um sistema de comunicação de LTE-A (evolução de longo prazo - avançada), será descrito, agora, com referência à figura 10. Nas modalidades de exemplo, os CRS (sinais de referência comuns) para a versão 8 do 3GPP (projeto de parceria de terceira geração), o qual está disponível na internet em http: //ww. 3gpp.org/Release-8 e, desse modo, é incorporado como referência em sua totalidade, e DRS específicos de UE (sinais de referência dedicados) são ambos usados simultaneamente quando múltiplos fluxos são transmitidos. Na modalidade de exemplo, alguns fluxos são transmitidos usando-se apenas o CRS de versão 8 (e, possivelmente, o livro de código de versão 8) , enquanto outros são alinhados com DRS adicional. Isto permite que o tempo de processamento de CRS seja usado efetivamente, enquanto potencialmente se minimiza o tempo de processamento aumentado devido ao DRS adicional.

Nesta modalidade, um sistema de 8 antenas de transmissão com 4 ou 8 antenas de recepção foi assumido. Nós consideramos 2 esquemas diferentes para transmissão: 1) Os DRS são pré-codifiçados juntamente com os fluxos de dados. • O pré-codificador é escolhido com base no retorno de livro de código usando' livros de código de 4, 6 ou 8 bits ou usando um pré-codificador de SVD de retorno infinito. 2) Os DRS são pré-codifiçados juntamente com alguns fluxos de dados, outros fluxos de dados são transmitidos usando a metodologia de versão 8 (CRS e livro de código): • O pré-codificador é escolhido com base em um retorno de livro de código de 8 bits, o qual é construído pela concatenação de dois livros de código de versão 8 em código de versão 8 é retornado com base nos 4 primeiros CRS e um segundo livro de código de versão 8 é retornado nas antenas de transmissão 5 a 8. Quaisquer camadas transmitidas usando-se o segundo PMI são acompanhadas com DRS. A divisão das camadas entre os CRS e os DRS é assumida como sendo fixa, com base na pontuação do canal. Isto assegura que a taxa de retorno seja a mesma para ambos os esquemas.

Nesta seção, nós apresentamos alguma análise de nível de enlace dos dois esquemas mencionados acima. Para os esquemas apenas de DRS, nós consideramos 4 granularidades diferentes de retorno, livros de código de 4 bits, 6 bits, 8 bits e livro de código de SVD infinita. O retorno é assumido como sendo escolhido perfeitamente com um atraso de 3 ms.

Nós usamos Goodput como nossa medida. Goodput é o ritmo de transferência de nível de aplicação, isto é, o número de bits úteis por unidade de tempo encaminhados pela rede a partir de um certo endereço de fonte para um certo destino, excluindo-se o tempo de processamento de protocolo, e excluindo-se pacotes de dados retransmitidos. Em primeiro lugar, a BLER (taxa de erro de bloco) usando-se mapeamentos de enlace para sistema para diferentes canais foi gerada. O tempo de processamento para diferentes esquemas foi calculado, e o Goodput foi gerado usando-se a fórmula a seguir: Goodput = CMCS* (1-BLER) * (1 - %CP) * (1 - %LB não usada) * (1 - ^controle - % CRS - LDRS*%DRS) = = CMCS* (1-BLER) * 0,84 * (0,71 - LDRS/28) . (11) Onde LDRS é o número de camadas de DRS presentes, e CMcs é a capacidade do MCS usado (isto é, log2 (QAM) *taxa) . Estes Goodputs então tiveram a média calculada por um grande número de canais gerados independentemente.

As hipóteses de simulação feitas quando da simulação 5 da performance das modalidades acima são resumidas abaixo na Tabela 3.

Tabela 3.

A figura 10 é um gráfico dos resultados simulados de relação de sinal para ruído versus capacidade para vários esquemas de pré-codificação, incluindo a modalidade acima da presente invenção. O gráfico inclui curvas de performance, em termos de capacidade com respeito à SNR para os CRS de versão 8 de 3GPP e livro de código 244, um livro de código de 8 Tx de 4 bits, um livro de código de 8 Tx de 6 bits, um livro de código de 8 Tx de 8 bits 246, um livro de código de CRS / DRS misto de acordo com a modalidade acima da presente invenção 240 e um retorno de SVD perfeita 242.

A performance do esquema de modo misto (livro de código de CRS / DRS misto 24 0) suplanta todos os outros projetos baseados em livro de código em todas as SNRs, e para uma SNR maior do que 7 dB suplanta mesmo o retorno de SVD perfeita. Isto é devido ao tempo de processamento substancialmente mais baixo necessário para a obtenção de uma transmissão de camada alta, bem como o grande tamanho de livro de código efetivo (livro de código de 4 + 4 = 8 bits). Na Tabela 4 abaixo, vemos a performance relativa entre um projeto de livro de código de 8 bits 246 e a performance de modo misto 240. Vemos que ganhos de 5 a 30% são obteníveis com uma complexidade comparável.

Tabela 4.

Note que, devido à densidade relativamente mais alta de CRS, bem como ã capacidade de interpolação a partir de RB vizinhos (blocos de recurso), quando uma estimativa de canal real é considerada uma performance de modo misto considerado pode funcionar de forma relativamente melhor do que observado acima.

Nesta modalidade, a performance de um esquema de CRS complementar em que os CRS são usados em conjunto com o DRS foi considerada. Foi descoberto que, devido ao tempo de processamento significativamente reduzido, a performance do esquema combinado é significativamente melhor do que apenas usar DRS. Por esta razão, acredita-se que um esquema como esse pode ser vantajosamente usado para transmissões em sistemas de comunicações sem fio avançados, tais como sistemas de comunicação de LTE-A.

A modalidade de exemplo acima é descrita em Rl-091390 "Complementary CRS Design" 3GPP TSG-RAN WG1 #56, Seul, Coréia, 23 a 27 de março de 2009, o que é incorporado desse modo como referência em sua totalidade.

Um exemplo de um método de transmissão a partir de um transmissor em um enlace de comunicação usando um conjunto de pilotos mistos de acordo com uma modalidade da presente invenção agora será descrito, com referência ao fluxograma mostrado na figura 11. O método começa no bloco 3 00, no qual um número D de pilotos dedicados são selecionados com respeito à performance do enlace de comunicação, onde D > 0. O enlace de comunicação pode ser, por exemplo, um canal de MIMO entre uma estação base, tal como um eNó B em um sistema de comunicação sem fio LTE ou LTE-A, e um terminal sem fio. Em algumas modalidades, a seleção pode ser feita com base na maximização potencial do ritmo de transferência do enlace de comunicação.

No bloco 302, um primeiro pré-codificador é selecionado para uma pré-codificação de D pilotos dedicados com base em alguns critérios. Estes critérios podem ser, por exemplo, a potência recebida dos pilotos dedicados em um receptor pretendido. Em algumas modalidades, a seleção do primeiro pré-codificador pode ser um processo iterativo que, por exemplo, inclui o recebimento de um retorno a partir de um receptor e a adaptação do primeiro pré- codif icador com base no retorno.

No bloco 304, uma primeira pré-codificação é realizada nos D pilotos dedicados, com o primeiro pré-codificador, para a produção de um conjunto de pilotos dedicados pré- codif içados .

No bloco 306, o conjunto de pilotos dedicados pré- codif içados é combinado com o conjunto de pilotos comuns e uma segunda pré-codificação é realizada no conjunto de pilotos dedicados pré-codifiçados e no conjunto de pilotos comuns para a produção de um conjunto de pilotos mistos. Em alguns casos, esta segunda pré-codificação envolve uma pré- codificação dos pilotos dedicados pré-codifiçados com a matriz identidade para uma multiplexação espacial e uma pré-codificação dos pilotos comuns com um livro de código.

No bloco 308, dados são transmitidos a partir do transmissor no enlace de comunicação com o conjunto de pilotos mistos.

Em algumas modalidades, o método retorna para o bloco 300, e o método pode começar de novo, conforme indicado em 5 310 na figura 11. Dependendo das mudanças nas características de canal entre o transmissor e um receptor, o número e/ou a primeira matriz de pré-codificação podem ser adaptados para adequação às mudanças.

A descrição precedente inclui muitas modalidades 10 detalhadas e específicas que são providas a título de exemplo apenas, e não devem ser construídas como limitando o escopo da presente invenção. Alterações, modificações e variações podem ser efetuadas nas modalidades em particular por aqueles de conhecimento na técnica, sem que se desvie 15 do escopo da invenção, o qual é definido unicamente pelas reivindicações em apenso a isso.

Claims (16)

1. Método de transmissão a partir de um transmissor em um enlace de comunicação, o método caracterizado por compreender: a seleção (300) de um número D de pilotos dedicados, D > 0; a seleção (302) de um primeiro pré-codificador para a pré-codificação dos D pilotos dedicados com base pelo menos em parte em um segundo pré-codificador; a execução (304) de uma primeira pré-codificação dos D pilotos dedicados com o primeiro pré-codificador para a produção de um conjunto de pilotos dedicados pré- codificados; a execução (306) de uma segunda pré-codificação do conjunto de pilotos dedicados pré-codificados e um conjunto de pilotos comuns com o segundo pré-codificador para a produção de um conjunto de pilotos mistos; e a transmissão (308) de dados a partir do transmissor no enlace de comunicação com um conjunto de pilotos mistos.

2. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato do transmissor incluir uma pluralidade de antenas de transmissão e a transmissão de dados a partir do transmissor compreende a transmissão dos dados a partir do transmissor no enlace de comunicação com o conjunto de pilotos mistos através da pluralidade de antenas de transmissão.

3. Método, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato da execução da segunda pré- codificação para a produção do conjunto de pilotos mistos compreender a execução de uma pré-codificação baseada emdiversidade de transmissão.

4. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1, 2 e 3, caracterizado pelo fato da seleção do primeiro pré-codificador para a pré-codificação dos D pilotos dedicados compreender a seleção do primeiro pré- codificador para a maximização da potência recebida dos D pilotos dedicados, sujeito a uma restrição em que o primeiro pré-codificador permanece ortogonal a um pré- codificador usado para a pré-codificação do conjunto de pilotos comuns.

5. Método, de acordo com a reivindicação 4, caracterizado por compreender ainda o recebimento de um retorno referente à primeira pré-codificação dos D pilotos dedicados.

6. Método, de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo fato da seleção do primeiro pré- codificador para a pré-codificação dos D pilotos dedicados com base em algum critério ser um processo iterativo baseado no retorno.

7. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 4 a 6, caracterizado pelo fato da seleção do primeiro pré-codificador compreender ainda selecionar o primeiro pré-codificado para mitigar interferência causada pela transmissão de dados com o conjunto de pilotos mistos.

8. Método, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de a execução da segunda pré- codificação para produzir o conjunto de pilotos mistos compreender: a pré-codificação do conjunto de pilotos dedicados pré-codificados com uma matriz identidade após a primeira pré-codificação, de modo que o conjunto de pilotos mistos contenha pilotos dedicados alinhados com os dados transmitidos; e a pré-codificação do conjunto de pilotos comuns com um livro de código, de modo que o conjunto de pilotos mistos inclua os pilotos comuns pré-codificados.

9. Método, de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato da transmissão de dados no enlace de comunicação com o conjunto de pilotos mistos através da pluralidade de antenas de transmissão compreender: a transmissão de pilotos dedicados do conjunto de pilotos mistos em um primeiro conjunto de antenas de transmissão da pluralidade de antenas de transmissão; e a transmissão dos pilotos comuns pré-codificados do conjunto de pilotos mistos em um segundo conjunto de antenas de transmissão da pluralidade de antenas de transmissão.

10. Método, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que o transmissor compreende uma pluralidade de transmissores e o primeiro conjunto de antenas de transmissão está localizado em um primeiro da pluralidade de transmissores e o segundo conjunto de antenas de transmissão está localizado em um segundo da pluralidade de transmissores.

11. Método, de acordo com a reivindicação 10, caracterizado pelo fato da transmissão dos dados com o conjunto de pilotos mistos compreender a transmissão dos dados de forma cooperativa a partir de pelo menos o primeiro transmissor e o segundo transmissor da pluralidade de transmissores.

12. Estação base (10) caracterizada por ser configurada para a transmissão de dados em um enlace de comunicação, a estação base compreendendo: uma pluralidade de antenas de transmissão (28); um pré-codificador (22) configurado para: selecionar um número D de pilotos dedicados, D> 0; selecione um primeiro pré-codificador para pré- codificar os D pilotos dedicados com base, pelo menos em parte, em um segundo pré-codificador; executar uma primeira pré-codificação dos D pilotos dedicados com o primeiro pré-codificador para produzir um conjunto de pilotos dedicados pré-codificados; e executar uma segunda pré-codificação do conjunto de pilotos dedicados pré-codificados e um conjunto de pilotos comuns com o segundo pré-codificador para produzir um conjunto de pilotos mistos; e transmissor de rádio (24) configurado para transmitir dados no enlace de comunicação com o conjunto de pilotos mistos através da pluralidade de antenas de transmissão.

13. Estação base (10), de acordo com a reivindicação 12, caracterizada pelo fato de que o pré-codificador é ainda configurado para: pré-codificar o conjunto de pilotos dedicados pré- codificados com uma matriz de identidade após a primeira pré-codificação, de modo que o conjunto de pilotos mistos contenha pilotos dedicados alinhados com os dados transmitidos; e pré-codifique o conjunto de pilotos comuns com um livro de códigos, de modo que o conjunto de pilotos mistos inclua pilotos comuns pré-codificados.

14. Estação base (10), de acordo com a reivindicação 13, caracterizada pelo fato de que o transmissor de rádio é ainda configurado para: transmitir os pilotos dedicados do conjunto misto de pilotos em um primeiro conjunto de antenas de transmissão da pluralidade de antenas de transmissão; e transmitir os pilotos comuns pré-codificados do conjunto misto de pilotos em um segundo conjunto de antenas de transmissão da pluralidade de antenas de transmissão.

15. Estação base (10), de acordo com a reivindicação 14, caracterizada pelo fato de que o sistema de comunicação sem fio compreende uma pluralidade de estações base, e o primeiro conjunto de antenas de transmissão está localizado em uma primeira da pluralidade de estações base e o segundo conjunto de antenas de transmissão está localizado em uma segunda da pluralidade de estações base.

16. Estação base (10), de acordo com a reivindicação 15, caracterizada pelo fato de que pelo menos a primeira estação base e a segunda estação base da pluralidade de estações base são configuradas para transmitir cooperativamente os dados com o conjunto de pilotos mistos.

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