JP2012079083A

JP2012079083A - 電流制御回路

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Publication number: JP2012079083A
Application number: JP2010223551A
Authority: JP
Inventors: Masato Yoshikuni; 雅人吉國; Tomomitsu Ohara; 智光大原
Original assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Current assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date: 2010-10-01
Filing date: 2010-10-01
Publication date: 2012-04-19
Anticipated expiration: 2030-10-01
Also published as: JP5605143B2; CN102447287B; US8664918B2; US20120081154A1; CN102447287A

Abstract

【課題】電流制御用ＭＯＳトランジスタに流れる電流をカレントミラー方式で検出して充電電流を制御する電流制御回路において、制御可能な充電電流範囲を広くした場合でも正確な電流制御を行えるようにする。
【解決手段】電流制御用ＭＯＳトランジスタと、該トランジスタとカレントミラー接続された電流検出用トランジスタおよびこれと直列に接続された電流−電圧変換手段を備えた電流検出系とをそれぞれ複数組設け、電流制御用トランジスタに流れる充電電流の大きさに応じて電流検出系を切り替えて動作させるように構成した。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流検出回路を備え検出電流に応じた制御を行なう電流制御回路に関し、例えば二次電池を充電する充電制御回路を搭載した充電制御用ＩＣ（半導体集積回路）に利用して有効な技術に関する。

二次電池の充電装置には、ＡＣアダプタなどの一次電源からの直流電圧が入力される入力端子と二次電池が接続される出力端子との間に設けられたＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ；以下ＭＯＳトランジスタと称する）からなる電流制御用のトランジスタにより充電電流を制御する充電制御回路を搭載したＩＣが使用されている。

従来、このような充電制御用ＩＣにおいては、充電の際に電流制御用のトランジスタに流れる電流を検出して、充電電流が一定になるように制御することが行なわれている。また、かかる定電流制御モードにおける充電電流の検出方式として、電流制御用トランジスタと直列に電流検出用のセンス抵抗を接続し、抵抗における電圧降下量から電流を検出する方式が知られている。この方式は、比較的精度の高い電流検出が可能であるが、センス抵抗に流れる電流が大きいため、センス抵抗における電力損失が大きく電力効率が低下するという課題がある。

そこで、電流制御用トランジスタと並列にこれよりもサイズの小さなトランジスタを設け、前記電流制御用トランジスタと同一のゲート電圧を印加してカレントミラー回路で充電電流に比例縮小した電流を生成しその電流をセンス抵抗に流して、抵抗における電圧降下量から電流を検出する方式が提案されている。この方式は、センス抵抗に流れる電流が小さいため電力効率が向上するという利点があるものの、負荷の変動などによって電流検出用のトランジスタのバイアス条件が電流制御用トランジスタと異なることにより、正確に比例縮小した電流を流すことができないため、検出精度が低下する。

そこで、図６に示すように、電流制御用トランジスタＱ１とカレントミラー接続した電流検出用トランジスタＱ２と直列にバイアス制御用のトランジスタＱ３を設けるとともに、上記電流制御用トランジスタＱ１と電流検出用のトランジスタＱ２の各ドレイン電圧を入力とし出力端子がバイアス制御用のトランジスタＱ３のゲート端子に接続された差動アンプＡＭＰ１を設けて、該差動アンプのイマジナリーショート作用によって電流検出用のトランジスタＱ２のバイアス条件を電流制御用のトランジスタＱ１のそれと同一にすることにより、電流検出精度を向上させるようにした発明が提案されている（特許文献１）。

特開２００９−２９４９８１号公報

特許文献１に記載されている充電制御回路は、一次電源がＡＣアダプタのような電圧、電流が比較的安定した電源である場合には、特に支障はない。しかしながら、一次電源として太陽電池のような電圧、電流が変動する電源を使用する場合には、次に述べるような問題点があることを見出した。すなわち、第１に、日射量が少なくて充電電流が極端に少ない場合、一次電源２０と二次電池３０間の電圧差すなわち電流制御用トランジスタＱ１のソース・ドレイン間の電圧差Ｖｑ１が非常に小さくなって、差動アンプＡＭＰ１のオフセット電圧等の影響で充電電流を正確に検出することができなくなる。第２に、制御可能な充電電流範囲を広くすると、高充電電流時に電流−電圧変換用の抵抗Ｒｐでの検出電圧が高くなりすぎて、図７（Ｂ）のＰ３の区間のように検出電圧Ｖｒ１が入力電圧Ｖｉｎにクランプされてしまい電流制御が不能になるというものである。

この発明は上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、電流制御用ＭＯＳトランジスタに流れる電流をカレントミラー方式で検出して充電電流を制御する電流制御回路において、制御可能な充電電流範囲を広くした場合でも正確な電流制御を行えるようにすることにある。

上記目的を達成するため、この発明に係る電流制御回路は、
電圧入力端子と出力端子との間に接続され前記電圧入力端子から出力端子へ流す電流を制御する並列形態の第１および第２の電流制御用ＭＯＳトランジスタと、
ソース端子が前記第１および第２の電流制御用ＭＯＳトランジスタのソース端子にそれぞれ接続されこれらのトランジスタよりも小さなサイズを有し同一のゲート電圧がゲート端子に印加される第１および第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタと、前記第１および第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタと直列に接続される第１および第２の電流−電圧変換手段がそれぞれ接続される端子とを有する電流検出回路と、
前記電流検出回路により検出された電流値に応じて前記電流制御用ＭＯＳトランジスタのゲート電圧を制御するゲート電圧制御回路と、を備え、
前記ゲート電圧制御回路の出力が前記第１の電流制御用ＭＯＳトランジスタおよび第１の電流検出用ＭＯＳトランジスタの制御端子に印加される第１制御状態、または、前記ゲート電圧制御回路の出力が前記第２の電流制御用ＭＯＳトランジスタおよび第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタの制御端子に印加される第２制御状態をとり得るように構成したものである。

上記した手段によれば、電流制御用ＭＯＳトランジスタに流れる電流をカレントミラー方式で検出することで電流−電圧変換手段（センス抵抗）における電力損失を減らすことができるとともに、第１の電流−電圧変換手段と第２の電流−電圧変換手段による電流検出範囲が異なるように設定しておくことにより、制御可能な充電電流範囲を広くした場合でも正確な電流制御を行うことができるようになる。

また、望ましくは、前記第１および第２の電流−電圧変換手段により変換された電圧を前記ゲート電圧制御回路へ選択的に供給可能な第１の切替え回路と、
前記ゲート電圧制御回路の出力を前記第１の電流制御用ＭＯＳトランジスタおよび第１の電流検出用ＭＯＳトランジスタの制御端子、または前記第２の電流制御用ＭＯＳトランジスタおよび第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタの制御端子へ選択的に供給可能な第２の切替え回路と、
前記第１および第２の電流−電圧変換手段により変換された電圧を入力とし前記第１および第２の切替え回路の切替え制御信号を生成する切替え制御回路と、を備えるようにする。

このように第１の切替え回路と第２の切替え回路とを設けることにより、ゲート電圧制御回路を第１制御状態と第２制御状態で共通に動作させることができ、回路規模の増大を抑制することができる。

また、望ましくは、前記第１および第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタと前記第１および第２の電流−電圧変換手段との間には、オン・オフ切替え可能な第１および第２のスイッチ手段がそれぞれ設けられ、
前記第１の電流検出用ＭＯＳトランジスタの制御端子に前記ゲート電圧制御回路の出力が供給される際に、前記第１のスイッチ手段がオン状態でかつ前記第２のスイッチ手段がオフ状態にされ、
前記第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタの制御端子に前記ゲート電圧制御回路の出力が供給される際に、前記第１のスイッチ手段がオフ状態でかつ前記第２のスイッチ手段がオン状態にされるように構成する。

上記のように、第１および第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタと第１および第２の電流−電圧変換手段との間に、オン・オフ切替え可能な第１および第２のスイッチ手段をそれぞれ設けることにより、一方の電流検出系を動作させている間は他方の電流検出系に検出用の電流が流れないようにして無駄な電流が流れるのを防止することが可能になる。

また、望ましくは、前記電流検出回路は、
前記第１および第２の電流制御用ＭＯＳトランジスタのドレイン電圧と前記第１および第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタのドレイン電圧を入力とする第１および第２の演算増幅回路と、
前記第１および第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタと接地点に接続された前記第１および第２の電流−電圧変換手段との間に接続された第１および第２のバイアス状態制御用トランジスタと、を備え、
前記第１および第２の演算増幅回路の出力が前記第１および第２のバイアス状態制御用トランジスタの制御端子にそれぞれ印加されることで、前記第１および第２の電流制御用ＭＯＳトランジスタと前記第１および第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタのドレイン電圧が、それぞれ同電位となるように構成する。

これにより、電流制御用ＭＯＳトランジスタと電流検出用ＭＯＳトランジスタのバイアス条件が同一となり、高い精度の電流比の電流を流し電流検出精度を向上させることが可能になる。

また、望ましくは、前記電圧入力端子に入力されている電圧を監視する電圧監視手段を備え、
前記電圧入力端子に入力されている電圧が所定の電圧以下になったことを前記電圧監視手段が検出した場合に、前記電流検出回路および前記ゲート電圧制御回路を含む内部回路が動作するための電源電圧を生成する内部レギュレータ、もしくは前記電流検出回路および前記ゲート電圧制御回路に動作電流を流す電流源がオフ状態にされるように構成する。
これにより、入力電圧が所定の電圧以下になった場合に電流制御回路の動作を停止させて、電流制御用トランジスタのソース・ドレイン間の電圧差が非常に小さくなって差動アンプのオフセット電圧等の影響で充電電流を正確に検出して電流制御が行えなくなる事態が生じるのを回避することができる。

本発明によると、電流制御用ＭＯＳトランジスタに流れる電流をカレントミラー方式で検出して充電電流を制御する電流制御回路において、制御可能な充電電流範囲を広くした場合でも正確な電流制御を行うことができるという効果がある。

本発明の電流制御回路を適用した充電制御用ＩＣおよびそれを用いた充電装置の一実施形態を示す回路構成図である。実施形態の充電制御用ＩＣにおける太陽電池に入る日射量の変化に伴う充電電流Ｉｃの変化と、セレクタの選択状態と、オン状態にされるトランジスタとの関係を示すグラフである。従来（図６）の充電制御用ＩＣおよび本発明の実施形態の充電制御用ＩＣにおける充電電流Ｉｃおよび検出電流Ｉｓ１の変化と、充電電流Ｉｃおよび検出電流Ｉｓ２の変化と、電流検出電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２の変化と、一次側と二次側の電池の電圧差Ｖｑ１，Ｖｑ２の変化を示すグラフである。実施形態の充電制御用ＩＣの第１の変形例を示す回路構成図である。実施形態の充電制御用ＩＣの第２の変形例を示す回路構成図である。従来の充電制御回路の一例を示す回路構成図である。図６の従来の充電制御用ＩＣにおける充電電流Ｉｃの変化と、電流検出電圧の変化と、一次側と二次側の電池の電圧差の変化を示すグラフである。

以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係る電流制御回路を適用した二次電池の充電制御用ＩＣの一実施形態およびそれを用いた充電装置の概略構成を示す。
図１に示されているように、この実施形態の充電装置は、例えば太陽電池のような一次電源２０と、該一次電源２０により入力された直流電圧Ｖｉｎによってリチウムイオン電池のような二次電池３０を充電する充電制御用ＩＣ１０とを備えている。

充電制御用ＩＣ１０は、一次電源２０からの直流電圧Ｖｉｎが入力される電圧入力端子ＶＩＮと、充電対象の二次電池３０が接続される出力端子としてのバッテリ端子ＢＡＴと、前記電圧入力端子ＶＩＮとバッテリ端子ＢＡＴとの間に設けられたＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる並列形態の電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２と、Ｑ１１，Ｑ１２のゲート制御電圧を生成するゲート電圧制御回路１１と、カレントミラー方式で電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２の電流を検出する電流検出回路１２とを備えている。トランジスタＱ１１とＱ１２とはそれぞれサイズが異なる。

また、電流検出回路１２は、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１とカレントミラー回路を構成する電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２１および電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１２とカレントミラー回路を構成する電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２２と、電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２１，Ｑ２２とそれぞれ直列に接続されたバイアス状態制御用のＭＯＳトランジスタＱ３１，Ｑ３２と、検出電流に応じた電圧を出力する誤差アンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２とを備えている。バイアス状態制御用のＭＯＳトランジスタＱ３１，Ｑ３２のドレイン端子は、それぞれ電流検出用の抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２がチップ外部にて接続される外部端子Ｐ１，Ｐ２に接続され、抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２によってトランジスタＱ２１，Ｑ２２に流れる電流が電圧に変換される。なお、厳密には抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２も電流検出回路１２の一部を構成している。

電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２１は、ゲート幅が前記電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１の１／Ｎの大きさ（サイズ）を有しソース端子が前記電圧入力端子ＶＩＮに接続されＱ１１と同一の電圧が制御端子（ゲート端子）に印加されることで、Ｑ１１のドレイン電流の１／Ｎの大きさの電流を流す。また、電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２２は、ゲート幅が前記電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１２の１／Ｎの大きさ（サイズ）を有しソース端子が前記電圧入力端子ＶＩＮに接続されＱ１２と同一の電圧が制御端子（ゲート端子）に印加されることで、Ｑ１２のドレイン電流の１／Ｎの大きさの電流を流す。サイズ比Ｎは例えば数１００〜数１０００程度の値とすることができ、それにより電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２１，Ｑ２２に流れる電流は非常に小さなものとすることができ、電流検出用の抵抗（Ｒｐ１，Ｒｐ２）における損失を低減することができる。

誤差アンプＡＭＰ１は電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１のドレイン電圧と電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２１のドレイン電圧とを入力とし、その電位差に応じた電圧をバイアス状態制御用のＭＯＳトランジスタＱ３１のゲート端子に印加することでＱ２１のバイアス状態すなわちソース・ドレイン間電圧をＱ１１のソース・ドレイン間電圧と同一にすることで、Ｑ１１のドレイン電流により正確に比例した電流をＱ２１に流す。
また、誤差アンプＡＭＰ２は電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１２のドレイン電圧と電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２２のドレイン電圧とを入力とし、その電位差に応じた電圧をバイアス状態制御用のＭＯＳトランジスタＱ３２のゲート端子に印加することでＱ２２のバイアス状態すなわちソース・ドレイン間電圧をＱ１２のソース・ドレイン間電圧と同一にすることで、Ｑ１２のドレイン電流により正確に比例した電流をＱ２２に流す。

この実施形態の充電制御用ＩＣ１０においては、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のサイズがＱ１１＞Ｑ１２となるように設定される一方、外部端子Ｐ１，Ｐ２に接続される抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２の抵抗値はＲｐ１＜Ｒｐ２となるように設定される。また、充電電流が大きい時は電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２１を介して抵抗Ｒｐ１に電流が流れ、充電電流が小さい時は電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２２を介して抵抗Ｒｐ２に電流が流れるようにしている。これにより、充電電流が大きい時は抵抗Ｒｐ１に流れる電流が電圧に変換される際に、電圧が高くなり過ぎないようにし、充電電流が小さい時は抵抗Ｒｐ２に流れる電流が電圧に変換される際に、電圧が低くなり過ぎないようにしている。

そして、充電制御用ＩＣ１０は、抵抗Ｒｐ１またはＲｐ２により電流−電圧変換された電圧と参照電圧Ｖref3との電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプＡＭＰ３と、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２のゲート端子と接地点との間に接続されたゲート電圧制御用トランジスタＱ４とを備える。誤差アンプＡＭＰ３の出力電圧がゲート電圧制御用トランジスタＱ４のゲート端子に印加されることで、検出電流値に応じて電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２のゲート電圧を制御する。すなわち、誤差アンプＡＭＰ３とトランジスタＱ４とによりゲート電圧制御回路１１が構成される。
電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２のゲート端子と入力端子との間には高抵抗値の抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２が接続されており、トランジスタＱ４のドレイン電流がＲｃ１，Ｒｃ２に流されて電圧に変換され、その電圧がＱ１１，Ｑ１２のゲート端子に印加されることで、誤差アンプＡＭＰ３の出力電圧に応じた電流が電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２に流れるように制御されることとなる。

さらに、充電制御用ＩＣ１０には、抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２により変換された電流検出電圧Ｖｓ１またはＶｓ２を誤差アンプＡＭＰ３へ選択的に供給するためのセレクタ１４と、誤差アンプＡＭＰ３の出力電圧を電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１および電流検出用トランジスタＱ２１のゲート端子または電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１２および電流検出用トランジスタＱ２２のゲート端子へ選択的に供給するためのセレクタ１５と、抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２により変換された電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２を監視して上記セレクタ１４および１５の切替え制御信号Ｓ１を生成する切替え制御回路１６と、が設けられている。
切替え制御回路１６は、抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２により変換された電圧と所定の参照電圧とを比較する２つのコンパレータと、これらのコンパレータの出力に基づいて切替え制御信号Ｓ１を生成するロジック回路とにより構成することができる。

次に、上記切替え制御信号Ｓ１によるセレクタ１４および１５の切替え制御動作について、図２および図３を用いて説明する。
図２は、太陽電池（２０）に入る日射量が時間の経過と共に増加し、その後減少したと仮定した場合の充電電流Ｉｃの変化と、セレクタ１４，１５の選択状態と、オン状態にされるトランジスタとの関係を示している。

充電電流Ｉｃが所定の電流Ｉｒよりも低い期間Ｂにおいては、セレクタ１４，１５は図１におけるｂ端子が選択されるように切替え制御され、抵抗Ｒｐ２により変換された電流検出電圧Ｖｒ２が誤差アンプＡＭＰ３へ供給され、トランジスタＱ４のドレイン電圧はＱ１２，Ｑ２２のゲート端子へ印加されて、サイズの小さな電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１２および電流検出電流用ＭＯＳトランジスタＱ２２がオン状態にされる。
これにより、入力端子ＩＮからの電流はＱ１２を通してバッテリ端子ＢＡＴへ流されて二次電池３０が充電されるとともに、抵抗値の高い抵抗Ｒｐ２に流され、電流値が多少小さくても電流検出用アンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２のオフセットよりも高い電圧が外部端子Ｐ２に発生され、誤差アンプＡＭＰ３へ供給される。その結果、充電電流が小さい状態においても電流検出回路１２による精度の高い電流制御が可能となる。

一方、充電電流Ｉｃが所定の電流Ｉｒよりも高い期間Ａにおいては、セレクタ１４，１５は図１におけるａ端子が選択されるように切替え制御され、抵抗Ｒｐ１により変換された電流検出電圧Ｖｓ１が誤差アンプＡＭＰ３へ供給され、トランジスタＱ４のドレイン電圧はＱ１１，Ｑ２１のゲート端子へ印加されて、サイズの大きな電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１および電流検出電流用ＭＯＳトランジスタＱ２１がオン状態にされる。
これにより、入力端子ＶＩＮからの電流はＱ１１を通してバッテリ端子ＢＡＴへ流されて二次電池３０が充電されるとともに、抵抗値の低い抵抗Ｒｐ１に流され、電流値が大きくても比較的低い電圧が外部端子Ｐ１に発生され、誤差アンプＡＭＰ３へ供給される。その結果、充電電流が大きい状態においても電流検出電圧Ｖｒ１が入力電圧Ｖｉｎ以上になってＶｉｎにクランプされることがなく、広い電流範囲にわたって電流検出回路１２による精度の高い電流制御が可能となる。

具体的には、抵抗Ｒｐ２により変換される検出電圧Ｖｒ２は図３（Ｃ）に実線で示すように、従来の検出電圧Ｖｒ０（破線）よりも高くなり、抵抗Ｒｐ１により変換される検出電圧Ｖｒ１は図３（Ｃ）に一点鎖線で示すように、従来の検出電圧Ｖｒ０（破線）よりも低くなることで、充電制御可能範囲が、従来に比べて充電電流の小さい領域および充電電流の大きい領域の両方とも広がるという利点がある。

図４には、前記実施形態の充電制御用ＩＣ１０の変形例が示されている。図４に示すように、この変形例は、バイアス状態制御用のＭＯＳトランジスタＱ３１，Ｑ３２と、電流検出用の抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２が接続される外部端子Ｐ１，Ｐ２との間に、オン／オフ・スイッチＳＷ１，ＳＷ２を設け、切替え制御回路１６からの制御信号Ｓ２およびその反転信号によって、相補的にオン／オフするようにしたものである。
具体的には、切替え制御回路１６からの制御信号Ｓ１によってセレクタ１４，１５がａ端子を選択しているときはスイッチＳＷ１がオン状態、スイッチＳＷ２がオフ状態にされ、セレクタ１４，１５がｂ端子を選択しているときはスイッチＳＷ２がオン状態、スイッチＳＷ１がオフ状態にされように制御がなさる。これにより、使用しない側の電流検出用の抵抗Ｒｐ１，Ｒｐ２に無駄な電流が流れないようにすることができる。

また、この変形例の充電制御用ＩＣ１０には、入力電圧Ｖｉｎを監視するコンパレータ（電圧監視手段）１７が設けられ、入力電圧Ｖｉｎが所定の電圧（図３の充電制御可能範囲の下限に相当する電圧）以下になると、ＩＣ内部の電源電圧を生成する内部レギュレータ１８の動作を停止させるように構成されている。これにより、入力電圧Ｖｉｎが充電制御可能範囲の下限に相当する電圧以下に低下した場合に、充電電流を流すのを防止して、充電制御可能範囲外でＩＣが動作する動作するのを回避することができる。
なお、図４の変形例では、入力電圧Ｖｉｎが所定の電圧以下になると、内部レギュレータ１８の動作を停止させるように構成しているが、前記電流検出回路および前記ゲート電圧制御回路に動作電流を流す電流源（アンプの電流源等）がオフ状態にされるように構成してもよい。

図５には、前記実施形態の充電制御用ＩＣ１０の第２の変形例が示されている。
第２の変形例は、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２のサイズをＱ１１＞Ｑ１２とする代わりに、Ｑ１１＋Ｑ１２のサイズが図１のトランジスタＱ１１のサイズと同じになるように設定するとともに、Ｑ１１のゲート端子とトランジスタＱ４との間にオン／オフ・スイッチＳＷ３を設け、セレクタ１４，１５がａ端子を選択しているときはスイッチＳＷ３をオン状態、セレクタ１４，１５がｂ端子を選択しているときはスイッチＳＷ３をオン状態に制御するようにしたものである。
すなわち、この変形例においては、充電電流が多い時は電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１とＱ１２の両方がオン状態にされ、充電電流が少ない時は電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１２のみがオン状態にされるような制御が行われる。

以上、本発明の一実施形態について述べたが、本発明は上記実施形態に限定されることなく、種々の変更が可能である。例えば、前記実施形態では、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１と電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２１のサイズ比および電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１２と電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２２のサイズ比を同一（１／Ｎ）にすると説明したが、トランジスタＱ１１とＱ２１のサイズ比とＱ１２とＱ２２のサイズ比は、Ｑ１１＞Ｑ２１，Ｑ１２＞Ｑ２２であれば異なっていてもよい。
また、前記実施形態では、電流制御用ＭＯＳトランジスタと電流検出用ＭＯＳトランジスタをそれぞれ２個並列形態に設けたものについて説明したが、これらのトランジスタを３個以上並列に設けて、互いに異なる電流範囲で動作させるように構成しても良い。

なお、前記実施形態では、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１１と電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２１の共通接続側（入力端子ＶＩＮ側）をソース端子、それと反対側をドレイン端子と規定したが、Ｑ１１とＱ２１の共通接続側（入力端子ＶＩＮ側）をドレイン端子、それと反対側をソース端子とみることも可能であり、本発明はそのように規定した場合を含むものである。

また、前記実施形態および変形例の電流検出回路１２においては、バイアス状態制御用のトランジスタＱ３１，Ｑ３２と直列に接続される電流−電圧変換用抵抗Ｒｐ１,Ｒｐ２として外付け抵抗を用いているが、チップ内に形成したオンチップの抵抗素子を用いるようにしてもよい。また、電流−電圧変換手段は抵抗に限定されず、トランジスタなどを使用した回路であっても良い。

さらに、前記実施形態では、バイアス状態制御用のトランジスタＱ３１，Ｑ３２としてＭＯＳＦＥＴを使用したが、バイポーラ・トランジスタを使用するようにしてもよい。また、その場合に、使用するバイポーラ・トランジスタは、縦型のトランジスタでなく、ＣＭＯＳプロセスで形成可能な横型のトランジスタとすることができる。

以上の説明では、本発明を、太陽電池を一次電源とする充電装置を構成する電流制御回路に適用した例を説明したが、本発明にそれに限定されるものではなく、風力発電機や波力発電機など自然界に存在する力を利用して発電するものであって、発電量の変動の大きな発電機を一次電源とする充電装置の電流制御回路あるいはシリーズレギュレータのような直流電源回路の電流制御回路にも利用することができる。

１０充電制御用ＩＣ
１１ゲート電圧制御回路
１２電流検出回路
１４，１５セレクタ
１６切替え制御回路
１７コンパレータ（電圧監視手段）
１８内部レギュレータ
２０一次電源（太陽電池）
３０二次電池
Ｑ１１，Ｑ１２電流制御用ＭＯＳトランジスタ
Ｑ２１，Ｑ２２電流検出用ＭＯＳトランジスタ
Ｑ３１，Ｑ３２バイアス状態制御用トランジスタ
Ｒｐ１,Ｒｐ２電流−電圧変換手段（電流検出用抵抗）

Claims

電圧入力端子と出力端子との間に接続され前記電圧入力端子から出力端子へ流す電流を制御する並列形態の第１および第２の電流制御用ＭＯＳトランジスタと、
ソース端子が前記第１および第２の電流制御用ＭＯＳトランジスタのソース端子にそれぞれ接続されこれらのトランジスタよりも小さなサイズを有し同一のゲート電圧がゲート端子に印加される第１および第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタと、前記第１および第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタと直列に接続される第１および第２の電流−電圧変換手段がそれぞれ接続される端子とを有する電流検出回路と、
前記電流検出回路により検出された電流値に応じて前記電流制御用ＭＯＳトランジスタのゲート電圧を制御するゲート電圧制御回路と、を備え、
前記ゲート電圧制御回路の出力が前記第１の電流制御用ＭＯＳトランジスタおよび第１の電流検出用ＭＯＳトランジスタの制御端子に印加される第１制御状態、または、前記ゲート電圧制御回路の出力が前記第２の電流制御用ＭＯＳトランジスタおよび第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタの制御端子に印加される第２制御状態をとり得るように構成されていることを特徴とする電流制御回路。
前記第１および第２の電流−電圧変換手段により変換された電圧を前記ゲート電圧制御回路へ選択的に供給可能な第１の切替え回路と、
前記ゲート電圧制御回路の出力を前記第１の電流制御用ＭＯＳトランジスタおよび第１の電流検出用ＭＯＳトランジスタの制御端子、または前記第２の電流制御用ＭＯＳトランジスタおよび第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタの制御端子へ選択的に供給可能な第２の切替え回路と、
前記第１および第２の電流−電圧変換手段により変換された電圧を入力とし前記第１および第２の切替え回路の切替え制御信号を生成する切替え制御回路と、を備えることを特徴とする請求項１に記載の電流制御回路。
前記第１および第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタと前記第１および第２の電流−電圧変換手段との間には、オン・オフ切替え可能な第１および第２のスイッチ手段がそれぞれ設けられ、
前記第１の電流検出用ＭＯＳトランジスタの制御端子に前記ゲート電圧制御回路の出力が供給される際に、前記第１のスイッチ手段がオン状態でかつ前記第２のスイッチ手段がオフ状態にされ、
前記第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタの制御端子に前記ゲート電圧制御回路の出力が供給される際に、前記第１のスイッチ手段がオフ状態でかつ前記第２のスイッチ手段がオン状態にされるように構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の電流制御回路。
前記電流検出回路は、
前記第１および第２の電流制御用ＭＯＳトランジスタのドレイン電圧と前記第１および第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタのドレイン電圧を入力とする第１および第２の演算増幅回路と、
前記第１および第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタと接地点に接続された前記第１および第２の電流−電圧変換手段との間に接続された第１および第２のバイアス状態制御用トランジスタと、を備え、
前記第１および第２の演算増幅回路の出力が前記第１および第２のバイアス状態制御用トランジスタの制御端子にそれぞれ印加されることで、前記第１および第２の電流制御用ＭＯＳトランジスタと前記第１および第２の電流検出用ＭＯＳトランジスタのドレイン電圧が、それぞれ同電位となるように構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電流制御回路。
前記電圧入力端子に入力されている電圧を監視する電圧監視手段を備え、
前記電圧入力端子に入力されている電圧が所定の電圧以下になったことを前記電圧監視手段が検出した場合に、前記電流検出回路および前記ゲート電圧制御回路を含む内部回路が動作するための電源電圧を生成する内部レギュレータ、もしくは前記電流検出回路および前記ゲート電圧制御回路に動作電流を流す電流源がオフ状態にされるように構成されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電流制御回路。