JP2012157210A - 定電流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】力率を向上させることができ、かつ、多様な負荷に適した定電流電源装置を提供すること。
【解決手段】定電流電源装置１は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を抵抗Ｒ１により電圧変換するとともに、入力電圧を整流した後に抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで抵抗分割する。そして、電圧変換された電圧と、抵抗分割された電圧と、を比較して、比較結果に応じてスイッチ素子Ｑ１を制御する。この定電流電源装置１は、スイッチ素子Ｑ１に流れる電流の波高値を制限する電流制限部１２を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、定電流電源装置に関する。

従来より、定電流を出力する電源として、定電流電源装置がある。この定電流電源装置は、例えば、発光ダイオードを点灯させるために用いられる（例えば、特許文献１参照）。

［定電流電源装置１００の構成］
図８は、従来例に係る定電流電源装置１００の回路図である。定電流電源装置１００は、交流電源Ｖｉｎから入力される交流電力を用いて、直列接続された複数の発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎ（ｎは、ｎ≧３を満たす整数）に定電流を供給する。この定電流電源装置１００は、整流部ＲＦと、ダイオードＤ１と、キャパシタＣ１と、インダクタＬと、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチ素子Ｑ１と、抵抗Ｒ１と、比較器ＣＭＰ１と、直流電源Ｖｒｅｆと、クロック生成部ＣＬＫと、フリップフロップＦＦと、を備える。

整流部ＲＦの２つの入力端子には、交流電源Ｖｉｎの両端が接続される。整流部ＲＦの第１の出力端子には、ダイオードＤ１のカソードと、キャパシタＣ１の一方の電極と、発光ダイオードＬＥＤ１のアノードと、が接続される。発光ダイオードＬＥＤｎのカソードには、キャパシタＣ１の他方の電極と、インダクタＬの一端と、が接続される。インダクタＬの他端には、ダイオードＤ１のアノードと、スイッチ素子Ｑ１のドレインと、が接続される。

スイッチ素子Ｑ１のソースには、抵抗Ｒ１を介して定電流電源装置１００の基準電位点に相当する整流部ＲＦの第２の出力端子が接続されるとともに、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子が接続される。比較器ＣＭＰ１の反転入力端子には、直流電源Ｖｒｅｆの正極が接続され、直流電源Ｖｒｅｆの負極は、接地されている。

比較器ＣＭＰ１の出力端子には、フリップフロップＦＦのリセット端子が接続される。フリップフロップＦＦのセット端子には、クロック生成部ＣＬＫが接続され、フリップフロップＦＦの出力端子には、スイッチ素子Ｑ１のゲートが接続される。

［定電流電源装置１００の動作］
以上の構成を備える定電流電源装置１００は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流に応じてスイッチ素子Ｑ１を制御することで、定電流制御を行う。

具体的には、スイッチ素子Ｑ１がオン状態になると、交流電源Ｖｉｎから供給された交流電力を整流部ＲＦにより整流して、第２の出力端子を基準とした直流電力を第１の出力端子から出力する。整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される直流電流は、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎと、インダクタＬの一端から他端と、スイッチ素子Ｑ１と、抵抗Ｒ１と、を介して、整流部ＲＦの第２の出力端子に流れる。これによれば、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎに電流が流れるので、これら発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎが点灯する。また、インダクタＬの一端から他端に電流が流れることで、インダクタＬにエネルギーが蓄えられることとなる。

上述のスイッチ素子Ｑ１に流れる電流、すなわちスイッチ素子Ｑ１のドレイン電流は、抵抗Ｒ１に流れることで電圧変換され、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子に入力される。ここで、スイッチ素子Ｑ１がオン状態である期間では、インダクタＬの一端から他端に流れる電流は、時間が経過するに従って増加する。また、スイッチ素子Ｑ１がオン状態である期間では、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流は、インダクタＬの一端から他端に流れる電流に等しい。そして、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子に印加される電圧は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流が増加するに従って高くなる。以上より、スイッチ素子Ｑ１がオン状態である期間では、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子に印加される電圧は、時間が経過するに従って高くなる。

比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子に印加される電圧が、直流電源Ｖｒｅｆの正極の電圧以上になると、比較器ＣＭＰ１は、Ｈレベル電圧を出力する。一方、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子に印加される電圧が、直流電源Ｖｒｅｆの正極の電圧未満になると、比較器ＣＭＰ１は、Ｌレベル電圧を出力する。

このため、スイッチ素子Ｑ１がオン状態である期間において、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子に印加される電圧が、時間が経過するに従って上昇し、直流電源Ｖｒｅｆの正極の電圧に等しくなると、比較器ＣＭＰ１がＨレベル電圧を出力する。このＨレベル電圧は、フリップフロップＦＦのリセット端子に印加され、フリップフロップＦＦがリセット状態になる。すると、フリップフロップＦＦがＬレベル電圧を出力し、このＬレベル電圧がスイッチ素子Ｑ１のゲートに印加されて、スイッチ素子Ｑ１がオフ状態になる。

スイッチ素子Ｑ１がオフ状態になると、スイッチ素子Ｑ１がオン状態であった期間にインダクタＬに蓄えられたエネルギーにより、インダクタＬの一端から他端、ダイオードＤ１、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎの順に電流が流れ、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎが点灯する。スイッチ素子Ｑ１がオン状態であった期間にインダクタＬに蓄えられたエネルギーは、上述の順に電流が流れるに従って減少し、上述の順に流れる電流は、スイッチ素子Ｑ１がオン状態であった期間にインダクタＬに蓄えられたエネルギーが減少するに従って減少する。このため、スイッチ素子Ｑ１がオフ状態になると、時間が経過するに従って、インダクタＬの一端から他端に流れる電流が減少する。

また、スイッチ素子Ｑ１がオフ状態になると、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流が「０」になるので、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子には、「０」が印加される。このため、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子に印加される電圧が、直流電源Ｖｒｅｆの正極の電圧未満となるので、比較器ＣＭＰ１がＬレベル電圧を出力する。このＬレベル電圧は、フリップフロップＦＦのリセット端子に印加され、フリップフロップＦＦのリセット状態が解除される。すると、クロック生成部ＣＬＫから出力される周期的な信号に同期してフリップフロップＦＦがＨレベル電圧を出力し、このＨレベル電圧がスイッチ素子Ｑ１のゲートに印加されて、スイッチ素子Ｑ１がオン状態になる。

なお、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎに流れる電流は、キャパシタＣ１により平滑化される。

以上のように、定電流電源装置１００は、直流電源Ｖｒｅｆの正極の電圧、すなわち予め定められた一定の電圧と、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものと、を比較して、比較結果に応じてスイッチ素子Ｑ１を制御する。このため、図９、１０に示すように、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものが印加される比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧（図９、１０のＶＰＯＳ_ＣＭＰ１を参照）のピーク値は、一定の電圧が印加される比較器ＣＭＰ１の反転入力端子の電圧（図９、１０のＶＮＥＧ_ＣＭＰ１を参照）に等しい一定の値となる。

図９は、定電流電源装置１００のタイミングチャートである。ＶＯＵＴ_ＲＦは、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を示し、ＩＯＵＴ_ＲＦは、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電流を示す。ＶＮＥＧ_ＣＭＰ１は、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子の電圧を示し、ＶＰＯＳ_ＣＭＰ１は、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧を示す。Ｉ_ＬＥＤは、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎのそれぞれに流れる電流を示す。

また、図１０は、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子の電圧ＶＮＥＧ_ＣＭＰ１と、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧ＶＰＯＳ_ＣＭＰ１と、の関係を示す図９の部分拡大図である。

上述のように、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧ＶＰＯＳ_ＣＭＰ１のピーク値は、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子の電圧ＶＮＥＧ_ＣＭＰ１に等しい一定の値となる。そこで、定電流電源装置１００は、負荷である発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎに定電流を供給し続けるために、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧ＶＯＵＴ_ＲＦが高くなるに従って、スイッチ素子Ｑ１のオン幅を狭くして、スイッチ素子Ｑ１のデューティ比を小さくする。

特開２００５−１１６５７２号公報

定電流電源装置１００では、上述のように、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧ＶＰＯＳ_ＣＭＰ１のピーク値を一定の値にするために、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧ＶＯＵＴ_ＲＦが高くなるに従って、スイッチ素子Ｑ１のデューティ比を小さくする。このため、図９に示したように、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧ＶＯＵＴ_ＲＦが高くなるに従って、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電流ＩＯＵＴ_ＲＦが減少する。したがって、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧ＶＯＵＴ_ＲＦの波形と、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電流ＩＯＵＴ_ＲＦの波形とは、形状が大きく異なってしまい、力率が低くなってしまう。よって、力率の向上が要請されていた。

そこで、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものと比較器ＣＭＰ１において比較する比較対象を、一定の電圧である直流電源Ｖｒｅｆの正極の電圧ではなく、入力電圧にすることが考えられる。これによれば、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧ＶＰＯＳ_ＣＭＰ１のピーク値は、図９に示したような一定の値ではなく、入力電圧に応じて変化することになる。このため、上述のように整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧ＶＯＵＴ_ＲＦが高くなるに従ってスイッチ素子Ｑ１のデューティ比を小さくする、という必要がなくなる。したがって、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧ＶＯＵＴ_ＲＦの波形の形状と、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電流ＩＯＵＴ_ＲＦの波形の形状とを、近づけることができ、力率を向上させることができる。

ところが、上述のようにして力率を向上させると、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電流ＩＯＵＴ_ＲＦが小さい場合と大きい場合とで、この電流ＩＯＵＴ_ＲＦの差分が大きくなるおそれがある。整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電流ＩＯＵＴ_ＲＦの差分が大きくなると、定電流電源装置１００から出力される出力電流の最大値と最小値との差分も大きくなるため、出力電流のピーク値と、出力電流の実効値と、の差分が大きくなってしまい、出力電流に含まれる脈流が大きくなってしまうこととなる。このため、例えば、体育館のような照明下での高速動作をする場所や、高速画像処理に用いられる発光ダイオード照明には、適さない定電流電源装置となってしまう。

上述の課題を鑑み、本発明は、力率を向上させることができ、かつ、多様な負荷に適した定電流電源装置を提供することを目的とする。

本発明は、上述の課題を解決するために、以下の事項を提案している。
（１） 本発明は、負荷（例えば、図１の発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎに相当）に定電流を供給する定電流電源装置（例えば、図１の定電流電源装置１に相当）であって、前記負荷に流れた電流が入力端子に入力されるスイッチ素子（例えば、図１のスイッチ素子Ｑ１に相当）と、前記スイッチ素子に流れた電流を電圧変換する電流電圧変換手段（例えば、図１の抵抗Ｒ１に相当）と、前記電流電圧変換手段により変換された電圧（例えば、図１の比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子に印加される電圧に相当）と、前記定電流電源装置の入力電圧または当該入力電圧に応じて変化する電圧（例えば、図１の比較器ＣＭＰ１の反転入力端子に印加される電圧に相当）と、を比較して、比較結果に応じた比較結果信号を出力する比較手段（例えば、図１の抵抗Ｒ２、Ｒ３と、比較器ＣＭＰ１と、に相当）と、前記比較結果信号に応じて前記スイッチ素子を制御する制御手段（例えば、図１のフリップフロップＦＦおよびクロック生成部ＣＬＫに相当）と、前記スイッチ素子に流れる電流の波高値を制限する電流制限手段（例えば、図１の電流制限部１２に相当）と、を備えることを特徴とする定電流電源装置を提案している。

この発明によれば、負荷に定電流を供給する定電流電源装置に、負荷に流れた電流が入力端子に入力されるスイッチ素子と、スイッチ素子に流れた電流を電圧変換する電流電圧変換手段と、比較手段と、制御手段と、を設けた。そして、比較手段により、電流電圧変換手段により変換された電圧と、定電流電源装置の入力電圧または入力電圧に応じて変化する電圧と、を比較して、比較結果に応じた比較結果信号を出力することとした。また、制御手段により、比較結果信号に応じてスイッチ素子を制御することとした。

このため、電流電圧変換手段により変換された電圧と比較手段において比較される比較対象は、一定の電圧ではなく、入力電圧または入力電圧に応じて変化する電圧になる。これによれば、電流電圧変換手段により変換された電圧のピーク値は、一定の値ではなく、入力電圧に応じて変化することになる。したがって、入力電圧が高くなるに従ってスイッチ素子のデューティ比を小さくする、という必要がない。よって、定電流電源装置の入力電圧の波形の形状と、定電流電源装置の入力電流の波形の形状と、を近づけることができ、力率を向上させることができる。

また、この発明によれば、上述の定電流電源装置に、さらに、スイッチ素子に流れる電流の波高値を制限する電流制限手段を設けた。このため、定電流電源装置の出力電流の波高値を制限して、定電流電源装置の出力電流に含まれる脈流を小さくすることができる。したがって、上述のような発光ダイオード照明を含む多様な負荷に適した定電流電源装置を提供することができる。

（２） 本発明は、（１）の定電流電源装置について、前記電流制限手段は、前記電流電圧変換手段により変換された電圧と、予め定められた基準電圧（例えば、図１の直流電源Ｖｒｅｆの正極の電圧に相当）と、を比較して、比較結果に応じて前記比較結果信号を補正することを特徴とする定電流電源装置を提案している。

この発明によれば、電流制限手段により、電流電圧変換手段により変換された電圧と、予め定められた基準電圧と、を比較して、比較結果に応じて比較結果信号を補正することとした。このため、スイッチ素子に流れる電流の上限値を、基準電圧に応じた値に設定することができ、スイッチ素子に流れる電流の波高値を制限することができる。

（３） 本発明は、（２）の定電流電源装置について、前記比較手段は、前記電流電圧変換手段により変換された電圧が、前記定電流電源装置の入力電圧または当該入力電圧に応じて変化する電圧以上になると、特定電圧（例えば、後述のＨレベル電圧に相当）の前記比較結果信号を出力する電圧比較手段（例えば、図１の比較器ＣＭＰ１に相当）を備え、前記制御手段は、前記特定電圧の前記比較結果信号が入力されると、前記スイッチ素子をオフ状態とし、前記電流制限手段は、前記電流電圧変換手段により変換された電圧が、前記基準電圧以上になると、前記制御手段に入力される前記比較結果信号の電圧を前記特定電圧にすることを特徴とする定電流電源装置を提案している。

この発明によれば、比較手段に、電流電圧変換手段により変換された電圧が、定電流電源装置の入力電圧または入力電圧に応じて変化する電圧以上になると、特定電圧の比較結果信号を出力する電圧比較手段を設けた。そして、制御手段により、特定電圧の比較結果信号が入力されると、スイッチ素子をオフ状態にすることとした。また、電流制限手段により、電流電圧変換手段により変換された電圧が基準電圧以上になると、制御手段に入力される比較結果信号の電圧を特定電圧にすることとした。

このため、電流電圧変換手段により変換された電圧が基準電圧以上になると、スイッチ素子がオフ状態になる。したがって、スイッチ素子に流れる電流の上限値を、基準電圧に応じた値に設定することができ、スイッチ素子に流れる電流の波高値を制限することができる。

（４） 本発明は、（３）の定電流電源装置について、前記比較手段は、前記定電流電源装置の入力端子と、前記定電流電源装置の基準電位点と、の間に直列接続された第１抵抗（例えば、図１の抵抗Ｒ２に相当）および第２抵抗（例えば、図１の抵抗Ｒ３に相当）を備え、前記電圧比較手段は、前記電流電圧変換手段により変換された電圧と、前記第１抵抗と前記第２抵抗との接続点の電圧と、を比較して、前記比較結果信号を出力することを特徴とする定電流電源装置を提案している。

この発明によれば、比較手段に、定電流電源装置の入力端子と、定電流電源装置の基準電位点と、の間に直列接続された第１抵抗および第２抵抗を設けた。そして、電圧比較手段により、電流電圧変換手段により変換された電圧と、第１抵抗と第２抵抗との接続点の電圧と、を比較して、比較結果信号を出力することとした。

このため、第１抵抗と第２抵抗との接続点の電圧は、入力電圧に応じて変化する。したがって、入力電圧に応じて変化する電圧を用いて、スイッチ素子を制御することができる。

（５） 本発明は、（１）〜（４）のいずれかの定電流電源装置について、前記電流電圧変換手段により変換された電圧を、前記定電流電源装置の入力電圧または当該入力電圧に応じて変化する電圧に応じて補正する第１の補正手段（例えば、図６の第１補正部１３に相当）を備えることを特徴とする定電流電源装置を提案している。

ここで、（１）〜（４）の定電流電源装置は、電流電圧変換手段により変換された電圧と、定電流電源装置の入力電圧または入力電圧に応じて変化する電圧と、を比較手段で比較して、比較結果に応じてスイッチ素子を制御する。そして、電流電圧変換手段により変換された電圧が変化する要因として、スイッチ素子の状態が支配的である。このため、比較手段で比較される比較対象のうち一方のみが、入力依存性を有してしまい、一方の入力依存性と他方の入力依存性とが大きく乖離してしまう。その結果、定電流電源装置の出力電流が入力依存性を持ってしまう。

そこで、この発明によれば、（１）〜（４）の定電流電源装置に、さらに第１の補正手段を設けた。そして、この第１の補正手段により、電流電圧変換手段により変換された電圧を、定電流電源装置の入力電圧または入力電圧に応じて変化するに応じて補正することとした。このため、比較手段で比較される比較対象の双方が、入力依存性を有することになるので、一方の入力依存性と他方の入力依存性とを打ち消し合わせることができる。したがって、定電流電源装置の出力電流が入力依存性を持ってしまうのを改善できる。

（６） 本発明は、（１）〜（５）のいずれかの定電流電源装置について、前記比較手段により比較される前記定電流電源装置の入力電圧または当該入力電圧に応じて変化する電圧を、前記スイッチ素子のオン幅またはオフ幅に応じて補正する第２の補正手段（例えば、図１の第２補正部１１に相当）を備えることを特徴とする定電流電源装置を提案している。

ここで、負荷にばらつきがあったり、負荷に変動があったりすると、スイッチ素子に流れる電流にばらつきが生じ、負荷に供給する定電流にばらつきが生じてしまうおそれがある。

そこで、この発明によれば、（１）〜（５）の定電流電源装置に、さらに第２の補正手段を設けた。そして、この第２の補正手段により、比較手段により比較される定電流電源装置の入力電圧または入力電圧に応じて変化する電圧を、スイッチ素子のオン幅またはオフ幅に応じて補正することとした。このため、負荷の状態に応じてスイッチ素子のオン幅またはオフ幅を制御することで、負荷の状態に応じて、比較手段により比較される定電流電源装置の入力電圧または当該入力電圧に応じて変化する電圧を補正して、スイッチ素子の制御を調節できる。したがって、負荷に供給する定電流にばらつきが生じてしまうのを抑制できる。

（７） 本発明は、（６）の定電流電源装置について、前記第２の補正手段は、前記スイッチ素子のオン幅が広くなるに従って補正値を大きく設定して、当該補正値を、前記比較手段により比較される前記定電流電源装置の入力電圧または当該入力電圧に応じて変化する電圧に、加算することを特徴とする定電流電源装置を提案している。

この発明によれば、第２の補正手段により、スイッチ素子のオン幅が広くなるに従って補正値を大きく設定して、この補正値を、比較手段により比較される定電流電源装置の入力電圧または入力電圧に応じて変化する電圧に、加算することとした。このため、スイッチ素子のオン幅またはオフ幅に応じてスイッチ素子の制御を調整でき、負荷に供給する定電流にばらつきが生じてしまうのを抑制できる。

本発明によれば、力率を向上させることができるとともに、多様な負荷に適した定電流電源装置を提供することができる。

本発明の第１実施形態に係る定電流電源装置の回路図である。 前記定電流電源装置のタイミングチャートである。 前記定電流電源装置のタイミングチャートである。 前記タイミングチャートの部分拡大図である。 前記定電流電源装置のタイミングチャートである。 本発明の第２実施形態に係る定電流電源装置の回路図である。 前記定電流電源装置のタイミングチャートである。 従来例に係る定電流電源装置の回路図である。 前記定電流電源装置のタイミングチャートである。 前記タイミングチャートの部分拡大図である。 前記定電流電源装置のタイミングチャートである。 本発明の第１実施形態に係る定電流電源装置に電流制限部が設けられていない場合について説明するための図である。 本発明の第１実施形態に係る定電流電源装置に電流制限部が設けられていない場合について説明するための図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素などとの置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、以下の実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。

＜第１実施形態＞
［定電流電源装置１の構成］
図１は、本発明の第１実施形態に係る定電流電源装置１の回路図である。定電流電源装置１は、図８に示した従来例に係る定電流電源装置１００とは、第２補正部１１と、電流制限部１２と、抵抗Ｒ２、Ｒ３と、を備える点が異なる。なお、定電流電源装置１において、定電流電源装置１００と同一構成要件については、同一符号を付し、その説明を省略する。

抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とは、直列接続されており、抵抗Ｒ２の一端には、整流部ＲＦの第１の出力端子が接続され、抵抗Ｒ３の他端には、定電流電源装置１の基準電位点に相当する整流部ＲＦの第２の出力端子が接続される。抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点、すなわち抵抗Ｒ２の他端と抵抗Ｒ３の一端とには、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子が接続される。

第２補正部１１は、抵抗Ｒ４、Ｒ５と、キャパシタＣ２と、を備える。抵抗Ｒ５とキャパシタＣ２とは、直列接続されており、抵抗Ｒ５の一端には、スイッチ素子Ｑ１のゲートが接続され、キャパシタＣ２の他方の電極には、整流部ＲＦの第２の出力端子が接続される。抵抗Ｒ５の他端と、キャパシタＣ２の一方の電極とには、抵抗Ｒ４を介して、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点が接続される。

電流制限部１２は、論理和ＯＲと、比較器ＣＭＰ２と、直流電源Ｖｒｅｆと、を備える。論理和ＯＲの出力端子には、フリップフロップＦＦのリセット端子が接続される。論理和ＯＲの２つの入力端子のうち、一方には、比較器ＣＭＰ１の出力端子が接続され、他方には、比較器ＣＭＰ２の出力端子が接続される。比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子には、スイッチ素子Ｑ１のソースが接続され、比較器ＣＭＰ２の反転入力端子には、直流電源Ｖｒｅｆの正極が接続される。直流電源Ｖｒｅｆの負極は、接地されている。

［定電流電源装置１の第２補正部１１による動作］
以上の構成を備える定電流電源装置１は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流と、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したものと、に応じて、スイッチ素子Ｑ１を制御することで、定電流制御を行う。さらに、定電流電源装置１は、第２補正部１１により、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したものを、スイッチ素子Ｑ１のオン幅に応じて補正する。

具体的には、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧は、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧され、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子に印加される。また、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧により、抵抗Ｒ５を介してキャパシタＣ２に充電され、キャパシタＣ２の端子間電圧が抵抗Ｒ４を介して比較器ＣＭＰ１の反転入力端子に印加される。このため、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子の電圧は、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したものに、キャパシタＣ２の端子間電圧を足し合わせたもの（以降、「合算電圧」と呼ぶ）に等しくなる。

ここで、スイッチ素子Ｑ１は、ゲートにＨレベル電圧が印加されるとオン状態になる。このため、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧により充電されるキャパシタＣ２の端子間電圧は、スイッチ素子Ｑ１がオン状態である時間が長くなるに従って、上昇する。したがって、キャパシタＣ２の端子間電圧は、スイッチ素子Ｑ１のオン幅に応じて変化することになる。よって、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したものは、スイッチ素子Ｑ１のオン幅に応じて変化するキャパシタＣ２の端子間電圧を加算されるので、スイッチ素子Ｑ１のオン幅に応じて補正されると言い得る。また、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したものの補正値は、スイッチ素子Ｑ１のオン幅が広くなるに従って大きくなると言い得る。

また、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流は、抵抗Ｒ１に流れることで電圧変換され、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子に入力される。このため、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものに等しくなる。

そして、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものが、合算電圧以上であれば、比較器ＣＭＰ１がＨレベル電圧を出力する。このＨレベル電圧は、論理和ＯＲを介してフリップフロップＦＦのリセット端子に印加され、フリップフロップＦＦがリセット状態になる。すると、フリップフロップＦＦがＬレベル電圧を出力し、このＬレベル電圧がスイッチ素子Ｑ１のゲートに印加されて、スイッチ素子Ｑ１がオフ状態になる。

一方、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものが、合算電圧未満であれば、比較器ＣＭＰ１がＬレベル電圧を出力する。ここで、後述の比較器ＣＭＰ２からもＬレベル電圧が出力されていれば、論理和ＯＲを介してフリップフロップＦＦのリセット端子にＬレベル電圧が印加され、フリップフロップＦＦのリセット状態が解除される。すると、クロック生成部ＣＬＫから出力される周期的な信号に同期してフリップフロップＦＦがＨレベル電圧を出力し、このＨレベル電圧がスイッチ素子Ｑ１のゲートに印加されて、スイッチ素子Ｑ１がオン状態になる。

ここで、まず、第２補正部１１が設けられていない場合について、図１１を用いて以下に説明する。

図１１は、図８に示した従来例に係る定電流電源装置１００のタイミングチャートである。より具体的には、図１１の（ａ）は、定負荷時における定電流電源装置１００のタイミングチャートであり、図１１の（ｂ）は、図１１の（ａ）と比べて負荷が軽い軽負荷時における定電流電源装置１００のタイミングチャートである。ここで、負荷が軽いとは、例えば、直列接続された複数の発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎの数が少なくなったり、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎのそれぞれの立上がり電圧が低くなったりするということである。ＩＤ_Ｑ１は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を示す。Ｉ_Ｌは、インダクタＬの一端から他端に流れる電流を示し、ＡＶＥ＿Ｉ_Ｌは、インダクタＬの一端から他端に流れる電流Ｉ_Ｌの平均値、すなわちインダクタＬの平均電流を示す。

負荷が軽くなるに従って、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤ_Ｑ１の単位時間あたりの増加率が上昇する。このため、図１１の（ｂ）の時刻ｔ１６〜ｔ１７の期間におけるスイッチ素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤ_Ｑ１の傾きは、図１１の（ａ）の時刻ｔ１１〜ｔ１２の期間におけるスイッチ素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤ_Ｑ１の傾きと比べて、大きくなっている。

ここで、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤ_Ｑ１は、インダクタＬの一端から他端に流れる電流Ｉ_Ｌに等しい。このため、図１１の（ｂ）の時刻ｔ１６〜ｔ１７の期間におけるインダクタＬの一端から他端に流れる電流Ｉ_Ｌの傾きも、図１１の（ａ）の時刻ｔ１１〜ｔ１２の期間におけるインダクタＬの一端から他端に流れる電流Ｉ_Ｌの傾きと比べて、大きくなっている。その結果、図１１の（ａ）と（ｂ）とでは、インダクタＬの平均電流ＡＶＥ＿Ｉ_Ｌに誤差が生じてしまい、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎのそれぞれに供給する定電流に誤差が生じてしまう。

以上のように、第２補正部１１が設けられていない定電流電源装置１００では、負荷の変動に応じて、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤ_Ｑ１の単位時間あたりの増加率が変化してしまい、その結果、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎのそれぞれに供給される定電流にばらつきが生じてしまう場合があった。

次に、第２補正部１１が設けられている場合について、図２を用いて以下に説明する。

図２は、定電流電源装置１のタイミングチャートである。より具体的には、図２の（ａ）は、定負荷時における定電流電源装置１のタイミングチャートであり、図２の（ｂ）は、図２の（ａ）と比べて負荷が軽い軽負荷時における定電流電源装置１のタイミングチャートである。ＶＧＳ_Ｑ１は、スイッチ素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧を示し、Ｖ_Ｃ２は、キャパシタＣ２の端子間電圧を示す。

定電流電源装置１は、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎに定電流を供給するために、負荷が軽くなるに従って、スイッチ素子Ｑ１のオン幅を狭くする。また、キャパシタＣ２は、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧により充電されるため、キャパシタＣ２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、スイッチ素子Ｑ１のオン幅が広くなるに従って高くなる。

以上によれば、定負荷時におけるキャパシタＣ２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、軽負荷時におけるキャパシタＣ２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２と比べて、高くなる。

キャパシタＣ２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２が高くなると、合算電圧が高くなるので、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子の電圧ＶＮＥＧ_ＣＭＰ１も高くなる。すると、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものが取り得る最大値が大きくなるので、この電圧が印加される比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧ＶＰＯＳ_ＣＭＰ１のピーク値は、大きくなる。

以上によれば、定負荷時におけるスイッチ素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤ_Ｑ１のピーク値は、軽負荷時におけるスイッチ素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤ_Ｑ１のピーク値と比べて、大きくなる。

また、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤ_Ｑ１のピーク値が大きくなると、インダクタＬの一端から他端に流れる電流Ｉ_Ｌのピーク値も大きくなり、インダクタＬの平均電流ＡＶＥ＿Ｉ_Ｌが増加する。

以上のように、定電流電源装置１は、キャパシタＣ２を含む第２補正部１１により、スイッチ素子Ｑ１のオン幅が広くなるに従って、言い換えると負荷が重くなるに従って、キャパシタＣ２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２を高くする。ここで、キャパシタＣ２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したものに足し合わされる。このため、定電流電源装置１は、キャパシタＣ２を含む第２補正部１１により、スイッチ素子Ｑ１のオン幅が広くなるに従って、言い換えると負荷が重くなるに従って、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したものの補正値を大きく設定すると言い得る。

このため、第２補正部１１が設けられている定電流電源装置１では、負荷の状態に応じて、インダクタＬの平均電流ＡＶＥ＿Ｉ_Ｌが補正されることとなり、図２に示したように、負荷の状態が異なっていても、インダクタＬの平均電流ＡＶＥ＿Ｉ_Ｌが等しくなる。したがって、負荷が変動しても、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎのそれぞれに供給される定電流には、ばらつきが生じない。

［定電流電源装置１の電流制限部１２による動作］
また、定電流電源装置１は、電流制限部１２により、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流のピーク値の最大値を制限して、定電流電源装置１の出力電流の波高値を制限する。

具体的には、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流は、抵抗Ｒ１に流れることで電圧変換され、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子だけでなく、比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子にも入力される。このため、比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子の電圧は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものに等しくなる。一方、比較器ＣＭＰ２の反転入力端子の電圧は、直流電源Ｖｒｅｆの正極の電圧に等しく、一定である。

このため、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものが、直流電源Ｖｒｅｆの正極の電圧未満であれば、比較器ＣＭＰ２がＬレベル電圧を出力する。すると、論理和ＯＲからは、比較器ＣＭＰ１から出力される電圧レベルの電圧が出力され、比較器ＣＭＰ１から出力される電圧に応じて、上述のようにスイッチ素子Ｑ１がオン状態になったりオフ状態になったりする。

一方、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものが、直流電源Ｖｒｅｆの正極の電圧以上であれば、比較器ＣＭＰ２がＨレベル電圧を出力する。すると、論理和ＯＲからは、比較器ＣＭＰ１から出力される電圧によらず、Ｈレベル電圧が出力され、フリップフロップＦＦがリセット状態になり、スイッチ素子Ｑ１がオフ状態になる。これによれば、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流のピーク値の最大値が制限されることとなる。

ここで、まず、電流制限部１２が設けられていない場合について、図１２、１３を用いて以下に説明する。

図１２は、定電流電源装置１に電流制限部１２が設けられていない場合について説明するための定電流電源装置２００の回路図である。定電流電源装置２００は、定電流電源装置１とは、電流制限部１２が設けられていない点が異なる。なお、定電流電源装置２００において、定電流電源装置１と同一構成要件については、同一符号を付し、その説明を省略する。

定電流電源装置２００には、上述のように電流制限部１２が設けられておらず、比較器ＣＭＰ１の出力端子には、直接、フリップフロップＦＦのリセット端子が接続される。

以上の定電流電源装置２００は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流と、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したものと、に応じて、スイッチ素子Ｑ１を制御することで、定電流制御を行うとともに、第２補正部１１により、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したものを、スイッチ素子Ｑ１のオン幅に応じて補正する。このため、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したもののピーク値は、合算電圧に等しくなる。したがって、図１３に示すように、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものが印加される比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧ＶＰＯＳ_ＣＭＰ１のピーク値は、合算電圧が印加される比較器ＣＭＰ１の反転入力端子の電圧ＶＮＥＧ_ＣＭＰ１に等しくなる。

次に、電流制限部１２が設けられている場合について、図３、４を用いて以下に説明する。

図３は、定電流電源装置１のタイミングチャートであり、図４は、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子の電圧ＶＮＥＧ_ＣＭＰ１と、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧ＶＰＯＳ_ＣＭＰ１と、の関係を示す図３の部分拡大図である。Ｖ１は、直流電源Ｖｒｅｆの正極の電圧、すなわち比較器ＣＭＰ２の反転入力端子に印加される電圧を示す。

時刻ｔ１〜ｔ２の期間や、時刻ｔ３〜ｔ４の期間では、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものが、直流電源Ｖｒｅｆの正極の電圧Ｖ１未満である。このため、比較器ＣＭＰ２がＬレベル電圧を出力し、比較器ＣＭＰ１から出力される電圧に応じて、上述のようにスイッチ素子Ｑ１がオン状態になったりオフ状態になったりする。したがって、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧ＶＰＯＳ_ＣＭＰ１のピーク値は、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子の電圧ＶＮＥＧ_ＣＭＰ１に等しくなる。

ここで、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子の電圧ＶＮＥＧ_ＣＭＰ１は、上述の合算電圧に等しい。この合算電圧は、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したものに、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧により充電されるキャパシタＣ２の端子間電圧を足し合わせたものである。整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧は、スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧と比べて、十分に大きい。このため、合算電圧は、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧と同様に変化する。具体的には、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧が正弦波状に変化すれば、合算電圧も正弦波状に変化する。

これに対して、時刻ｔ２〜ｔ３の期間では、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものが、直流電源Ｖｒｅｆの正極の電圧Ｖ１まで上昇する。すると、比較器ＣＭＰ２がＨレベル電圧を出力し、比較器ＣＭＰ１から出力される電圧によらず、スイッチ素子Ｑ１がオフ状態になる。このため、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧ＶＰＯＳ_ＣＭＰ１のピーク値の最大値は、電圧Ｖ１で制限され、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流のピーク値の最大値が制限される。これによれば、定電流電源装置１の出力電流の波高値が制限されることとなる。したがって、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎのそれぞれに流れる電流Ｉ_ＬＥＤの波高値も制限される。

以上の定電流電源装置１によれば、以下の効果を奏することができる。

定電流電源装置１は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものと、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したものと、を比較器ＣＭＰ１により比較して、比較結果に応じてスイッチ素子Ｑ１を制御する。このため、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものと比較器ＣＭＰ１において比較される比較対象は、一定の電圧ではなく、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したもの、すなわち入力電圧に応じて変化する電圧になる。これによれば、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したもののピーク値は、一定の値ではなく、入力電圧に応じて変化することになる。したがって、入力電圧が高くなるに従ってスイッチ素子のデューティ比を小さくする、という必要がない。よって、定電流電源装置１の入力電圧の波形の形状と、定電流電源装置１の入力電流の波形の形状と、を近づけることができ、力率を向上させることができる。

また、定電流電源装置１は、電流制限部１２により、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流のピーク値の最大値を制限して、定電流電源装置１の出力電流の波高値を制限する。このため、定電流電源装置１の出力電流のピーク値と実効値との差分を小さくして、定電流電源装置１の出力電流に含まれる脈流を小さくすることができる。したがって、上述のような発光ダイオード照明を含む多様な負荷に適した定電流電源装置を提供することができる。

また、定電流電源装置１は、第２補正部１１により、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したものを、スイッチ素子Ｑ１のオン幅に応じて補正する。また、定電流電源装置１は、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎに対して定電流を供給するために、負荷が軽くなるに従って、スイッチ素子Ｑ１のオン幅を狭くする。以上より、負荷の状態に応じて、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したものを補正して、スイッチ素子Ｑ１の制御を調節できる。このため、負荷が変動しても、発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤｎのそれぞれに供給する定電流にばらつきが生じてしまうのを抑制できる。

＜第２実施形態＞
［定電流電源装置１Ａの構成］
図６は、本発明の第２実施形態に係る定電流電源装置１Ａの回路図である。定電流電源装置１Ａは、図１に示した本発明の第１実施形態に係る定電流電源装置１とは、第１補正部１３を備える点が異なる。なお、定電流電源装置１Ａにおいて、定電流電源装置１と同一構成要件については、同一符号を付し、その説明を省略する。

第１補正部１３は、抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８を備える。抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７とは、直列接続されており、抵抗Ｒ６の一端には、スイッチ素子Ｑ１のソースが接続され、抵抗Ｒ７の他端には、整流部ＲＦの第２の出力端子が接続される。抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点、すなわち抵抗Ｒ６の他端と抵抗Ｒ７の一端とには、抵抗Ｒ８を介して整流部ＲＦの第１の出力端子が接続されるとともに、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子が接続される。

［定電流電源装置１Ａの動作］
以上の構成を備える定電流電源装置１Ａは、第１補正部１３により、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものを、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧に応じて補正する。

具体的には、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流は、抵抗Ｒ１に流れることで電圧変換された後に、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７とで分圧され、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子と、比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子と、に入力される。これら比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子と、比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子とには、抵抗Ｒ８を介して整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧も、印加される。このため、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものは、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧に応じて補正されると言い得る。

ここで、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧は、入力電圧に応じて変化する。このため、定電流電源装置１Ａでは、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものは、入力依存性を有することとなる。そして、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものは、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子に印加される。したがって、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧は、入力依存性を有することになる。

一方、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子には、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したものが印加される。このため、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子の電圧も、入力依存性を有することになる。

ここで、まず、第１補正部１３が設けられていない場合について、図５を用いて以下に説明する。

図５は、図１に示した本発明の第１実施形態に係る定電流電源装置１のタイミングチャートである。より具体的には、図５の（ａ）は、入力電圧が低い場合における定電流電源装置１のタイミングチャートであり、図５の（ｂ）は、図５の（ａ）と比べて入力電圧が高い場合における定電流電源装置１のタイミングチャートである。

定電流電源装置１には、第１補正部１３が設けられていない。このため、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧が変化する要因として、スイッチ素子Ｑ１の状態が支配的である。したがって、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子の電圧のみが入力依存性を有してしまい、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の入力依存性と、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子の入力依存性と、が大きく乖離してしまう。よって、定電流電源装置１では、出力電流が入力依存性を持ってしまう。

次に、第１補正部１３が設けられている場合について、図７を用いて以下に説明する。

図７は、定電流電源装置１Ａのタイミングチャートである。より具体的には、図７の（ａ）は、入力電圧が低い場合における定電流電源装置１Ａのタイミングチャートであり、図７の（ｂ）は、図７の（ａ）と比べて入力電圧が高い場合における定電流電源装置１Ａのタイミングチャートである。

定電流電源装置１Ａには、第１補正部１３が設けられている。このため、上述のように、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子および非反転入力端子の双方が、入力依存性を有しており、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の入力依存性と、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子の入力依存性と、が打ち消し合うことになる。したがって、定電流電源装置１Ａでは、出力電流が入力依存性を持ってしまうのが改善される。

以上の定電流電源装置１Ａによれば、定電流電源装置１が奏することのできる上述の効果に加えて、以下の効果を奏することができる。

定電流電源装置１Ａは、第１補正部１３により、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を電圧変換したものを、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧に応じて補正する。このため、比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の入力依存性と、比較器ＣＭＰ１の反転入力端子の入力依存性と、を打ち消し合わせることができる。したがって、出力電流が入力依存性を持ってしまうのを改善することができる。

本発明は、上述の実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。

例えば、上述の各実施形態では、整流部ＲＦの第１の出力端子から出力される電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧したものを、スイッチ素子Ｑ１のオン幅に応じて補正するものとしたが、これに限らず、スイッチ素子Ｑ１のオフ幅に応じて補正するものとしてもよい。

１、１Ａ、１００、２００；定電流電源装置
１１；第２補正部
１２；電流制限部
１３；第１補正部
ＬＥＤ１〜ＬＥＤｎ；発光ダイオード
Ｑ１；スイッチ素子
ＲＦ；整流部

Claims (7)

1. 負荷に定電流を供給する定電流電源装置であって、
   前記負荷に流れた電流が入力端子に入力されるスイッチ素子と、
   前記スイッチ素子に流れた電流を電圧変換する電流電圧変換手段と、
   前記電流電圧変換手段により変換された電圧と、前記定電流電源装置の入力電圧または当該入力電圧に応じて変化する電圧と、を比較して、比較結果に応じた比較結果信号を出力する比較手段と、
   前記比較結果信号に応じて前記スイッチ素子を制御する制御手段と、
   前記スイッチ素子に流れる電流の波高値を制限する電流制限手段と、を備えることを特徴とする定電流電源装置。
2. 前記電流制限手段は、前記電流電圧変換手段により変換された電圧と、予め定められた基準電圧と、を比較して、比較結果に応じて前記比較結果信号を補正することを特徴とする請求項１に記載の定電流電源装置。
3. 前記比較手段は、前記電流電圧変換手段により変換された電圧が、前記定電流電源装置の入力電圧または当該入力電圧に応じて変化する電圧以上になると、特定電圧の前記比較結果信号を出力する電圧比較手段を備え、
   前記制御手段は、前記特定電圧の前記比較結果信号が入力されると、前記スイッチ素子をオフ状態とし、
   前記電流制限手段は、前記電流電圧変換手段により変換された電圧が、前記基準電圧以上になると、前記制御手段に入力される前記比較結果信号の電圧を前記特定電圧にすることを特徴とする請求項２に記載の定電流電源装置。
4. 前記比較手段は、
   前記定電流電源装置の入力端子と、前記定電流電源装置の基準電位点と、の間に直列接続された第１抵抗および第２抵抗を備え、
   前記電圧比較手段は、前記電流電圧変換手段により変換された電圧と、前記第１抵抗と前記第２抵抗との接続点の電圧と、を比較して、前記比較結果信号を出力することを特徴とする請求項３に記載の定電流電源装置。
5. 前記電流電圧変換手段により変換された電圧を、前記定電流電源装置の入力電圧または当該入力電圧に応じて変化する電圧に応じて補正する第１の補正手段を備えることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の定電流電源装置。
6. 前記比較手段により比較される前記定電流電源装置の入力電圧または当該入力電圧に応じて変化する電圧を、前記スイッチ素子のオン幅またはオフ幅に応じて補正する第２の補正手段を備えることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の定電流電源装置。
7. 前記第２の補正手段は、前記スイッチ素子のオン幅が広くなるに従って補正値を大きく設定して、当該補正値を、前記比較手段により比較される前記定電流電源装置の入力電圧または当該入力電圧に応じて変化する電圧に、加算することを特徴とする請求項６に記載の定電流電源装置。

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