JP2012227637A - 高周波増幅回路 - Google Patents

Abstract

【課題】低出力モードで出力電力を変化させても、ゲインの差が殆ど生じない高周波増幅回路を実現する。
【解決手段】高周波増幅回路１００Ａは増幅用トランジスタ１０を備える。増幅用トランジスタ１０のベースは、バラスト抵抗素子５２を介してエミッタフォロワ用トランジスタ２０のエミッタに接続する。エミッタフォロワ用トランジスタ２０のベースには、抵抗素子５１を介してバイアス電源が接続されている。エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタには、抵抗素子５３を介してモード制御電源が接続されている。抵抗素子５３は固定抵抗値の抵抗素子である。モード制御電源は、可変電圧型であり、モードに応じて直流のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅを発生する。モード制御電圧Ｖｍｏｄｅは、低出力モード時には低電圧となり、高出力モード時には高電圧となる。
【選択図】 図３

Description

この発明は、高周波信号を増幅する高周波増幅回路に関する。

従来、携帯電話等の無線通信端末には、高周波数の送信信号を増幅するパワーアンプが備えられている。このような携帯無線通信端末では、パワーアンプすなわち高周波増幅回路を省電力化するために、低消費電流で動作させることが求められている。しかしながら、低消費電流での動作は歪みを生じ易い。

このため、低出力モード（低消費電流モード）と高出力モード（通常の消費電流モード）とを高周波増幅回路に備え、状況に応じて切り替えるものが考案されている。

その一つとして、非特許文献１には、図１に示すような高周波増幅回路が記載されている。図１は従来の高周波増幅回路１００Ｐの回路図である。

従来の高周波増幅回路１００Ｐは、増幅用トランジスタ１０を備える。増幅用トランジスタ１０のベースは、入力整合回路３０を介して高周波信号入力端子１０１へ接続している。増幅用トランジスタ１０のコレクタは、出力整合回路４０を介して高周波信号出力端子１０２へ接続している。

増幅用トランジスタ１０のコレクタには、チョークコイル６０を介して駆動電圧Ｖｃｃが印加される。

増幅用トランジスタ１０のベースは、熱抵抗防止用のバラスト抵抗素子５２を介して、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のエミッタに接続している。エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタには、増幅用トランジスタ１０のコレクタと同じ駆動電圧Ｖｃｃが印加され、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のベースには、抵抗素子５１を介してモード制御電圧Ｖｍｏｄｅが印加される。このモード制御電圧Ｖｍｏｄｅを変化させることで、増幅用トランジスタ１０のコレクタ電流Ｉｃｃを制御し、低出力モードと高出力モードとを切り替える。

Daehyun Kang,Daekyu Yu, Kyoungjoon Min, Kichon Han, Jinsung Choi, IEEE TRANSACIOTNS ONMICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL.56, NO.1, JANUARY 2008, Page77-87

無線通信で利用する高周波増幅回路で増幅されたキャリア信号には、当該キャリア信号の通信品質を保つための指標として、Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ（ＥＶＭ）等がある。通信品質を良好に保つために、高周波増幅回路において、当該高周波増幅回路によって増幅されたキャリア信号は、ＥＶＭ特性の一定の基準を満たすことが要求されている。

一方で、無線通信で利用する高周波増幅回路では、回路の消費電力を低減させ、当該高周波増幅回路が搭載される無線通信機の駆動時間を長くすることが要求されている。しかし、高出力モードと低出力モードとを切り替える高周波増幅回路において消費電流を抑えると、低出力時のゲインが低下し、出力電力の増加にともなって（高出力になるにしたがって）ゲインが増加する所謂ゲインエクスパンションが起こりやすく、ＥＶＭ特性が劣化しやすい。一般的に、良好なＥＶＭ特性を実現するためには、出力電力を変化させた時のゲイン変化量、すなわち、ＡＭ−ＡＭ特性の歪みを小さくすることが必要であると知られている。

図２は従来の高周波増幅回路１００Ｐの出力特性を示すグラフであり、図２（Ａ）が増幅用トランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃと出力電力Ｐｏｕｔと関係を示し、図２（Ｂ）が高周波増幅回路１００Ｐのゲインと出力電力Ｐｏｕｔと関係を示す。

図２（Ｂ）に示すように、高出力モードにおいては出力電力Ｐｏｕｔが変化してもゲインが殆ど変化しない出力電力範囲であっても、低出力モードでは、トランジスタの静特性における非線形な領域を利用することになるため、出力電力Ｐｏｕｔの増加にともなってゲインが上昇する、所謂ゲインエクスパンジョンが発生する。具体的に、図２（Ｂ）の例であれば、１０［ｄＢｍ］から２５［ｄＢｍ］の間で０．９［ｄＢ］程度のゲインの差が生じる。このようなゲインの差が生じると、通信品質が低下してしまう。

この発明の目的は、低出力モードで出力電力を変化させても、ゲインの差が殆ど生じない高周波増幅回路を実現することにある。

この発明は、高周波信号を増幅する高周波増幅回路に関する。この高周波増幅回路は、増幅用トランジスタと、エミッタフォロワ用トランジスタと、コレクタ電圧可変手段とを備える。増幅用トランジスタは、ベースから入力された高周波信号を増幅してコレクタから出力する。エミッタフォロワ用トランジスタは、増幅用トランジスタのベースにエミッタが接続されており、エミッタフォロワ回路を構成する。コレクタ電圧可変手段は、低出力モードと高出力モードとの間で、エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタ電圧を変化させる。

この構成では、エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタ電圧をモード別で制御することにより、高出力モードでの出力特性を殆ど変化させることなく、低出力モードでのゲインエクスパンジョンの発生が抑制される。例えば、後述の図４等に示すように、低出力モードでのゲインのフラットネスが向上する。

この発明の高周波増幅回路では、コレクタ電圧可変手段は、エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタに定抵抗素子を介して接続された電圧可変型のモード制御電源であることが一例として好ましい。

この構成では、コレクタ電圧可変手段が、電圧可変型のモード制御電源と定抵抗素子のみから構成される。この構成により、コレクタ電圧可変手段を簡素に構成することができる。

また、この発明の高周波増幅回路では、コレクタ電圧可変手段は、エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタに可変抵抗素子を介して接続された電圧固定型のモード制御電源もしくは電圧可変型のモード制御電源であることが一例として好ましい。

この構成では、コレクタ電圧可変手段が、可変抵抗素子と電圧固定型のモード制御電源もしくは、可変抵抗素子と電圧可変型のモード制御電源の組で構成される。この構成でも、コレクタ電圧可変手段を簡素に構成することができる。

また、この発明の高周波増幅回路では、コレクタ電圧可変手段は、エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタにそれぞれ異なる電圧を与える複数の電圧印加回路を備えることが一例として好ましい。

この構成では、コレクタ電圧可変手段を複数の電圧印加回路で実現しており、これにより、所望な値にコレクタ電圧を制御することが可能になる。

また、この発明の高周波増幅回路では、複数の電圧印加回路は次の構成であることが一例として好ましい。エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタに、第１ダイオードを介して接続される電圧可変型のモード制御電源を備える。エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタに、第２ダイオードを介して接続され、電圧可変型のモード制御電源の高出力モードでの電圧より低く、電圧可変型のモード制御電源の低出力モードでの電圧よりも高い直流電圧を出力するリファレンス電源を備える。

この構成では、コレクタ電圧可変手段における複数の電圧印加回路の具体例を示している。このような構成とすることで、第１ダイオード側の電圧供給回路と、第２ダイオード側の電圧供給回路とが個別に形成されるので、それぞれに高出力モード時の電圧印加、低出力モード時の電圧印加を割り当てる場合、個別に回路設計することができる。これにより、モード別のエミッタフォロワ用トランジスタへの電圧供給回路の設計自由度が向上する。これにより、それぞれのモードに対して、より所望な値にコレクタ電圧を制御することが可能になる。

また、この発明の高周波増幅回路では、複数の電圧印加回路は、次の構成であることが一例として好ましい。エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタと増幅用トランジスタの駆動電圧印加端子との間に並列に接続された第１スイッチ素子および第２スイッチ素子を備える。第１スイッチ素子の制御端子に接続する電圧可変型のモード制御電源を備える。第２スイッチ素子の制御端子に接続し、電圧可変型のモード制御電源の高出力モードでの電圧より低く、電圧可変型のモード制御電源の低出力モードでの電圧よりも高い直流電圧を出力するリファレンス電源を備える。

この構成では、エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタへの供給電圧源を、両方のモードで共通し、増幅用トランジスタの駆動電圧で兼用する場合の回路構成を示している。この場合、第１、第２のスイッチを用いて、駆動電圧源とエミッタフォロワ用トランジスタのコレクタとの間の回路構成を、高出力モードと低出力モードとで切り替えている。この構成のように、エミッタフォロワ用トランジスタと増幅用トランジスタとの駆動電源を共通化しても、それぞれのモードに対して、所望な値にコレクタ電圧を制御することができる。

また、この発明の高周波増幅回路では、次の構成であることがより好ましい。エミッタフォロワ用トランジスタのベースに接続し、当該エミッタフォロワ用トランジスタのベースバイアスを決定するバイアス制御回路を備える。電圧可変型のモード制御電源は、バイアス制御回路にも接続されている。バイアス制御回路は、定電圧であるバイアス電源の電圧と電圧可変型のモード制御電源の電圧とからエミッタフォロワ用トランジスタのベースに印加する電圧を決定する。

この構成では、さらに、エミッタフォロワ用トランジスタのバイアス電圧をモード毎に可変にすることができる。これにより、各モードでの消費電流量も含む、より詳細な特性設定が可能になり、所望の特性を実現しやすくなる。

また、この発明の高周波増幅回路では、複数の電圧印加回路は、次の構成であることが一例として好ましい。エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタと増幅用トランジスタの駆動電圧印加端子との間に接続された第１抵抗素子を備える。該第１抵抗素子に並列接続されたスイッチ素子を備える。該スイッチ素子の制御端子に接続する電圧可変型のモード制御電源を備える。

この構成では、エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタへの供給電圧源を、両方のモードで共通し、増幅用トランジスタの駆動電圧で兼用する場合の回路構成を示している。そして、第１のスイッチを用いて、駆動電圧源とエミッタフォロワ用トランジスタのコレクタとの間の回路構成を、高出力モードと低出力モードとで切り替えている。この構成では、出力電力の上昇に伴ってゲインが低下するゲインコンプレッションが生じる。したがって、従来のようなゲインエクスパンジョンを防止できる。

また、この発明の高周波増幅回路では、複数の電圧印加回路は、次の構成であることが一例として好ましい。エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタと増幅用トランジスタの駆動電圧印加端子との間に接続された第１抵抗素子を備える。エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタに第１ダイオードを介して接続される電圧可変型のモード制御電源を備える。

この構成では、エミッタフォロワ用トランジスタの一方のモードの駆動電圧を、増幅用トランジスタの駆動電圧源から供給し、他方のモードの駆動電圧を別回路で構成する。この構成でも、ゲインコンプレッションが生じる。したがって、従来のようなゲインエクスパンジョンを防止できる。

また、この発明の高周波増幅回路は、次の構成であることが一例として好ましい。上述のゲインコンプレッション型の高周波増幅回路で構成される第１高周波増幅素子を備える。ベースから入力された高周波信号を増幅してコレクタから出力する第２増幅用トランジスタと、該増幅用トランジスタのベースにエミッタが接続された第２エミッタフォロワ用トランジスタと該第２エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタと第２増幅用トランジスタのコレクタに接続する駆動電圧印加端子とを備えた第２高周波増幅回路を備える。第１高周波増幅回路と第２高周波増幅回路とを直列接続した構成を備える。

この構成では、ゲインコンプレッションを生じる高周波増幅回路と、ゲインエクスパンジョンを生じる高周波増幅回路とを直列接続することで、全体の高周波増幅回路としては、出力電圧の変化に関係なく、ゲインが略一定になる。

また、この発明では、無線装置をとして次の構成を備えることが好ましい。上述のゲイン変化が殆ど無い高周波増幅回路を備える。当該高周波増幅回路を高周波送信信号用のパワーアンプに用いる。

この構成では、上述のような出力電圧に影響されることなくゲインが略一定な高周波増幅回路を用いることで、通信特性に優れる無線装置を実現することができる。

この発明によれば、高出力モードと低出力モードとを有する高周波増幅回路において、低出力モードで出力電力を変化させても、ゲインの差が殆ど生じず、優れた増幅特性を実現できる。これにより、優れた通信品質の無線通信装置を実現することができる。

従来の高周波増幅回路１００Ｐの回路図である。 従来の高周波増幅回路１００Ｐの出力特性を示すグラフである。 第１の実施形態に係る高周波増幅回路１００Ａの回路図である。 第１の実施形態に係る高周波増幅回路１００Ａの出力特性を示すグラフである。 第２の実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｂの回路図である。 第２の実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｂの出力特性を示すグラフである。 第３の実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｃの回路図である。 第４の実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｃの出力特性を示すグラフである。 第４の実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｄの回路図である。 第４の実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｄの出力特性を示すグラフである。 第４の実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｅの回路図である。 第４の実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｅの出力特性を示すグラフである。 第４の実施形態に係るパワーアンプ１１０の回路図である。 第５の実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｆの回路図である。 第５の実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｆの出力特性を示すグラフである。 第６の実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｇの回路図である。 第６の実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｇの出力特性を示すグラフである。

本発明の第１の実施形態に係る高周波増幅回路について、図を参照して説明する。図３は本実施形態に係る高周波増幅回路１００Ａの回路図である。図４は高周波増幅回路１００Ａの出力特性を示すグラフであり、図４（Ａ）が増幅用トランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃと出力電力Ｐｏｕｔと関係を示し、図４（Ｂ）が高周波増幅回路１００Ａのゲインと出力電力Ｐｏｕｔと関係を示す。

（回路構成）
高周波増幅回路１００Ａは、ｎｐｎ型からなる増幅用トランジスタ１０を備える。増幅用トランジスタ１０のベースは、入力整合回路３０を介して高周波信号入力端子１０１へ接続している。増幅用トランジスタ１０のコレクタは、出力整合回路４０を介して高周波信号出力端子１０２へ接続している。増幅用トランジスタ１０のコレクタには、チョークコイル６０を介して駆動電源に接続され、駆動電圧Ｖｃｃが印加される。この駆動電源とチョークコイル６０との接続点が、本発明の「駆動電圧印加端子」となる。

増幅用トランジスタ１０のベースは、熱抵抗防止用のバラスト抵抗素子５２を介して、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のエミッタに接続している。エミッタフォロワ用トランジスタ２０のベースは、抵抗素子５１を介してバイアス電源が接続されている。この構成により、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のベースには、バイアス電圧Ｖｃｔｒが印加されている。バイアス電圧Ｖｃｔｒは例えば２．６１０［Ｖ］である。

エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタには、抵抗素子５３を介してモード制御電源が接続されている。抵抗素子５３は固定抵抗値の抵抗素子であり、例えば５０Ω程度の抵抗値を有する。モード制御電源は、可変電圧型で直流電圧のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅを発生する。モード制御電源は、低出力モード時には相対的に低い電圧（例えば、１．３［Ｖ］）を発生し、高出力モード時には相対的に高い電圧（例えば、３．３［Ｖ］）を発生する。

（動作）
高出力モードでは、モード制御電源から高電圧のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｈ）が、抵抗素子５３を介して、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタに印加される。これにより、高出力モードでは、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタ電圧が高くなる。

低出力モードでは、モード制御電源から低電圧のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｌ）が、抵抗素子５３を介して、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタに印加される。これにより、低出力モードでは、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタ電圧が低くなる。

このようなモード制御電圧Ｖｍｏｄｅの電圧値制御を行うことで、図４に示すように、高出力モード時のゲインのフラットネス（平坦度）を損なうことなく、低出力モード時のゲインエクスパンジョンを抑制し、ゲインのフラットネスを改善することができる。具体的に、図４の場合であれば、１０［ｄＢｍ］から２５［ｄＢｍ］の間で０．４［ｄＢ］程度のゲインの差に抑圧することができる。

これは、本実施形態の回路では、低出力モード時にエミッタフォロワのコレクタ電圧が低く抑えられるため、増幅用トランジスタの低出力モード内での高出力時におけるベースバイアスが抑制され、当該高出力時の増幅用トランジスタのコレクタ電流の増加が抑制されるからである。

このように、本実施形態の構成を用いることで、高出力モードと同様に、低出力モードであってもＡＭ−ＡＭ歪みを抑制することができ、無線通信用の高周波信号に対して優れた増幅特性を有する高周波増幅回路を実現することができる。

そして、この高周波増幅回路を送信信号のパワーアンプに用いることで、優れた通信特性の無線装置を実現することができる。

なお、上述の説明では、固定抵抗値からなる抵抗素子と、可変電圧型のモード制御電源とを組み合わせた例を示したが、可変抵抗素子と固定電圧型のモード制御電源を組み合わせて用いたり、可変抵抗素子と可変電圧型のモード制御電源を組み合わせて用いてもよい。

次に、第２の実施形態に係る高周波増幅回路について、図を参照して説明する。図５は本実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｂの回路図である。図６は高周波増幅回路１００Ｂの出力特性を示すグラフであり、図６（Ａ）が増幅用トランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃと出力電力Ｐｏｕｔと関係を示し、図６（Ｂ）が高周波増幅回路１００Ｂのゲインと出力電力Ｐｏｕｔと関係を示す。

（回路構成）
本実施形態の高周波増幅回路１００Ｂは、第１の実施形態に示した高周波増幅回路１００Ａに対して、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタに電圧供給する回路構成が異なり、他の構成は第１の実施形態の高周波増幅回路１００Ａと同じである。したがって、異なる箇所のみを説明する。

エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタは、バイパスコンデンサ７０を介して接地されている。

エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタには、第１ダイオード２１Ａのカソードが接続されている。第１ダイオード２１Ａのアノードは、モード制御電源に接続されている。第１ダイオード２１Ａは、ダイオード素子を用いてもよいが、図５に示すように、ｎｐｎ型トランジスタのコレクタとベースを短絡したものを用いてもよい。この場合、ベースがアノードに対応し、エミッタがカソードに対応する。

モード制御電源は、可変電圧型で直流電圧のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅを発生する。モード電圧Ｖｍｏｄｅは、低出力モード時には相対的に低い電圧（例えば、０．０［Ｖ］）であり（電圧印加無し）、高出力モード時には相対的に高い電圧（例えば、３．３［Ｖ］）である。

エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタには、抵抗素子５４を介して第２ダイオード２１Ｂのカソードが接続されている。この抵抗素子５４は省略することも可能である。第２ダイオード２１Ｂのアノードは、リファレンス電源に接続されている。なお、第２ダイオード２１Ｂも第１ダイオード２１Ａと同様に、ｎｐｎ型トランジスタで形成してもよい。

リファレンス電源は、一定値のリファレンス電圧Ｖｒｅｆを発生する。リファレンス電圧Ｖｒｅｆは例えば２．７［Ｖ］である。

（動作）
高出力モードでは、高電圧のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｈ）が、リファレンス電圧Ｖｒｅｆよりも高くなる。したがって、モード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｈ）からトランジスタ２１Ａのベース−エミッタ間電圧だけ低下した電圧が、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタに印加される。これにより、高出力モードでは、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタ電圧が高くなり、抵抗素子５４が接続されていない分、コレクタ側が低インピーダンスになる。

低出力モードでは、低電圧のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｌ）が、リファレンス電圧Ｖｒｅｆよりも低くなる。したがって、高出力モードでのモード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｈ）よりも低電圧のリファレンス電圧Ｖｒｅｆからトランジスタ２１Ｂのベース−エミッタ間電圧だけ低下した電圧が抵抗素子５４を介して、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタに印加される。これにより、低出力モードでは、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタ電圧が低くなり、抵抗素子５４の抵抗値分、コレクタ側が高インピーダンスになる。

このような構成とすることで、図６に示すような特性が得られる。すなわち、低出力モード時のゲインのフラットネスをより向上させることができる。例えば、具体的に、図６（Ｂ）に示すように、１０［ｄＢｍ］から２０［ｄＢｍ］の間で０．３［ｄＢ］程度のゲインの差に抑圧することができる。

これは、本実施形態の回路では、低出力モード時にエミッタフォロワのコレクタ電圧を低く抑えるだけでなく、エミッタフォロワのコレクタ端子の電流を供給する経路の抵抗値を大きくすることで、低出力モードにおける高出力時の電流増加をより抑制できるからである。

さらに、本実施形態では、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタへの電圧供給回路が、低出力モードと高出力モードとで個別の回路になる。したがって、各モード時の供給電圧を個別に設定でき、エミッタフォロワ用トランジスタ２０に所望のコレクタ電圧を印加するための設計を容易にすることができる。これにより、ＡＭ−ＡＭ歪みを、より容易に抑圧することができる。

次に、第３の実施形態に係る高周波増幅回路について、図を参照して説明する。図７は本実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｃの回路図である。図８は高周波増幅回路１００Ｃの出力特性を示すグラフであり、図８（Ａ）が増幅用トランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃと出力電力Ｐｏｕｔと関係を示し、図８（Ｂ）が高周波増幅回路１００Ｃのゲインと出力電力Ｐｏｕｔと関係を示す。

（回路構成）
本実施形態の高周波増幅回路１００Ｃは、第１の実施形態に示した高周波増幅回路１００Ａに対して、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタに電圧供給する回路構成が異なり、他の構成は第１の実施形態の高周波増幅回路１００Ａと同じである。したがって、異なる箇所のみを説明する。

エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタは、バイパスコンデンサ７０を介して接地されている。

エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタには、第１スイッチ素子であるｎｐｎ型のトランジスタ２２Ａのエミッタが接続されている。

トランジスタ２２Ａのコレクタには、駆動電源に接続され、駆動電圧Ｖｃｃが印加される。トランジスタ２２Ａのベースには、抵抗素子５５Ａを介してモード制御電源に接続されている。

モード制御電源は、可変電圧型で直流電圧のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅを発生する。モード電圧Ｖｍｏｄｅは、低出力モード時には相対的に低い電圧（例えば、０．０［Ｖ］）であり（電圧印加無し）、高出力モード時には相対的に高い電圧（例えば、３．３［Ｖ］）である。

エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタには、抵抗素子５４を介して、第２スイッチ素子であるｎｐｎ型のトランジスタ２２Ｂのエミッタが接続されている。

トランジスタ２２Ｂのコレクタには、駆動電源に接続され、駆動電圧Ｖｃｃが印加される。トランジスタ２２Ｂのベースには、抵抗素子５５Ｂを介しリファレンス電源に接続されている。

リファレンス電源は、一定値のリファレンス電圧Ｖｒｅｆを発生する。リファレンス電圧Ｖｒｅｆは例えば２．７［Ｖ］である。

（動作）
高出力モードでは、高電圧のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｈ）によりトランジスタ２２Ａがオン状態になる。したがって、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタには、トランジスタ２２Ａを介して駆動電圧Ｖｃｃが印加される。これにより、高出力モードでは、低出力モードよりも、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタ電圧が相対的に高くなり、抵抗素子５４が接続されていない分、コレクタ側が低インピーダンスになる。

低出力モードでは、低電圧のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｌ）によりトランジスタ２２Ａがオフ状態になる。したがって、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタには、トランジスタ２２Ｂおよび抵抗素子５４を介して駆動電圧Ｖｃｃが印加される。

ここで、低出力モードでは、トランジスタ２２Ａのベース電圧となるリファレンス電圧Ｖｒｅｆが高出力モードのモード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｈ）よりも低く、抵抗素子５４を介した状態で、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタに駆動電圧Ｖｃｃが印加される。このため、低出力モードでは、高出力モードよりも、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタ電圧は相対的に低くなり、抵抗素子５４の抵抗値分、コレクタ側が高インピーダンスになる。

このような構成とすることで、図８に示すように、上述の第２の実施形態の図６と同様の特性が得られる。すなわち、上述の第２の実施形態と同様に、優れた増幅特性の高周波増幅回路を実現できる。

次に、第４の実施形態に係る高周波増幅回路について、図を参照して説明する。図９は本実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｄの回路図である。図１０は高周波増幅回路１００Ｄの出力特性を示すグラフであり、図１０（Ａ）が増幅用トランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃと出力電力Ｐｏｕｔとの関係を示し、図１０（Ｂ）が高周波増幅回路１００Ｃのゲインと出力電力Ｐｏｕｔと関係を示す。

（回路構成）
本実施形態の高周波増幅回路１００Ｄは、第３の実施形態に示した高周波増幅回路１００Ｃに対して、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のベースバイアスを供給する回路構成が異なり、他の構成は第３の実施形態の高周波増幅回路１００Ｃと同じである。したがって、異なる箇所のみを説明する。

エミッタフォロワ用トランジスタ２０のベースは、抵抗素子５１を介してバイアス制御回路２００へ接続されている。バイアス制御回路２００には、モード制御電源およびバイアス電源が接続されている。

バイアス制御回路２００は、モード制御電源からのモード制御電圧Ｖｍｏｄｅとバイアス電源からのバイアス電圧Ｖｃｔｒとを用いて、モード可変バイアス電圧Ｖａを出力し、抵抗素子５１を介して、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のベースに印加する。

例えば、具体的には、バイアス制御回路２００は、高出力モードでは、３．３［Ｖ］のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｈ）と２．６１０［Ｖ］のバイアス電圧とから２．６１０［Ｖ］のモード可変バイアス電圧Ｖａ（Ｈ）を生成して出力する。バイアス制御回路２００は、低出力モードでは、０．０［Ｖ］のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｌ）と２．６１０［Ｖ］のバイアス電圧とから２．５２５［Ｖ］のモード可変バイアス電圧Ｖａ（Ｌ）を生成して出力する。

これにより、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のベースには、高出力モードでは相対的に高い電圧値のバイアス電圧Ｖａ（Ｈ）が印加され、低出力モードでは相対的に低い電圧値のバイアス電圧Ｖａ（Ｌ）が印加される。

（動作）
高出力モードでは、高電圧のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｈ）によりトランジスタ２２Ａがオン状態になる。したがって、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタには、トランジスタ２２Ａを介して駆動電圧Ｖｃｃが印加される。これにより、高出力モードでは、低出力モードよりも、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタ電圧が相対的に高くなり、抵抗素子５４が接続されていない分、コレクタ側が低インピーダンスになる。

さらに、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のベースバイアスが高くなり、より多くのベース電流がエミッタフォロワ用トランジスタ２０にながれる。このため、増幅用トランジスタ１０のベースバイアスを上昇させる効果がより高くなる。

低出力モードでは、低電圧のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｌ）によりトランジスタ２２Ａがオフ状態になる。したがって、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタには、トランジスタ２２Ｂおよび抵抗素子５４を介して駆動電圧Ｖｃｃが印加される。

ここで、低出力モードでは、トランジスタ２２Ｂのベース電圧となるリファレンス電圧Ｖｒｅｆが高出力モードのモード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｈ）よりも低く、抵抗素子５４を介した状態で、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタに駆動電圧Ｖｃｃが印加される。このため、低出力モードでは、高出力モードよりも、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタ電圧は相対的に低くなり、抵抗素子５４の抵抗値分、コレクタ側が高インピーダンスになる。

さらに、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のベースバイアスが低くなり、その分、増幅用トランジスタ１０のベースバイアスも低下する。このため、増幅用トランジスタ１０のコレクタ電流Ｉｃｃを低減できる。

すなわち、図１０に示すように、低出力モードでの消費電流を抑制し、且つ低出力モードでのゲインのフラットネスを向上させることができる。これにより、上述の各実施形態よりもさらに消費電力が少なく優れた増幅特性の高周波増幅回路を実現できる。

また、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタ電圧とベース電圧を調整できることで、エミッタフォロワによる増幅用トランジスタ１０に対する効果を、より詳細に設定することができる。これにより、より所望な特性の高周波増幅回路を実現することができる。

次に、第５の実施形態に係る高周波増幅回路について、図を参照して説明する。図１１は本実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｅの回路図である。図１２は高周波増幅回路１００Ｅの出力特性を示すグラフであり、図１２（Ａ）が増幅用トランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃと出力電力Ｐｏｕｔと関係を示し、図１２（Ｂ）が高周波増幅回路１００Ｅのゲインと出力電力Ｐｏｕｔと関係を示す。

（回路構成）
本実施形態の高周波増幅回路１００Ｅは、第１の実施形態に示した高周波増幅回路１００Ａに対して、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタに電圧供給する回路構成が異なり、他の構成は第１の実施形態の高周波増幅回路１００Ａと同じである。したがって、異なる箇所のみを説明する。

エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタは、バイパスコンデンサ７０を介して接地されている。

エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタは、抵抗素子５６Ａを介して駆動電源に接続されている。抵抗素子５６Ａには、スイッチ素子であるＦＥＴ８０と抵抗素子５６Ｂとの直列回路が、並列に接続されている。抵抗素子５６Ａの抵抗値は抵抗素子５６Ｂの抵抗値よりも大きく設定されている。例えば、抵抗素子５６Ａを１０ｋ［Ω］とし、抵抗素子５６Ｂを１０［Ω］としている。

ＦＥＴ８０のゲートは抵抗素子５６Ｃを介してモード制御電源に接続されている。モード制御電源は、可変電圧型で直流電圧のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅを発生する。モード電圧Ｖｍｏｄｅは、低出力モード時には相対的に低い電圧（例えば、０．０［Ｖ］）であり（電圧印加無し）、高出力モード時には相対的に高い電圧（例えば、２．０［Ｖ］）である。

（動作）
高出力モードでは、高電圧のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｈ）が、ＦＥＴ８０のゲートに印加され、ＦＥＴ８０がオン状態になる。ここで、ＦＥＴ８０に直列接続される抵抗素子５６Ｂの抵抗値は、抵抗素子５６Ａよりも十分に抵抗値が小さい。したがって、高出力モードでは、抵抗素子５６ＢおよびＦＥＴ８０のソース−ドレイン間を介して、駆動電圧Ｖｃｃが、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタに印加される。そして、抵抗素子５６Ｂの抵抗値が小さく、ＦＥＴ８０のソース−ドレイン間の抵抗値も低いため、コレクタ電圧は駆動電圧Ｖｃｃに近い高い電圧値となる。これにより、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタ電圧が高くなり、抵抗素子５６Ｂの抵抗値が抵抗素子５６Ａの抵抗値よりも小さい分、コレクタ側が低インピーダンスになる。

低出力モードでは、低電圧のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｌ）が、ＦＥＴ８０のゲートに印加され、ＦＥＴ８０がオフ状態になる。このため、ＦＥＴ８０と抵抗素子５６Ｂとの直列回路は、駆動電源とエミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタとを接続する回路から切り離された状態（インピーダンス無限大の状態）となる。

したがって、抵抗素子５６Ａを介して、駆動電圧Ｖｃｃが、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタに印加される。そして、抵抗素子５６Ａの抵抗値はキロオーダーと高いので、コレクタ電圧は、駆動電圧Ｖｃｃに対して大幅に低い電圧値となる。これにより、低出力モードでは、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタ電圧が低くなり、抵抗素子５６Ａの抵抗値が抵抗素子５６Ｂの抵抗値よりも大きい分、コレクタ側が高インピーダンスになる。

このような構成とすることで、図１２に示すような出力特性が得られる。すなわち、低出力モード時のゲインエクスパンジョンが無くなり、出力電力の増加に伴ってゲインが低下するゲインコンプレッションが生じる。

したがって、このようなゲインコンプレッション型の高周波増幅回路１００Ｅと、従来のゲインエクスパンジョン型の高周波増幅回路とを組み合わせることで、ゲインのフラットネスを向上させることができる。

図１３は本実施形態のパワーアンプ１１０の回路図である。パワーアンプ１１０は、従来と同様の構造からなるゲインエクスパンジョン型の高周波増幅回路１００Ｐと、本実施形態のゲインコンプレッション型の高周波増幅回路１００Ｅとを直列接続している。すなわち、ゲインエクスパンジョン型の高周波増幅回路１００Ｐの入力端子に、高周波信号入力端子１０１を接続し、ゲインエクスパンジョン型の高周波増幅回路１００Ｐの出力端子に、本実施形態のゲインコンプレッション型の高周波増幅回路１００Ｅの入力端子を接続し、ゲインコンプレッション型の高周波増幅回路１００Ｅの出力端子に、高周波信号出力端子１０２を接続する。

このような構成とすれば、図２（Ｂ）のゲイン−出力電力Ｐｏｕｔ特性と図１２（Ｂ）のゲイン−出力電力Ｐｏｕｔ特性とを加算した特性になり、低出力モードにおいて出力電力の上昇に伴って高周波増幅回路１００Ｐで上昇したゲインを、高周波増幅回路１００Ｅで低下させ、ゲインのフラットネスを得ることができる。

次に、第６の実施形態に係る高周波増幅回路について、図を参照して説明する。図１４は本実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｆの回路図である。図１５は高周波増幅回路１００Ｆの出力特性を示すグラフであり、図１５（Ａ）が増幅用トランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃと出力電力Ｐｏｕｔと関係を示し、図１５（Ｂ）が高周波増幅回路１００Ｆのゲインと出力電力Ｐｏｕｔと関係を示す。

（回路構成）
本実施形態の高周波増幅回路１００Ｆは、第１の実施形態に示した高周波増幅回路１００Ａに対して、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタに電圧供給する回路構成が異なり、他の構成は第１の実施形態の高周波増幅回路１００Ａと同じである。したがって、異なる箇所のみを説明する。

エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタは、バイパスコンデンサ７０を介して接地されている。

エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタは、抵抗素子５７を介して駆動電源に接続されている。抵抗素子５７は１０ｋ［Ω］程度の高い抵抗値を有する。

エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタは、第３ダイオード２３のカソードが接続されている。第３ダイオード２３のアノードは、モード制御電源に接続されている。第３ダイオード２３は、ダイオード素子を用いてもよいが、図１４に示すように、ｎｐｎ型トランジスタのコレクタとベースを短絡したものを用いてもよい。この場合、ベースがアノードに対応し、エミッタがカソードに対応する。

モード制御電源は、可変電圧型で直流電圧のモード制御電圧Ｖｍｏｄｅを発生する。モード電圧Ｖｍｏｄｅは、低出力モード時には相対的に低い電圧（例えば、０．０［Ｖ］）であり（電圧印加無し）、高出力モード時には相対的に高い電圧（例えば、３．３［Ｖ］）である。

（動作）
高出力モードでは、モード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｈ）が高電圧となるため、第３ダイオード２３に順方向バイアスがかかり、モード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｈ）がエミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタに印加される。抵抗素子５７による電圧降下もないため、高出力モードでは、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタ電圧が高くなり、抵抗素子５７の抵抗値分、コレクタ側が低インピーダンスになる。

低出力モードでは、モード制御電圧Ｖｍｏｄｅ（Ｌ）が低電圧となるため、第３ダイオード２３に逆方向バイアスがかかり、第３ダイオード２３とモード制御電源とが、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタから切り離された状態となる。

したがって、抵抗素子５７を介して、駆動電圧Ｖｃｃが、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタに印加される。そして、抵抗素子５７の抵抗値はキロオーダーと高いので、コレクタ電圧は、駆動電圧Ｖｃｃに対して大幅に低い電圧値となる。これにより、低出力モードでは、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタ電圧が低くなり、抵抗素子５７の抵抗値分、コレクタ側が高インピーダンスになる。

これにより、上述の第５の実施形態と同様に、ゲインコンプレッション型の高周波増幅回路を実現することができる。したがって、図１３に示したように、ゲインエクスパンジョン型の高周波増幅回路と直列接続することで、ゲインのフラットネスを向上させることができる。また、本実施形態の高周波増幅回路１００Ｆの構成を用いることで、低出力モードに第３ダイオード２３側に流れる電流が無く、不要な電流が流れない。これにより、より、消費電流の少ない高周波増幅回路を実現することができる。

次に、第７の実施形態に係る高周波増幅回路について、図を参照して説明する。図１６は本実施形態に係る高周波増幅回路１００Ｇの回路図である。図１７は高周波増幅回路１００Ｇの出力特性を示すグラフであり、図１７（Ａ）が増幅用トランジスタのコレクタ電流Ｉｃｃと出力電力Ｐｏｕｔと関係を示し、図１７（Ｂ）が高周波増幅回路１００Ｇのゲインと出力電力Ｐｏｕｔと関係を示す。

（回路構成）
本実施形態の高周波増幅回路１００Ｇは、第５の実施形態に示した高周波増幅回路１００ＥのＦＥＴ８０を、ｎｐｎ型のトランジスタ２４に置き換えたものである。このように、エミッタフォロワ用トランジスタ２０のコレクタに接続するスイッチ素子をＦＥＴでなく、トランジスタにしても、図１７に示すように、上述の第５の実施形態と同様のゲインコンプレッション型の高周波増幅回路を実現できる。したがって、図１３に示したように、ゲインエクスパンジョン型の高周波増幅回路と直列接続することで、ゲインのフラットネスを向上させることができる。

なお、上述の各実施形態に記載した電圧や素子値は一例であって、所望とする仕様に応じて、適宜、別の値に設定することができる。

また、上述の各実施形態は、本願の作用効果を得られる一部の例であり、増幅用トランジスタのベースにエミッタフォロワ回路を接続し、当該エミッタフォロワ回路のトランジスタに対して、低出力モードでのコレクタ電圧が高出力モードのコレクタ電圧よりも低くなるように設定する構造であれば、回路素子の構成が異なっていても、同様の作用効果を得ることができる。

１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ，１００Ｅ，１００Ｆ，１００Ｇ，１００Ｐ：高周波増幅回路、１０１：高周波信号入力端子、１０２：高周波信号出力端子、１１０：パワーアンプ、１０：増幅用トランジスタ、２０：エミッタフォロワ用トランジスタ、２１Ａ：第１ダイオード、２１Ｂ：第２ダイオード、２２Ａ，２２Ｂ，２４：トランジスタ、２３：第３ダイオード、
３０：入力整合回路、４０：出力整合回路、５１，５３，５４，５５Ａ，５５Ｂ，５６Ａ，５６Ｂ，５６Ｃ，５７：抵抗素子、５２：バラスト抵抗素子、６０：チョークコイル、７０：バイパスコンデンサ、８０：ＦＥＴ
２００：バイアス制御回路

Claims (11)

1. ベースから入力された高周波信号を増幅してコレクタから出力する増幅用トランジスタと、
   該増幅用トランジスタのベースにエミッタが接続されたエミッタフォロワ用トランジスタと、
   低出力モードと高出力モードとの間で、前記エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタ電圧を変化させるコレクタ電圧可変手段と、
   を備えた高周波増幅回路。
2. 請求項１に記載の高周波増幅回路であって、
   前記コレクタ電圧可変手段は、
   前記エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタに定抵抗素子を介して接続された電圧可変型のモード制御電源である、高周波増幅回路。
3. 請求項１に記載の高周波増幅回路であって、
   前記コレクタ電圧可変手段は、
   前記エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタに可変抵抗素子を介して接続された電圧固定型のモード制御電源もしくは電圧可変型のモード制御電源である、高周波増幅回路。
4. 請求項１に記載の高周波増幅回路であって、
   前記コレクタ電圧可変手段は、
   前記エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタに、それぞれ異なる電圧を与える複数の電圧印加回路を備える、高周波増幅回路。
5. 請求項４に記載の高周波増幅回路であって、
   前記複数の電圧印加回路は、
   前記エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタに、第１ダイオードを介して接続される電圧可変型のモード制御電源と、
   前記エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタに、第２ダイオードを介して接続され、前記電圧可変型のモード制御電源の前記高出力モードでの電圧より低く、前記電圧可変型のモード制御電源の前記低出力モードでの電圧よりも高い直流電圧を出力するリファレンス電源と、
   を備える高周波増幅回路。
6. 請求項４に記載の高周波増幅回路であって、
   前記複数の電圧印加回路は、
   前記エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタと前記増幅用トランジスタの駆動電圧印加端子との間に並列に接続された第１スイッチ素子および第２スイッチ素子と、
   前記第１スイッチ素子の制御端子に接続する電圧可変型のモード制御電源と、
   前記第２スイッチ素子の制御端子に接続し、前記電圧可変型のモード制御電源の前記高出力モードでの電圧より低く、前記電圧可変型のモード制御電源の前記低出力モードでの電圧よりも高い直流電圧を出力するリファレンス電源と、
   を備える高周波増幅回路。
7. 請求項４乃至請求項６のいずれかに記載の高周波増幅回路であって、
   前記エミッタフォロワ用トランジスタのベースに接続し、当該エミッタフォロワ用トランジスタのベースバイアスを決定するバイアス制御回路を備え、
   前記電圧可変型のモード制御電源は、前記バイアス制御回路にも接続され、
   該バイアス制御回路は、定電圧であるバイアス電源の電圧と前記電圧可変型のモード制御電源の電圧とから、前記エミッタフォロワ用トランジスタのベースに印加する電圧を決定する、高周波増幅回路。
8. 請求項４に記載の高周波増幅回路であって、
   前記複数の電圧印加回路は、
   前記エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタと前記増幅用トランジスタの駆動電圧印加端子との間に接続された第１抵抗素子と、
   該第１抵抗素子に並列接続されたスイッチ素子と、
   該スイッチ素子の制御端子に接続する電圧可変型のモード制御電源と、
   を備えた高周波増幅回路。
9. 請求項４に記載の高周波増幅回路であって、
   前記複数の電圧印加回路は、
   前記エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタと前記増幅用トランジスタの駆動電圧印加端子との間に接続された第１抵抗素子と、
   前記エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタに第１ダイオードを介して接続される電圧可変型のモード制御電源と、
   を備える高周波増幅回路。
10. 請求項８または請求項９に記載の高周波増幅回路で構成される第１高周波増幅素子と、
    ベースから入力された高周波信号を増幅してコレクタから出力する第２増幅用トランジスタと、該増幅用トランジスタのベースにエミッタが接続された第２エミッタフォロワ用トランジスタと該第２エミッタフォロワ用トランジスタのコレクタと前記第２増幅用トランジスタのコレクタに接続する前記駆動電圧印加端子と、を備える第２高周波増幅回路と、を備え、
    前記第１高周波増幅回路と前記第２高周波増幅回路とを直列接続した構成を備える、高周波増幅回路。
11. 請求項１乃至請求項７、請求項１０のいずれか一項に記載の高周波増幅回路を備え、
    該高周波増幅回路を高周波送信信号用のパワーアンプに用いる無線装置。

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