JP2012130222A

JP2012130222A - 直流電源回路

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Publication number: JP2012130222A
Application number: JP2010281846A
Authority: JP
Inventors: Morio Sakai; 守雄酒井; Yohei Sugiyama; 洋平杉山
Original assignee: Aisin Seiki Co Ltd
Current assignee: Aisin Corp
Priority date: 2010-12-17
Filing date: 2010-12-17
Publication date: 2012-07-05

Abstract

【課題】直流出力電圧に含まれるリップルやノイズを抑制して高品質とし、かつ内部の消費電力および発熱を抑えた高い変換効率を有する直流電源回路を提供する。
【解決手段】変動する直流電源電圧（バッテリ電圧ＶＢ）が入力端子Ｐ１に入力され、直流電源電圧よりも小さい一定の直流出力電圧（負荷９１の定格電圧ＶＬ）を出力端子Ｐ４から負荷９１に出力する直流電源回路１であって、入力端子Ｐ１に接続されたスイッチングレギュレータ２と、スイッチングレギュレータ２と出力端子Ｐ４との間に接続されたシリーズレギュレータ５と、負荷９１の消費電流Ｉおよび外部制御信号ＳＧの少なくとも一方に基づいてスイッチングレギュレータ２の作動および停止を切り替え制御する制御回路６と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、変動する直流電源電圧を一定の直流出力電圧に変換して出力する直流電源回路に関する。

近年、自動車や機械、電機などの幅広い産業分野で制御の電子化が進展している。これに伴い、ＣＰＵを内蔵した電子制御装置を安定して動作させる高品質な直流電圧を出力する直流電源回路の必要性が高まっている。特に、自動車には多数の電子制御装置が直流電源回路とともに搭載され、制御対象に応じて様々な形態で使用されている。車載の直流電源回路はバッテリを電源としており、消耗によるバッテリ電圧の低下や充電時のバッテリ電圧の上昇などに対し安定して作動するようになっている。また、直流電源回路には、安定して作動するだけでなく、高効率であること、ノイズを放出しないことなど様々な性能が要求されている。直流電源回路として、従来からスイッチングレギュレータやシリーズレギュレータが用いられてきた。

しかしながら、スイッチングレギュレータは、効率は高いが、直流出力電圧に含まれるリップルや作動時のノイズが大きいという問題点を有している。一方、シリーズレギュレータは、直流出力電圧に含まれるリップルやノイズが小さく安定性が高い反面、内部の消費電力が比較的大きく発熱も大きくなるという問題点を有している。これらの問題点に対する一対応策が特許文献１に開示されている。特許文献１の直流安定化電源装置は、スイッチングレギュレータとシリーズレギュレータとを並列に接続し、両レギュレータを切り換えて作動させる制御部を備えている。さらに、請求項４には、出力される電流値を検出する電流検出回路部を備え、電流値が大きいときにスイッチングレギュレータを作動させ、電流値が小さいときにシリーズレギュレータを作動させる態様が開示されている。これにより、効率のよい（すなわち低消費電力の）定電圧電源を実現できる、とされている。

特開２００３−２１６２４７号公報

ところで、特許文献１の直流安定化電源装置は、電流値が大きいときにスイッチングレギュレータを作動させることで高効率を実現しているが、リップルやノイズが大きいという問題点は解消されていない。また、電流値が増加してゆくときに、始めはシリーズレギュレータのみが作動し、次いで両レギュレータが共に作動し、最終的にスイッチングレギュレータのみが作動する。この移行プロセスで、電流値が増加するにつれシリーズレギュレータ内部の消費電力が大きくなり、切り替えのタイムラグも重なって発熱する問題点が生じる。

本発明は、上記背景技術の問題点に鑑みてなされたもので、直流出力電圧に含まれるリップルやノイズを抑制して高品質とし、かつ内部の消費電力および発熱を抑えた高い変換効率を有する直流電源回路を提供することを解決すべき課題とする。

上記課題を解決する請求項１に係る直流電源回路の発明は、変動する直流電源電圧が入力端子に入力され、前記直流電源電圧よりも小さい一定の直流出力電圧を出力端子から負荷に出力する直流電源回路であって、前記入力端子に接続されたスイッチングレギュレータと、前記スイッチングレギュレータと前記出力端子との間に接続されたシリーズレギュレータと、前記負荷の消費電流および外部制御信号の少なくとも一方に基づいて前記スイッチングレギュレータの作動および停止を切り替え制御する制御回路と、を備えることを特徴とする。

請求項２に係る発明は、請求項1において、前記スイッチングレギュレータが作動しているとき、前記スイッチングレギュレータにおける電圧降下が前記シリーズレギュレータにおける電圧降下よりも大きく、前記スイッチングレギュレータが停止すると前記直流電源電圧をスルーさせることを特徴とする。

請求項３に係る発明は、請求項1または２において、前記負荷を制御する負荷制御回路は、前記負荷を増加させる直前から前記負荷が大きい間は前記外部制御信号をオンし、前記負荷を減少させた直後から前記負荷が小さい間は前記外部制御信号をオフし、前記制御回路は、前記外部制御信号がオンすると前記スイッチングレギュレータを作動させ、前記外部制御信号がオフすると前記スイッチングレギュレータを停止させることを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項1〜３のいずれか一項において、前記制御回路は、前記負荷の前記消費電流を検出する電流検出部を有し、前記消費電流が所定の閾値以上になると前記前記スイッチングレギュレータを作動させ、前記負荷電流が所定の閾値未満になると前記前記スイッチングレギュレータを停止させることを特徴とする。

請求項５に係る発明は、前記負荷とともに回路基板に実装される直流電源回路であることを特徴とする。

請求項１に係る直流電源回路の発明では、スイッチングレギュレータを電源側とし、シリーズレギュレータを負荷側として直列接続し、前者の作動および停止を切り替え制御するとともに後者を常に作動させる。したがって、スイッチングレギュレータが作動しているとき、両レギュレータ間の中間電圧波形に大きなリップルやノイズが発生していても負荷側のシリーズレギュレータで抑制できるので、直流出力電圧は高品質になる。

また一般的に、スイッチングレギュレータは、入力電圧の大小にあまり依存せずに変換効率は概ね一定で高い特性を備え、シリーズレギュレータは、入力電圧が出力電圧に接近するほど変換効率が向上し、入力電圧が出力電圧から離れると変換効率が低下する特性を備えている。したがって、スイッチングレギュレータの高効率な降圧機能により直流電源電圧よりも小さな中間電圧値を得ることで、シリーズレギュレータの変換効率が向上して内部の消費電力および発熱が低減され、総合的に高い変換効率が得られる。

請求項２に係る発明では、スイッチングレギュレータが作動しているときの電圧降下がシリーズレギュレータにおける電圧降下よりも大きくなる。したがって、両レギュレータ間の中間電圧値は所望される直流出力電圧に接近し、シリーズレギュレータの変換効率が大幅に向上して内部の消費電力および発熱が一層低減され、総合的に極めて高い変換効率が得られる。

請求項３に係る発明では、負荷制御回路の外部制御信号に基づいて、制御回路は、負荷が増加する直前から負荷が大きい間はスイッチングレギュレータを作動させ、負荷が減少した直後から負荷が小さい間はスイッチングレギュレータを停止させる。したがって、負荷が大きい間はスイッチングレギュレータを作動させて総合的に高い変換効率を得ることができる。また、負荷が小さくなるとスイッチングレギュレータを停止させるので、リップルやノイズが発生しなくなり、直流出力電圧を一層高品質にできる。なお、負荷が小さい間は消費電流自体が小さいので、シリーズレギュレータの変換効率が低くとも消費電力の増加および発熱の問題は生じない。さらに、負荷の増加に先立ちスイッチングレギュレータを作動させので、消費電流が増加する移行プロセスの途中において消費電力の増加および発熱の問題は生じない。

請求項４に係る発明では、制御回路は、負荷の消費電流を検出する電流検出部を有し、消費電流の大小に対応してスイッチングレギュレータを作動および停止させる。したがって、請求項３と同様で、負荷が大きい間はスイッチングレギュレータを作動させて総合的に高い変換効率を得ることができ、負荷が小さくなるとスイッチングレギュレータを停止させて直流出力電圧を一層高品質にできる。なお、負荷が小さい間、消費電力の増加および発熱の問題が生じない点も同様である。

請求項５に係る発明では、直流電源回路は負荷とともに回路基板に実装されている。これにより、例えばＣＰＵなどの負荷に対して至近箇所からノイズやリップルを抑制した高品質の直流出力電圧を供給できるので、負荷の作動信頼性が極めて高くなる。

実施形態の直流電源回路の回路構成を説明する図である。制御回路によるスイッチングレギュレータの作動および停止の切り替え制御方法を説明する状態遷移図である。スイッチングレギュレータが停止しているときの直流電源回路の各部電圧波形を示す図である。スイッチングレギュレータが作動しているときの直流電源回路の各部電圧波形を示す図であり、（１）はバッテリ電圧が定格電圧のとき、（２）はバッテリ電圧が低下した低電圧のときを示している。スイッチングレギュレータおよびシリーズレギュレータの変換効率を例示した図である。

本発明の実施形態の直流電源回路について、図１〜図５を参考にして説明する。図１は、実施形態の直流電源回路１の回路構成を説明する図である。直流電源回路１は、負荷９１とともに回路基板に実装されており、回路基板外のバッテリ９３からバッテリ電圧ＶＢの供給を受け、一定の直流出力電圧に変換して定格電圧ＶＬの負荷９１に出力する回路である。直流電源回路１は、図１に一点鎖線で囲まれて示され、スイッチングレギュレータ２、シリーズレギュレータ５、制御回路６、などで構成されている。また、図中破線の矢印は制御の流れを示している。

負荷９１は、回路基板に実装されたＣＰＵおよびその他の電子部品である。負荷９１の定格電圧ＶＬは例えば直流５Ｖであり、これに限定されない。負荷９１の稼働状態、待機状態、および停止状態は、外部の負荷制御回路９２から制御されるようになっている。負荷制御回路９２の外部制御信号ＳＧは、負荷９１だけでなく、直流電源回路１の制御回路６にも送出されている。外部制御信号ＳＧには、例えば複数の２値信号（オン／オフ信号）や複数ビットからなるディジタル信号を用いることができるが、本実施形態では簡略化して負荷９１を増加させる直前から負荷が大きい間は「１」、それ以外は「０」の値になるものとする。

バッテリ９３のバッテリ電圧ＶＢは、定格電圧Ｖｎから上下に変動する直流電源電圧である。バッテリ９３が消耗するとバッテリ電圧ＶＢは定格電圧Ｖｎよりも低下して下限電圧Ｖｍｉｎまで低下し、充電装置９４に充電されるときバッテリ電圧ＶＢは上限電圧Ｖｍａｘまで上昇し得る。バッテリ電圧ＶＢの定格電圧Ｖｎ＝１２Ｖ、下限電圧Ｖｍｉｎ＝８Ｖ、上限電圧Ｖｍａｘ＝１６Ｖを例示でき、これに限定されない。ただし、下限電圧Ｖｍｉｎは、負荷９１の定格電圧ＶＬよりも大きいことが条件となる。バッテリ９３の正側端子は直流電源回路１の入力端子Ｐ１に接続され、負側端子は共通接地ＧＮＤに接続されている。

直流電源回路１は、入力端子Ｐ１にスイッチングレギュレータ２が接続され、その後段にシリーズレギュレータ５が直列接続されて構成されている。スイッチングレギュレータ２は、入力端子Ｐ１に接続されたスイッチング部３と、スイッチング部３の出力側の受け渡し部Ｐ２に接続された平滑部４とで構成されている。スイッチング部３は、入力端子Ｐ１に入力されたバッテリ電圧ＶＢを、可変のデューティ比でスイッチングする回路である。スイッチング部３は、制御回路６からの制御信号ＳＳにより作動および停止が切り替え制御されるようになっている。スイッチング部３が作動しているとき、受け渡し部Ｐ２に発生する電圧波形Ｖ２は、バッテリ電圧ＶＢとゼロ電圧に振れる矩形波になる。また、スイッチング部３が停止すると、受け渡し部Ｐ２に発生する電圧波形Ｖ２は、バッテリ電圧ＶＢがスルーされた直流電圧波形になる。スイッチング部３には、従来の一般的な回路構成を用いることができるので詳細な説明は省略する。

平滑部４は、受け渡し部Ｐ２を入力点とし、シリーズレギュレータ５への受け渡し部Ｐ３を出力点とし、ダイオードＤ、インダクタンスＬ、およびコンデンサＣで構成される平滑回路である。ダイオードＤは、受け渡し部Ｐ２と共通接地ＧＮＤとの間に接続され、共通接地ＧＮＤから受け渡し部Ｐ２への一方向の通電のみを許容する整流機能を有している。インダクタンスＬは、受け渡し部Ｐ２と受け渡し部Ｐ３との間に接続されている。コンデンサＣは、受け渡し部Ｐ３と共通接地ＧＮＤとの間に接続されている。通常時、ダイオードＤに電流は流れず、インダクタンスＬおよびコンデンサＣより平滑機能が働く。したがって、スイッチング部３作動時に受け渡し部Ｐ２に矩形波の電圧波形Ｖ２が入力されると、受け渡し部Ｐ３に発生する中間電圧波形Ｖ３はリップルを含む直流電圧波形になる。

ここで、受け渡し部Ｐ３に発生する中間電圧波形Ｖ３の実効値すなわち中間電圧値ＶＭが一定となるように、スイッチング部３のデューティ比が制御される。中間電圧値ＶＭとして６Ｖを例示でき、これに限定されない。中間電圧値ＶＭは、負荷９１の定格電圧ＶＬよりも少し高めで接近していることが好ましい。換言すれば、スイッチングレギュレータ２が作動しているときの電圧降下が、シリーズレギュレータ５における電圧降下よりも大きくなることが好ましい。また、スイッチング部３停止時に受け渡し部Ｐ３に発生する中間電圧波形Ｖ３は、バッテリ電圧ＶＢがスルーされた直流電圧波形になる。

シリーズレギュレータ５は、受け渡し部Ｐ３と出力端子Ｐ４との間に接続され、出力端子Ｐ４に発生する出力電圧Ｖ４は負荷９１の定格電圧ＶＬに一致している。出力端子Ｐ４は負荷９１の正側端子に接続され、負荷９１の負側端子は共通接地ＧＮＤに接続されている。これにより、シリーズレギュレータ５から負荷９１に消費電流Ｉが供給されるようになっている。シリーズレギュレータ５には、従来の一般的な回路構成を用いることができるので詳細な説明は省略する。

制御回路６は、負荷９１の消費電流Ｉおよび外部制御信号ＳＧに基づき、制御信号ＳＳをスイッチングレギュレータ２のスイッチング部３に送ってその作動および停止を切り替え制御する回路である。制御回路６には、例えば、トランジスタ素子のスイッチング機能を応用した回路やロジックＩＣを用いた回路を用いることができる。制御回路６は、負荷９１の消費電流Ｉを検出する電流検出部７を、シリーズレギュレータ５と出力端子Ｐ４との間に有している。電流検出部７には、例えば、シャント抵抗の両端電圧を検出する回路を用いることができる。また前述したように、制御回路６は、負荷制御回路９２から「１」または「０」の値をとり得る外部制御信号ＳＧを取得している。

図２は、制御回路６によるスイッチングレギュレータ２の作動および停止の切り替え制御方法を説明する状態遷移図である。以下、図２を参考にして詳述する。消費電流Ｉが所定の閾値Ｋ未満で、かつ外部制御信号ＳＧ＝０のとき、制御回路６は制御信号ＳＳを停止に制御し、スイッチングレギュレータ２は状態１）の停止状態となる。なお、閾値Ｋの値は、スイッチングレギュレータ２を停止しシリーズレギュレータ５単独で作動しても支障を生じない軽負荷範囲に設定する。

スイッチングレギュレータ２が停止している状態で、負荷制御回路９２が負荷９１を増加させる直前に外部制御信号ＳＧを０から１に変更すると、制御回路６は制御信号ＳＳを作動に制御する。これにより、スイッチングレギュレータ２は、状態１）から状態２）の制御信号作動状態に遷移する。続いて、消費電流Ｉが増加して閾値Ｋ以上になると、外部制御信号ＳＧと消費電流Ｉの両方から二重に作動を要求され、状態２）から状態４）の二重作動状態に遷移する。通常、負荷９１を停止状態または待機状態から稼働させるときには、状態１）から状態２）を経て状態４）へと一連に速やかに遷移する。状態２）と状態４）を比較すると、スイッチングレギュレータ２が作動している点は同じであり、制御回路６が内部に保持する消費電流Ｉの条件が異なっている。

負荷制御回路９２が負荷９１を減少させるときには、先ず消費電流Ｉを減少させ、次いで外部制御信号ＳＧを１から０に変更する。これに応じて、制御回路６は、消費電流Ｉの減少を検出して状態４）から状態２）への遷移を行い、外部制御信号ＳＧの１から０への変化でスイッチングレギュレータ２を停止させて状態１）に戻る。通常、稼働状態の負荷９１を停止または待機させるときには、状態４）から状態２）を経て状態１）へと一連に速やかに遷移する。

また、外部制御信号ＳＧの変化と消費電流Ｉの変化とが前後することも考えられる。状態１）の停止状態で、外部制御信号ＳＧ＝０のまま消費電流Ｉが閾値Ｋ以上に増加すると、制御回路６は制御信号ＳＳを作動に制御し、スイッチングレギュレータ２は状態１）から状態３）の重負荷作動状態に遷移する。状態３）を状態２）および状態４）と比較すると、スイッチングレギュレータ２が作動している点は同じであり、制御回路６が内部に保持する消費電流Ｉおよび外部制御信号ＳＧの条件が異なっている。状態３）で消費電流Ｉが閾値Ｋ未満に減少すると、状態１）に戻る。状態３）で外部制御信号ＳＧが０から１に変化すると、状態４）に遷移する。また、状態４）で消費電流Ｉの減少よりも先に外部制御信号ＳＧが１から０に変化すると、状態３）に遷移する。

次に、上述のように構成された実施形態の直流電源回路１の作用について、図３および図４を参考にして説明する。図３は、スイッチングレギュレータ２が停止しているときの直流電源回路１の各部電圧波形を示す図である。また、図４は、スイッチングレギュレータ２が作動しているときの直流電源回路１の各部電圧波形を示す図であり、（１）はバッテリ電圧ＶＢが定格電圧Ｖｎのとき、（２）はバッテリ電圧ＶＢが低下した低電圧Ｖｌｏｗのときを示している。図３および図４において横軸は共通の時間軸であり、縦軸はバッテリ電圧ＶＢ、受け渡し部Ｐ２の電圧波形Ｖ２、受け渡し部Ｐ３の中間電圧波形Ｖ３、およびシリーズレギュレータ５の出力電圧Ｖ４である。バッテリ電圧ＶＢは、直流電源回路１の直流入力電圧に相当し、出力電圧Ｖ４は、直流電源回路１の直流出力電圧に相当する。

負荷９１が停止状態または待機状態にあって消費電流Ｉが閾値Ｋよりも小さく、かつ、負荷制御回路９２の外部制御信号ＳＧが０のとき、スイッチングレギュレータ２は停止する。したがって、スイッチングレギュレータ２はバッテリ電圧ＶＢをスルーさせ、図３に示されるように、電圧波形Ｖ２および中間電圧波形Ｖ３はバッテリ電圧ＶＢに一致する。シリーズレギュレータ５にはバッテリ電圧ＶＢが入力され、出力電圧Ｖ４（＝負荷９１の定格電圧ＶＬ）が出力される。このとき、スイッチングレギュレータ２が停止しているので、中間電圧波形Ｖ３にリップルやノイズは発生せず、出力電圧Ｖ４は極めて高品質になる。

負荷制御回路９２が負荷９１を稼働させて、外部制御信号ＳＧが１に変化するか、あるいは消費電流Ｉが閾値Ｋ以上に増加すると、スイッチングレギュレータ２は作動する。したがって、受け渡し部Ｐ２の電圧波形Ｖ２は、図４に示されるように、バッテリ電圧ＶＢとゼロ電圧に振れる矩形波になる。また、図４の（１）と（２）とを比較すればわかるように、バッテリ電圧ＶＢが定格電圧Ｖｎから低電圧Ｖｌｏｗに低下すると、デューティ比が増加して電圧低下分を補償する。また、図は省略するが、バッテリ電圧ＶＢが定格電圧Ｖｎよりも上昇すると、デューティ比は減少する。いずれの場合も、受け渡し部Ｐ３の中間電圧波形Ｖ３はリップルを含んだ直流電圧波形となり、中間電圧値ＶＭは概ね一定になる。この中間電圧波形Ｖ３がシリーズレギュレータ５に入力され、出力電圧Ｖ４（＝負荷９１の定格電圧ＶＬ）が出力される。このとき、中間電圧波形Ｖ３に大きなリップルやノイズが発生していても、シリーズレギュレータ５で抑制できるので、出力電圧Ｖ４は高品質になる。

次に、実施形態の直流電源回路１の変換効率面の効果について、図５を参考にして説明する。図５は、スイッチングレギュレータ２およびシリーズレギュレータ５の変換効率を例示した図である。図中の横軸は各レギュレータ２、５の入力電圧を示し、縦軸は変換効率を示している。スイッチングレギュレータ２は、入力電圧範囲がバッテリ９３の下限電圧Ｖｍｉｎから上限電圧ｖｍａｘの間で作動し、中間電圧値ＶＭを出力する。スイッチングレギュレータ２の変換効率η２は、図示されるように作動範囲の全域でη２＝８０％程度と概ね一定で高い。

一方、シリーズレギュレータ５は、入力電圧範囲が中間電圧値ＶＭからバッテリ電圧ＶＢの上限電圧Ｖｍａｘの間で作動し、負荷９１の定格電圧ＶＬを出力する。シリーズレギュレータ５の変換効率η５は、入力電圧が負荷９１の定格電圧ＶＬに接近した中間電圧値ＶＭにおいて最も高く、変換効率η５＝７０％程度ある。しかしながら、シリーズレギュレータ５の変換効率η５は、入力電圧の増加とともに低下し、バッテリ電圧ＶＢの定格電圧Ｖｎでη５＝４０％程度、上限電圧Ｖｍａｘでη５＝２５％程度まで低下する。

本実施形態では、負荷９１が増加してスイッチングレギュレータ２が作動しているときに、スイッチングレギュレータ２の変換効率η２＝８０％と、シリーズレギュレータ５の中間電圧値ＶＭにおける変換効率η５＝７０％とを乗算した変換効率を得ることができる。これに対して、シリーズレギュレータ５単独の直流電源装置を考えた場合、その変換効率ηＸは、入力電圧がバッテリ９３の定格電圧ＶｎでηＸ＝４０％程度、上限電圧ＶｍａｘでηＸ＝２５％程度となる。したがって、本実施形態によれば、総合的に極めて高い変換効率が得られる。

また、本実施形態では、負荷９１が減少してスイッチングレギュレータ２が停止しているときには、消費電流自体が小さいので、シリーズレギュレータ５に変換効率η５が低いバッテリ電圧ＶＢを直接入力しても、消費電力の増加および発熱の問題は生じない。

以上説明したように、本実施形態は、リップルやノイズの抑制と、変換効率の向上の両面で絶大な効果を発揮する。

なお、実施形態で例示した負荷９１の定格電圧ＶＬ、バッテリ９３のバッテリ電圧ＶＢ、および直流電源回路１内の中間電圧値ＶＭの数値例の組み合わせは、自由に設定することができる。また、制御回路６は、負荷９１の消費電流Ｉおよび外部制御信号ＳＧの一方のみに基づいてスイッチングレギュレータ２の作動および停止を切り替え制御するようにしてもよい。スイッチングレギュレータ２およびシリーズレギュレータ５の回路構成についても各種の応用ができ、回路基板実装以外の用途にも実施できる。本発明は、その他様々な変形や応用が可能である。

１：直流電源回路２：スイッチングレギュレータ３：スイッチング部
４：平滑部Ｄ：ダイオードＬ：インダクタンスＣ：コンデンサ
５：シリーズレギュレータ６：制御回路７：電流検出部
９１：負荷９２：負荷制御回路９３：バッテリ９４：充電装置
ＶＢ：バッテリ電圧Ｖｎ：定格電圧Ｖｍｉｎ：下限電圧Ｖｍａｘ：上限電圧
Ｐ１：入力端子
Ｐ２：受け渡し部Ｖ２：電圧波形
Ｐ３：受け渡し部Ｖ３：中間電圧波形ＶＭ：中間電圧値
Ｐ４：出力端子Ｖ４：出力電圧
ＶＬ：負荷の定格電圧
Ｉ：消費電流
ＧＮＤ：共通接地
ＳＧ：外部制御信号ＳＳ：制御信号

Claims

変動する直流電源電圧が入力端子に入力され、前記直流電源電圧よりも小さい一定の直流出力電圧を出力端子から負荷に出力する直流電源回路であって、
前記入力端子に接続されたスイッチングレギュレータと、
前記スイッチングレギュレータと前記出力端子との間に接続されたシリーズレギュレータと、
前記負荷の消費電流および外部制御信号の少なくとも一方に基づいて前記スイッチングレギュレータの作動および停止を切り替え制御する制御回路と、
を備えることを特徴とする直流電源回路。
請求項1において、
前記スイッチングレギュレータが作動しているとき、前記スイッチングレギュレータにおける電圧降下が前記シリーズレギュレータにおける電圧降下よりも大きく、
前記スイッチングレギュレータが停止すると前記直流電源電圧をスルーさせることを特徴とする直流電源回路。
請求項1または２において、
前記負荷を制御する負荷制御回路は、前記負荷を増加させる直前から前記負荷が大きい間は前記外部制御信号をオンし、前記負荷を減少させた直後から前記負荷が小さい間は前記外部制御信号をオフし、
前記制御回路は、前記外部制御信号がオンすると前記スイッチングレギュレータを作動させ、前記外部制御信号がオフすると前記スイッチングレギュレータを停止させることを特徴とする直流電源回路。
請求項1〜３のいずれか一項において、前記制御回路は、前記負荷の前記消費電流を検出する電流検出部を有し、前記消費電流が所定の閾値以上になると前記前記スイッチングレギュレータを作動させ、前記負荷電流が所定の閾値未満になると前記前記スイッチングレギュレータを停止させることを特徴とする直流電源回路。
請求項1〜４のいずれか一項において、前記負荷とともに回路基板に実装されることを特徴とする直流電源回路。