JP2012143280A - Capacitive load drive device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、圧電素子などの容量性負荷に駆動信号を用いて駆動する技術に関する。 The present invention relates to a technique for driving a capacitive load such as a piezoelectric element using a drive signal.
インクジェットプリンターに搭載されている噴射ヘッドのように、圧電素子などの容量
性負荷によって構成されて、駆動信号が印加されることによって動作するアクチュエータ
ーは数多く存在する。この駆動信号を、アナログ増幅回路を用いて生成しようとすると、
アナログ増幅回路内を大きな電流が流れるために大きな電力が消費される。その結果、電
力効率が低下するだけでなく、回路基板が大きくなり、更には、消費された電力が熱に変
わるので大きな放熱板が必要になって、ますます基板が大型化する。
There are many actuators that are configured by a capacitive load such as a piezoelectric element and operate when a drive signal is applied, such as an ejection head mounted on an inkjet printer. When this drive signal is generated using an analog amplifier circuit,
Since a large current flows in the analog amplifier circuit, a large amount of power is consumed. As a result, not only does the power efficiency decrease, but the circuit board becomes larger, and further, since the consumed power changes to heat, a large heat sink is required, and the board becomes larger.
そこで、アナログの駆動信号を直接増幅するのではなく、駆動信号の基準となる駆動波
形信号をパルス変調して変調信号に一旦変換し、得られた変調信号を増幅した後に平滑フ
ィルターを通すことによって、増幅された駆動信号を得るようにした技術が提案されてい
る(特許文献1)。変調信号の増幅は、スイッチのON/OFFを切り換えるだけで実現
することが可能である。更に、平滑フィルターは、コイルとコンデンサーとを組み合わせ
たLC回路を用いて実現できるので、原理的には電力を消費することがない。このため提
案の技術によれば、大きな電力を消費することなく駆動信号を生成することが可能であり
、回路基板を小型化することが可能である。
Therefore, instead of directly amplifying the analog drive signal, the drive waveform signal serving as a reference for the drive signal is pulse-modulated and converted into a modulation signal, and the obtained modulation signal is amplified and then passed through a smoothing filter. A technique for obtaining an amplified drive signal has been proposed (Patent Document 1). Amplification of the modulation signal can be realized simply by switching on / off of the switch. Furthermore, since the smoothing filter can be realized by using an LC circuit in which a coil and a capacitor are combined, in principle, power is not consumed. Therefore, according to the proposed technique, it is possible to generate a drive signal without consuming a large amount of power, and it is possible to reduce the size of the circuit board.
この提案の技術は、LC回路で平滑フィルターを構成しているため、LC回路の共振周
波数でゲインにピークが現れる。通常は、電気負荷が有する抵抗値によって、あるいは別
途にダンピング抵抗を挿入することによって出力ピークを抑制するが、この方法では抵抗
によって電力消費が発生する。そこで、出力段からのフィードバックを行って、出力ピー
クを抑制することが提案されている(特許文献2)。また、平滑フィルターを通った信号
は位相が最大で180度まで遅れるので、出力段の信号でそのままフィードバックをかけ
ると出力が発振する恐れがある。そこで、出力段の信号に位相進み補償をかけてからフィ
ードバックすることが行われる。
In the proposed technique, a smoothing filter is configured by the LC circuit, and therefore a peak appears in the gain at the resonance frequency of the LC circuit. Normally, the output peak is suppressed by the resistance value of the electric load or by separately inserting a damping resistor. However, in this method, power is consumed by the resistor. Therefore, it has been proposed to suppress the output peak by performing feedback from the output stage (Patent Document 2). Further, since the signal passing through the smoothing filter is delayed in phase by 180 degrees at the maximum, there is a possibility that the output oscillates if feedback is applied as it is with the signal of the output stage. Therefore, feedback is performed after phase lead compensation is applied to the signal of the output stage.
また、出力段からの信号をフィードバックする際に、平滑フィルターから容量性負荷ま
での配線が有する抵抗によって駆動信号の波形がなまる(波形の電圧変化がなだらかにな
る)ことを抑制するために、配線抵抗を考慮してフィードバックをかける技術(特許文献
3)や、消費電力を抑制する目的で、パルス変調する際のキャリア周波数を駆動信号の波
形に応じて切り換える技術(特許文献4)なども提案されている。
Also, when feeding back the signal from the output stage, the resistance of the wiring from the smoothing filter to the capacitive load suppresses the waveform of the drive signal from being gradual (the voltage change of the waveform becomes gentle) Proposal is also made of a technique for applying feedback in consideration of wiring resistance (Patent Document 3), and a technique for switching the carrier frequency for pulse modulation according to the waveform of the drive signal (Patent Document 4) for the purpose of suppressing power consumption. Has been.
しかし、上述した特許文献1〜特許文献4を始めとする従来の技術では、平滑フィルタ
ーで除去している筈のキャリア周波数のリップル(キャリアリップル)が駆動信号に重畳
する場合があるという問題があった。そのため、容量性負荷であるアクチュエーターを適
切に駆動できなくなるという問題があった。
However, the conventional techniques such as Patent Document 1 to Patent Document 4 described above have a problem that the ripple (carrier ripple) of the carrier frequency that is removed by the smoothing filter may be superimposed on the drive signal. It was. For this reason, there is a problem that an actuator that is a capacitive load cannot be appropriately driven.
この発明は、従来の技術が有する上述した課題の少なくとも一部を解決するためになさ
れたものであり、平滑フィルター後の駆動信号にキャリア周波数のリップルが重畳するこ
とを回避可能な技術を提供することを目的とする。
The present invention has been made to solve at least a part of the above-described problems of the prior art, and provides a technique capable of avoiding a carrier frequency ripple from being superimposed on a drive signal after a smoothing filter. For the purpose.
上述した課題の少なくとも一部を解決するために、本発明の容量性負荷駆動回路は次の
構成を採用した。すなわち、
容量成分を有する容量性負荷に対して駆動信号を印加することによって、該容量性負荷
を駆動する容量性負荷駆動回路であって、
前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、
前記容量性負荷に印加された駆動信号を用いて生成された帰還信号を、前記駆動波形信
号から減算することによって誤差信号を出力する演算回路と、
前記誤差信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、
前記変調信号を電力増幅してパルス波状の電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増
幅器と、
前記パルス波状の電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する
平滑フィルターと、
前記駆動信号に位相進み補償を行い、該位相進み補償後の信号を前記帰還信号として前
記演算回路に出力する位相進み補償回路と、
前記平滑フィルターと前記容量性負荷とを接続し、取り替え可能に設けられた配線と、
前記駆動信号に基づいて、該容量性負荷に印加される前記駆動信号のキャリアリップル
の振幅に関する振幅情報を取得する振幅情報取得手段と、
前記変調回路が前記誤差信号をパルス変調する際のキャリア周波数を、前記振幅情報に
基づいて、前記駆動信号のキャリアリップルの振幅が所定値以下となるように設定するキ
ャリア周波数設定手段と
を備えることを要旨とする。
In order to solve at least a part of the problems described above, the capacitive load driving circuit of the present invention employs the following configuration. That is,
A capacitive load drive circuit that drives a capacitive load by applying a drive signal to the capacitive load having a capacitive component,
A drive waveform signal generating circuit for generating a drive waveform signal which is a reference of the drive signal;
An arithmetic circuit that outputs an error signal by subtracting a feedback signal generated using the drive signal applied to the capacitive load from the drive waveform signal;
A modulation circuit that generates a modulation signal by pulse-modulating the error signal;
A digital power amplifier that amplifies the modulated signal to generate a pulsed power amplified modulated signal;
A smoothing filter that generates the drive signal by smoothing the pulse-wave-shaped power amplification modulation signal;
A phase lead compensation circuit that performs phase lead compensation on the drive signal and outputs the signal after the phase lead compensation to the arithmetic circuit as the feedback signal;
Connecting the smoothing filter and the capacitive load, wiring provided to be replaceable,
Amplitude information acquisition means for acquiring amplitude information related to the amplitude of the carrier ripple of the drive signal applied to the capacitive load based on the drive signal;
Carrier frequency setting means for setting a carrier frequency at which the modulation circuit performs pulse modulation of the error signal so that the amplitude of the carrier ripple of the drive signal is a predetermined value or less based on the amplitude information. Is the gist.
こうした本発明の容量性負荷駆動回路においては、容量性負荷に印加すべき駆動信号の
基準となる駆動波形信号を、パルス変調することによって変調信号を生成し、得られた変
調信号を電力増幅した後に平滑化することによって駆動信号を生成する。こうして容量性
負荷に印加された駆動信号に対して位相進み補償を行って帰還信号を生成し、駆動波形信
号に負帰還させる。平滑フィルターと容量性負荷とは配線によって接続されており、平滑
フィルターから出力された駆動信号は、配線を経由して容量性負荷に印加される。また、
配線は取り替え可能となっている。更に、容量性負荷に印加される駆動信号のキャリアリ
ップルの振幅に関する情報(振幅情報)が、配線と容量性負荷との間の駆動信号から取得
される。そして、この振幅情報に基づいて、キャリアリップルの振幅が所定値以下となる
ようにキャリア周波数が設定され、そのキャリア周波数でパルス変調が行われる。
In such a capacitive load drive circuit of the present invention, a modulation signal is generated by pulse-modulating a drive waveform signal which is a reference of a drive signal to be applied to the capacitive load, and the obtained modulation signal is power amplified. A drive signal is generated by smoothing later. In this way, phase lead compensation is performed on the drive signal applied to the capacitive load to generate a feedback signal, and negative feedback to the drive waveform signal. The smoothing filter and the capacitive load are connected by wiring, and the drive signal output from the smoothing filter is applied to the capacitive load via the wiring. Also,
The wiring is replaceable. Further, information (amplitude information) related to the amplitude of the carrier ripple of the drive signal applied to the capacitive load is acquired from the drive signal between the wiring and the capacitive load. Based on this amplitude information, the carrier frequency is set so that the amplitude of the carrier ripple is equal to or less than a predetermined value, and pulse modulation is performed at the carrier frequency.
こうすれば、駆動信号の基準となる駆動波形信号に対して、容量性負荷に印加された駆
動信号を負帰還させるので、平滑フィルターの共振の影響で駆動信号が歪んでしまうこと
を抑制することができる。また、駆動信号を負帰還させるに際しては、位相を進ませる補
償(位相進み補償)を行ってから負帰還させているので、平滑フィルターによって位相が
遅れた駆動信号を負帰還させることが原因で駆動信号の出力が不安定になってしまうこと
もない。更に、詳細には後述するが、容量性負荷に駆動信号を印加するための配線を付け
替えると、駆動信号にキャリアリップルが重畳する場合があるが、本願発明の容量性負荷
駆動回路では、配線と容量性負荷との間からキャリアリップルの振幅に関する情報(振幅
情報)が取得されて、キャリアリップルの振幅が所定値以下となるような周波数にキャリ
ア周波数が設定される。このため、駆動信号を容量性負荷に印加するための配線を取り替
えても、容量性負荷に印加される駆動信号にキャリアリップルが重畳してしまうことも無
い。
In this way, the drive signal applied to the capacitive load is negatively fed back with respect to the drive waveform signal serving as a reference for the drive signal, so that the drive signal is prevented from being distorted due to the resonance of the smoothing filter. Can do. Also, when the drive signal is negatively fed back, it is compensated for phase advance compensation (phase advance compensation) and then negatively fed back. Therefore, the drive signal whose phase is delayed by a smoothing filter is driven negatively. The signal output does not become unstable. Furthermore, as will be described in detail later, when the wiring for applying the drive signal to the capacitive load is changed, carrier ripple may be superimposed on the drive signal. However, in the capacitive load drive circuit of the present invention, the wiring and Information (amplitude information) on the amplitude of the carrier ripple is acquired from between the capacitive load and the carrier frequency is set to a frequency at which the amplitude of the carrier ripple is equal to or less than a predetermined value. For this reason, even if the wiring for applying the drive signal to the capacitive load is replaced, the carrier ripple is not superimposed on the drive signal applied to the capacitive load.
上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、次のようにしても良い。先ず、キャ
リア周波数は、所定の最低周波数から所定の最高周波数までの周波数範囲を取り得るもの
とする。キャリア周波数を設定するに際しては、最低周波数から最高周波数までの周波数
範囲内のキャリア周波数で、キャリアリップルの振幅を取得する。そして、キャリアリッ
プルの振幅が所定値以下となるようなキャリア周波数を設定するようにしてもよい。
The above-described capacitive load driving circuit of the present invention may be configured as follows. First, it is assumed that the carrier frequency can take a frequency range from a predetermined minimum frequency to a predetermined maximum frequency. When setting the carrier frequency, the amplitude of the carrier ripple is acquired at the carrier frequency within the frequency range from the lowest frequency to the highest frequency. Then, the carrier frequency may be set such that the amplitude of the carrier ripple is a predetermined value or less.
こうすれば、配線が取り替えられた場合でも、容量性負荷に印加される駆動信号にキャ
リアリップルが重畳してしまうことを回避することが可能となる。尚、最低周波数から最
高周波数までの周波数範囲内では、キャリアリップルの振幅が所定値以下となるキャリア
周波数が存在しなかった場合には、振幅の最も小さいキャリア周波数を設定するようにし
ても良い。
This makes it possible to avoid the carrier ripple from being superimposed on the drive signal applied to the capacitive load even when the wiring is replaced. In the frequency range from the lowest frequency to the highest frequency, when there is no carrier frequency at which the amplitude of the carrier ripple is equal to or less than a predetermined value, the carrier frequency having the smallest amplitude may be set.
また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、振幅情報取得手段でキャリア
リップルの振幅を取得している間は、変調信号のデューティー比が50パーセントとなる
ような駆動波形信号を発生するようにしてもよい。
In the capacitive load drive circuit of the present invention described above, a drive waveform signal is generated such that the duty ratio of the modulation signal is 50% while the amplitude information acquisition means acquires the carrier ripple amplitude. You may do it.
平滑フィルター後の信号に重畳するキャリアリップルの振幅は、フィルターを通す前の
信号のデューティー比が50パーセントの場合に最も大きくなる。従って、変調信号のデ
ューティー比が50パーセントとなるような駆動波形信号を発生すれば、キャリアリップ
ルの振幅を感度良く取得することが可能となる。
The amplitude of the carrier ripple superimposed on the signal after the smoothing filter becomes the largest when the duty ratio of the signal before passing through the filter is 50%. Therefore, if a drive waveform signal is generated such that the duty ratio of the modulation signal is 50%, the amplitude of the carrier ripple can be acquired with high sensitivity.
また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路と、液体を供給する供給ポンプと、
前記供給ポンプから供給された液体が流入する液体室と、前記容量性負荷であるアクチ
ュエーターと、前記液体室に流入された液体を噴射する噴射ノズルとを有する噴射ユニッ
トと、
を備え、
前記駆動信号が前記アクチュエーターに印加されることによって、前記液体室に流入さ
れた液体が前記噴射ノズルからパルス状に噴射される、
液体噴射装置においても、適用できる。
In addition, the capacitive load driving circuit of the present invention described above, a supply pump for supplying liquid,
An injection unit having a liquid chamber into which the liquid supplied from the supply pump flows, an actuator that is the capacitive load, and an injection nozzle that injects the liquid that has flowed into the liquid chamber;
With
When the drive signal is applied to the actuator, the liquid that has flowed into the liquid chamber is ejected in a pulse form from the ejection nozzle.
The present invention can also be applied to a liquid ejecting apparatus.
本発明の容量性負荷駆動回路を液体噴射装置に備えることで、駆動信号を容量性負荷に
印加するための配線を取り替えても、容量性負荷に印加される駆動信号にキャリアリップ
ルが重畳してしまうことも無いため、ケーブルの長さが異なる液体噴射装置に切換えると
きにおいても、アクチュエーターを意図した駆動信号で駆動することができる。
By providing the capacitive load drive circuit of the present invention in the liquid ejecting apparatus, even if the wiring for applying the drive signal to the capacitive load is replaced, carrier ripple is superimposed on the drive signal applied to the capacitive load. Therefore, even when switching to a liquid ejecting apparatus having a different cable length, the actuator can be driven with an intended drive signal.
以下では、上述した本願発明の内容を明確にするために、次のような順序に従って実施
例を説明する。
A.装置構成:
B.容量性負荷駆動回路の回路構成:
C.キャリアリップルが発生するメカニズム:
D.本実施例の容量性負荷駆動回路:
E.変形例:
Hereinafter, in order to clarify the contents of the present invention described above, examples will be described in the following order.
A. Device configuration:
B. Circuit configuration of capacitive load drive circuit:
C. Mechanism for generating carrier ripple:
D. Capacitive load driving circuit of this embodiment:
E. Variations:
A.装置構成 :
図1は、本実施例の容量性負荷駆動回路200を搭載した液体噴射装置100の構成を
示した説明図である。図示されているように液体噴射装置100は、大きく分けると、液
体を噴射する噴射ユニット110と、噴射ユニット110から噴射される液体を噴射ユニ
ット110に向けて供給する供給ポンプ120と、噴射ユニット110および供給ポンプ
120の動作を制御する制御ユニット130などから構成されている。液体噴射装置10
0は、パルス状の液体を噴射ユニット110から噴射することによって、生体組織を切除
または切開することに使用する手術具としてのウォータージェットメスの一例である。
A. Device configuration :
FIG. 1 is an explanatory diagram showing a configuration of a
0 is an example of a water jet knife as a surgical tool used for excising or incising living tissue by ejecting a pulsed liquid from the
噴射ユニット110は、金属製のフロントブロック113に、同じく金属製のリアブロ
ック114を重ねてネジ止めした構造となっており、フロントブロック113の前面には
円管形状の液体通路管112が立設され、液体通路管112の先端には噴射ノズル111
が挿着されている。フロントブロック113とリアブロック114との合わせ面には、薄
い円板形状の液体室115が形成されており、液体室115は、液体通路管112を介し
て噴射ノズル111に接続されている。また、リアブロック114の内部には、積層型の
圧電素子によって構成されたアクチュエーター116が設けられている。噴射ユニット1
10と制御ユニット130とは配線ケーブル150によって接続されており、制御ユニッ
ト130内の容量性負荷駆動回路200からは、配線ケーブル150を介して駆動信号が
アクチュエーター116に供給される。また、配線ケーブル150の一端側はコネクター
152によって噴射ユニット110に取り付けられ、配線ケーブル150の他端側はコネ
クター154によって制御ユニット130に取り付けられている。このため、配線ケーブ
ル150は、長さや特性の異なる種々の配線ケーブル150に取り替えることが可能とな
っている。尚、この配線ケーブル150が、本発明における「配線」に対応し、アクチュ
エーター116が、本発明における「容量性負荷」に対応する。
The
Is inserted. A thin disk-shaped
10 and the
供給ポンプ120は、噴射しようとする液体(水、生理食塩水、薬液など)が貯められ
た液体タンク123から、チューブ121を介して液体を吸い上げた後、チューブ122
を介して噴射ユニット110の液体室115内に供給する。このため、液体室115は液
体で満たされた状態となっている。
The
Is supplied into the
そして、制御ユニット130から駆動信号をアクチュエーター116に印加すると、ア
クチュエーター116が伸張して液体室115が押し縮められ、その結果、液体室115
内に充満していた液体が、噴射ノズル111からパルス状に噴射される。アクチュエータ
ー116の伸張量は、駆動信号として印加される電圧に依存する。従って、所望の特性の
パルス状の液体を噴射するためには、精度の良い駆動信号をアクチュエーター116に印
加する必要がある。そこで、このような駆動信号を生成するために、制御ユニット130
内には、以下に説明するような容量性負荷駆動回路200が搭載されている。
Then, when a drive signal is applied from the
The liquid filled inside is ejected in a pulse form from the
Inside, a capacitive
B.容量性負荷駆動回路の回路構成 :
図2は、制御ユニット130に搭載された容量性負荷駆動回路200の回路構成を示し
た説明図である。図示されているように容量性負荷駆動回路200は、駆動信号の基準と
なる駆動波形信号(以下、WCOM)を出力する駆動波形信号発生回路210と、駆動波
形信号発生回路210から受け取ったWCOMと後述する帰還信号(以下、dCOM)と
に基づいて誤差信号(以下、dWCOM)を出力する演算回路220と、演算回路220
からのdWCOMをパルス変調して変調信号(以下、MCOM)に変換する変調回路23
0と、変調回路230からのMCOMをデジタル的に電力増幅して電力増幅変調信号(以
下、ACOM)を生成するデジタル電力増幅器240と、デジタル電力増幅器240から
ACOMを受け取って変調成分を取り除いた後、駆動信号(以下、COM)として噴射ユ
ニット110のアクチュエーター116に供給する平滑フィルター250と、平滑フィル
ター250から出力されたCOMに対して位相を進ませる補償(位相進み補償)を加えて
、dCOM(帰還信号)を生成する位相進み補償回路260とを備えている。
B. Capacitive load drive circuit configuration:
FIG. 2 is an explanatory diagram showing a circuit configuration of the capacitive
Modulation circuit 23 for pulse-modulating dWCOM from the signal and converting it to a modulation signal (hereinafter referred to as MCOM)
0, a
このうち、駆動波形信号発生回路210は、WCOMのデータを記憶した波形メモリー
や、D/A変換器を備えており、波形メモリーから読み出したデータをD/A変換器でア
ナログ信号に変換することによって、WCOM(駆動波形信号)を生成する。演算回路2
20では、こうして出力されたWCOMからdCOMを減算した信号を、dWCOM(誤
差信号)として出力する。また逆に、駆動波形信号発生回路210は、WCOMのデータ
を記憶した波形メモリーからデジタルデータとしてWCOM(駆動波形信号)を読出し、
A/D変換器でdCOMをデジタルデータとした後、信号処理回路を用いて演算回路22
0でWCOMからdCOMをデジタル演算により減算し、dWCOM(誤差信号)をデジ
タルデータとして生成する構成としてもよい。その場合、変調回路230は前記信号処理
回路を用いてデジタル回路で構成し、dWCOMをデジタルデータのまま取り扱うように
する。
Of these, the drive waveform
At 20, a signal obtained by subtracting dCOM from WCOM thus output is output as dWCOM (error signal). Conversely, the drive waveform
After dCOM is converted into digital data by the A / D converter, the arithmetic circuit 22 is used by using a signal processing circuit.
It may be configured to generate dWCOM (error signal) as digital data by subtracting dCOM from WCOM by digital calculation at 0. In that case, the
変調回路230では、dWCOMを一定周期の三角波と比較することによって、パルス
波状のMCOM(変調信号)を生成(パルス変調)する。ここで、パルス変調に用いる三
角波の基底周波数(キャリア周波数)は、キャリア周波数設定手段280からの制御によ
って設定可能となっている。そして、キャリア周波数設定手段280は、振幅情報取得手
段270によって取得した振幅情報(噴射ユニット110に供給される駆動信号に重畳す
るキャリアリップルの振幅に関する情報)に基づいてキャリア周波数を設定する。詳細に
は後述するが、こうして振幅情報に基づいて、パルス変調する際のキャリア周波数を設定
することによって、COMにキャリアリップルが重畳することを回避することが可能とな
る。ここでキャリアリップルとは、アクチュエーター116に印加されるRCOMに含ま
れる、パルス変調に用いるキャリア信号(三角波信号)の信号成分を意味する。
The
変調回路230によって得られたMCOMは、デジタル電力増幅器240に入力される
。デジタル電力増幅器240は、プッシュ・プル接続された2つのスイッチ素子(MOS
FETなど)と、電源と、これらスイッチ素子を駆動するゲートドライバーとを備えてい
る。MCOMがHigh状態の場合は、ハイサイド側のスイッチ素子がON状態になり、
ローサイド側のスイッチ素子がOFF状態になって、電源の電圧VddがACOMとして
出力される。また、MCOMがLow状態の場合は、ハイサイド側のスイッチ素子がOF
F状態になり、ローサイド側のスイッチ素子がON状態になってグランドの電圧がACO
Mとして出力される。その結果、変調回路230の動作電圧とグランドとの間でパルス波
状に変化するMCOMが、電源の電圧Vddとグランドとの間でパルス波状に変化するA
COMに電力増幅される。この増幅では、プッシュ・プル接続された2つのスイッチ素子
のON/OFFを切り換えているだけなので、アナログ波形を増幅する場合に比べて電力
損失を大幅に抑制することが可能である。その結果、電力効率を向上させることが可能と
なるだけでなく、放熱のために大きなヒートシンクを設ける必要もなくなるので、回路を
小型化することも可能となる。
The MCOM obtained by the
FET, etc.), a power source, and a gate driver for driving these switch elements. When MCOM is in the high state, the switch element on the high side is turned on,
The low-side switch element is turned off, and the power supply voltage Vdd is output as ACOM. When the MCOM is in the low state, the high-side switch element is OF.
F state, the low side switch element is turned on, and the ground voltage is ACO
Output as M. As a result, the MCOM that changes in a pulse waveform between the operating voltage of the
Power amplified to COM. In this amplification, since only the ON / OFF of the two switch elements connected in a push-pull manner is switched, it is possible to greatly suppress the power loss as compared with the case where the analog waveform is amplified. As a result, not only can the power efficiency be improved, but there is no need to provide a large heat sink for heat dissipation, and the circuit can be miniaturized.
こうして電力増幅されたACOM(電力増幅変調信号)は、LC回路によって構成され
る平滑フィルター250を通すことによってCOM(駆動信号)に変換され、配線ケーブ
ル150を介してアクチュエーター116に印加される。また、COMは演算回路220
に負帰還されるが、平滑フィルター250を通過することによって、COMはWCOMに
対して位相が遅れている。そこで、COMを単純に負帰還させるのではなく、コンデンサ
ーと抵抗とによって構成された位相進み補償回路260を通して位相を進ませる補償(位
相進み補償)を行い、得られた信号をdCOMとして演算回路220に負帰還させるよう
になっている。尚、前述したようにCOMを位相進み補償回路260を通して演算回路2
20に負帰還に負帰還させる目的は、LC回路で構成した平滑フィルターの出力ピークを
抑制することである。従って、回路の抵抗成分、あるいは別途に挿入したダンピング抵抗
によって出力ピークが抑えられている場合には、COMを負帰還させる必要はない。この
場合は、演算回路220および位相進み補償回路260は不要となる。振幅情報取得手段
270の詳細な構成については後述する。
The power-amplified ACOM (power amplification modulation signal) is converted into COM (drive signal) by passing through a smoothing
However, the phase of COM is delayed with respect to WCOM by passing through the smoothing
The purpose of negative feedback to 20 is to suppress the output peak of the smoothing filter formed by the LC circuit. Therefore, when the output peak is suppressed by a resistance component of the circuit or a separately inserted damping resistor, COM need not be negatively fed back. In this case, the
ここで、図2に示されるように、配線ケーブル150も誘導成分および抵抗成分を有し
ている。従って、この影響で、平滑フィルター250から出力されたCOMと、実際にア
クチュエーター116に印加される信号(以下、RCOM)との間には、何某かのズレが
生じているものと思われる。実際に検討してみると、配線ケーブル150の誘導成分(お
よび抵抗成分)の影響で、実際にアクチュエーター116に印加されるRCOMにキャリ
アリップルが重畳し得ることが見いだされた。ここでキャリアリップルとは、アクチュエ
ーター116に印加されるRCOMに含まれる、パルス変調に用いるキャリア信号(三角
波信号)の信号成分を意味する。以下、この点について詳しく説明する。
Here, as shown in FIG. 2, the
C.キャリアリップルが発生するメカニズム :
図3は、配線ケーブル150が有する誘導成分(および抵抗成分)の影響でキャリアリ
ップルが発生するメカニズムを示した説明図である。図3(a)には、ACOMからRC
OMまでの回路構成が示されている。平滑フィルター250のコイルのインダクタンスを
Llpf とし、平滑フィルター250の容量成分のキャパシタンスをClpf とする。同様に
、片側の配線が有する抵抗値およびインダクタンスを、Rc 、Lc とする。更に、容量性
負荷のキャパシタンスをCloadとする。
C. Mechanism for generating carrier ripple:
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a mechanism in which carrier ripple occurs due to the influence of the inductive component (and resistance component) of the
A circuit configuration up to OM is shown. Let Llpf be the inductance of the coil of the smoothing
また便宜上、平滑フィルター250のコイルの伝達関数をZ1 とおき、配線ケーブル1
50の往き側(平滑フィルター250からアクチュエーター116へ送る側)の伝達関数
をZa とおき、アクチュエーター116に配線ケーブル150の戻り側(アクチュエータ
ー116から容量性負荷駆動回路200のグランドへ戻す側)を加えた部分の伝達関数を
Zb とおくと、Z1 、Za 、Zb はそれぞれ以下の式で与えられる。
Z1 =s・Llpf
Za =Rc +s・Lc
Zb =1/(s・Cload)+(Rc +s・Lc )
また、図3(a)に示した回路構成の中で、平滑フィルター250のコイルに直列に接
続された伝達要素(配線ケーブル150の往復部分とアクチュエーター116と平滑フィ
ルター250の容量成分)の伝達関数Z2 は、次式で与えられる。
Z2 ={1/(s・Clpf )}//{2(Rc +s・Lc )+1/(s・Cload)}
但し、sはラプラス演算子で、虚数単位jに角周波数ωをかけたものである。また//は、
並列接続の合成インピーダンスを表す並列合成記号である。
すると、ACOMとRCOMとの間の伝達関数Hは、図3(b)の式で与えられる。
For convenience, the transfer function of the coil of the smoothing
50, the transfer function of the forward side of 50 (the side of sending from the smoothing
Z1 = s · Llpf
Za = Rc + s · Lc
Zb = 1 / (s.Cload) + (Rc + s.Lc)
Further, in the circuit configuration shown in FIG. 3A, the transfer function of transfer elements (capacitance components of the reciprocating portion of the
Z2 = {1 / (s · Clpf)} // {2 (Rc + s · Lc) + 1 / (s · Cload)}
Here, s is a Laplace operator, which is an imaginary unit j multiplied by an angular frequency ω. //
This is a parallel composite symbol representing the composite impedance of parallel connection.
Then, the transfer function H between ACOM and RCOM is given by the equation of FIG.
図3(c)には、伝達関数Hのゲイン-周波数特性の一例が示されている。尚、図3(
c)では、配線ケーブル150の単位長あたりの抵抗(=2×Rc )を、数百ミリΩ程度
とし、単位長あたりのインダクタンス(=2×Lc )を数μH程度と想定して、種々の配
線長で得られるゲイン−周波数特性を例示している。
FIG. 3C shows an example of the gain-frequency characteristic of the transfer function H. In addition, FIG.
c), assuming that the resistance per unit length (= 2 × Rc) of the
図3(c)中に示した破線は、配線ケーブル150の長さが2[m(メートル)]の場
合のゲイン−周波数特性であり、一点鎖線は長さが1[m]の場合のゲイン−周波数特性
であり、二点鎖線は0.5[m]の場合のゲイン−周波数特性である。また、実線は、配
線ケーブル150なしの場合のゲイン−周波数特性を表している。図示されるように、配
線ケーブル150を介してアクチュエーター116(容量性負荷)を接続すると、平滑フ
ィルター250の共振周波数f0 よりも高周波数側に、配線ケーブル150のインダクタ
ンスと容量性負荷とによる共振が発生する。また、配線ケーブル150の長さを変更する
と配線ケーブル150のインダクタンス値が変化するので、共振周波数fc が変化する。
従って、接続する配線ケーブル150の長さによっては、パルス変調時のキャリア周波数
に共振ピークが接近(あるいは一致)して、アクチュエーター116に印加する駆動信号
に非常に大きなキャリアリップルが残ってしまう場合が起こり得る。
The broken line shown in FIG. 3C is the gain-frequency characteristic when the length of the
Therefore, depending on the length of the
たとえば、デジタル電力増幅器240の電源電圧を100Vとし、平滑フィルター25
0とアクチュエーター116とを繋ぐ配線ケーブル150は、0.5[m]〜2[m]ま
での間で種々の長さのものが接続されるものとする。仮に、配線ケーブル150のインダ
クタンスが0であったとすると(ケーブル長が0[m]の場合に相当)、図3(c)に示
した実線のゲイン−周波数特性に示されるように、キャリア周波数fc におけるゲインは
−40dbであり、駆動信号に残るキャリアリップルは1Vppとなる。しかし、配線ケー
ブル150のケーブル長が0.5[m]の場合には、キャリア周波数fc におけるゲイン
は−40dbとなり、ケーブル長が1[m]の場合は−20dbとなり、ケーブル長が2
[m]の場合は−45dbとなる。駆動信号に残るキャリアリップルは、それぞれ1Vpp
、10Vpp、0.56Vppとなる。デジタル電力増幅器240によって増幅されたACO
Mを、平滑フィルター250を通して平滑化しているにも拘わらず、駆動信号にキャリア
リップルが重畳することがあるのは、以上のようなメカニズムによるものと考えられる。
For example, the power supply voltage of the
It is assumed that
In the case of [m], it is −45 db. The carrier ripple remaining in the drive signal is 1 Vpp each.
10 Vpp and 0.56 Vpp. ACO amplified by
It is considered that the carrier ripple may be superimposed on the drive signal even though M is smoothed through the smoothing
キャリアリップルが重畳していたのではアクチュエーター116を適切に駆動すること
ができない。しかし、配線中にダンピング抵抗を挿入したのでは、抵抗で電力を消費して
しまうので電力効率が低下する。また、キャリアリップルの周波数成分が更に抑制される
ように平滑フィルター250の特性を変更すると、平滑フィルター250の共振周波数f
0 が低くなるので信号周波数の帯域が確保できなくなる。逆に、パルス変調時のキャリア
周波数を高くすればキャリアリップルを抑制することができるが、パルス変調時あるいは
変調信号の増幅時のスイッチング損失の増加を招くことになる。そこで、こうした問題を
伴うことなく、キャリアリップルの無い駆動信号をアクチュエーター116に印加するた
めに、以下のような方法を採用する。
If the carrier ripple is superimposed, the
Since 0 becomes low, the signal frequency band cannot be secured. On the contrary, if the carrier frequency at the time of pulse modulation is increased, carrier ripple can be suppressed, but this causes an increase in switching loss at the time of pulse modulation or at the time of amplification of the modulation signal. Therefore, in order to apply a drive signal without carrier ripple to the
D.本実施例の容量性負荷駆動回路 :
図4は、本実施例の容量性負荷駆動回路200の一部を詳細に示した回路図である。本
実施例では、平滑フィルター250とアクチュエーター116とが3線式の配線ケーブル
150によって接続されている。このうち、図中に示した線1は、平滑フィルター250
とアクチュエーター116の上端とを接続しており、図中に示した線2は、平滑フィルタ
ー250のグランドとアクチュエーター116の下端とを接続する。また、線3は、アク
チュエーター116の上端と振幅情報取得手段270とを接続している。従って、アクチ
ュエーター116に印加される駆動信号は、配線ケーブル150の線3を経由して振幅情
報取得手段270に入力される。
D. Capacitive load driving circuit of this embodiment:
FIG. 4 is a circuit diagram showing a part of the capacitive
And the upper end of the
振幅情報取得手段270には、A/D変換回路272と、後述する振幅情報取得回路2
74とが設けられている。配線ケーブル150の線3を経由して供給された駆動信号は、
A/D変換回路272の入力電圧範囲を超えないように、抵抗Ra と抵抗Rb とによって
抵抗分圧された後にA/D変換回路272に入力される。尚、配線ケーブル150を構成
する線1、線2、線3は、何れも同様な抵抗成分(Rc )およびインダクタンス(Lc )
を有している。アクチュエーター116に印加される駆動信号を取り出すための線3の配
線成分(抵抗成分およびインダクタンス)が、A/D変換回路272に入力される駆動信
号の波形に影響を与えないよう、分圧抵抗(抵抗Ra および抵抗Rb )の抵抗値は、線3
の抵抗成分(Rc )よりも十分に大きな値に設定されている。
The amplitude information acquisition means 270 includes an A /
74 is provided. The drive signal supplied via the line 3 of the
The voltage is divided by resistors Ra and Rb so as not to exceed the input voltage range of the A /
have. A voltage dividing resistor (so that the wiring component (resistance component and inductance) of the line 3 for extracting the drive signal applied to the
Is set to a value sufficiently larger than the resistance component (Rc).
そして、A/D変換回路272から出力されたデジタル信号(駆動信号情報)は、駆動
信号に重畳するキャリアリップルの振幅に関する情報(振幅情報)を取り出すために、振
幅情報取得回路274に入力される。
The digital signal (drive signal information) output from the A /
図5は、振幅情報取得回路274の詳細な構成を示した説明図である。図示されるよう
に振幅情報取得回路274には、A/D変換回路272から受け取った駆動信号情報に基
づいてキャリアリップルの振幅を算出するキャリアリップル振幅値算出回路274aと、
算出した振幅を記憶するメモリー274bと、メモリー274bに記憶された振幅が、所
定の許容値以内か否かを判別するキャリアリップル振幅値判別回路274cと、カウンタ
ー274dと、変調信号Duty設定回路274eが設けられている。
FIG. 5 is an explanatory diagram showing a detailed configuration of the amplitude
A
ところで、平滑フィルター250の共振周波数は必要な信号周波数帯域から決定されて
おり、それ以上には低くできない。すなわち高周波領域における減衰量をそれ以上大きく
は設計できないものとする。そのように決定された平滑フィルター250の特性において
、配線ケーブル150が接続されていない理想状態の場合に、アプリケーションのキャリ
アリップルの振幅の仕様値を最低限満足できる周波数を、最低周波数fcminと表記する。
またスイッチング損失を抑制する観点、すなわちスイッチ素子の発熱による破壊防止の観
点から、これ以上には高くできないキャリア周波数を、最高周波数fcmaxと表記する。カ
ウンター274dは、キャリア周波数を、最低周波数fcminから最高周波数fcmaxの間で
所定周波数dfずつ増加させる際のステップ数nを計数する。カウンター274dでの計
数値は、キャリア周波数設定手段280に入力され、キャリア周波数設定手段280は、
nステップ目のキャリア周波数fcn(=fcmin+df×n)の三角波を、変調回路230
の三角波発生回路に発生させる。また、変調信号Duty設定回路274eは、駆動波形
信号発生回路210に対して、一定のWCOMを出力させる。ここで、WCOMは、変調
回路230によって得られるMCOMのデューティー比が50パーセント(キャリアリッ
プルが最も大きくなるデューティー比)になるような一定のWCOMに設定されている。
尚、MCOMのデューティー比は50パーセントちょうどでなくてもよく、50パーセン
トからプラスマイナス数パーセントの誤差があってもよい。
By the way, the resonance frequency of the smoothing
Further, from the viewpoint of suppressing the switching loss, that is, from the viewpoint of preventing destruction due to heat generation of the switch element, a carrier frequency that cannot be increased any more is expressed as a maximum frequency fcmax. The
A triangular wave having an n-th carrier frequency fcn (= fcmin + df × n) is converted into a
This is generated by the triangular wave generation circuit. Also, the modulation signal
It should be noted that the duty ratio of MCOM does not have to be just 50 percent, and there may be an error of 50 percent to plus or minus several percent.
キャリアリップル振幅値算出回路274aは、カウンター274dから計数値nを受け
取ると、nステップ目のキャリア周波数fcnの逆数に相当する時間(1/fcn)以上の期
間に亘ってA/D変換回路272からの駆動信号情報を取得して、その駆動信号情報の最
小値と最大値とに基づいて、キャリアリップルの振幅値を算出する。算出された振幅値は
、nステップ目の振幅値としてメモリー274bに記憶される。また、キャリアリップル
振幅値判別回路274cは、メモリー274bに記憶されたキャリアリップルの振幅値を
読み出して、キャリアリップルの振幅値が許容値以内か否かを判別する。このような構成
を有する振幅情報取得回路274は、以下のような処理を行うことにより、変調回路23
0がパルス変調する際のキャリア周波数を決定する。
When the carrier ripple amplitude
0 determines the carrier frequency for pulse modulation.
図6は、振幅情報取得回路274で行われるキャリア周波数設定処理のフローチャート
である。この処理は、図1に示した液体噴射装置100の制御ユニット130および噴射
ユニット110に配線ケーブル150が接続されて、制御ユニット130が起動する際に
実行される処理である。その理由は、配線ケーブル150が取り替えられなければ、取得
される振幅情報が変わることはなく、新たにキャリア周波数を設定する必要はないためで
ある。
FIG. 6 is a flowchart of the carrier frequency setting process performed by the amplitude
キャリア周波数設定処理を開始すると、先ず始めにカウンター274dの計数値nを「
0」に設定する(ステップS100)。そして、nステップ目のキャリア周波数fcnを、
最低周波数fcminに設定した後(ステップS102)、MCOMのDutyが50%とな
るようにWCOMの値を設定する(ステップS104)。そして、その状態(設定された
WCOMをキャリア周波数fcnでパルス変調して、得られたMCOMを平滑フィルター2
50を通してアクチュエーター116に印加した状態)で、A/D変換回路272から得
られた駆動信号情報を、1/fcn以上の時間に亘って取得する(ステップS106)。
When the carrier frequency setting process is started, first, the count value n of the
“0” is set (step S100). Then, the n-th carrier frequency fcn is
After setting to the lowest frequency fcmin (step S102), the value of WCOM is set so that the duty of MCOM is 50% (step S104). Then, in this state (the set WCOM is pulse-modulated with the carrier frequency fcn, the obtained MCOM is converted into the smoothing filter 2.
The drive signal information obtained from the A /
こうして取得した駆動信号情報の最小値および最大値を検出することによって、駆動信
号に重畳したキャリアリップルの振幅を算出し(ステップS108)、得られた振幅を、
nステップ目のキャリア周波数fcnでのキャリアリップルの振幅値としてメモリー274
bに記憶する(ステップS110)。続いて、メモリー274bに記憶した振幅値が、所
定の許容値以内か否かを判断する(ステップS112)。説明の便宜上、ここでは、振幅
値が許容値以内に収まらなかったものとする(ステップS112:no)。このような場
合は、続いて、その時のキャリア周波数fcnが最高周波数fcmaxに達しているか否かを判
断する(ステップS116)。その結果、キャリア周波数fcnが未だ最高周波数fcmaxに
達していない場合は(ステップS116:no)、カウンター274dの計数値nを「1
」増加させる(ステップS120)。これに伴って、キャリア周波数fcnも、所定周波数
dfだけ増加させた周波数を新たなキャリア周波数fcnとして(ステップ122)、その
キャリア周波数fcnでの駆動信号情報を取得する(ステップS106)。
By detecting the minimum value and the maximum value of the drive signal information acquired in this way, the amplitude of the carrier ripple superimposed on the drive signal is calculated (step S108), and the obtained amplitude is
b is stored (step S110). Subsequently, it is determined whether or not the amplitude value stored in the
"Is increased (step S120). Along with this, the carrier frequency fcn is also increased by the predetermined frequency df as a new carrier frequency fcn (step 122), and drive signal information at the carrier frequency fcn is acquired (step S106).
このような処理を繰り返しているうちに、キャリアリップルの振幅値が所定の許容値以
内に収まるか(ステップS112:yes)、キャリア周波数fcnが最高周波数fcmaxに
達するか(ステップS116:yes)の何れかの条件が成立する。キャリアリップルの
振幅値が所定の許容値以内になった場合は(ステップS112:yes)、その時のキャ
リア周波数fcnを、アクチュエーター116を駆動する際に用いるキャリア周波数として
設定する(ステップS114)。一方、キャリアリップルの振幅値が所定の許容値以内に
収まらずに(ステップS112:no)、キャリア周波数fcnが最高周波数fcmaxに達し
た場合は(ステップS116:yes)、メモリー274bに記憶されている振幅値の中
で最も小さな振幅値に対応するキャリア周波数fcnを、アクチュエーター116を駆動す
る際に用いるキャリア周波数として設定する(ステップS118)。こうして、キャリア
周波数を設定したら、図6に示すキャリア周波数設定処理を終了する。
While repeating such processing, whether the amplitude value of the carrier ripple falls within a predetermined allowable value (step S112: yes) or whether the carrier frequency fcn reaches the maximum frequency fcmax (step S116: yes). This condition is satisfied. When the amplitude value of the carrier ripple falls within a predetermined allowable value (step S112: yes), the carrier frequency fcn at that time is set as the carrier frequency used when driving the actuator 116 (step S114). On the other hand, when the carrier ripple amplitude value does not fall within the predetermined allowable value (step S112: no) and the carrier frequency fcn reaches the maximum frequency fcmax (step S116: yes), it is stored in the
図4あるいは図5に示した振幅情報取得回路274では、最低周波数fcminから最高周
波数fcmaxまでの間で、キャリア周波数fcnを変化させながらキャリアリップルの振幅に
関する情報を取得することにより、キャリアリップルの振幅の大きさが許容値以内に収ま
るキャリア周波数を選択する。そして、最終的に選択したキャリア周波数をキャリア周波
数設定手段280に設定する。こうすることにより、どのような配線ケーブル150が接
続された場合にも、アクチュエーター116に印加される駆動信号のキャリアリップルの
振幅を所定の値以下に抑制することが可能となる。
In the amplitude
E.変形例 :
上述した実施例では、液体噴射装置100の制御ユニット130が起動する際に実行さ
れる際に、振幅情報を取得してキャリア周波数を設定するものとして説明した。これは、
配線ケーブル150が取り替えられなければ、取得される振幅情報が変わることはなく、
従って、制御ユニット130の起動時にキャリア周波数を設定すれば十分なためである。
しかし、液体噴射装置100の用途によっては、装置を起動した後にも振幅情報を取得し
てキャリア周波数を設定してもよい。たとえば、いわゆるインクジェットプリンターの噴
射ヘッドが液体噴射装置100に対応する場合には、液体(インク)の噴射中に噴射ヘッ
ドが頻繁に移動する。また、噴射ヘッド内の容量性負荷(ピエゾ素子)に対して駆動信号
を送る配線ケーブル150が、曲がり易く芯数の多いフラットケーブルが用いられ、ツイ
ストペア構成のケーブルではないため、配線ケーブル150の状態によっては共振周波数
が変化することも起こり得る。従って、このような場合には、リアルタイムで振幅情報を
取得して、キャリア周波数を変更するようにしても良い。以下では、このような変形例の
容量性負荷駆動回路200について説明する。
E. Modified example:
In the above-described embodiment, the description has been given on the assumption that the amplitude information is acquired and the carrier frequency is set when the
If the
Therefore, it is sufficient to set the carrier frequency when the
However, depending on the application of the
図7は、変形例の容量性負荷駆動回路200の一部を示した説明図である。図示される
ように変形例の容量性負荷駆動回路200では、振幅情報取得手段270にコンデンサー
Cおよび抵抗Rによるハイパスフィルターが設けられており、ハイパスフィルターを通過
した信号がA/D変換回路272に入力されるようになっている。また、このハイパスフ
ィルターの特性は、最低周波数fcminよりも低い周波数成分を抑制するように設定されて
いる。従ってA/D変換回路272には、RCOMの中の主にキャリアリップルに相当す
る成分が入力され、この成分がデジタルデータに変換された後、駆動信号情報として振幅
情報取得回路274に入力される。また、ハイパスフィルターを通過した信号がA/D変
換回路272の入力電圧範囲を超えるような場合には、配線ケーブル150の線3とハイ
パスフィルターのコンデンサーCとの間に抵抗Rdを更に設け、抵抗Rdとハイパスフィル
ターの抵抗Rによって抵抗分圧する構成としてもよい。
FIG. 7 is an explanatory diagram showing a part of a capacitive
図8は、変形例の容量性負荷駆動回路200に搭載される振幅情報取得回路274の詳
細な構成を示した説明図である。図5を用いて前述した振幅情報取得回路274と同様に
、変形例の振幅情報取得回路274にも、キャリアリップル振幅値算出回路274aや、
メモリー274b、キャリアリップル振幅値判別回路274cが設けられている。変形例
の振幅情報取得回路274には、後述するフラグ設定回路274fも設けられている。こ
のような構成を有する変形例の振幅情報取得回路274は、COMを出力してアクチュエ
ーター116(容量性負荷)を駆動している間にも以下のような処理を行うことにより、
変調回路230がパルス変調する際のキャリア周波数を決定する。
FIG. 8 is an explanatory diagram showing a detailed configuration of the amplitude
A
The carrier frequency when the
図9および図10は、振幅情報取得回路274で行われるキャリア周波数設定処理のフ
ローチャートである。キャリア周波数設定処理を開始すると、先ず始めに制御ユニット1
30を起動する(ステップS200)。そして、振幅情報取得回路274のフラグ設定回
路274fに設けられたフラグを「0」に設定する(ステップS202)。続いて、キャ
リア周波数fcnを最低周波数fcminに設定した後(ステップS204)、駆動波形信号発
生回路210からWCOMを出力する(ステップS206)。すると、容量性負荷駆動回
路200では図2を用いて前述した一連の処理が行われて、平滑フィルター250からC
OMが出力され、配線ケーブル150を介してアクチュエーター116にRCOMが印加
される。
9 and 10 are flowcharts of the carrier frequency setting process performed by the amplitude
30 is started (step S200). Then, the flag provided in the
OM is output, and RCOM is applied to the
こうしてアクチュエーター116に印加されたRCOMは、配線ケーブル150の線3
を介して振幅情報取得手段270に入力される。変形例の振幅情報取得手段270では、
入力された信号をハイパスフィルターを通した後、A/D変換回路272によってデジタ
ルデータに変換し、このデジタルデータを駆動信号情報として取得する(ステップS20
8)。その後、キャリアリップル振幅値算出回路274aを用いてキャリアリップルの振
幅値を算出し(ステップS210)、得られた振幅値をメモリー274bに記憶する(ス
テップS212)。
The RCOM applied to the
Is input to the amplitude information acquisition means 270. In the amplitude information acquisition means 270 of the modification,
The input signal is passed through a high-pass filter and then converted into digital data by the A /
8). Thereafter, the carrier ripple amplitude
そしてキャリアリップルの振幅値が許容値以内であるか否かを判断する(ステップS2
14)。その結果、許容値以内であると判断した場合は(ステップS214:yes)、
フラグを0に設定した後(図10のステップS220)、液体噴射装置100の使用を終
了するか否かを判断する(ステップS222)。終了でなければ(ステップS222:n
o)、ステップS208に戻って、再び駆動信号情報を取得した後(ステップS208)
、続く一連の処理を繰り返す。
Then, it is determined whether or not the amplitude value of the carrier ripple is within an allowable value (step S2).
14). As a result, when it is determined that the value is within the allowable value (step S214: yes),
After setting the flag to 0 (step S220 in FIG. 10), it is determined whether or not to end the use of the liquid ejecting apparatus 100 (step S222). If not completed (step S222: n
o) After returning to step S208 and acquiring drive signal information again (step S208)
Then, the following series of processing is repeated.
このように、液体噴射装置100を使用している間は、所定の時間毎にこうした処理を
繰り返す。処理では、先ず始めにキャリア周波数fcnを最低周波数fcminに設定し、その
周波数でのキャリアリップルの振幅が許容値以内であるか否かを判断し、許容値以内であ
れば、最低周波数fcminをキャリア周波数fcnとする。従って、キャリアリップルの振幅
が許容値以内である限りは、最低周波数fcminがキャリア周波数fcnとして設定され続け
ることになる。
Thus, while using the
もちろん、算出されたキャリアリップルの振幅が許容値を超える場合も起こり得る。こ
のような場合は、図9のステップS214で「no」と判断される。続いて、フラグが0
か否かを判断する(ステップS216)。前述したようにフラグの初期状態は0に設定さ
れているから、ステップS216では「yes」と判断して、現在のキャリア周波数fcn
が最低周波数fcminに設定されているか否かを判断する(図10のステップS228)。
通常はキャリア周波数fcnは最低周波数fcminに設定されているので、ステップS228
では「yes」と判断して、キャリア周波数fcnを最高周波数fcmaxに変更した後(ステ
ップS230)、フラグを1に変更する(ステップS234)。フラグの意味する処につ
いては後述する。また、現在のキャリア周波数fcnが最低周波数fcminに設定されていな
い場合は(ステップS228:no)、最低周波数fcminをキャリア周波数fcnに設定し
た後(ステップS232)、フラグを1に変更する(ステップS234)。
Of course, there may be a case where the calculated amplitude of the carrier ripple exceeds an allowable value. In such a case, “no” is determined in step S214 of FIG. Next, the flag is 0
Whether or not (step S216). As described above, since the initial state of the flag is set to 0, it is determined as “yes” in step S216, and the current carrier frequency fcn is determined.
Is set to the lowest frequency fcmin (step S228 in FIG. 10).
Since the carrier frequency fcn is normally set to the minimum frequency fcmin, step S228 is performed.
Then, after determining “yes” and changing the carrier frequency fcn to the maximum frequency fcmax (step S230), the flag is changed to 1 (step S234). The meaning of the flag will be described later. If the current carrier frequency fcn is not set to the lowest frequency fcmin (step S228: no), the lowest frequency fcmin is set to the carrier frequency fcn (step S232), and then the flag is changed to 1 (step S234). ).
こうしてフラグを1に設定したら(ステップS234)、ステップS208に戻って、
駆動信号情報を取得する(ステップS208)。そして、変更されたキャリア周波数fcn
でのキャリアリップルの振幅値を算出し(ステップS210)、得られた振幅値をメモリ
ー274bに記憶した後(ステップS212)、得られた振幅値が許容値以内であるか否
かを判断する(ステップS214)。その結果、許容値以内であった場合は(ステップS
214:yes)、フラグを0に戻して(図10のステップS220)、液体噴射装置1
00の使用終了か否かを判断し(ステップS222)、使用終了でなければ(ステップS
222:no)、再びステップS208に戻って、続く一連の処理を繰り返す。
When the flag is set to 1 (step S234), the process returns to step S208,
Drive signal information is acquired (step S208). And the changed carrier frequency fcn
Is calculated (step S210), and the obtained amplitude value is stored in the
214: yes), the flag is reset to 0 (step S220 in FIG. 10), and the liquid ejecting apparatus 1
It is determined whether or not the use of 00 is finished (step S222). If the use is not finished (step S222)
222: no), it returns to step S208 again and repeats a series of subsequent processes.
このような処理を行う結果、キャリア周波数fcnを、先ず始めに最低周波数fcminに設
定してキャリアリップルの振幅値を取得し、その振幅値が許容値以内であれば、キャリア
周波数fcnは最低周波数fcminのままとなる。これに対して、振幅値が許容値を超えてい
る場合は、キャリア周波数fcnを最高周波数fcmaxに変更し、変更後のキャリアリップル
の振幅値を算出する。そして新たな振幅値が許容値以内であれば、キャリア周波数fcnを
最高周波数fcmaxに変更する。
As a result of such processing, the carrier frequency fcn is first set to the minimum frequency fcmin to obtain the amplitude value of the carrier ripple. If the amplitude value is within the allowable value, the carrier frequency fcmin is set to the minimum frequency fcmin. Will remain. On the other hand, when the amplitude value exceeds the allowable value, the carrier frequency fcn is changed to the maximum frequency fcmax, and the changed amplitude value of the carrier ripple is calculated. If the new amplitude value is within the allowable value, the carrier frequency fcn is changed to the maximum frequency fcmax.
ところが、最高周波数fcmaxでのキャリアリップルの振幅値も許容値を超えてしまう場
合も起こり得る。このような場合は、ステップS214で「no」と判断されるので、続
いて、フラグが0か否かを判断する(ステップS216)。前述したように、フラグは、
キャリア周波数fcnが変更されると1に設定される。従って、フラグが1であるというこ
とは、キャリア周波数fcnが変更されて、二つのキャリア周波数fcn(ここでは、最低周
波数fcminと最高周波数fcmax)でのキャリアリップルの振幅値がメモリー274bに記
憶されていることを示している。そこで、フラグが1である場合は(ステップS216:
no)、二つのキャリア周波数fcn(ここでは、最低周波数fcminと最高周波数fcmax)
で取得されたキャリアリップルの振幅値を比較して、振幅値が小さい方の周波数を、キャ
リア周波数fcnとして設定する(ステップS218)。その後、フラグを0に設定した後
(図10のステップS220)、液体噴射装置100の使用を終了するか否かを判断する
(ステップS222)。終了でなければ(ステップS222:no)、ステップS208
に戻って、再び駆動信号情報を取得した後(ステップS208)、続く一連の処理を繰り
返す。
However, the carrier ripple amplitude value at the maximum frequency fcmax may also exceed the allowable value. In such a case, since “no” is determined in step S214, it is subsequently determined whether or not the flag is 0 (step S216). As mentioned above, the flag is
It is set to 1 when the carrier frequency fcn is changed. Therefore, when the flag is 1, the carrier frequency fcn is changed, and the amplitude values of the carrier ripples at the two carrier frequencies fcn (here, the lowest frequency fcmin and the highest frequency fcmax) are stored in the
no), two carrier frequencies fcn (here, the lowest frequency fcmin and the highest frequency fcmax)
The amplitude values of the carrier ripples acquired in step 1 are compared, and the frequency having the smaller amplitude value is set as the carrier frequency fcn (step S218). Thereafter, after setting the flag to 0 (step S220 in FIG. 10), it is determined whether or not to end the use of the liquid ejecting apparatus 100 (step S222). If not completed (step S222: no), step S208
Returning to FIG. 5, after obtaining the drive signal information again (step S208), the following series of processing is repeated.
このように、液体噴射装置100を使用している間は、所定の時間毎にこうした処理が
繰り返されて、キャリア周波数fcnの見直しが行われる。また、液体噴射装置100の使
用終了と判断した場合は(ステップS222:yes)、駆動波形信号発生回路210か
らのWCOMの出力を停止し(ステップS224)、制御ユニット130を停止した後(
ステップS226)、図9および図10に示したキャリア周波数設定処理を終了する。
As described above, while the
Step S226), the carrier frequency setting process shown in FIGS. 9 and 10 is terminated.
変形例の容量性負荷駆動回路200では、制御ユニット130を起動すると以上のよう
なキャリア周波数設定処理が所定の時間間隔で実行されて、キャリア周波数の見直しが行
われる。その結果、容量性負荷がインクジェットプリンターの噴射ヘッドのように、配線
ケーブル150を含めた共振周波数が使用中に変化し得る場合でも、ほぼリアルタイムで
キャリア周波数を見直すことにより、RCOMにキャリアリップルが重畳することを回避
することが可能となる。
In the capacitive
尚、上述した変形例では、図4を用いて前述した振幅情報取得手段270の分圧回路の
代わりに、コンデンサーCと抵抗Rとによるハイパスフィルターを挿入し、ハイパスフィ
ルターを通過した信号を、A/D変換回路272を用いてデジタルデータに変換すること
で、駆動信号情報を生成するものとして説明した。しかし、ハイパスフィルターを通す前
の信号をA/D変換回路272を用いてデジタルデータに変換して、駆動信号情報を生成
するようにしても良い。すなわち、図4に示した前述の実施例と同様に、アクチュエータ
ー116に印加されたRCOMを配線ケーブル150の線3を介して取得した後、抵抗分
圧してからA/D変換回路272に入力して駆動信号情報を生成する。こうして得られた
駆動信号情報は、COMの信号成分も含んだ情報となる。そこで、図11に示したように
、振幅情報取得回路274側に、変形例のハイパスフィルターに相当するハイパスフィル
ター274g(デジタルフィルター)を設けるようにしても良い。
In the modification described above, instead of the voltage dividing circuit of the amplitude
以上、本実施例および変形例の容量性負荷駆動回路について説明したが、本発明は上記
の実施例あるいは変形例に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種
々の態様で実施することが可能である。例えば、上記の実施例では、最低周波数fcmi
nから最高周波数fcmaxの間でキャリア周波数を設定する構成としたが、最低周波数
fcminと最高周波数fcmaxがない構成でもよい。この場合、キャリアリップルの
振幅値が許容値以内になるまでキャリア周波数の変更を繰り返すこととなる。また、上記
の実施例では、駆動波形信号発生回路210がデューティー比50パーセントとなる駆動
波形信号WCOMを発生する構成としたが、WCOMのデューティー比は、キャリアリッ
プルの振幅を取得できるデューティー比であればよく、50パーセントでなくてもよい。
Although the capacitive load drive circuit of the present embodiment and the modification has been described above, the present invention is not limited to the above-described embodiment or the modification, and may be implemented in various modes without departing from the gist thereof. Is possible. For example, in the above embodiment, the lowest frequency fcmi
Although the carrier frequency is set between n and the maximum frequency fcmax, a configuration without the minimum frequency fcmin and the maximum frequency fcmax may be used. In this case, the change of the carrier frequency is repeated until the amplitude value of the carrier ripple is within the allowable value. In the above embodiment, the drive waveform
また、例えば薬剤や栄養剤を内包するマイクロカプセルを形成することに用いる流体噴
射装置など、医療機器を含む様々な電子機器に本実施例の容量性負荷駆動回路を適用する
ことで、電力効率が良く小型化の電子機器を提供することができる。また、インクジェッ
トプリンターに搭載されて、インクを噴射する噴射ノズルを駆動するための容量性負荷駆
動回路に対しても、本発明を好適に適用することが可能である。
In addition, by applying the capacitive load driving circuit of this embodiment to various electronic devices including medical devices such as a fluid ejection device used for forming a microcapsule containing a medicine or a nutrient, the power efficiency can be improved. A small-sized electronic device can be provided well. The present invention can also be suitably applied to a capacitive load driving circuit that is mounted on an ink jet printer and drives an ejection nozzle that ejects ink.
100…液体噴射装置、 110…噴射ユニット、 111…噴射ノズル、
112…液体通路管、 113…フロントブロック、 114…リアブロック、
115…液体室、 116…アクチュエーター、 120…供給ポンプ、
121…チューブ、 122…ステップ、 122…チューブ、
123…液体タンク、 130…制御ユニット、 150…配線ケーブル、
152…コネクター、 154…コネクター、 200…容量性負荷駆動回路、
210…駆動波形信号発生回路、 220…演算回路、
230…変調回路、 240…デジタル電力増幅器、 250…平滑フィルター、
260…補償回路、 270…振幅情報取得手段、 272…A/D変換回路、
274…振幅情報取得回路、 274a…キャリアリップル振幅値算出回路、
274b…メモリー、 274c…キャリアリップル振幅値判別回路、
274d…カウンター、 274f…フラグ設定回路、
274g…ハイパスフィルター、 280…キャリア周波数設定手段
DESCRIPTION OF
112 ... Liquid passage tube, 113 ... Front block, 114 ... Rear block,
115 ... Liquid chamber, 116 ... Actuator, 120 ... Supply pump,
121 ... Tube, 122 ... Step, 122 ... Tube,
123 ... Liquid tank, 130 ... Control unit, 150 ... Wiring cable,
152 ... Connector, 154 ... Connector, 200 ... Capacitive load drive circuit,
210 ... Driving waveform signal generation circuit, 220 ... Arithmetic circuit,
230: modulation circuit, 240: digital power amplifier, 250: smoothing filter,
260 ... compensation circuit, 270 ... amplitude information acquisition means, 272 ... A / D conversion circuit,
274 ... Amplitude information acquisition circuit, 274a ... Carrier ripple amplitude value calculation circuit,
274b: Memory, 274c: Carrier ripple amplitude value determination circuit,
274d: Counter, 274f: Flag setting circuit,
274g ... high pass filter, 280 ... carrier frequency setting means
Claims (4)
を駆動する容量性負荷駆動回路であって、
前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、
前記容量性負荷に印加された駆動信号を用いて生成された帰還信号を、前記駆動波形信
号から減算することによって誤差信号を出力する演算回路と、
前記誤差信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、
前記変調信号を電力増幅してパルス波状の電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増
幅器と、
前記パルス波状の電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する
平滑フィルターと、
前記駆動信号に位相進み補償を行い、該位相進み補償後の信号を前記帰還信号として前
記演算回路に出力する位相進み補償回路と、
前記平滑フィルターと前記容量性負荷とを接続し、取り替え可能に設けられた配線と、
前記駆動信号に基づいて、該容量性負荷に印加される前記駆動信号のキャリアリップル
の振幅に関する振幅情報を取得する振幅情報取得手段と、
前記変調回路が前記誤差信号をパルス変調する際のキャリア周波数を、前記振幅情報に
基づいて、前記駆動信号のキャリアリップルの振幅が所定値以下となるように設定するキ
ャリア周波数設定手段と
を備える容量性負荷駆動回路。 A capacitive load drive circuit that drives a capacitive load by applying a drive signal to the capacitive load having a capacitive component,
A drive waveform signal generating circuit for generating a drive waveform signal which is a reference of the drive signal;
An arithmetic circuit that outputs an error signal by subtracting a feedback signal generated using the drive signal applied to the capacitive load from the drive waveform signal;
A modulation circuit that generates a modulation signal by pulse-modulating the error signal;
A digital power amplifier that amplifies the modulated signal to generate a pulsed power amplified modulated signal;
A smoothing filter that generates the drive signal by smoothing the pulse-wave-shaped power amplification modulation signal;
A phase lead compensation circuit that performs phase lead compensation on the drive signal and outputs the signal after the phase lead compensation to the arithmetic circuit as the feedback signal;
Connecting the smoothing filter and the capacitive load, wiring provided to be replaceable,
Amplitude information acquisition means for acquiring amplitude information related to the amplitude of the carrier ripple of the drive signal applied to the capacitive load based on the drive signal;
A carrier frequency setting unit configured to set a carrier frequency when the modulation circuit performs pulse modulation of the error signal based on the amplitude information so that an amplitude of a carrier ripple of the drive signal is equal to or less than a predetermined value. Load drive circuit.
前記変調回路は、所定の最低周波数から所定の最高周波数までの範囲内に含まれる前記
キャリア周波数で、前記誤差信号をパルス変調する回路であり、
前記振幅情報取得手段は、前記最低周波数から前記最高周波数までの範囲内で前記キャ
リア周波数を設定して、前記キャリアリップルの振幅を取得する手段であり、
前記キャリア周波数設定手段は、前記変調回路がパルス変調する際のキャリア周波数を
、前記振幅情報取得手段によって取得された振幅が前記所定値以下の前記キャリア周波数
に設定する手段である容量性負荷駆動回路。 The capacitive load drive circuit according to claim 1,
The modulation circuit is a circuit that performs pulse modulation on the error signal at the carrier frequency included in a range from a predetermined minimum frequency to a predetermined maximum frequency;
The amplitude information acquisition means is means for setting the carrier frequency within a range from the lowest frequency to the highest frequency, and acquiring the amplitude of the carrier ripple,
The carrier frequency setting means is a capacitive load drive circuit which is a means for setting the carrier frequency when the modulation circuit performs pulse modulation to the carrier frequency whose amplitude acquired by the amplitude information acquisition means is not more than the predetermined value. .
前記駆動波形信号発生回路は、前記振幅情報取得手段が前記キャリアリップルの振幅を
取得している間は、前記変調信号のデューティー比が50パーセントとなる前記駆動波形
信号を発生する回路である容量性負荷駆動回路。 The capacitive load driving circuit according to claim 2,
The drive waveform signal generation circuit is a circuit that generates the drive waveform signal in which the duty ratio of the modulation signal is 50% while the amplitude information acquisition unit acquires the amplitude of the carrier ripple. Load drive circuit.
液体を供給する供給ポンプと、
前記供給ポンプから供給された液体が流入する液体室と、前記容量性負荷であるアクチ
ュエーターと、前記液体室に流入された液体を噴射する噴射ノズルとを有する噴射ユニッ
トと、
を備え、
前記駆動信号が前記アクチュエーターに印加されることによって、前記液体室に流入さ
れた液体が前記噴射ノズルからパルス状に噴射される、
液体噴射装置。 A capacitive load driving circuit according to any one of claims 1 to 3,
A supply pump for supplying liquid;
An injection unit having a liquid chamber into which the liquid supplied from the supply pump flows, an actuator that is the capacitive load, and an injection nozzle that injects the liquid that has flowed into the liquid chamber;
With
When the drive signal is applied to the actuator, the liquid that has flowed into the liquid chamber is ejected in a pulse form from the ejection nozzle.
Liquid ejector.
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