JP2012509651A

JP2012509651A - シングルチップ上に集積されたｆｍ送信機及び非ｆｍ受信機

Info

Publication number: JP2012509651A
Application number: JP2011537632A
Authority: JP
Inventors: リン、イ‐シャン; パン、ヅ−ワン; ジェン、イ
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2008-11-19
Filing date: 2009-11-19
Publication date: 2012-04-19
Also published as: US8688045B2; CN102217204A; JP2013219772A; JP5836997B2; WO2010059872A3; CN102217204B; EP2368327A2; WO2010059872A2; US20100124891A1; TW201025882A; KR101331660B1; KR20110086627A

Abstract

例示的な態様は、周波数変調（ＦＭ）送信機及び非ＦＭ受信機を含み、それらは同一のＩＣチップ上にインプリメントされる。ＦＭ送信機は、デジタルＦＭ変調器、ロウパスフィルタ、増幅器、及びＬＣタンク回路を含む。デジタルＦＭ変調器は、デジタル入力信号を受け取り、デジタル入力信号によってＦＭ変調を行い、デジタルＦＭ信号を供給する。ロウパスフィルタは、デジタルＦＭ信号をフィルタし、フィルタされたＦＭ信号を供給する。増幅器は、フィルタされたＦＭ信号を増幅し、出力ＦＭ信号を供給する。ＬＣタンク回路は、出力ＦＭ信号をフィルタする。デジタルＦＭ変調器は、ＰＬＬ内のマルチモジュール分周器の可変分周比を変化させることによってＦＭ変調を行う。デルタ−シグマ変調器は、デジタル入力信号を受け取り、可変分周比を得るために用いられる変調器出力信号を発生する。

Description

本開示は、一般にエレクトロニクスに関し、より具体的には無線デバイスの周波数変調（ＦＭ）送信機に関する。

無線デバイスは、複数の無線通信システムに対する通信をサポートすることのできる複数の送信機及び複数の受信機を含んでいるかもしれない。送信機は、無線デバイスによって送られたデータによって変調される出力無線周波数（ＲＦ）信号を発生し、無線チャネルを介して出力ＲＦ信号を送信するかもしれない。受信機は、ベースステーションからＲＦ信号を受信し、受信したＲＦ信号を処理してベースステーションから送られてきたデータを得るかもしれない。送信機及び受信機は、システムによって用いられる無線技術をインプリメントするかもしれない。

無線デバイスはまた、ＦＭ送信機を含んでいるかもしれない。ＦＭ送信機は、オーディオ出力を出力ＦＭ信号に変換し、出力ＦＭ信号をカーラジオや他のアプライアンスに送信するかもしれない。ＦＭ送信機は、無線デバイスがオーディオ出力を他のアプライアンスに供給するようにさせるかもしれず、それはあるシナリオのもとでは好ましいかもしれない。ＦＭ送信機を無線デバイスに効率的にインプリメントすることが望まれている。

図１は、無線デバイスのブロック図を示している。図２は、ＦＭ送信機のブロック図を示している。図３は、デジタルＦＭ変調器のブロック図を示している。図４は、デジタルＦＭ信号のスペクトルプロットを示している。図５Ａは、ロウパスフィルタの周波数応答を示している。図５Ｂは、他のロウパスフィルタの周波数応答を示している。図６は、Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙロウパスフィルタの概略図を示している。図７は、ＦＭ変調を行うためのプロセスを示している。

“例示的（exemplary）”なる語句は、例（example）、事例（instance）、或いは例証（illustration）を意味するためにここでは用いられる。“例示的（exemplary）”であるとしてここで述べられるいかなる設計（design）も、他の設計（design）にわたって好ましい或いは効果的であるとして必ずしも構成されない。

図１は、無線デバイス（wireless device）１００の例示的設計（exemplary design）のブロック図を示している。簡単化のため、ＦＭ送信機（FM transmitter）１２０及び非ＦＭ受信機（non-FM receiver）１３０のみが、図１に示されている。非ＦＭ受信機１３０は、コードディヴィジョンマルチプルアクセス（Code Division Multiple Access）（ＣＤＭＡ）、モバイルコミュニケーション用グローバルシステム（Global System for Mobile Communications）（ＧＳＭ（登録商標））、グローバルポジショニングシステム（Global Positioning System）（ＧＰＳ）、メディカルインプラントコミュニケーションシステム（Medical Implant Communication System）（ＭＩＣＳ）、或いは他の非ＦＭ無線（radio）技術のための受信機であるかもしれない。無線デバイス１００は、他の無線技術のための他の送信機及び受信機も含んでいるかもしれず、それは単純化のために図１では示されていない。ＦＭ送信機１２０及び非ＦＭ受信機１３０は、コスト及びサイズを低減し、及び他の利点を得るために、集積回路（ＩＣ）チップ１１０上にインプリメントされているかもしれない。ＩＣチップ１１０は、アナログＩＣ、ＲＦＩＣ（ＲＦＩＣ）、ミックス信号ＩＣ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、等のためのものであるかもしれない。

ＦＭ送信機１２０は、デジタル入力信号（例えば、オーディオ出力用）を受け取り、デジタル入力信号によってＦＭ変調を行い、出力ＦＭ信号を発生する。出力ＦＭ信号は、アンテナ１２４を介して送信され、パッド１２２からの望ましくないＲＦリークを有している。アンテナ１３４は、ベースステーション及び／又は他の送信機ステーションからＲＦ信号を受信し、非ＦＭ受信機１３０に受信されたＲＦ信号を供給する。パッド１２２からの望ましくないＲＦリークは、パッド１３２を介して非ＦＭ受信機１３０に結合されている。非ＦＭ受信機１３０は、受信されたＲＦ信号を処理し（例えば、増幅、フィルタ、復調、及びデジタライズ）、ベースバンド出力信号を供給する。

図１に示されるように、ＦＭ送信機１２０及び非ＦＭ受信機１３０を同一のＩＣチップ１１０に集積化することは、いくつかの理由についてチャレンジングであるかもしれない。第１に、ＦＭ送信機１２０からの出力ＦＭ信号の信号レベルが高いかもしれない。出力ＦＭ信号は、７６から１０８メガヘルツ（ＭＨｚ）の間の比較的低い周波数に集中しているかもしれないが、ＦＭ信号の高調波（harmonics）（それはＦＭ高調波とも言われる）は、数百ＭＨｚから数ギガヘルツ（ＧＨｚ）のより高い周波数に存在しているかもしれない。ＦＭ高調波は、ＦＭ送信機１２０及び非ＦＭ受信機１３０が同一ＩＣチップ上に集積化され、非ＦＭ受信機１３０が高感度要求を有しているときに、非ＦＭ受信機１３０に支障をきたす。受信機は、例えば−１０２ｄＢｍの非常に低い受信パワーレベルで所望の信号を受信することを要求されているとすると、高感度要求を有していると考えられるかもしれない。ＦＭ高調波は、パッド１２２からパッド１３２に、またアンテナ１２４からアンテナ１３４に結合しているかもしれない。パッドトゥパッド結合（pad-to-pad coupling）は、２つのパッドが同一のＩＣチップ上にあるときに、よりシビアであるかもしれず、アンテナトゥアンテナカップリング（antenna-to antenna coupling）はよりシビアでないかもしれない。いかなる場合にも、結合されたＦＭ高調波は、受信されたＲＦ信号内の所望の信号に或いはその近くに存在するかもしれず、非ＦＭ受信機１３０が所望の信号をリカバーする能力をシビアに妨げるかもしれない。

図２は、ＦＭ送信機１２０の例示的な設計のブロック図を示しており、それはＦＭ高調波の非ＦＭ受信機１３０へのより少ない結合を有しているかもしれない。ＦＭ送信機１２０内において、デジタルＦＭ変調器２１０は、デジタル入力信号（例えば、オーディオ出力用）を受け取り、デジタル入力信号によってＦＭ変調を行い、デジタルＦＭ信号を供給する。ロウパスフィルタ２２０は、デジタルＦＭ信号を受け取り、デジタルＦＭ信号をフィルタして非ＦＭ受信機１３０を妨害するかもしれない高調波を減衰させ、フィルタされたＦＭ信号を供給する。電力増幅器（Ａｍｐ）２３０は、フィルタされたＦＭ信号を増幅して、所望の出力信号レベルを取得し、出力ＦＭ信号を供給する。電力増幅器２３０は、ドライバ増幅器、出力増幅器、等とも言われるかもしれない。ＬＣタンク（LC tank）回路２４０は、可変キャパシタ２４２及びインダクタ２４４によって形成され、バンドパスフィルタとして機能する。ＬＣタンク回路２４０は、出力ＦＭ信号をフィルタして、選択されたＦＭ周波数で所望のＦＭ信号を通過させ、ＦＭ高調波及びノイズを減衰させる。出力ＦＭ信号は、アンテナ１２４を介して送信される。

アンテナ１３４は、受信されたＲＦ信号を非ＦＭ受信機１３０に供給する。非ＦＭ受信機１３０内において、ロウノイズ増幅器（ＬＮＡ）２５０は、受信されたＲＦ信号を増幅し、増幅されたＲＦ信号を供給する。復調器２６０は、増幅されたＲＦ信号をさらに処理し（例えば、フィルタ、復調、及びデジタライズ）、ベースバンド出力信号を供給する。

図２に示された例示的設計において、デジタルＦＭ変調器２１０、ロウパスフィルタ２２０、電力増幅器２３０、及びキャパシタ２４２は、ＩＣチップ１１０上にインプリメントされているかもしれない。インダクタ２４４は、ＩＣチップ１１０の外部（図２に示されるように）、或いはＩＣチップ１１０上にインプリメントされるかもしれない。

図２は、ＦＭ送信機１２０の例示的な設計を示している。一般的に、ＦＭ送信機は、フィルタ、増幅器等の任意の数のステージを含んでいるかもしれない。回路ブロックは、図２に示された構成から異なってアレンジされるかもしれない。

図３は、ＦＭ送信機１２０内のデジタルＦＭ変調器２１０の例示的な設計のブロック図を示している。デジタルＦＭ変調器２１０は、フェイズロックループ（ＰＬＬ）３１０を用いてデジタルＦＭ変調を行う。ここで用いられるように、デジタルＦＭ変調は、デジタル周波数変調された信号、すなわちデジタルＦＭ信号を得るための、発振器信号（oscillator signal）の周波数変調を指す。

ＰＬＬ３１０内において、位相−周波数検出器（phase-frequency detector）３１２は、リファレンス信号及びフィードバック信号を受け取り、２つの信号の位相を比較し、２つの信号間の位相差／誤差を示す検出器信号を供給する。チャージポンプ３１４は、検出された位相誤差に比例した誤差信号を発生する。ループフィルタ３１６は、誤差信号をフィルタし、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３１８に対する制御電圧を供給する。ループフィルタ３１６は、フィードバック信号の周波数がリファレンス信号の周波数にロックされるように制御電圧を調整する。ＶＣＯ３１８は、ループフィルタ３１６からの制御電圧によって決定される周波数を有する発振器信号（oscillator signal）を発生する。マルチモジュール分周器（divider）３２０は、可変分周ファクタ（variable divider factor）によって周波数において（in frequency）発信器信号を分周し、フィードバック信号を供給する。フィックスト分周器（fixed divider）３３０は、フィックスト分周比（fixed divider ratio）（例えば、２、４、等）によって発振器信号を分周し、デジタルＦＭ信号を供給する。

デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器３２２は、比較的低い入力レートで複数ビット（例えば、１６或いはそれ以上のビット）の分解能（resolution）を有するデジタル入力信号を受け取り、同一の分解能を有しているが高い出力レートで１或いは数ビットを用いる変調器出力信号を発生する。加算器３２４は、選択されたＦＭチャネルに対応するオフセット値を変調器出力信号に加算し、マルチモジュール分周器３２０に対する可変分周ファクタを供給する。

図３には示されていないが、プリディストーション（predistortion）ユニットがΔΣ変調器３２２の前に挿入されていてもよく、ＰＬＬ３１０内のゲイン及び位相ミスマッチに対するデジタル入力信号へのプリディストーションを行ってもよい。プリディストーションユニットは、デジタルゲイン及び／又は位相イコライゼーションを行って、ＦＭ変調に対するＰＬＬ閉ループバンド幅（PLL closed-loop bandwidth）の影響を低減する（mitigate）ようにしてもよい。ΔΣ変調器３２２は、デジタル入力信号の代わりにプリディストーションされた入力信号を受け取ってもよい。

ＰＬＬ３１０は、フィードバック信号の周波数をリファレンス信号の周波数にロックする。それ故、分周器３２０の分周比を変化させることは、ＶＣＯ３１８からの発振器信号の周波数の変化を生じさせる。デジタルＦＭ変調は、発振器信号の周波数がデジタル入力信号の瞬間的な逸脱（instantaneous deviation）によって変調されるように、分周器３２０の分周比を制御することによって達成される。

図３は、デジタルＦＭ変調器２１０の例示的な設計を示しており、それは他の方法でもまたインプリメントされるかもしれない。他の例示的な設計では、デジタルＦＭ変調器２１０は、ダイレクトＦＭＶＣＯ変調を実行するかもしれない。これは、ループフィルタ３１６の入力で加算器３２４の出力を適用することによって達成されるかもしれない。他の例示的な設計では、デジタルＦＭ変調器２１０は、デジタルＩ／Ｑ変調を実行するかもしれない。これは、（i）デジタル入力信号を積分する（integrate）する、（ii）積分信号のコサイン及びサインをとる、（iii）コサイン及びサインコンポーネントをシングルサイドバンド（ＳＳＢ）変調器を用いてキャリア周波数にアップコンバートする、ことによって達成される。他の例示的な設計では、デジタルＦＭ変調器２１０は、２ポイント変調を実行するかもしれない。これは、（i）ロウパス変調パスを介して分周器３２０の可変分周比又はリファレンス信号を変調する、（ii）ハイパス変調パスを介してＶＣＯ３１８を変調する、ことによって達成される。デジタルＦＭ変調は、他の方法でも実行されるかもしれない。

図４は、デジタルＦＭ変調器２１０からのデジタルＦＭ信号のスペクトルプロットを示している。デジタルＦＭ信号は、選択されたｆ_FMのＦＭ周波数でのデジタルクロック信号に似ており、ナロウバンド（narrowband）ＦＭ変調を含んでいる。ＦＭ周波数ｆ_FMは、７６から１０８ＭＨｚの範囲内であり、ユーザーによって選択されるかもしれない。クロックのような波形（clock-like waveform）に起因して、デジタルＦＭ信号は、３ｆ_FM、５ｆ_FM、７ｆ_FM、等の周波数での奇数ＦＭ高調波と同様に、選択されたＦＭ周波数での強い所望の信号コンポーネントを含んでいる。ＦＭ高調波のいくつかは、ＣＤＭＡシステム、ＧＳＭ（登録商標）システム、ＧＰＳ、等によって用いられる周波数バンド内であるかもしれない。例えば、１５次ＦＭ高調波は、ＧＰＳに用いられる１５７５．４２ＭＨｚ近傍であるかもしれず、ＧＰＳ受信機のパフォーマンスを低下させるかもしれず、それは高感度要求を有するかもしれず、干渉により敏感であるかもしれない。デジタルＦＭ信号、特に非ＦＭ受信機１３０によってカバーされる周波数帯内にあるかもしれないＦＭ高調波を減衰させることが望まれている。

図５Ａは、ＦＭ送信機１２０内のロウパスフィルタ２２０の例示的な設計の周波数応答５１０を示している。この例示的な設計において、周波数応答５１０は、ＦＭ周波数レンジをカバーする比較的フラットなパスバンドを有し、ロウパスフィルタ２２０の次数によって決定されるレートでしだいにロールオフする。さらなる減衰が、より高次のロウパスフィルタによって得られるかもしれない。周波数応答５１０は、高い周波数でのＦＭ高調波のさらなる減衰を提供するために用いられるかもしれない。

図５Ｂは、ロウパスフィルタ２２０の他の例示的な設計の周波数応答５２０を示している。この例示的な設計では、周波数応答５２０は、ｆ_notch の周波数でのノッチを有し、３ｄＢバンド幅周波数からよりシャープにロールオフしている。ノッチは、より高いＦＭ高調波のより少ない減衰の消費での１以上のＦＭ高調波のより大きな減衰を与えるために用いられるかもしれない。ノッチは、特別の周波数（例えば、ＧＰＳ周波数）に置かれ、この周波数でのＦＭ高調波の高い減衰を得るかもしれない。

図５Ａ及び図５Ｂは、ロウパスフィルタ２２０の２つの例示的な設計の周波数応答を示している。他の周波数応答が、他のロウパスフィルタ設計によってもまた得られるかもしれない。一般に、適切な周波数応答は、ＦＭ送信機１２０の所望のパフォーマンス、非ＦＭ受信機１３０の要求等のような種々のファクタに基づいて選択されるかもしれない。例えば、図５Ａの周波数応答５１０は、非ＦＭ受信機１３０がＧＰＳ受信機であり、１５次ＦＭ高調波の大きな減衰が望まれている場合に用いられるかもしれない。図５Ｂの周波数応答５２０は、非ＦＭ受信機１３０が低周波数帯で動作するＣＤＭＡ或いはＧＳＭ（登録商標）受信機であり、低ＦＭ高調波の大きな減衰が望まれている場合に用いられるかもしれない。

図６は、ロウパスフィルタ２２０の例示的な設計の概略図であり、それは２次Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙロウパスフィルタによってインプリメントされる。ロウパスフィルタ２２０内において、Ｒ₁ の値を有する抵抗６１２は、デジタルＦＭ信号を受け取る一端と、ノードＡに結合された他端とを有する。Ｒ₂の値を有する抵抗６１４は、ノードＡとＮチャネル金属酸化物半導体（ＮＭＯＳ）トランジスタ６２０のゲートとの間に結合されている。Ｃ₁の値を有するキャパシタ６１６は、ＮＭＯＳトランジスタ６２０のゲートと回路グラウンドとの間に結合されている。Ｃ₂の値を有するキャパシタ６１８は、ノードＡとＮＭＯＳトランジスタ６２０のソースとの間に結合されている。ＮＭＯＳトランジスタ６２０は、ソースフォロワとして結合され、パワーサプライ電圧Ｖ_DDに結合されたドレインと、フィルタされたＦＭ信号を供給するソースとを有する。電流源６２２は、ＮＭＯＳトランジスタ６２０のソースと回路グラウンドとの間に結合され、ＮＭＯＳトランジスタ６２０に対してバイアス電流を供給する。ＮＭＯＳトランジスタ６２０は、ｒ_o の有限出力インピーダンス（finite output impedance）を有し、それはＮＭＯＳトランジスタ６２０のソースと回路グラウンドとの間に結合された抵抗６２４によってモデル化される。

有限出力インピーダンスを有する増幅器を持った２次Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙロウパスフィルタの伝達関数Ｈ（ｓ）は、図６に示されるように、

として表され、ここで、

は、ロウパスフィルタのカットオフ周波数であり、

は、クオリティファクタ（quality factor）であり、Ｋは、増幅器のゲインであって、それは１以下である。

Ｑファクタは、ロウパスフィルタの周波数応答のピーク（もしあれば）の高さ及び幅を決定する。より高いピークは、より高いＱによって得られるかもしれない。Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈフィルタに対するマキシマリ（maximally）フラットパスバンド応答は、１／√２のＱによって得られるかもしれない。所望の周波数応答は、抵抗６１２及び６１４に対する適切な値Ｒ₁ 及びＲ₂、及びキャパシタ６１６及び６１８に対する適切な値Ｃ₁ 及びＣ₂ を選択することによって得られるかもしれない。

理想的なユニティゲイン増幅器（ｒ_o＝０を持つ）を有するＳａｌｌｅｎ−Ｋｅｙロウパスフィルタの伝達関数は、ゼロを有していない。しかしながら、式（１）に示されるように、非理想的増幅器の有限出力インピーダンスｒ_oは、伝達関数Ｈ（ｓ）においてゼロとなる。Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙロウパスフィルタは、図５Ｂに示される周波数応答を有するかもしれない。ノッチ周波数は、出力インピーダンスｒ_o、抵抗値Ｒ₂ 、及びキャパシタ値Ｃ₁ 及びＣ₂ によって決定されるかもしれない。出力インピーダンスｒ_oは、概ねｒ_o＝１／ｇ_m であり、ｇ_m はＮＭＯＳトランジスタ６２０のトランスコンダクタンスである。

図６は、ＮＭＯＳトランジスタを用いた２次Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙロウパスフィルタの例示的な設計を示している。一般に、Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙフィルタの増幅器は、任意のタイプのトランジスタ或いは増幅器、例えば、Ｐチャネル金属酸化物半導体（ＰＭＯＳ）トランジスタ、バイポーラジャンクショントランジスタ（ＢＪＴ）、オペレーショナル増幅器（Ｏｐ−Ａｍｐ）、オペレーショナルトランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）等、によってインプリメントされるかもしれない。

図６は、ロウパスフィルタ２２０の例示的な設計を示している。一般に、ロウパスフィルタ２２０は、パッシブロウパスフィルタ（例えば、抵抗、キャパシタ及び／又はインダクタのみを用いる）として、或いはアクティブロウパスフィルタ（例えば、抵抗、キャパシタ、トランジスタ、増幅器等を用いる）としてインプリメントされるかもしれない。ロウパスフィルタ２２０は、任意の順序、任意のフィルタタイプ、及び任意のフィルタ構造によってインプリメントされるかもしれない。例えば、ロウパスフィルタ２２０は、２次、４次、或いはより高次のフィルタによってインプリメントされるかもしれない。ロウパスフィルタ２２０は、Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈフィルタ、Ｂｅｓｓｅｌフィルタ、ｅｌｌｉｐｔｉｃａｌフィルタ、Ｃｈｅｂｙｃｈｅｖフィルタ等によってインプリメントされるかもしれない。ｅｌｌｉｐｔｉｃａｌ及びＣｈｅｂｙｃｈｅｖフィルタはノッチを有しているが、Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ及びＢｅｓｓｅｌフィルタは有していない。ロウパスフィルタ２２０は、ＲＣのカスケード或いはアクティブロウパスフィルタステージによってもまたインプリメントされるかもしれない。

図２に戻ると、ＬＣタンク２４０は、出力ＦＭ信号に対してさらなるフィルタリングを提供するかもしれない。ＬＣタンク２４０は、ω₀ の中心周波数を持つバンドパス応答を有し、それは

として表現され、ここで、Ｃはキャパシタ２４２のキャパシタンスであり、Ｌはインダクタ２４４のインダクタンスである。

キャパシタ２４２は、選択されたＦＭ周波数に基づいて決定されるかもしれないチューナブル値を有しているかもしれない。一例示的設計では、キャパシタ２４２は、等しいキャパシタンスを有するユニットキャパシタのバンクによってインプリメントされるかもしれない。他の例示的設計では、キャパシタ２４２は、革新的に（progressively）より大きなキャパシタンスを持つキャパシタのバンク、例えば前のキャパシタのサイズの２倍である各キャパシタによってインプリメントされるかもしれない。いずれの例示的設計においても、バンク内のキャパシタの適切なセットは、選択されたＦＭ周波数に対する適切なキャパシタンスを得るために、選択されるかもしれない。

図２に示された例示的な設計では、キャパシタ２４２はＩＣチップ１１０上にインプリメントされ、インダクタ２４４はＩＣチップ外にインプリメントされている。他の例示的な設計では、キャパシタ２４２及びインダクタ２４４はいずれも、ＩＣチップ１１０上に、或いはＩＣチップ外にインプリメントされている。

電力増幅器２３０は、種々の方法でインプリメントされるかもしれない。電力増幅器２３０は、追加のＦＭ高調波が増幅器によって発生しないように、良好な線形性を持ってデザインされるかもしれない。電力増幅器２３０はまた、直列或いは並列に結合された複数のステージによってインプリメントされるかもしれない。ステージの十分な数は、所望の出力信号レベルを与えることができるかもしれず、残りのステージは、電力をセーブするためにディセーブルにされるかもしれない。

出力ＦＭ信号を送信するために用いられるアンテナ１２４は、ダイポールアンテナ、パッチアンテナ、マイクロストリップアンテナ、ストリップラインアンテナ、プリンティドダイポールアンテナ、インバーティドＦアンテナ、ループアンテナ、モノポールアンテナ、等によってインプリメントされるかもしれない。アンテナ１２４は、スモールアンテナ（small antenna）であるかもしれない。アンテナは、その寸法が４分の１波長よりも十分に小さければ、“スモール”であるとして考えられるかもしれない。例えば、１０８ＭＨｚの最も高いＦＭ周波数で、４分の１波長が０．７メートルに等しく、アンテナ１２４は、ポータブル無線デバイスのスモールサイズにより０．７メートルよりも十分小さいであろう。

アンテナ１２４は、そのスモールサイズにより、ＦＭ周波数で大きなロスを有しているかもしれない。アンテナ１２４は、大きなアンテナロスを補償するために、大きな出力ＦＭ信号によって駆動されるかもしれない。大きな出力ＦＭ信号は、大きなパッドトゥパッド結合（pad-to-pad coupling）となるかもしれず、それはロウパスフィルタ２２０及びタンク回路２４０によってコンバットされる（combated）かもしれない。

ＬＣタンク回路２４０は、スモールアンテナ１２４に対する良好なパフォーマンスを提供するかもしれない。ＬＣタンク回路２４０は、マッチングネットワーク（反射を最小化する回路）、複数のステージを有するインピーダンスマッチングネットワーク、４分の１波長インピーダンストランスフォーマー等、よりも良好なパフォーマンスを与えるかもしれない。

ここで述べられたＦＭ送信機は、ある効果（certain advantage）を提供するかもしれない。第１に、全て或いはほとんどのＦＭ送信機は、ＩＣチップ上にインプリメントされ、それはコスト、面積、及び電力消費を減少させるかもしれない。ＦＭ送信機はまた、非ＦＭ受信機（例えば、ＧＳＭ（登録商標）受信機、ＣＤＭＡ受信機、ＧＰＳ受信機、ＭＩＣＳ受信機、等）とともに集積化されるかもしれず、それは高感度要求を有しているかもしれない。電力増幅器の前或いは後のＦＭ信号のフィルタリングは、ＦＭ高調波がセンシティブな非ＦＭ受信機のパフォーマンスを最小限に（minimally）劣化させるように、十分な量でＦＭ高調波を減衰させるかもしれない。ポータブル無線デバイスに搭載されたＦＭ送信機に対する要求は、大きいかもしれず、ここで述べられたＦＭ送信機によって処理されるかもしれない。

一例示的設計において、集積回路は、ＦＭ送信機（FM transmitter）及び非ＦＭ受信機（non-FM receiver）を備えているかもしれない。ＦＭ送信機は、デジタル入力信号を受け取り、デジタル入力信号によってＦＭ変調を行い、出力ＦＭ信号を供給するかもしれない。非ＦＭ受信機は、ＲＦ信号を受け取り、受け取ったＲＦ信号の復調を行い、ベースバンド出力信号を供給するかもしれない。非ＦＭ受信機は、ＣＤＭＡ受信機、ＧＳＭ（登録商標）受信機、ＧＰＳ受信機、ＭＩＣＳ受信機等を備えているかもしれない。

他の例示的設計において、装置は、デジタルＦＭ変調器及びロウパスフィルタを備えているかもしれない。デジタルＦＭ変調器は、デジタル入力信号を受け取り、デジタル入力信号によってＦＭ変調を行い、デジタルＦＭ信号を供給するかもしれない。ロウパスフィルタは、デジタルＦＭ信号をフィルタし、フィルタされたＦＭ信号を供給するかもしれない。

一例示的設計において、デジタルＦＭ変調器は、ＰＬＬ及びデルタ−シグマ変調器を備えているかもしれない。ＰＬＬは、可変分周比で周波数において（in frequency）発振器信号を分周するマルチモジュール分周器を備えているかもしれない。デルタ−シグマ変調器は、デジタル入力信号を受け取り、可変分周比を得るために用いられる変調器出力信号を発生するかもしれない。デジタルＦＭ変調器はまた、他の方法でインプリメントされるかもしれない。

一例示的設計において、ロウパスフィルタは、Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙロウパスフィルタを備えているかもしれず、それは図６に示されるようにインプリメントされるかもしれない。Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙロウパスフィルタは、増幅器の有限出力インピーダンス（finite output impedance）によって形成されたノッチを有するかもしれず、それは１に近いゲインを有しているかもしれない。デジタルＦＭ信号は、選択されたＦＭ周波数且つ奇数高調波での所望の信号コンポーネントを備えているかもしれない。ロウパスフィルタは、選択されたＦＭ周波数で所望の信号コンポーネントを通過させるかもしれず、より高い周波数での高調波、例えば非ＦＭ受信機の周波数帯の範囲に含まれる高調波を減衰させるかもしれない。ロウパスフィルタは、ノッチ周波数で大きな減衰を与えることができる。

装置はさらに、増幅器及びＬＣタンク回路を備えているかもしれない。増幅器は、フィルタされたＦＭ信号を増幅し、出力ＦＭ信号を供給するかもしれない。ＬＣタンク回路は、バンドパス応答によって出力ＦＭ信号をフィルタするかもしれない。ＬＣタンク回路は、並列に結合された可変キャパシタ及びインダクタを備えているかもしれない。可変キャパシタは、選択されたＦＭ周波数に基づいて調整されるかもしれない。デジタルＦＭ変調器及び可変キャパシタは、ＩＣチップ上にインプリメントされるかもしれず、例えば図２に示されるように、インダクタはＩＣチップ外にインプリメントされるかもしれない。

装置は、出力ＦＭ信号を送信するためにスモールアンテナを備えているかもしれない。スモールアンテナは、最も高いＦＭ周波数の４分の１波長よりも小さいサイズを有しているかもしれない。

図７は、ＦＭ変調を行うためのプロセス７００の例示的な設計を示している。デジタルＦＭ変調はデジタル入力信号によって行われ、デジタルＦＭ信号が得られるかもしれない（ブロック７１２）。ブロック７１２の一例示的設計では、発振器信号は可変分周比により周波数において（in frequency）分周されるかもしれない。デルタ−シグマ変調がデジタル入力信号に対して行われ、可変分周比が得られるかもしれない。デジタルＦＭ信号は、例えばノッチを有するロウパスフィルタによってロウパスフィルタされ、フィルタされたＦＭ信号が得られるかもしれない（ブロック７１４）。フィルタされたＦＭ信号は増幅され、出力ＦＭ信号が得られるかもしれない（ブロック７１６）。出力ＦＭ信号は、例えばＬＣタンク回路によってバンドパスフィルタされるかもしれない（ブロック７１８）。出力ＦＭ信号は、スモールアンテナを介して送信されるかもしれない（ブロック７２０）。

ここで説明された全ての或いはほとんどのＦＭ送信機は、ＩＣ、アナログＩＣ、ＲＦＩＣ、ミックスト信号（mixed-signal）ＩＣ、ＡＳＩＣ等にインプリメントされるかもしれない。ＦＭ送信機は、相補型金属酸化物半導体（ＣＭＯＳ）、ＮＭＯＳ、ＰＭＯＳ、ＢＪＴ、バイポーラ−ＣＭＯＳ（ＢｉＣＭＯＳ）、シリコンゲルマニウム（ＳＩＧｅ）、ガリウムヒ素（ＧａＡｓ）、インジウムリン（ＩｎＰ）等の、種々のＩＣプロセス技術によって製造されるかもしれない。

ここで説明されたＦＭ送信機をインプリメントする装置は、スタンドアローンデバイスであるかもしれないし、或いはより大きなデバイスの一部であるかもしれない。デバイスは、（i）スタンドアローンＩＣ、（ii）データ及び／又はインストラクションを記憶するメモリＩＣを含むかもしれない１以上のＩＣのセット、（iii）ＲＦ受信機（ＲＦＲ）或いはＲＦ送信機／受信機（ＲＴＲ）といったＲＦＩＣ、（iv）モバイルステーションモデム（ＭＳＭ）のようなＡＳＩＣ、（v）他のデバイス内に埋め込まれる（embedded）かもしれないモジュール、（vi）受信機、セルラー電話、無線デバイス、ハンドセット、或いはモバイルユニット、（vii）等々、であるかもしれない。

１以上の例示的な設計において、説明された機能を、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、或いはそれらの任意の組合せでインプリメントされるかもしれない。ソフトウェアでインプリメントする場合、機能は、１以上の命令又はコードとしてコンピュータ可読媒体上に記憶するか、或いはコンピュータ可読媒体を介して伝達されるかもしれない。コンピュータ可読媒体は、コンピュータ記憶媒体と、ある場所から別の場所へのコンピュータプログラムの転送を容易にする任意の媒体を含む通信媒体との両方を含む。記憶媒体は、コンピュータによってアクセスできる任意の利用可能な媒体であるかもしれない。限定ではなく例として、そのようなコンピュータ可読媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ、もしくは他の光学ディスク記憶、磁気ディスク記憶、もしくは他の磁気記憶デバイス、又は、命令もしくはデータ構造の形態の所望のプログラムコードを運搬または記憶するために使用でき、コンピュータによってアクセスできる他の任意の媒体を備えることができる。さらに、任意の接続は、コンピュータ可読媒体と適切に呼ばれる。例えば、ソフトウェアが、同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、又は赤外線、無線、及びマイクロ波などのワイヤレス技術を使用して、ウェブサイト、サーバ、又は他のリモートソースから送信される場合、同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、ＤＳＬ、又は赤外線、無線、及びマイクロ波などのワイヤレス技術は、媒体の定義に含まれる。ここで使用されるディスク（disk）及びディスク（disc）は、コンパクトディスク（ＣＤ）、レーザディスク、光学ディスク、デジタル多用途ディスク（ＤＶＤ）、フロッピー（登録商標）ディスク及びブルーレイディスクを含み、ディスク（disk）は通常、データを磁気的に再生し、ディスク（disc）は、データをレーザで光学的に再生する。上記の組合せもまた、コンピュータ可読媒体の範囲内に含めるべきである。

開示の前述の説明は、当業者が本開示を実施または使用できるようにするために提供される。これらの開示への種々の変更は、当業者に容易に明らかになり、ここで定義された包括的な原理は、本開示の範囲から逸脱することなく、他の変更に適用できるかもしれない。それ故、本開示は、ここで説明された例及び設計に限定されることは意図されておらず、ここで開示された原理および新規な特徴に一致する最も広い範囲を与えられるべきものである。

Claims

デジタル入力信号を受け取り、前記デジタル入力信号によってＦＭ変調を行い、出力ＦＭ信号を供給する周波数変調（ＦＭ）送信機と、
無線周波数（ＲＦ）信号を受け取り、前記受け取ったＲＦ信号の復調を行い、ベースバンド出力信号を供給する非ＦＭ受信機と、
を備えた集積回路。
前記ＦＭ送信機は、
前記デジタル入力信号によってＦＭ変調を行い、デジタルＦＭ信号を供給するデジタルＦＭ変調器と、
前記デジタルＦＭ信号をフィルタし、フィルタされたＦＭ信号を供給するロウパスフィルタと、
を備える請求項１の集積回路。
前記デジタルＦＭ変調器は、
可変分周比で周波数において発振器信号を分周するマルチモジュール分周器を備えたフェイズロックループ（ＰＬＬ）と、
前記デジタル入力信号を受け取り、前記可変分周比を得るために用いられる変調器出力信号を発生するデルタ−シグマ変調器と、
を備える請求項２の集積回路。
前記ロウパスフィルタは、Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙロウパスフィルタを備える
請求項２の集積回路。
前記ロウパスフィルタは、選択されたＦＭ周波数で所望の信号コンポーネントを通過させ、前記非ＦＭ受信機の周波数帯の範囲に含まれるデジタルＦＭ信号の高調波を減衰させる
請求項２の集積回路。
前記非ＦＭ受信機は、コードディヴィジョンマルチプルアクセス（ＣＤＭＡ）受信機、モバイルコミュニケーション用グローバルシステム（ＧＳＭ（登録商標））受信機、又はグローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）受信機を備える
請求項１の集積回路。
デジタル入力信号を受け取り、前記デジタル入力信号によってＦＭ変調を行い、デジタルＦＭ信号を供給するデジタル周波数変調（ＦＭ）変調器と、
前記デジタルＦＭ信号をフィルタし、フィルタされたＦＭ信号を供給するロウパスフィルタと、
を備えた装置。
前記デジタルＦＭ変調器は、
可変分周比で周波数において発振器信号を分周するマルチモジュール分周器を備えたフェイズロックループ（ＰＬＬ）と、
前記デジタル入力信号を受け取り、前記可変分周比を得るために用いられる変調器出力信号を発生するデルタ−シグマ変調器と、
を備える請求項７の装置。
前記ロウパスフィルタは、Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙロウパスフィルタを備える
請求項７の装置。
前記Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙロウパスフィルタは、
ゲート及びソースを有し、前記ソースが前記フィルタされたＦＭ信号を供給する金属酸化物半導体（ＭＯＳ）トランジスタと、
直列に且つ前記ＭＯＳトランジスタのゲートに結合された第１及び第２の抵抗と、
前記ＭＯＳトランジスタのゲートと回路グラウンドとの間に結合された第１のキャパシタと、
前記ＭＯＳトランジスタのソースと前記第１及び第２の抵抗とに結合された第２のキャパシタと、
を備える請求項９の装置。
前記Ｓａｌｌｅｎ−Ｋｅｙロウパスフィルタは、前記ＭＯＳトランジスタの有限出力インピーダンス（finite output impedance）によって形成されたノッチを有する
請求項１０の装置。
前記ロウパスフィルタは、少なくとも１つのノッチを有し、各ノッチ周波数でより大きな減衰を与える
請求項７の装置。
前記フィルタされたＦＭ信号を増幅し、出力ＦＭ信号を供給する増幅器と、
バンドパス応答によって前記出力ＦＭ信号をフィルタするＬＣタンク回路と、
をさらに備えた請求項７の装置。
前記デジタルＦＭ信号は、選択されたＦＭ周波数且つ奇数高調波での所望の信号コンポーネントを備え、前記ロウパスフィルタは、より高い周波数で前記奇数高調波を減衰させる
請求項７の装置。
デジタル入力信号を受け取り、前記デジタル入力信号によってＦＭ変調を行い、デジタルＦＭ信号を供給するデジタル周波数変調（ＦＭ）変調器と、
前記デジタルＦＭ信号のためのフィルタリングを行い、出力ＦＭ信号を供給するＬＣタンク回路と、
を備えた装置。
前記ＬＣタンク回路は、並列に結合された可変キャパシタ及びインダクタを備え、前記可変キャパシタは選択されたＦＭ周波数に基づいて調整される
請求項１５の装置。
前記デジタルＦＭ変調器及び前記可変キャパシタは集積回路（ＩＣ）チップ上にインプリメントされ、前記インダクタは前記ＩＣチップの外にインプリメントされる
請求項１６の装置。
デジタル入力信号を受け取り、前記デジタル入力信号によってＦＭ変調を行い、デジタルＦＭ信号を供給するデジタル周波数変調（ＦＭ）変調器と、
前記デジタルＦＭ信号に基づいて発生された出力ＦＭ信号を送信し、最も高いＦＭ周波数の４分の１波長よりも小さいサイズを有するスモールアンテナと、
を備えた無線デバイス。
デジタル入力信号によってデジタルＦＭ変調を行ってデジタルＦＭ信号を得ることと、
前記デジタルＦＭ信号をロウパスフィルタしてフィルタされたＦＭ信号を得ることと、
を備えた周波数変調（ＦＭ）を行う方法。
前記フィルタされたＦＭ信号を増幅して出力ＦＭ信号を得ることと、
前記出力ＦＭ信号をバンドパスフィルタすることと、
をさらに備えた請求項１９の方法。
前記デジタルＦＭ変調を行うことは、
可変分周比で周波数において発振器信号を分周することと、
前記デジタル入力信号に対してデルタ−シグマ変調を行って前記可変分周比を得ることと、
を備える請求項１９の方法。
前記ロウパスフィルタすることは、ノッチを有するロウパスフィルタによって前記デジタルＦＭ信号をロウパスフィルタすることを備える
請求項１９の方法。
デジタル入力信号によってデジタルＦＭ変調を行ってデジタルＦＭ信号を得る手段と、
前記デジタルＦＭ信号をロウパスフィルタしてフィルタされたＦＭ信号を得る手段と、
を備えた周波数変調（ＦＭ）を行う装置。
前記フィルタされたＦＭ信号を増幅して出力ＦＭ信号を得る手段と、
前記出力ＦＭ信号をバンドパスフィルタする手段と、
をさらに備えた請求項２３の装置。
前記デジタルＦＭ変調を行う手段は、
可変分周比で周波数において発振器信号を分周する手段と、
前記デジタル入力信号に対してデルタ−シグマ変調を行って前記可変分周比を得る手段と、
を備える請求項２３の装置。