JP2012138982A - モータ制御装置及び電気機器 - Google Patents

Abstract

【課題】騒音発生を抑制しつつモータの高効率運転を実現する。
【解決手段】モータ印加電圧に対する電圧指令振幅Ｖ^＊とモータ１の回転速度ωとに基づき位相進め角δを算出し、モータ印加電圧の位相（モータ１の出力電圧ベクトルの位相）を位相進め角δに合わせる電圧位相制御モードと、インバータ２及び直流電源４間の電流センサ５の出力信号からモータ１の三相電流を検出し、検出電流値に基づきモータ１のベクトル制御を行うベクトル制御モードと、を選択的に機能させる。モータ１の回転速度ω（又はモータ印加電圧の大きさ）が比較的小さいときには電圧位相制御モードにてモータ制御を成し、モータ１の回転速度ω（又はモータ印加電圧の大きさ）が比較的大きいときにはベクトル制御モードにてモータ制御を成す。
【選択図】図４

Description

本発明は、モータを制御するモータ制御装置及びそれを利用した電気機器に関する。

モータに三相交流電力を供給してモータをベクトル制御するためには、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の内、２相分の相電流（例えばＵ相電流及びＶ相電流）を検出する必要がある。２相分の相電流を検出するための電流検出方式として、１シャント電流検出方式（シングルシャント電流検出方式）が提案されている。１シャント電流検出方式では、インバータと直流電源とを結ぶ配線上に１つの電流センサを設け、その電流センサの出力信号を適切なタイミングでサンプリングすることによって２相分の相電流を検出する。

各相の電圧レベルが互いに十分離れていれば電流センサの出力信号から２相分の相電流を検出することができるが、電圧の最大相と中間相が接近すると或いは電圧の最小相と中間相が接近すると、原理上、２相分の相電流が検出できなくなる。そこで、そのような接近が回避されるように、モータに印加される相電圧を補正するという方法が提案されている。

この電圧補正の方法例を図１１に示す。図１１のグラフにおいて、横軸は時間を表し、曲線９００ｕ、９００ｖ及び９００ｗはそれぞれ電圧補正の成されたＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧波形を表している。図１１に示す如く、「最大電圧相の電圧レベルと中間電圧相の電圧レベル」及び「中間電圧相の電圧レベルと最小電圧相の電圧レベル」が所定間隔以下に接近しないように、各相電圧が補正される。これにより、安定的に２相分の相電流を検出することが可能となる。しかしながら、このような電圧補正を実行すると、図１１に示す如く各相電圧が歪むため、モータ駆動システムを組み込んだ機器の騒音が大きくなりやすくなる。

これに対し、下記特許文献１には、直流電源及びインバータ間の電流センサによる電流検出精度を考慮して設定された複数の制御モードの中から、モータの出力状態に応じた制御モードを選択してモータ駆動制御を行う方法（電動パワーステアリング制御方法）が開示されている。この方法では、モータが所定の高出力状態であって且つステアリングが所定の高速操舵状態である場合には、制御モードｍ３を選択する。制御モードｍ３では、電流センサの出力から２相の相電流を検出し、検出電流値のｄｑ変換を介して電流フィードバック制御を行う。一方、モータが所定の低出力状態である場合、又は、モータが所定の高出力状態であって且つステアリングが所定の低速操舵状態である場合には、制御モードｍ３と異なる制御モードｍ１又はｍ２が選択され、制御モードｍ１又はｍ２にてモータ制御が成される。制御方法ｍ１では、電流センサによる検出電流値を利用しないフィードフォワード制御が成され、制御方法ｍ２では、１相の検出電流値を利用した電流フィードバック制御が成される。

また、回転速度と回転速度の変動状態を表す状態量とに基づいて電圧位相進め角を導出し、電圧位相進め角と電圧振幅指令値（電圧指令振幅）とから電圧指令信号を作成する方法も提案されている（例えば下記特許文献２参照）。この方法によれば、定速回転時、加速回転時及び減速回転時の何れにおいても高効率運転が可能となる。

特開２００８−２８４９７７号公報 特開２００３−１４３８９１号公報

１シャント電流検出方式を利用するシステムにおいて、図１１に示すような電圧補正に伴う騒音を抑制することは重要である。特許文献１の方法によれば、電圧補正に伴う騒音は回避できるかもしれないが、制御方法ｍ１及びｍ２にて実現される制御精度及び運転効率は必ずしも十分とは言えない。

そこで本発明は、騒音発生の抑制しつつ良好なモータ制御を実現しうるモータ制御装置及びそれを利用した電気機器を提供することを目的とする。

本発明に係るモータ制御装置は、モータに交流電力を供給するインバータを用いて前記モータを制御するモータ制御装置において、前記インバータに対する直流電源と前記インバータとの間に設けられた電流センサの出力信号に基づき、前記モータの各相に流れる電流を検出する電流検出部と、前記モータの回転速度に基づき位相進め角を導出する位相進め角導出部と、前記回転速度に応じて又は前記モータへの印加電圧の大きさに応じて、第１及び第２制御モードを含む複数の制御モードの中から何れかの制御モードを選択する制御モード選択部とを備えて、選択された制御モードにて前記モータの制御を成し、前記第１制御モードが選択されているときには、前記位相進め角に従って前記印加電圧の位相を制御することにより前記モータの制御を成し、前記第２制御モードが選択されているときには、前記電流検出部の検出結果に基づくベクトル制御により前記モータの制御を成すことを特徴とする。

これにより、電流検出部による電流検出が困難と判断される場合には、第１制御モードを選択し、印加電圧の位相制御によりモータの制御を成すことができる。即ち、図１１に示すような電圧補正の実行を回避することができ、結果、騒音を抑制することが可能となる。また、回転速度に基づく位相進め角の制御によりモータの高効率運転が可能となる。

具体的には例えば、前記制御モード選択部は、前記回転速度が所定の基準速度よりも小さいとき、前記第１制御モードを選択し、前記回転速度が前記基準速度よりも大きいとき、前記第２制御モードを選択する。

或いは例えば、前記制御モード選択部は、前記印加電圧の大きさが所定の基準値よりも小さいとき、前記第１制御モードを選択し、前記印加電圧の大きさが前記基準値よりも大きいとき、前記第２御モードを選択する。

また例えば、前記位相進め角導出部は、前記印加電圧に対する電圧指令振幅と前記回転速度に基づき前記位相進め角を導出してもよい。

これにより、様々な状況下においてモータの高効率運転が可能となる。

また例えば、前記電流検出部の検出結果に基づく検出電流値が電流指令値に追従するように電圧指令値を生成する電流制御部を当該モータ制御装置に更に設けても良く、前記第２制御モードが選択されているときには、前記電圧指令値に従った電圧を前記モータに印加することで前記ベクトル制御を成してもよい。そして例えば、前記制御モード選択部によって選択される制御モードが前記第２制御モードから前記第１制御モードへと切り換えられる際、切り換え前における前記電圧指令値に基づき、切り換え後における前記電圧指令振幅の初期値を決定してもよい。

これにより、滑らかな制御切り換えが可能となる。

また例えば、前記電流検出部の検出結果に基づく検出電流値と電流指令値との差分を積分する積分器を有し、該積分器による出力値に基づき、前記差分が減ずるように電圧指令値を生成する電流制御部を当該モータ制御装置に更に設けても良く、前記第２制御モードが選択されているときには、前記電圧指令値に従った電圧を前記モータに印加することで前記ベクトル制御を成してもよい。そして例えば、前記制御モード選択部によって選択される制御モードが前記第１制御モードから前記第２制御モードへと切り換えられる際、切り換え前における前記検出電流値及び前記電流指令値に基づき、切り換え後における前記積分器の出力値の初期値を決定してもよい。

これにより、滑らかな制御切り換えが可能となる。

本発明に係る電気機器は、モータと、前記モータに交流電力を供給するインバータと、前記インバータを用いて前記モータを制御する前記モータ制御装置と、を備え、前記モータの出力トルクを利用して駆動する。

本発明によれば、騒音発生の抑制しつつ良好なモータ制御を実現しうるモータ制御装置及びそれを利用した電気機器を提供することが可能である。

本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの概略構成図である。 本発明の実施形態に係るモータの解析モデル図である。 本発明の実施形態に係り、各相の電圧レベルと、キャリア信号と、ＰＷＭ信号と、母線電流と、の関係を示す図である。 本発明の第１実施例に係り、モータ制御装置の内部ブロック図を含む、モータ駆動システムのブロック図である。 図４の電流制御部の内部ブロック図である。 モータの出力電圧ベクトルと位相進め角（δ）との関係を説明するための図である。 本発明の第１実施例に係るモータ制御装置の動作フローチャートである。 ベクトル制御及び電圧位相制御間の切り換え時刻を説明するための図である。 本発明の第２実施例に係り、モータ制御装置の内部ブロック図を含む、モータ駆動システムのブロック図である。 本発明の第３実施例に係る洗濯機の概略構成図である。 従来の三相電圧の電圧補正方法を説明するための図である。

以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。

図１は、本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの概略構成図である。図１のモータ駆動システムは、三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記す）と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２（以下、単に「インバータ２」という）と、モータ制御装置３と、直流電源４と、電流センサ５と、を備える。尚、モータ制御装置３の構成要素に電流センサ５も含まれている、と考えるようにしてもよい。直流電源４は、負出力端子４ｂを低電圧側として、正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直流電圧を出力する。直流電源４が出力する直流電圧及びその電圧値をＶ_ｄｃによって表す。

モータ１は、永久磁石が設けられた回転子６と、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗが設けられた固定子７と、を備えている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗは、中性点１４を中心にＹ結線されている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗにおいて、中性点１４の反対側の非結線端は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続されている。

インバータ２は、モータ１に三相交流電力を供給する三相式のインバータであり、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相用のハーフブリッジ回路を備える。各ハーフブリッジ回路は、一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源４の正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に直流電源４からの直流電圧Ｖ_ｄｃが印加される。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｕ及び低電圧側のスイッチング素子９ｕから成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｖ及び低電圧側のスイッチング素子９ｖから成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｗ及び低電圧側のスイッチング素子９ｗから成る。スイッチング素子８ｕ、８ｖ及び８ｗの夫々を上アームとも呼び、スイッチング素子９ｕ、９ｖ及び９ｗの夫々を下アームとも呼ぶ。直列接続された上アーム８ｕと下アーム９ｕの接続点、直列接続された上アーム８ｖと下アーム９ｖの接続点、直列接続された上アーム８ｗと下アーム９ｗの接続点は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続される。尚、図１では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに置き換えることもできる。

インバータ２は、モータ制御装置３にて生成された三相電圧指令値に基づくＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）をインバータ２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えることで各スイッチング素子をスイッチング動作させる。該スイッチング動作によって直流電圧Ｖ_ｄｃがＰＷＭ変調（パルス幅変調）されて三相交流電圧に変換される。その三相交流電圧が電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗに印加されることによって、電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗに三相交流電圧に応じた三相電流が流れてモータ１が駆動される。三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊及びＷ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊から構成される。

同一の相の上アームと下アームが同時にオンとなるのを防ぐためのデッドタイムを無視すると、各ハーフブリッジ回路において、上アームがオンである時は下アームはオフであり、上アームがオフである時は下アームはオンである。特に記述なき限り、以下の説明は、上記デッドタイムを無視して行うものとする。

電流センサ５は、インバータ２の母線１３に流れる電流（以下、「母線電流」という）を検出する。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。インバータ２において、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側は共通結線されて直流電源４の負出力端子４ｂに接続される。下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側が共通結線される配線が母線１３であり、電流センサ５は、母線１３に直列に介在している。電流センサ５は、検出した母線電流の電流値を表す電流センサ信号を出力する。モータ制御装置３は、母線電流から三相電流を検出する所謂１シャント電流検出方式を採用しており、電流センサ５の出力信号に基づいて上記三相電圧指令値の生成を行うことができる。電流センサ５は、例えば、シャント抵抗又はカレントトランス等である。尚、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側と負出力端子４ｂとを接続する配線（母線１３）にではなく、上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗの高電圧側と正出力端子４ａとを接続する配線に電流センサ５を設けるようにしてもよい。

図２（ａ）及び（ｂ）に、モータ１の解析モデル図を示す。図２（ａ）には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸（以下、Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸とも呼ぶ）が示されている。符号６ａは、モータ１の回転子６に設けられた永久磁石を表している。Ｖ相軸の位相は、Ｕ相軸を基準として電気角で１２０度だけ進んでおり、Ｗ相軸の位相は、Ｖ相軸を基準として更に電気角で１２０度だけ進んでいる。永久磁石６ａが作る磁束の回転速度と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石６ａが作る磁束の向きにｄ軸にとり、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとる。即ち、ｄ軸の向きは永久磁石６ａが作る磁束の向きと一致し、ｑ軸はｄ軸に直交している。図２（ａ）及び（ｂ）において、反時計回り方向が位相の進み方向に対応する。

ｄ軸及びｑ軸を総称してｄｑ軸と呼び、ｄ軸及びｑ軸を座標軸に選んだ回転座標系をｄｑ座標系と呼ぶ。Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸は、回転子６の回転に関係なく固定された固定軸である。Ｕ相軸を基準として、ｄｑ軸は回転しており、ｄｑ軸の回転速度をωで表す。Ｕ相軸から見たｄ軸の角度（位相）をθにより表す。θにて表される角度は、電気角における角度であり、それらは一般的に回転子位置又は磁極位置とも呼ばれる。ωにて表される回転速度は、電気角における角速度である。

インバータ２によってモータ１に印加される三相交流電圧は、電機子巻線７ｕへの印加電圧を表すＵ相電圧、電機子巻線７ｖへの印加電圧を表すＶ相電圧、及び、電機子巻線７ｗへの印加電圧を表すＷ相電圧から成る。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧は、夫々、中性点１４から見た端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗの電圧である。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を、夫々、記号ｖ_ｕ、ｖ_ｖ及びｖ_ｗにて表す。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧の合成電圧である、モータ１への、全体の印加電圧をモータ電圧（モータ端子電圧）と呼び、それを記号Ｖ_ａによって表す。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ及びｖ_ｗは、夫々、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊に従った電圧値をとる。

モータ電圧Ｖ_ａの印加によってインバータ２からモータ１へ供給される電流のＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分、即ち電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗに流れる電流を、夫々、Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流と呼ぶ。Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流を、夫々、記号ｉ_ｕ、ｉ_ｖ及びｉ_ｗにて表す。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相電流の合成電流である、モータ１への、全体の供給電流をモータ電流（電機子電流）と呼び、それを記号Ｉ_ａによって表す。

Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を総称して、或いは、それらの夫々を、相電圧と呼ぶ。Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流を総称して、或いは、それらの夫々を、相電流と呼ぶ。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の内、電圧レベルが最大の相を「最大相」、電圧レベルが最小の相を「最小相」、電圧レベルが最大でも最小でもない相を「中間相」と呼ぶ。例えば、ｖ_ｕ＞ｖ_ｖ＞ｖ_ｗである時、Ｕ相が最大相、Ｖ相が中間相、Ｗ相が最小相である。

図３に、３相変調を利用した場合におけるＰＷＭ信号の例を示す。周期的に値が三角波状に変化するキャリア信号ＣＳと、三相電圧指令値によって規定される最大相、中間相及び最小相の電圧レベルと、を比較することによって、最大相、中間相及び最小相に対するＰＷＭ信号が生成される。着目した相のＰＷＭ信号がハイレベル及びローレベルであるとき、夫々、その着目相の上アームがオン及びオフとされる。図３の例では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相が、夫々、最大相、中間相及び最小相に対応するため、ｖ_ｕ ^＊＞ｖ_ｖ ^＊＞ｖ_ｗ ^＊である。各キャリア周期において、キャリア信号ＣＳの値ＣＳ_ＶＡＬがｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊と比較される。キャリア周期は、キャリア信号ＣＳの周期である。１つのキャリア周期において、ＣＳ_ＶＡＬはゼロを起点として増加して所定のピーク値をとった後、ゼロに向かって減少する。

ｖ_ｕ ^＊＞ｖ_ｖ ^＊＞ｖ_ｗ ^＊＞ＣＳ_ＶＡＬの状態においては上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗがオンとされ、ｖ_ｕ ^＊＞ｖ_ｖ ^＊＞ＣＳ_ＶＡＬ＞ｖ_ｗ ^＊の状態においては上アーム８ｕ及び８ｖ並びに下アーム９ｗがオンとされ、ｖ_ｕ ^＊＞ＣＳ_ＶＡＬ＞ｖ_ｖ ^＊＞ｖ_ｗ ^＊の状態においては上アーム８ｕ並びに下アーム９ｖ及び９ｗがオンとされ、ＣＳ_ＶＡＬ＞ｖ_ｕ ^＊＞ｖ_ｖ ^＊＞ｖ_ｗ ^＊の状態においては下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗがオンとされる。ｖ_ｕ ^＊＞ｖ_ｖ ^＊＞ＣＳ_ＶＡＬ＞ｖ_ｗ ^＊の状態において母線電流を検出することにより最小相の相電流を検出することができ、ｖ_ｕ ^＊＞ＣＳ_ＶＡＬ＞ｖ_ｖ ^＊＞ｖ_ｗ ^＊の状態において母線電流を検出することにより最大相の相電流を検出することができる。

モータ１及びモータ駆動システムの状態及び制御に関与する記号を、以下のように定義する。
モータ電圧Ｖ_ａのｄ軸成分及びｑ軸成分を、夫々、ｄ軸電圧及びｑ軸電圧と呼ぶと共に、記号ｖ_ｄ及びｖ_ｑにて表す。
モータ電流Ｉ_ａのｄ軸成分及びｑ軸成分を、夫々、ｄ軸電流及びｑ軸電流と呼ぶと共に、記号ｉ_ｄ及びｉ_ｑにて表す。
Φ_ａは、永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束を表す。
Ｒ_ａは、電機子巻線の一相当たりの抵抗値を表す。
Φ_ａ及びＲ_ａは、モータ１の特性に応じて予め定めておくことのできるパラメータである。

ｄ軸電圧ｖ_ｄ及びｑ軸電圧ｖ_ｑが追従すべき、ｄ軸電圧ｖ_ｄ及びｑ軸電圧ｖ_ｑの目標値を、それぞれｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊により表す。
ｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑが追従すべき、ｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑの目標値を、それぞれｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊により表す。
Ｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊及びＷ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊は、夫々、Ｕ相電圧ｖ_ｕ、Ｖ相電圧ｖ_ｖ及びＷ相電圧ｖ_ｗが追従すべき、Ｕ相電圧ｖ_ｕ、Ｖ相電圧ｖ_ｖ及びＷ相電圧ｖ_ｗの目標値として機能する。

尚、ｑ軸電流の瞬時値としてのｑ軸電流の値をｑ軸電流値と呼ぶと共に、時系列上に並ぶｑ軸電流値を各時刻の信号値として有する信号をｑ軸電流信号と呼ぶ。ｑ軸電流以外の物理量又は指令値についても同様である。ｉ_ｑは、ｑ軸電流値又はｑ軸電流信号を表す記号としても用いられうる。ｉ_ｑ以外の物理量又は指令値を表す記号についても同様である。また、本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉ_ｑなど）又は符号（モータに対する符号“１”など）を表記することによって、該記号又は符号に対応する物理量又は部位等の名称を省略又は略記することもある。即ち例えば、本明細書において、ｑ軸電流は、「ｉ_ｑ」、「電流ｉ_ｑ」又は「ｑ軸電流ｉ_ｑ」とも表記され、ｑ軸電流値は、「ｉ_ｑ」、「電流値ｉ_ｑ」又は「ｑ軸電流値ｉ_ｑ」とも表記され、ｑ軸電流信号は、「ｉ_ｑ」、「信号ｉ_ｑ」又は「ｑ軸電流信号ｉ_ｑ」とも表記されうる。同様に例えば、図４の３相／２相変換部２４は、変換部２４と略記されうる。

１シャント電流検出方式では、原理上、最大相及び中間相の電圧レベルが接近すると、母線電流から最大相の相電流を検出することが困難となり、最小相と中間相の電圧レベルが接近すると、母線電流から最小相の相電流を検出することが困難となる。これらの接近は、モータ１の低速回転時などにおいて顕著に発生する。最大相及び中間相の電圧レベル差及び最小相と中間相の電圧レベル差が一定値未満にならないように電圧補正を行うという方法も存在するが、このような電圧補正は騒音の発生要因となる。

これを考慮し、本実施形態に係るモータ制御装置３は、上記電圧補正が不要となるように、複数の制御モードにおける制御を選択的に実行する。複数の制御モードには、電流センサ５の出力信号に基づくベクトル制御を実現する制御モードの他、低速回転時などにおいても高効率運転を可能ならしめる制御モードが含まれる。以下、モータ制御装置３に関する実施例又はそれを利用した実施例として、複数の実施例を説明する。

＜＜第１実施例＞＞
第１実施例を説明する。第１実施例に係るモータ制御装置３を特にモータ制御装置３ａと呼ぶ。図４は、モータ制御装置３ａの内部ブロック図を含む、モータ駆動システムのブロック図である。モータ制御装置３ａは、符号２１〜３５によって参照される各部位を備える。電流センサ５及び位置センサ２０も、モータ制御装置３ａの構成要素であると捉えることもできる。

モータ制御装置３ａを形成する各部位は、モータ駆動システム内で導出（算出、推定、検出、生成を含む）される任意の指令値（ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊など）及び物理量（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ、θ、ωなど）を自由に利用可能である。モータ制御装置３ａを形成する各部位は、所定の制御周期にて自身が導出して出力する指令値又は物理量を更新し、各時点で得られている最新の値を用いて必要な演算を行う。後述する他の実施例のモータ制御装置（図９のモータ制御装置３ｂを含む）も同様である。

モータ制御装置３ａは、電圧位相制御によってモータ１を制御する電圧位相制御モードと、ベクトル制御によってモータ１を制御するベクトル制御モードと、を選択的に実行することができる。

モータ制御装置３ａを形成する各部位の構成及び機能の説明を行う。位置センサ２０は、回転子６の近傍に取り付けられたホール素子などから成り、回転子位置θに応じた信号を出力する。位置検出部２１は、位置センサ２０の出力信号から回転子位置θを検出する。速度検出部２２は、位置検出部２１にて検出された回転子位置θを微分することにより回転速度ωを検出する。

電流検出部２３は、電流センサ５の出力信号から電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ及びｉ_ｗを検出する。電流センサ５の出力信号から電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ及びｉ_ｗを検出する方法として、公知の任意の方法を利用可能である。具体的には例えば、電流検出部２３は、切換制御部３５が出力する三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊に基づいてＵ、Ｖ及びＷ相の何れの相が最大相、中間相及び最小相であるかを特定すると共に、その三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊に基づいて、最小相及び最大相の相電流を母線電流から検出するためのサンプリングタイミングＳＴ１及びＳＴ２を決定し、そのタイミングＳＴ１及びＳＴ２にて電流センサ５の出力信号（即ち、母線電流の電流値）をサンプリングする。タイミングＳＴ１及びＳＴ２にて検出された母線電流の電流値は最小相及び最大相の相電流の電流値を表しているため、それらの検出電流値と、Ｕ、Ｖ及びＷ相の何れの相が最大相、中間相及び最小相であるかを特定した結果と、に基づいて、電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ及びｉ_ｗを算出する。この際、ｉ_ｕ＋ｉ_ｖ＋ｉ_ｗ＝０、の関係式を用いることができる。

３相／２相変換部２４は、位置検出部２１にて検出された回転子位置θに基づき、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相軸上の電流値である電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ及びｉ_ｗをｄ及びｑ軸上の電流値に変換することによりｄ軸電流値ｉ_ｄ及びｑ軸電流値ｉ_ｑを算出する。図４の構成例では、電流検出部２３において電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ及びｉ_ｗが全て検出されているが、電流検出部２３において電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ及びｉ_ｗの内、２つの電流値（例えば、電流値ｉ_ｕ及びｉ_ｖ）だけを検出するようにしてもよい。変換部２４は、回転子位置θに基づき、電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ及びｉ_ｗの内の少なくとも２つから、電流値ｉ_ｄ及びｉ_ｑを算出することができる。

電流指令生成部（電流指令値生成部）２５は、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊を生成して出力する。例えば、回転子６を所望の回転速度で回転させるための（即ち、回転速度ωを所望の回転速度と一致させるための）電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｉ_ｑ ^＊、又は、モータ１に所望のトルクを発生させるための電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｉ_ｑ ^＊を、生成して出力する。

電流検出部２３からの電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ及びｉ_ｗ並びに変換部２４からの電流値ｉ_ｄ及びｉ_ｑは、電流センサ５の検出結果に基づく検出電流値であるともいえる。減算器２６及び２７は、変換部２４からの検出電流値ｉ_ｄ及びｉ_ｑと電流指令生成部２５からの電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｉ_ｑ ^＊に基づきｄ軸上における電流誤差（ｉ_ｄ ^＊−ｉ_ｄ）及びｑ軸上における電流誤差（ｉ_ｑ ^＊−ｉ_ｑ）を求める。電流制御部２８は、比例積分制御などを用いて、電流誤差（ｉ_ｄ ^＊−ｉ_ｄ）及び（ｉ_ｑ ^＊−ｉ_ｑ）が共にゼロに収束するようにｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を生成して出力する。つまり、電流制御部２８は、検出電流値ｉ_ｄ及びｉ_ｑが電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｉ_ｑ ^＊に追従するように電圧指令値ｖ_ｄ ^＊及びｖ_ｑ ^＊を生成する。

図５に、電流制御部２８の内部構成例を示す。電流制御部２８には、比例器５１及び５６、積分器５２及び５７並びに加算器５３及び５８が備えられる。図５の電流制御部２８は、下記式（１）及び（２）に従い、比例積分制御によって電圧指令値ｖ_ｄ ^＊及びｖ_ｑ ^＊を求める。Ｋｐ_ｄ及びＫｐ_ｑは比例積分制御における比例定数であり、Ｋｉ_ｄ及びＫｉ_ｑは比例積分制御における積分定数であり、ｓはラプラス演算子である。

比例器５１及び５６は、夫々、電流誤差（ｉ_ｄ ^＊−ｉ_ｄ）に比例する比例値Ｋｐ_ｄ（ｉ_ｄ ^＊−ｉ_ｄ）及び電流誤差（ｉ_ｑ ^＊−ｉ_ｑ）に比例する比例値Ｋｐ_ｑ（ｉ_ｑ ^＊−ｉ_ｑ）を出力する。積分器５２及び５７は、夫々、電流誤差（ｉ_ｄ ^＊−ｉ_ｄ）及び（ｉ_ｑ ^＊−ｉ_ｑ）を積分することで積分値Ｋｉ_ｄ（ｉ_ｄ ^＊−ｉ_ｄ）／ｓ及びＫｉ_ｑ（ｉ_ｑ ^＊−ｉ_ｑ）／ｓを出力する。加算器５３は、比例器５１及び積分器５２の出力値を加算することでｖ_ｄ ^＊を求める。加算器５８は、比例器５６及び積分器５７の出力値を加算することでｖ_ｑ ^＊を求める。

２相／３相変換部２９は、位置検出部２１によって検出された回転子位置θに基づき、下記式（３）及び（４）に従って、ｄ及びｑ軸上の電圧指令値ｖ_ｄ ^＊及びｖ_ｑ ^＊を三相の固定座標系上の電圧指令値に変換することにより、指令値ｖ_ｕ２ ^＊、ｖ_ｖ２ ^＊及びｖ_ｗ２ ^＊を生成する。πは円周率である。

ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３０は、変換部２４からのｑ軸電流信号ｉ_ｑに含まれる高周波成分を低減するローパスフィルタ処理を実行し、ローパスフィルタ処理後のｑ軸電流信号を出力する。ローパスフィルタ処理後のｑ軸電流信号、及び、ローパスフィルタ処理後のｑ軸電流信号の値を、記号ｉ_ｑ＿ｌｐｆにて表す。

電圧指令振幅導出部又は電圧指令振幅設定部とも言うべき電圧指令振幅演算部３１は、ｉ_ｑ ^＊及びｉ_ｑ＿ｌｐｆに基づき電圧指令振幅Ｖ^＊を算出又は設定する。電圧指令振幅Ｖ^＊は、モータ１への印加電圧における振幅の目標値として機能する。但し、Ｖ^＊に対応する振幅は、各相電圧における振幅である（後述の式（６）〜（８）参照）。演算部３１は、電圧位相制御モードにおいて、ｑ軸電流値ｉ_ｑ＿ｌｐｆが指令値ｉ_ｑ ^＊と一致するように、比例積分制御などを用いて電圧指令振幅Ｖ^＊を設定する。

位相進め角導出部又は位相進め角設定部とも言うべき位相進め角演算部３２は、電圧指令振幅Ｖ^＊と回転速度ωとに基づき位相進め角δを算出又は設定する。具体的には例えば、下記式（５）に従って位相進め角δを算出又は設定する。Ｋ_１及びＫ_２は、定数である。

加算器３３は、位相進め角δと角度量である回転子位置θを加算することで角度（θ＋δ）を求める。三相電圧指令生成部３４は、演算部３１からの電圧指令振幅Ｖ^＊及び加算器３３からの角度（θ＋δ）に基づき、下記式（６）〜（８）に従って指令値ｖ_ｕ１ ^＊、ｖ_ｖ１ ^＊及びｖ_ｗ１ ^＊を生成する。

切換制御部（制御モード選択部）３５は、速度検出部２２にて検出された回転速度ωに基づいて電圧位相制御モード又はベクトル制御モードを択一的に選択し、選択した制御モードでモータ１が制御されるように切換制御処理を行う。具体的には例えば、切換制御部３５は、回転速度ωが所定の基準速度ω_ＴＨよりも小さいとき電圧位相制御モードを選択する一方で、回転速度ωが該基準速度ω_ＴＨよりも大きいときベクトル制御モードを選択する（但し、ω_ＴＨ＞０）。ω＝ω_ＴＨの時には、電圧位相制御モードを選択しても良いし、ベクトル制御モードを選択しても良い。切換制御部３５において選択された制御モードを、以下、単に選択制御モードとも呼ぶ。

切換制御処理には、生成部３４からの指令値（ｖ_ｕ１ ^＊、ｖ_ｖ１ ^＊及びｖ_ｗ１ ^＊）と変換部２９からの指令値（ｖ_ｕ２ ^＊、ｖ_ｖ２ ^＊及びｖ_ｗ２ ^＊）のどちらかを、三相電圧指令値（ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊）として選択する処理が含まれる。電圧位相制御モードが選択制御モードであるとき、切換制御部３５は、指令値ｖ_ｕ１ ^＊、ｖ_ｖ１ ^＊及びｖ_ｗ１ ^＊を夫々指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊として選択してインバータ２に出力する。一方、ベクトル制御モードが選択制御モードであるとき、切換制御部３５は、指令値ｖ_ｕ２ ^＊、ｖ_ｖ２ ^＊及びｖ_ｗ２ ^＊を夫々指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊として選択してインバータ２に出力する。インバータ２は、モータ１の相電圧値ｖ_ｕ、ｖ_ｖ及びｖ_ｗが夫々指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊と一致するようにパルス幅変調によって直流電源４の出力直流電圧から三相交流電圧を生成し、生成した三相交流電圧をモータ１に供給する。指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊からＰＷＭ信号を生成するためのＰＷＭ信号生成部（不図示）は、モータ制御装置３ａに設けられていても良いし、インバータ２に設けられていても良い。

電圧位相制御モードにおける動作について説明を補足する。図６のベクトル３１１及び３１２は、夫々、電圧位相制御モードが選択制御モードであるときにおける出力電圧ベクトル及び出力電流ベクトルの例である。出力電圧ベクトル及び出力電流ベクトルとは、夫々、モータ電圧Ｖ_ａ及びモータ電流Ｉ_ａをベクトル表現したものである。モータ電圧Ｖ_ａは、永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束Φ_ａが回転することで発生する誘起電圧ω・Φ_ａと、電機子巻線の抵抗による電圧降下Ｒ_ａ・Ｉ_ａと、電機子巻線のインダクタンスＬによる電圧降下ω・Ｌ・Ｉ_ａと、を足し合わせたものである。位相進め角δは、ｑ軸から位相の進み方向に見たベクトル３１１の位相を表している。モータ１に発生させるべきトルクが増大するにつれてｑ軸方向の電流成分を増加させる必要があり、ｑ軸方向の電流成分が増加すればインダクタンスＬによる電圧降下ω・Ｌ・Ｉ_ａが増大する。従って、モータ１の発生トルクの増大時に出力電流ベクトルの位相を誘起電圧ω・Φ_ａの位相と一致させるためには、位相進め角δを増大させる必要がある。

上記特許文献２（特開２００３−１４３８９１号公報）に記載された方法を利用して定数Ｋ_１及びＫ_２の値を予め最適値に調整しておくことができる。例えば、回転速度ωが略一定に保たれる定速回転状態、定速回転状態よりも大きなトルクをモータ１に発生させるべき加速回転状態及び定速回転状態よりも小さなトルクをモータ１に発生させるべき減速回転状態の何れにおいても、出力電流ベクトルの位相が誘起電圧ω・Φ_ａの位相と一致するように（即ち、ｄ軸電流がゼロになるように）、定数Ｋ_１及びＫ_２の値を予め最適値に調整しておくことができる。定数Ｋ_１及びＫ_２の調整に、特許文献２に記載の方法を利用することができる。位相進め角演算部３２は、この調整を経て設定された定数Ｋ_１及びＫ_２を用いて、上記式（５）に従い位相進め角δを求める。これにより、低速回転状態において（電圧位相制御モードが選択制御モードであるときにおいて）、低出力トルクから高出力トルクまでの広い出力トルク範囲で高効率運転が可能となる。電圧位相制御モードでは位相進め角δの設定を介して出力電圧ベクトルの位相が制御されるため、電圧位相制御モードにおけるモータ１の制御を電圧位相制御と呼ぶことができる。

一方、回転速度ωが比較的大きい状態においては、出力電圧ベクトルが比較的大きく、最大相及び中間相の電圧レベル差及び最小相と中間相の電圧レベル差が一定値以上確保されることが多いため、電流センサ５及び電流検出部２３を用いた相電流検出の精度は高い。故に、回転速度ωが比較的大きい状態においては、ベクトル制御モードを選択し、検出電流値を利用したベクトル制御にて高精度にモータ１を制御する。本実施例におけるベクトル制御では、モータ電流Ｉ_ａがｄ軸成分及びｑ軸成分に分解され、ｄ軸及びｑ軸成分の検出電流値ｉ_ｄ及びｉ_ｑがそれぞれ電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｉ_ｑ ^＊と一致するように電流フィードバック制御が成される。

本実施例の構成によれば、回転速度ωが比較的小さい状態においては電圧位相制御が用いられるため、図１１に対応するような電圧補正が不要になり、結果、静止状態及び低速回転状態における騒音発生を抑制することが可能となる（静止状態は回転速度をゼロから増加させる始動状態を含む）。一方、回転速度ωが比較的大きい状態においては検出電流値を利用したベクトル制御にて高精度のモータ制御が成される。また、静止時又は低速回転時に利用される電圧位相制御において、最適にパラメータ（上述の例においてＫ_１及びＫ_２の値）を調整しておくことで、モータ１の出力の大小に関係なく間接的にモータ１の電流を制御することでき、低速回転状態での高効率運転を広い出力トルク範囲で実現することが可能となる。

図７を参照して、モータ制御装置３ａの動作手順例を説明する。図７は、モータ制御装置３ａの動作手順例を表すフローチャートである。ステップＳ１１の処理から開始して終了ステップであるステップＳ２７に至るまでの動作を、１制御周期につき１回実行することができる。

ステップＳ１１において回転子位置θが検出され、ステップＳ１２及びＳ１３において電流センサ５の出力信号のサンプリングによって三相電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ及びｉ_ｗが算出される。ステップＳ１４において、三相電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ及びｉ_ｗに対する３相／２相変換によってｄ軸電流値ｉ_ｄ及びｑ軸電流値ｉ_ｑが求められる。切換制御部３５は、ベクトル制御フラグであるフラグＦＬＧ_ＶＥＣのオン／オフ状態を管理している。電圧位相制御モードが選択制御モードであるとき、フラグＦＬＧ_ＶＥＣはオフにされ、ベクトル制御モードが選択制御モードであるとき、フラグＦＬＧ_ＶＥＣはオンにされる。

ステップＳ１４に続くステップＳ１５において、切換制御部３５は、現在、電圧位相制御が成されているかを確認する（即ち、フラグＦＬＧ_ＶＥＣがオフであるかを確認する）。現在、電圧位相制御が成されているのであれば（即ち、フラグＦＬＧ_ＶＥＣがオフであれば）、ステップＳ１６において、演算部３１、演算部３２、加算器３３及び生成部３４等を用いて指令値ｖ_ｕ１ ^＊、ｖ_ｖ１ ^＊及びｖ_ｗ１ ^＊を指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊として算出する。一方、現在、電圧位相制御が成されていないのであれば（即ち、フラグＦＬＧ_ＶＥＣがオンであれば）、ステップＳ１７において、電流制御部２８及び変換部２９等を用いて指令値ｖ_ｕ２ ^＊、ｖ_ｖ２ ^＊及びｖ_ｗ２ ^＊を指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊として算出する。ステップＳ１６又はＳ１７にて算出された指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊は、ステップＳ１８においてインバータ２に出力される。ステップＳ１８〜Ｓ２６の処理は、例えば切換制御部３５にて実行される。

ステップＳ１９において、切換制御部３５は、現在、速度検出部２２から出力されている回転速度ωを取得する。ここで取得された回転速度ωはステップＳ２１及びＳ２４の比較処理に利用される。ステップＳ１９に続くステップＳ２０において、現在、ベクトル制御が成されているかを確認する（即ち、フラグＦＬＧ_ＶＥＣがオンであるかを確認する）。現在、ベクトル制御が成されているのであれば（即ち、フラグＦＬＧ_ＶＥＣがオンであれば）ステップＳ２１の比較処理が成され、現在、ベクトル制御が成されていないのであれば（即ち、フラグＦＬＧ_ＶＥＣがオフであれば）ステップＳ２４の比較処理が成される。

ステップＳ２１において、ステップＳ１９にて取得された回転速度ωについて不等式“ω≦ω_ＴＨ１”の成否を判断する。不等式“ω≦ω_ＴＨ１”が成立する場合には、ステップＳ２２にてフラグＦＬＧ_ＶＥＣをオフにしてからステップＳ２３にて電圧指令振幅Ｖ^＊を初期化し、その後、ステップＳ２７に至る。不等式“ω≦ω_ＴＨ１”が成立しない場合には、ステップＳ２２及びＳ２３の処理を成すことなくステップＳ２７に至る。
ステップＳ２４において、ステップＳ１９にて取得された回転速度ωについて不等式“ω≧ω_ＴＨ２”の成否を判断する。不等式“ω≧ω_ＴＨ２”が成立する場合には、ステップＳ２５にてフラグＦＬＧ_ＶＥＣをオンにしてからステップＳ２６にて電流制御の積分値を初期化し、その後、ステップＳ２７に至る。不等式“ω≧ω_ＴＨ２”が成立しない場合には、ステップＳ２５及びＳ２６の処理を成すことなくステップＳ２７に至る。
ω_ＴＨ１及びω_ＴＨ２は共に上記基準速度ω_ＴＨに相当する所定の回転速度である。ω_ＴＨ１＝ω_ＴＨ２であってもよいし、ω_ＴＨ１≠ω_ＴＨ２であってもよい（但し、ω_ＴＨ１＞０且つω_ＴＨ２＞０）。

ステップＳ２３における電圧指令振幅Ｖ^＊の初期化処理及びステップＳ２６における電流制御の積分値の初期化処理を説明する。今、図８に示すような互いに異なる時刻ｔ_１〜ｔ_４を想定する。時刻ｔ_１〜ｔ_４は、夫々、互いに異なる第１〜第４の制御周期に属しているものとする。第２の制御周期は第１の制御周期の次の制御周期であり、第３の制御周期は第２の制御周期よりも後の制御周期であり、第４の制御周期は第３の制御周期の次の制御周期である。第１の制御周期よりも前の制御周期から第１の制御周期までベクトル制御モードが選択されてベクトル制御が成され、且つ、第２の制御周期から第３の制御周期まで電圧位相制御モードが選択されて電圧位相制御が成され、且つ、第４の制御周期からは再びベクトル制御モードが選択されてベクトル制御が成されたことを想定する。

この場合、時刻ｔ_１及びｔ_２間においてベクトル制御から電圧位相制御への切り換えが行われ、この切り換え時において電圧指令振幅Ｖ^＊の初期化が行われる。電圧指令振幅Ｖ^＊の初期化では、切り換え前の電圧指令値ｖ_ｄ ^＊及びｖ_ｑ ^＊に基づき、切り換え後における電圧指令振幅Ｖ^＊の初期値を決定する。図８の例において、切り換え後における電圧指令振幅Ｖ^＊の初期値とは、時刻ｔ_２における電圧指令振幅Ｖ^＊の値Ｖ^＊［ｔ_２］である。

より具体的には、下記式（９）に従ってＶ^＊［ｔ_２］を求め、Ｖ^＊［ｔ_２］を時刻ｔ_２における電圧指令振幅Ｖ^＊として演算部３１から出力させると良い。ここで、ｖ_ｄ ^＊［ｔ_１］及びｖ_ｑ ^＊［ｔ_１］は、夫々、時刻ｔ_１における電圧指令値ｖ_ｄ ^＊及びｖ_ｑ ^＊である。このような電圧指令振幅Ｖ^＊の初期化を行うことにより、ベクトル制御から電圧位相制御への切り換え時において電圧振幅の連続性が確保され、滑らかな制御切り換えが可能となる。

一方、時刻ｔ_３及びｔ_４間においては電圧位相制御からベクトル制御への切り換えが行われ、この切り換え時において電流制御の積分値の初期化が行われる。図５を参照して説明したように、電流制御部２８には、検出電流値ｉ_ｄと電流指令値ｉ_ｄ ^＊との差分（ｉ_ｄ ^＊−ｉ_ｄ）を積分する積分器５２及び検出電流値ｉ_ｑと電流指令値ｉ_ｑ ^＊との差分（ｉ_ｑ ^＊−ｉ_ｑ）を積分する積分器５７が備えられ、積分器５２及び５７の出力値に基づき差分（ｉ_ｄ ^＊−ｉ_ｄ）及び（ｉ_ｑ ^＊−ｉ_ｑ）が減ずるように電圧指令値ｖ_ｄ ^＊及びｖ_ｑ ^＊が生成される。電流制御の積分値の初期化では、切り換え前の検出電流値ｉ_ｄ及びｉ_ｑ並びに電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｉ_ｑ ^＊に基づき、切り換え後における積分器５２及び５７の出力値の初期値を決定する。この決定の際、積分定数Ｋｉ_ｄ及びＫｉ_ｑも利用される。図８の例において、切り換え後における積分器５２及び５７の出力値の初期値とは、夫々、時刻ｔ_４における積分器５２及び５７の出力値である。

より具体的には例えば、時刻ｔ_３における差分（ｉ_ｄ ^＊−ｉ_ｄ）に基づき、或いは、時刻ｔ_３における差分（ｉ_ｄ ^＊−ｉ_ｄ）と時刻ｔ_３以前における差分（ｉ_ｄ ^＊−ｉ_ｄ）とに基づき、時刻ｔ_４における積分器５２の出力値を決定すればよい。同様に例えば、時刻ｔ_３における差分（ｉ_ｑ ^＊−ｉ_ｑ）に基づき、或いは、時刻ｔ_３における差分（ｉ_ｑ ^＊−ｉ_ｑ）と時刻ｔ_３以前における差分（ｉ_ｑ ^＊−ｉ_ｑ）とに基づき、時刻ｔ_４における積分器５７の出力値を決定すればよい。このような積分値の初期化を行うことにより、電圧位相制御からベクトル制御への切り換え時において、過去の電流情報を考慮した妥当な積分値を積分器から出力させることができ、滑らかな制御切り換えが可能となる。尚、電圧位相制御が成されている期間においては、最大相及び中間相の電圧レベル差及び最小相と中間相の電圧レベル差が比較的小さいが、電圧位相制御からベクトル制御への切り換え時点周辺（時刻ｔ_３を含む）では電流センサ５の出力信号から或る程度の精度を持った検出電流値を取得可能である。故に、上記のような積分値の初期化は有効である。

また、定数Ｋ_１及びＫ_２を適切に調整しておくことにより、制御モードの切り換え時におけるモータ１の電圧及び電流を滑らかに切り換えることが可能である。

また、低速回転状態においては、最大相及び中間相の電圧レベル差及び最小相と中間相の電圧レベル差が比較的小さくなることが多い。このため、低速回転状態においては、変換部２４から得られる検出電流値ｉ_ｑは、精度が比較的低く、またｑ軸電流の真値を基準としてばらつくことが多い。これを考慮し、図４のモータ制御装置３ａでは、変換部２４からのｉ_ｑにローパスフィルタ処理を施し、結果信号ｉ_ｑ＿ｌｐｆを演算部３１に与えるようにしている。これにより、電圧指令振幅Ｖ^＊における望ましくない変動を抑制することができる。但し、モータ制御装置３ａからＬＰＦ３０を割愛することも可能である。この場合、演算部３１は、指令値ｉ_ｑ ^＊と変換部２４からの電流値ｉ_ｑとに基づき、電流値ｉ_ｑが指令値ｉ_ｑ ^＊と一致するように比例積分制御などを用いて電圧指令振幅Ｖ^＊を設定することができる。

また、モータ制御装置３ａに回転速度指令値ω^＊を与えるようにしてもよく、この場合、演算部３１は、回転速度指令値ω^＊と速度検出部２２からの回転速度ωに基づき、回転速度ωが指令値ω^＊と一致するように比例積分制御などを用いて電圧指令振幅Ｖ^＊を設定してもよい。回転速度指令値ω^＊は、回転速度ωの目標値としてモータ制御装置３ａに供給される。

上述の位相進め角δの設定方法は一例に過ぎず、その設定方法を様々に変形することが可能である。例えば、演算部３２は、上記特許文献２に記載された任意の方法を用いて位相進め角δを設定することができる（但し、特許文献２におけるψ及びＶａが、夫々、本実施形態のδ及びＶ^＊に相当する）。演算部３２は、電圧指令振幅Ｖ^＊を用いることなく、回転速度ωのみに基づいて位相進め角δを求めるようにしてもよい。即ち例えば、“δ＝Ｋ・ω”に従って位相進め角δを求めてもよい（Ｋは定数）。但し、低速回転状態での高効率運転を広い出力トルク範囲で実現するためには、電圧指令振幅Ｖ^＊及び回転速度ωの両方を考慮して位相進め角δを求めることが望ましい。

＜＜第２実施例＞＞
第２実施例を説明する。第２実施例及び後述の他の実施例は、第１実施例を基礎とする実施例である。従って、第２実施例及び後述の他の実施例において特に述べない事項に関しては、第１実施例の記載が第２実施例及び後述の他の実施例にも適用される。

第２実施例に係るモータ制御装置３を特にモータ制御装置３ｂと呼ぶ。図９は、モータ制御装置３ｂの内部ブロック図を含む、モータ駆動システムのブロック図である。図４のモータ制御装置３ａにおける切換制御部３５の代わりに、図９のモータ制御装置３ｂには切換制御部３５ｂが設けられている。切換制御部３５が切換制御部３５ｂに置き換えられている点を除き、第１実施例に係るモータ制御装置３ａと第２実施例に係るモータ制御装置３ｂは同じものである。

切換制御部３５ｂには、回転速度ωの代わりに電圧値｜Ｖａ｜が入力されている。電圧値｜Ｖ_ａ｜は、モータ電圧Ｖ_ａの大きさ（即ち、モータ１への印加電圧の大きさ）を表しており、モータ１の出力電圧ベクトルの大きさと一致する。電圧値｜Ｖ_ａ｜を、切換制御部３５ｂから出力される電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊に基づいて求めるようにしても良いし、電流制御部２８から出力される電圧指令値ｖ_ｄ ^＊及びｖ_ｑ ^＊に基づいて求めるようにしても良い。電圧指令値ｖ_ｄ ^＊及びｖ_ｑ ^＊を用いる場合、（（ｖ_ｄ ^＊）^２＋（ｖ_ｑ ^＊）^２）の正の平方根を電圧値｜Ｖ_ａ｜として求めることができる。

切換制御部（制御モード選択部）３５ｂは、モータ１への印加電圧の大きさを表す電圧値｜Ｖ_ａ｜に基づき電圧位相制御モード又はベクトル制御モードを選択し、選択した制御モードでモータ１が制御されるように切換制御処理を行う。具体的には例えば、切換制御部３５ｂは、電圧値｜Ｖ_ａ｜が所定の基準値Ｖ_ＴＨよりも小さいとき電圧位相制御モードを選択する一方で、電圧値｜Ｖ_ａ｜が該基準値Ｖ_ＴＨよりも大きいときベクトル制御モードを選択する（但し、Ｖ_ＴＨ＞０）。｜Ｖ_ａ｜＝Ｖ_ＴＨの時には、電圧位相制御モードを選択しても良いし、ベクトル制御モードを選択しても良い。電圧位相制御モードが選択制御モードであるとき、切換制御部３５ｂは、指令値ｖ_ｕ１ ^＊、ｖ_ｖ１ ^＊及びｖ_ｗ１ ^＊を夫々指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊として選択してインバータ２に出力する。一方、ベクトル制御モードが選択制御モードであるとき、切換制御部３５ｂは、指令値ｖ_ｕ２ ^＊、ｖ_ｖ２ ^＊及びｖ_ｗ２ ^＊を夫々指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊及びｖ_ｗ ^＊として選択してインバータ２に出力する。

電圧値｜Ｖ_ａ｜が比較的大きい状態においては、基本的に最大相及び中間相の電圧レベル差及び最小相と中間相の電圧レベル差が一定値以上確保されるため、電流センサ５及び電流検出部２３を用いた相電流検出の精度は高い。故に、電圧値｜Ｖ_ａ｜が比較的大きい状態においては、ベクトル制御モードを選択する。一方、電圧値｜Ｖ_ａ｜が比較的小さい状態においては、上記電圧レベル差が比較的小さくなることが多いため、電圧位相制御モードにてモータ制御を行う。これにより、第１実施例と同様の効果が得られる。

＜＜第３実施例＞＞
第３実施例を説明する。上述のモータ駆動システムを、モータ１を用いるあらゆる電気機器に搭載することができる。該電気機器には、例えば、乗り物、空気調和機（屋内用又は車載用の空気調和機など）、洗濯機、及び、圧縮機（冷蔵庫用圧縮機など）が含まれ、それらはモータ１の出力トルクを利用して駆動する。

モータ駆動システムを搭載した乗り物は、モータ１の出力トルクを利用して移動する移動体であり、例えば、モータ１の出力トルクを利用して走行する電動車両（電動自動車、電動バイク、電動自転車など）、モータ１の出力トルクを利用して航行する電動ボートである。

例として、上述のモータ駆動システムであるモータ駆動システム１００を搭載した洗濯機１０１の概略構成図を、図１０に示す。図１０のモータ制御装置３として、第１又は第２実施例のモータ制御装置３ａ又は３ｂを用いることができる。モータ駆動システム１００におけるモータ１の出力トルクにより洗濯機１０１の洗濯槽１０２又はパルセータ（不図示）等が回転せしめられ、これによって洗濯槽１０２内の衣類及び水の攪拌が成される。

＜＜変形等＞＞
本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。上述の実施形態に適用可能な注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈３を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。各注釈におけるモータ制御装置３は、モータ制御装置３ａ又は３ｂであると解釈してもよい。

［注釈１］
上述の構成では、２つの制御モード（電圧位相制御モード及びベクトル制御モード）の間で選択制御モードが切り換えられているが、モータ制御装置３において３以上の制御モードを設定しておき、３以上の制御モードの中から１つの制御モードを選択制御モードとして選択するようにしても良い。この選択も、回転速度ωに応じて又は電圧値｜Ｖ_ａ｜に応じて成すことができる。３以上の制御モードには、上述の電圧位相制御モード及びベクトル制御モードが含められ、電圧位相制御モード及びベクトル制御モードとは異なる第３制御モードが更に含められる。第３制御モードにおけるモータ１の制御方法は、電流センサ５の出力信号を利用する又は電流センサ５の出力信号を利用しない公知の任意の制御方法（例えば、特開２００８−２８３８４８号公報又は特開２０１０−１１５４０号公報に記載されたモータ制御方法）であってもよい。

［注釈２］
各実施形態において、算出、推定、検出等によって導出されるべき全ての値（ｉ_ｄ、ｉ_ｄ ^＊、θ等）の導出方法は任意である。即ち例えば、それらを、モータ制御装置３内での演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。

［注釈３］
モータ制御装置３の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いてモータ制御装置３を実現する場合、モータ制御装置３の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって、モータ制御装置３を形成することも可能である。

１ モータ
２ インバータ
３、３ａ、３ｂ モータ制御装置
４ 直流電源
５ 電流センサ
６ 回転子
６ａ 永久磁石
７ 固定子
２３ 電流検出部
２８ 電流制御部
３１ 電圧指令振幅演算部
３２ 位相進め角演算部
３５、３５ｂ 切換制御部

Claims (7)

1. モータに交流電力を供給するインバータを用いて前記モータを制御するモータ制御装置において、
   前記インバータに対する直流電源と前記インバータとの間に設けられた電流センサの出力信号に基づき、前記モータの各相に流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記モータの回転速度に基づき位相進め角を導出する位相進め角導出部と、
   前記回転速度に応じて又は前記モータへの印加電圧の大きさに応じて、第１及び第２制御モードを含む複数の制御モードの中から何れかの制御モードを選択する制御モード選択部とを備えて、選択された制御モードにて前記モータの制御を成し、
   前記第１制御モードが選択されているときには、前記位相進め角に従って前記印加電圧の位相を制御することにより前記モータの制御を成し、
   前記第２制御モードが選択されているときには、前記電流検出部の検出結果に基づくベクトル制御により前記モータの制御を成す
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記制御モード選択部は、
   前記回転速度が所定の基準速度よりも小さいとき、前記第１制御モードを選択し、
   前記回転速度が前記基準速度よりも大きいとき、前記第２制御モードを選択する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記制御モード選択部は、
   前記印加電圧の大きさが所定の基準値よりも小さいとき、前記第１制御モードを選択し、
   前記印加電圧の大きさが前記基準値よりも大きいとき、前記第２御モードを選択する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 前記位相進め角導出部は、前記印加電圧に対する電圧指令振幅と前記回転速度に基づき前記位相進め角を導出する
   ことを特徴とする請求項１〜請求項３の何れかに記載のモータ制御装置。
5. 前記電流検出部の検出結果に基づく検出電流値が電流指令値に追従するように電圧指令値を生成する電流制御部を更に備え、
   前記第２制御モードが選択されているときには、前記電圧指令値に従った電圧を前記モータに印加することで前記ベクトル制御を成し、
   前記制御モード選択部によって選択される制御モードが前記第２制御モードから前記第１制御モードへと切り換えられる際、切り換え前における前記電圧指令値に基づき、切り換え後における前記電圧指令振幅の初期値を決定する
   ことを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。
6. 前記電流検出部の検出結果に基づく検出電流値と電流指令値との差分を積分する積分器を有し、該積分器による出力値に基づき、前記差分が減ずるように電圧指令値を生成する電流制御部を更に備え、
   前記第２制御モードが選択されているときには、前記電圧指令値に従った電圧を前記モータに印加することで前記ベクトル制御を成し、
   前記制御モード選択部によって選択される制御モードが前記第１制御モードから前記第２制御モードへと切り換えられる際、切り換え前における前記検出電流値及び前記電流指令値に基づき、切り換え後における前記積分器の出力値の初期値を決定する
   ことを特徴とする請求項１〜請求項４の何れかに記載のモータ制御装置。
7. モータと、前記モータに交流電力を供給するインバータと、前記インバータを用いて前記モータを制御するモータ制御装置と、を備え、前記モータの出力トルクを利用して駆動する電気機器であって、
   前記モータ制御装置として、請求項１〜請求項６の何れかに記載のモータ制御装置を用いた
   ことを特徴とする電気機器。

Images