JP2012044550A - 送信装置、受信装置および通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】ＥＭＩ環境における通信品質を向上させる送信装置を得ること。
【解決手段】本発明は、通信システムの送信側の通信装置を構成し、２つ以上の同一のトレーニング信号からなる伝送路推定用のトレーニング信号系列を受信側の通信装置に対して送信する送信装置であって、トレーニング信号系列を構成しているトレーニング信号の各々を、それぞれ異なる回転量で位相回転させる送信位相回転部１２６と、位相回転後のトレーニング信号系列に対して所定の信号処理を実施して送信する信号送信手段（ＩＦＦＴ部１２３，ＣＰ付加部１２２，Ｄ／Ａ変換部１２１，ＢＢ／ＲＦ変換部１１０）と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、既知系列を含んだ信号を送受信する送信装置、受信装置および通信システムに関する。

近年の通信機器の小型化・高機能化に伴い、機器内部の回路などで発生した微弱な電磁雑音が受信回路に回り込み受信性能を劣化させる問題（自家中毒現象）が深刻化している。これは、特にディジタル回路で使用されるクロック信号およびその逓倍波・分周波に起因するものが多い。

一般に、無線受信機や光受信機では、実際に送受する高周波数帯（Radio Frequency：ＲＦ）信号をベースバンド帯（Baseband:ＢＢ）に変換して受信信号処理を行う。受信機によっては、ＲＦ信号を一度中間周波数帯（Intermediate Frequency：ＩＦ）信号に変換してからＢＢ信号に再変換する。ＢＢ，ＩＦ，ＲＦのいずれかの周波数帯で、ディジタル回路のクロック信号、その高調波または分周波が受信回路に漏れ込む場合には、それらは受信信号にとって干渉信号となる。このような問題は、無線通信に限らず、有線通信でも生じる可能性がある。なお、これ以降の説明においては、受信信号をディジタル処理するディジタル回路ブロックのクロック信号（周波数は信号帯域幅とする）またはこのクロック信号周波数の２ⁿ倍（ｎは整数）の逓倍波・分周波に起因する干渉波を、電磁雑音（Electro-Magnetic Interference：ＥＭＩ）として扱う。ＥＭＩは、受信信号をディジタル処理する時点において、信号帯域幅と同程度（信号帯域幅周波数以下、かつ、その１０００分の１以上）の周期性を持つ定常波とする。

ＥＭＩが存在する受信環境（以降、これをＥＭＩ環境と呼ぶ）では、受信信号のデータ部分が干渉を受けるため受信性能が劣化する。このようなＥＭＩ環境における受信性能の一例が下記非特許文献１において開示されている。ここで、非特許文献１に掲載されている受信性能の一例は、伝送路推定が理想的に実施された場合の特性である。しかしながら、ＥＭＩ環境では、データ復調の以前に実施する、データを復調するために必要な伝送路の推定動作において正しい推定値が得られないという問題がある。

この問題に対して、下記非特許文献２には、ＥＭＩの影響を軽減して受信性能を改善する技術が開示されている。この非特許文献２に記載の技術では、ＥＭＩサブキャリア（ＥＭＩの影響を受けているサブキャリア）の復調レベルを低減することにより受信性能の改善を図っている。

また、下記非特許文献３には、従来のＥＭＩ対策技術が記載されている。具体的には、ＥＭＩが漏れ込む経路を予測し、予測結果に金属シールドや電波吸収シートを配置するなどの物理的対策や、回路基板設計での対策などが記載されている。

西本 浩,平井博昭,渋谷昭宏,"電磁雑音環境におけるＯＦＤＭ伝送特性評価,"電子情報通信学会ソサイエティ大会,B-5-67,Sept. 2009. 西本 浩,平井博昭,平 明徳,久保博嗣,西村寿彦,大鐘武雄,小川恭孝,"電磁雑音環境下のマルチキャリア伝送におけるスペクトル低減法,"電子情報通信学会総合大会,B-5-69,March 2010. 日経エレクトロニクス,2009年8月24日号,No.1011

しかしながら、上記従来の技術には、次のような問題が存在する。すなわち、非特許文献２に記載された技術を適用してＥＭＩの影響を低減し、受信性能を改善するためには、ＥＭＩの影響を受けるサブキャリアを検知する必要がある。非特許文献２においては無通信時間等を利用してＥＭＩの影響を受けるサブキャリアを検知することが示されているが、この場合、無通信区間を設けることにより伝送効率が低下するという問題があった。また、非特許文献３に記載のＥＭＩ対策技術は、物理的に面積や体積を要するものであり、通信装置の小型化や高集積化が難しくなる、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ＥＭＩ環境においても、上記の物理的対策や回路基板設計での対策を施すことなく受信性能を向上させることが可能な送信装置、受信装置および通信システムを得ることを目的とする。また、ＥＭＩ環境において、無通信区間などを設けることなく、受信側で受信信号処理による受信信号からのＥＭＩ成分検出を可能とする送信装置、受信装置および通信システムを得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、通信システムの送信側の通信装置を構成し、２つ以上の同一のトレーニング信号からなる伝送路推定用のトレーニング信号系列を受信側の通信装置に対して送信する送信装置であって、前記トレーニング信号系列を構成しているトレーニング信号の各々を、それぞれ異なる回転量で位相回転させる送信位相回転手段と、位相回転後のトレーニング信号系列に対して所定の信号処理を実施して送信する信号送信手段と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、信号の受信側において、トレーニング信号に含まれるＥＭＩ成分を除去することが可能となり、ＥＭＩの影響が除去されたトレーニング信号に基づく伝送路推定値を算出できる。その結果、受信性能を向上させて通信品質を改善できるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかる送信装置の構成例を示す図である。 図２−１は、ＥＭＩ位相回転量と送信位相回転量の一例を示す図である。 図２−２は、ＥＭＩ位相回転量と送信位相回転量の一例を示す図である。 図３は、実施の形態１にかかる受信装置の構成例を示す図である。 図４は、送信位相回転、受信位相回転及び合成結果の一例を示す図である。 図５は、実施の形態１の受信装置による伝送路推定結果の一例を示す図である。 図６は、実施の形態２にかかる受信装置の構成例を示す図である。 図７は、実施の形態２の受信装置によるＥＭＩ推定結果の一例を示す図である。 図８は、実施の形態３の送信装置が備えている送信処理部の構成例を示す図である。 図９は、実施の形態３の受信装置が備えている受信処理部の構成例を示す図である。 図１０は、ＯＦＤＭ方式を適用した送信装置の構成例を示す図である。 図１１は、ＯＦＤＭ方式を適用した受信装置の構成例を示す図である。 図１２は、ＯＦＤＭアナログＢＢ信号と分周クロック信号に起因するＥＭＩの時間波形の一例を示す図である。 図１３は、ＥＭＩを周波数領域で観測した結果を示す図である。 図１４は、時間領域におけるサブキャリア信号とＥＭＩの関係を示す図である。 図１５は、サブキャリア信号とＥＭＩの関係の一例を示す図である。 図１６は、観測信号と所望信号点の一例を示す図である。 図１７は、従来の受信装置によるＥＭＩ環境下の伝送路推定結果の一例を示す図である。

以下に、本発明にかかる送信装置、受信装置および通信システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

ここでまず、前提技術として、本発明を適用しない場合のＥＭＩ環境における受信性能について説明する。具体的には、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ）伝送システムを用いて、ＥＭＩ環境下で受信機（受信装置）において観測されるＥＭＩ成分と、その場合の伝送路推定誤差を、図を用いて説明する。説明においては、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの無線ＬＡＮの仕様に基づくＯＦＤＭ伝送システムを想定し、使用する周波数帯域幅を２０ＭＨｚ，高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：ＦＦＴ）及び高速逆フーリエ変換（Inverse FFT：ＩＦＦＴ）ポイント数を６４，サブキャリア数を６４，サイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix：ＣＰ）長を１６ポイント（ＦＦＴ長の１／４）とする。

図１０は、ＯＦＤＭ方式を適用した通信システムを構成する送信装置（送信側の通信装置において信号送信を行う送信機）の構成例を示す図である。図１０に示した送信装置は、送信ポート（送信アンテナ）１０１と、ＢＢ／ＲＦ変換部１１０と、送信処理部１２０と、から構成されている。送信処理部１２０は、一次変調部１２５と、系列切替／多重化部１２４と、ＩＦＦＴ部１２３と、ＣＰ付加部１２２と、ディジタル／アナログ（Digital/Analog：Ｄ／Ａ）変換部１２１と、から構成されている。

信号送信動作について説明する。上記構成の送信装置においては、情報データ系列である送信ビット系列ｓ１３０が一次変調部１２５に入力され、一次変調部１２５は、送信ビット系列ｓ１３０に対して、位相シフトキーイング（Phase Shift Keying：ＰＳＫ）や直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation：ＱＡＭ）などの一次変調マッピングを実施する。その結果得られた信号は、一次変調信号ｓ１２５として系列切替／多重化部１２４に出力される。一方、トレーニング系列ｓ１３１も系列切替／多重化部１２４に入力される。なお、トレーニング系列は、既知信号，ユニークワード，学習信号などと呼ばれる場合もある。トレーニング系列ｓ１３１は、受信装置（受信側の通信装置）においても既知の信号系列であり、ＢＰＳＫ（Binary PSK）などの一次変調が実施された後の固定信号系列である。

系列切替／多重化部１２４は、例えば、ＯＦＤＭフレームの先頭などに付される伝送路推定用プリアンブルシンボルを生成する場合にはトレーニング系列ｓ１３１を選択し、それ以外のデータシンボルを生成する場合には一次変調信号ｓ１２５を選択し、選択した信号をサブキャリア信号ｓ１２４としてＩＦＦＴ部１２３に出力する。または、系列切替／多重化部１２４は、データシンボル中のパイロットサブキャリアにはトレーニング系列ｓ１３１を選択し、それ以外のデータサブキャリアには一次変調信号ｓ１２５を選択し、サブキャリア信号ｓ１２４としてＩＦＦＴ部１２３に出力する。ただし、トレーニング系列ｓ１３１をサブキャリア信号ｓ１２４として出力する場合には、少なくとも２回以上に渡って同一信号を出力するものとする。

ＩＦＦＴ部１２３は、周波数領域の信号である、入力されたサブキャリア信号ｓ１２４に対してＩＦＦＴを実行して時間領域の信号に変換し、時間領域信号ｓ１２３としてＣＰ付加部１２２に出力する。ＣＰ付加部１２２は、時間領域信号ｓ１２３にＣＰを付加し、ディジタルＢＢ信号ｓ１２２としてＤ／Ａ変換部１２１に出力する。Ｄ／Ａ変換部１２１は、ディジタルＢＢ信号ｓ１２２をアナログＢＢ信号ｓ１２１に変換し、ＢＢ／ＲＦ変換部１１０に出力する。ＢＢ／ＲＦ変換部１１０は、入力されたアナログＢＢ信号ｓ１２１をＲＦ信号ｓ１１０に変換する。このようにして得たＲＦ信号ｓ１１０は、送信ポート１０１（たとえば送信アンテナ）から送信される。

図１１は、ＯＦＤＭ方式を適用した通信システムを構成する受信装置（受信側の通信装置において信号受信を行う受信機）の構成例を示す図である。受信装置は、受信ポート（たとえば受信アンテナ）２０１と、ＲＦ／ＢＢ変換部２１０と、受信処理部２２０と、クロック生成部２４１と、クロック分周器２４２と、から構成される。受信処理部２２０は、アナログ／ディジタル（Analog/Digital：Ａ／Ｄ）変換部２２１と、ＣＰ除去部２２２と、ＦＦＴ部２２３と、伝送路等化部２２４と、一次復調部２２５と、伝送路推定部２３０と、から構成される。伝送路推定部２３０は、合成部２３１を含んで構成されている。また、受信処理部２２０は、外部より入力されるクロック信号ｓ２４１及びその分周クロック信号ｓ２４２のタイミングで駆動している。クロック信号ｓ２４１はクロック生成部２４１で生成される。分周クロック信号ｓ２４２は、クロック分周器２４２がクロック信号ｓ２４１を分周することにより、生成される。ここでは受信サンプリングレートが２０ＭＨｚの場合を想定しており、クロック信号ｓ２４１の周波数は２０ＭＨｚである。分周クロック信号ｓ２４２は、クロック信号ｓ２４１の３２分周信号、すなわち、０．６２５ＭＨｚのクロック周波数を想定する。分周クロック信号ｓ２４２のＤｕｔｙ比（パルスのＯＮ時間対クロック周期時間の比）は０．２５であるものとする。なお、クロック生成部２４１及びクロック分周器２４２は、受信処理部２２０の内部にあっても良い。

信号受信動作について説明する。上記構成の受信装置においては、受信ポート２０１で受信されたＲＦ信号ｓ２０１はＲＦ／ＢＢ変換部２１０に入力され、ＲＦ／ＢＢ変換部２１０は、入力されたＲＦ信号をアナログＢＢ信号ｓ２１０に変換する。ＲＦ／ＢＢ変換部２１０は、変換後の受信信号（アナログＢＢ信号ｓ２１０）を受信処理部２２０に向けて出力する。ここで、クロック分周器２４２から漏洩する０．６２５ＭＨｚの周波数を持つＥＭＩｓ２５０が、加算器（ＥＭＩ付加部）２１１においてアナログＢＢ信号ｓ２１０に付加され、ＥＭＩを含むアナログＢＢ信号ｓ２１１として受信処理部２２０に入力されるものとする。ただし、ＥＭＩ付加部２１１は、ＥＭＩ付加をモデル化するために便宜上示しているものであり、実際の受信回路には存在しない。

受信処理部２２０では、入力されたアナログＢＢ信号ｓ２１１をＡ／Ｄ変換部２２１に入力させる。Ａ／Ｄ変換部２２１は、入力されたアナログＢＢ信号ｓ２１１をディジタルＢＢ信号ｓ２２１に変換し、ＣＰ除去部２２２に出力する。ＣＰ除去部２２２は、ディジタルＢＢ信号ｓ２２１からＣＰを除去し、時間領域信号ｓ２２２としてＦＦＴ部２２３に出力する。ＦＦＴ部２２３では、時間領域信号ｓ２２２に対してＦＦＴを実行し、サブキャリア信号ｓ２２３に変換する。このサブキャリア信号ｓ２２３は、伝送路等化部２２４および伝送路推定部２３０に入力される。伝送路推定部２３０の合成部２３１は、入力されたサブキャリア信号ｓ２２３がプリアンブルシンボルまたはパイロットサブキャリアである場合、送受信間の伝送路（送信機から受信機への伝送路）を推定し、伝送路推定値ｓ２３０を得る。プリアンブルシンボルまたはパイロットサブキャリアが１つの場合は、この信号から伝送路推定を行い、伝送路推定値ｓ２３０を得る。プリアンブルシンボルまたはパイロットサブキャリアが複数の場合は、まずそれらを合成し、その結果得られた信号（合成後のサブキャリア信号）から伝送路推定を行い、伝送路推定値ｓ２３０を得る。伝送路等化部２２４は、伝送路推定値ｓ２３０を用いてサブキャリア信号ｓ２２３を等化し、等化後信号ｓ２２４を得る。一次復調部２２５は、等化後信号ｓ２２４をデマッピングし、その結果得られた受信ビット系列ｓ２２５を出力する。

図１２は、ＯＦＤＭアナログＢＢ信号（上記のｓ２１０に対応）と分周クロック信号に起因するＥＭＩ（上記のｓ２５０に対応）の時間波形の一例を示す図である。このＥＭＩ環境の例では、受信処理部２２０に入力される信号ｓ２１１は、これら２つの信号が合成されたものとなる。図１２に示すように、破線で示したクロック信号は一般に方形波であり、サンプリングレートの２ⁿ分の１（ｎは正の整数）の場合、ＦＦＴ区間内で巡回性を持ち、複数のサブキャリア成分の和、つまり、複数の正弦波の和で表現される。このＥＭＩを周波数領域で観測した結果は図１３に示したようになる。図１３において、横軸に示すサブキャリア番号は、論理的なサブキャリア番号ではなく、物理的な周波数番号を表している。すなわち、サブキャリア番号０の成分は直流成分であり、サブキャリア番号の絶対値が大きいほど高周波成分となっている。図１３から分かるように、時間領域で方形波となる波形は、周波数領域において複数のサブキャリア成分として観測される。クロック信号は時間連続の信号であり、ＦＦＴ区間内で巡回性が満足される場合には、どの時刻においても同一のスペクトル成分が観測される。なお、図１３に記載されているＥ_emi／Ｎ₀は、ＦＦＴ区間内のＥＭＩエネルギー（Ｅ_emi）対熱雑音電力スペクトル密度（Ｎ₀）であり、上記の非特許文献１及び２において定義されたＥＭＩレベルである。また、図１３に記載されているＳＮＲは、信号対雑音電力比（Signal-to-Noise power Ratio）を示している。

ここで、あるサブキャリア成分に着目して、ＯＦＤＭ信号波形とＥＭＩ波形を考える。一例として、サブキャリア番号ｆ＝１の成分、すなわち、ＦＦＴ区間内で１周期となる成分を考える。当該サブキャリアにはＥＭＩが存在するものとする。このとき、時間領域におけるサブキャリア信号とＥＭＩの関係は、たとえば図１４に示したものとなる。簡単化のため、ここではサブキャリア信号をＢＰＳＫ変調されたトレーニング信号としており、ＯＦＤＭシンボル＃１〜＃４で全て同一の信号であるものとしている。サブキャリア信号とＥＭＩは同一サブキャリア成分であるため、周波数が同じである。しかしながら、各ＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ区間に着目すると、サブキャリア信号はどのＯＦＤＭシンボルでも同一波形であるのに対し、ＥＭＩは、各ＯＦＤＭシンボルでＣＰが挿入されているため、ＯＦＤＭシンボル毎に位相がシフトしている。この例では、ＣＰ長をＦＦＴ区間の１／４の長さとしているため、ＯＦＤＭシンボル毎にＥＭＩの位相はπ／２シフトしている。これを、In−phase channel(Ｉｃｈ)／Quadrature−phase channel(Ｑｃｈ)平面上、すなわち、コンステレーション上で示すと、図１５のようになる。なお、図１５において、サブキャリア信号とは、ＥＭＩ成分が重畳されていない状態のサブキャリア信号であり、観測信号とは、ＥＭＩ成分が重畳されたサブキャリア信号（図示しているサブキャリア信号とＥＭＩが合成されたもの）である。サブキャリア信号はどのＯＦＤＭシンボルでも同一点であるのに対し、ＥＭＩはＯＦＤＭシンボル毎に原点を中心にπ／２ずつ回転している。実際には、図示している観測信号のように、サブキャリア信号とＥＭＩが合成された信号が観測される。このとき、観測信号は、所望のサブキャリア信号点の周りを、ＥＭＩ振幅に対応する半径の円周上で、ＯＦＤＭシンボル毎に回転することになる。

このような状況で、例えば２つの連続するＯＦＤＭシンボルを用いて伝送路推定を行う場合、図１６に示すように、第１シンボルに対し、第２シンボルの観測信号は所望信号点の周りをπ／２回転したものとなるため、合成部２３１において２シンボルを合成した結果は、所望信号から大きくずれることとなる。

図１７は、従来の受信装置によるＥＭＩ環境下の伝送路推定結果の一例を示す図であり、図１３に示したようなＥＭＩスペクトルが存在する場合の伝送路推定結果を示している。図示したように、ＥＭＩスペクトルが存在する場合、従来法による伝送路推定結果はＥＭＩの影響により歪んでしまうため、正しい推定値が得られない。

ＥＭＩの位相回転量を定式化すると、サブキャリアｆにＥＭＩスペクトル成分がある場合、基準ＯＦＤＭシンボルからｍシンボル後のサブキャリアｆにおけるＥＭＩ位相回転量θ_m,fは次式（１）で表される。

ここで、ρ_cpはＣＰ比であり、ＦＦＴ区間長に対するＣＰ長の比を表している。上記の例では、ρ_cp＝１／４である。この式（１）から分かるように、ＥＭＩ位相回転量θ_m,fはＯＦＤＭシンボル番号ｍとサブキャリアｆによって異なる（ｍとｆによって決まる）。

本発明は、上記の性質を利用して受信品質の向上を図るように構成したものである。以下、本発明の実施の形態１〜３について説明する。

実施の形態１．
本実施の形態では、上述した前提技術と同様に、ＩＥＥＥ８０２．１１ａの仕様に基づくＯＦＤＭ伝送システムを想定する。また、使用する周波数帯域幅（原クロック周波数）を２０ＭＨｚ，ＦＦＴ／ＩＦＦＴポイント数を６４，サブキャリア数を６４，ＣＰ長を１６ポイント，ρ_cp＝１／４とした場合を想定する。さらに、受信装置はＥＭＩ環境にあり、上述した前提技術と同様のＥＭＩ（３２分周波、Ｄｕｔｙ比０．２５のクロック信号）が受信アナログＢＢ信号に重畳されているものとする。ここでは説明の簡単化のために、受信装置ではＯＦＤＭフレームのプリアンブル区間で伝送路推定を行うものとする。ただし、この場合に限定するものではない。同様の手順に従ってパイロットサブキャリアで伝送路推定を行うことも可能である。連続するＭシンボル（２シンボル以上とする）をＯＦＤＭフレームのプリアンブルとし、受信側でＭシンボルを線形合成して伝送路推定を行う。トレーニング系列は、各ＯＦＤＭプリアンブルシンボルで同一の系列を用いるものとする。

まず、本実施の形態にかかる通信システムの送信装置について説明する。図１は、実施の形態１にかかる送信装置の構成例を示す図である。なお、既に説明した図１０の送信装置と同様の構成要素には同一の符号を付している。図示したように、本実施の形態の送信装置は、図１０に示した送信装置の送信処理部１２０を送信処理部１２に置き換えたものである。送信処理部１２は、図１０に示した送信装置の送信処理部１２０に対して送信位相回転部１２６を追加したものである。この送信位相回転部１２６は、トレーニング系列ｓ１３１を受け取り、トレーニング系列ｓ１３１に適切な位相回転を与え、その結果得られる位相回転後のトレーニング系列ｓ１２６を系列切替／多重化部１２４に出力する。送信位相回転部１２６では、第ｍＯＦＤＭシンボル（m=0,…,M-1）におけるサブキャリアｆのトレーニング信号に対し、次式（２）で示した位相回転量φ_m,fに従って位相回転を与える。

ｄ_fをサブキャリアｆで送信する原トレーニング信号（ｓ１３１）とすると、サブキャリアｆで送信される位相回転後の信号ｓ_m,f（ｓ１２６）は次式（３）で表される。

ＥＭＩ位相回転量θ_m,f及び送信位相回転量φ_m,fの例を、図２−１及び図２−２に示す。図２−１はＭ＝２の場合，図２−２はＭ＝３の場合の例を示している。

送信装置が上記のように位相回転を与えたトレーニング信号を複数シンボル時間にわたって送信することにより、後述するように、対向装置（受信装置）においては、受信したトレーニング信号からＥＭＩの影響を除去することが可能となり、通信品質を向上させることができる。

つづいて、本実施の形態にかかる通信システムの受信装置について説明する。図３は、実施の形態１にかかる受信装置の構成例を示す図である。なお、既に説明した図１１の受信装置と同様の構成要素には同一の符号を付している。図示したように、本実施の形態の受信装置は、図１１に示した受信装置の受信処理部２２０を受信処理部２２に置き換えたものである。受信処理部２２は、図１１に示した受信装置の受信処理部２２０が備えている伝送路推定部２３０を伝送路推定部２３に置き換えたものである。この伝送路推定部２３は、伝送路推定部２３０に対して受信位相回転部２３２を追加して構成されている。

伝送路推定部２３においては、受信位相回転部２３２が、入力されたサブキャリア信号ｓ２２３に適切な位相回転を与え、位相回転後のサブキャリア信号ｓ２３２を合成部２３１に出力する。受信位相回転部２３２では、第ｍＯＦＤＭシンボルにおけるサブキャリアｆの信号に対して、送信位相回転（信号の送信側で与えられた位相回転）と逆相の回転、すなわち、−φ_m,fの位相回転を与える。

サブキャリアｆにおける受信信号ｒ_m,f（ｓ２２３）は、伝送路応答ｈ_fと、ＥＭＩ成分ｎ_m,fを用いて、次式（４）で表される。

ただし、ρ_fはＥＭＩ成分の振幅値、η_fはＥＭＩの位相オフセット量である。説明の簡単化のため、ここでは受信点で付加される熱雑音成分を省略している。受信したＭシンボルに−φ_m,fの位相回転を与えてから合成すると、次式（５）に示すように、ＥＭＩ成分が除去される。

式（５）で示した合成後の信号を原トレーニング信号ｄ_fで除算すると、次式（６）で示される、ＥＭＩ成分を含まない伝送路推定値（＾を付したｈ_f）ｓ２３が得られる。

なお、上述したように、この例では説明の簡易化のために熱雑音がないものと仮定している。

上述した伝送路推定法（伝送路推定部２３における伝送路推定動作）を、図を用いて具体的に説明する。図４は、Ｍ＝２の場合のサブキャリアｆ＝１での送信位相回転、受信位相回転及び合成結果の一例を示す図である。簡単化のため、ｈ_f＝１，η_f＝０とした場合について示している。図４において、(a)，(b)は受信位相回転部２３２への入力信号ｒ_m,f（ｓ２２３）、(c)，(d)は合成部２３１への入力信号ｓ２３２、(e)は合成部２３１において合成された受信信号（上式（５）で示した信号）を示している。図４から分かるように、上記の式（１）で示したＥＭＩの位相回転量θ_m,fは、ρ_cp，サブキャリアｆ，ＯＦＤＭシンボル番号ｍにより決定されるので、ＥＭＩが合成部２３１で打ち消されるように送信位相回転及び受信位相回転を与えれば、合成後の受信信号はＥＭＩの影響を受けない。

本実施の形態の受信装置による伝送路推定結果の一例を図５に示す。ここで、評価条件は、前提技術の説明で使用した図１７の推定結果を得た場合と同一である。図５から明らかなように、図１７の推定結果（位相を回転させない従来の受信装置による推定結果）と異なり、本実施の形態１による伝送路推定結果はＥＭＩの影響を受けておらず、理想値とほぼ同様の推定結果となっていることが分かる。

なお、実施の形態における上記説明では、ＥＭＩ環境において連続するＭシンボルを用いて伝送路推定を行う場合について示したが、これに限らず、Ｍシンボルが時間的に分散された場合でも伝送路推定は可能である。この場合のＥＭＩ位相回転量θ'_m,fは、以下のように定式化できる。

ここで、τ_mは基準シンボル(m=0)に対する第ｍシンボルのシンボル時刻を示しており、τ₀＝０である。また、同様に、この場合の送信位相回転量φ'_m,fは、次式（８）のように定式化できる。

なお、送信位相回転量は次式（９）で与えてもよい。

なお、本実施の形態では、ＥＭＩ環境においてＯＦＤＭフレームのプリアンブルを用いて伝送路推定を行う場合について、その手順を説明した。しかしながら、これに限らず、データシンボルにおけるパイロットサブキャリアについて上述した伝送路推定手順を適用することも可能である。

また、本実施の形態ではＥＭＩ環境において伝送路推定を行う場合について例示した。しかしながら、これに限らず、本実施の形態の送信位相回転及び受信位相回転を実施することで、受信装置の合成部２３１において合成した信号（上記の式（５）で示した信号）にはＥＭＩ成分が含まれないことを利用して、この合成した信号からキャリア周波数偏差などの他のパラメータを推定するように、受信装置を構成しても良い。

また、本実施の形態では図１の送信ポート１０１及び図３の受信ポート２０１を無線通信用のアンテナとした場合について示したが、これに限らず、送受信装置間で有線通信を行うように構成されたシステムに対しても、本発明は適用可能である。なお、有線通信の場合は、ＢＢ／ＲＦ変換部１１０及びＲＦ／ＢＢ変換部２１０は無くても良い。

また、本実施の形態ではＯＦＤＭ伝送システムにおける伝送路推定について説明したが、これに限らず、マルチキャリア通信を行うシステムであれば、本発明を適用可能である。

また、本実施の形態では、各ＯＦＤＭシンボルにＣＰが付加されるものとして説明を行った。しかしながら、これに限らず、ＣＰを付加しないＯＦＤＭシステムであっても良い。この場合、上記の各式において、ρ_cp＝０となる。

また、本実施の形態で説明した送信装置及び受信装置の構成は一例であり、上述したトレーニング信号の位相回転処理が実施可能な構成であればどの様な構成でも良い。

このように、本実施の形態の通信システムにおいて、送信装置は、同一内容の複数のトレーニング信号に対して、その周波数（サブキャリア）および送信時刻（シンボルの送信タイミングに対応したシンボル番号）に応じた位相回転を与えて送信することとし、受信装置は、送信装置で与えられた回転と逆相の回転を各トレーニング信号に与え、その結果得られた位相回転後のトレーニング信号を合成することとした。これにより、受信側ではＥＭＩの影響が除去されたトレーニング信号を得ることができ、ＥＭＩの影響が除去されたトレーニング信号に基づく伝送路推定値を得ることがでる。すなわち、ＥＭＩ環境においても高精度に伝送路推定を行って受信信号を復調する受信装置を実現できる。

実施の形態２．
つづいて、実施の形態２について説明する。なお、送信装置として実施の形態１で説明した送信装置を用いるものとし、また、伝送環境や条件などは実施の形態１と同様であるものとして説明を行う。

図６は、実施の形態２にかかる受信装置の構成例を示す図である。なお、実施の形態１で説明した受信装置（図３参照）と同様の構成要素には同じ符号を付している。図示したように、本実施の形態の受信装置は、実施の形態１で説明した受信装置（図３に示した受信装置）の受信処理部２２を受信処理部２２ａに置き換えたものである。また、受信処理部２２ａは、受信処理部２２の伝送路推定部２３を伝送路推定部２３ａに置き換えたものであり、この伝送路推定部２３ａは、伝送路推定部２３に対して合成部２３１ａおよび受信位相回転部２３２ａを追加したものである。

伝送路推定部２３ａにおいて、受信位相回転部２３２ａは、入力されるサブキャリア信号ｓ２２３に対し、受信位相回転部２３２とは異なる位相回転を与え、位相回転後のサブキャリア信号ｓ２３２ａを合成部２３１ａに出力する。合成部２３１ａは、入力された各サブキャリア信号ｓ２３２ａ（Ｍシンボルのサブキャリア信号）を合成し、合成後の信号をＥＭＩ推定値ｓ２３ａとして出力する。

以下に、ＥＭＩ推定の手順を説明する。送信されるトレーニング信号には実施の形態１で示した式（２）で与えられる位相回転量φ_m,fにより送信位相回転処理が施されているものとする。受信位相回転部２３２ａでは、第ｍＯＦＤＭシンボルにおけるサブキャリアfの信号に対して、ＥＭＩ位相回転と逆相の回転、すなわち、−θ_m,fの位相回転を与える。この位相回転を与えた後の信号（ＯＦＤＭシンボル）を合成部２３１ａにおいて合成すると、次式（１０）に示すように、ＥＭＩ推定値ｓ２３ａが得られる。

なお、受信信号ｒ_m,fは、先に示した式（４）で与えられるものとする。

本実施の形態の受信装置によるＥＭＩ推定結果の一例を図７に示す。ここで、評価条件は図１７及び図５の例と同一である。図７に示したように、本実施の形態の受信装置によるＥＭＩ推定を実施することにより、実際のＥＭＩに近い推定結果を得ることができる。

本実施の形態の受信装置におけるＥＭＩの推定動作を適用した場合、上記の非特許文献２に記載した技術（ＥＭＩサブキャリアの復調レベルを低減することにより受信性能を改善する技術）を適用できるようになる。その結果、受信性能をさらに向上させることができる。また、無通信区間を設けるなどの特殊な制御が必要ないので、ＥＭＩの推定動作により伝送効率が低下することもない。

なお、本実施の形態では、ＥＭＩ環境において連続するＭシンボルを用いてＥＭＩ推定を行う場合について説明した。しかしながら、これに限らず、Ｍシンボルが時間的に分散された場合でも、実施の形態１において式（７）〜（９）で示したように位相回転量は定式化可能であり、ＥＭＩ推定も同様に可能である。

また、本実施の形態では、ＥＭＩ環境においてＯＦＤＭフレームのプリアンブルを用いてＥＭＩ推定を行う場合について、その手順を説明した。しかしながら、これに限らず、データシンボルにおけるパイロットサブキャリアについて上述のＥＭＩ推定手順を適用することも可能である。

また、本実施の形態では、図６の受信ポート２０１を無線通信用のアンテナとした場合について示したが、これに限らず、送受信装置間で有線通信を行うように構成されたシステムに対しても、本発明は適用可能である。有線通信の場合は、ＲＦ／ＢＢ変換部２１０は無くても良い。

また、本実施の形態ではＯＦＤＭ伝送システムにおける伝送路推定について説明したが、これに限らず、マルチキャリア通信を行うシステムであれば、本発明を適用可能である。

また、本実施の形態で説明した送信装置及び受信装置の構成は一例であり、上述したトレーニング信号の位相回転処理が実施可能な構成であればどの様な構成でも良い。

このように、本実施の形態の受信装置は、ＥＭＩ位相回転と逆相の回転を各トレーニング信号に与え、その結果得られた位相回転後のトレーニング信号を合成してＥＭＩ推定値を算出することとした。これにより、無通信区間などを設けることなく、受信信号処理によって受信信号からＥＭＩ成分を検出することが可能となり、伝送効率を低下させることなく上記の非特許文献２に記載された技術を実現できる。

実施の形態３．
実施の形態１及び２で説明したように、送信側で複数のトレーニング信号に位相回転を施し、受信側でそれらに適切な位相回転を適用した後に合成することで、ＥＭＩの影響を含まない受信トレーニング信号、または、ＥＭＩ推定値が得られる。また、実施の形態１及び２では、送信信号及び受信信号に与える位相回転を、周波数領域において実施する場合について説明した。これに対して、本実施の形態では、先に示した式（２）、式（８）または式（９）で与えられる位相回転が、時間領域でも実現可能であることを利用して実施の形態１，２と同様の効果を得る通信システム（送信装置，受信装置）について説明する。

実施の形態１及び２の説明から明らかなように、伝送路推定を実施するかＥＭＩ推定を実施するかは受信側での位相回転量だけで切替可能であるため、以下では受信装置での推定対象を伝送路かＥＭＩかには限定せずに説明する。また、以下の説明では、実施の形態１及び２と同様の通信システムであるものと仮定し、送信装置の送信処理部及び受信装置の受信処理部に焦点を当てて説明する。ただし、実施の形態１及び２とは異なり、本実施の形態はＣＰ挿入を伴うシングルキャリア伝送にも適用可能である。以下の説明では、送信側の通信装置が備えている送信装置の送信処理部において式（８）で示した位相回転量φ'_m,fの位相回転を実施するものとし、かつ受信側の通信装置が備えている受信装置の受信処理部において−φ'_m,fの位相回転を実施するものとする。ただし、上述したように、受信処理部において−θ'_m,fの位相回転を実施することでＥＭＩ推定が実現可能であることは明らかであり、その場合も本実施の形態に含まれる。

図８は、実施の形態３の送信装置が備えている送信処理部の構成例を示す図である。なお、先の実施の形態で説明した送信装置（図１など参照）と同様の構成要素には同じ符号を付している。図示した送信処理部１３は、Ｄ／Ａ変換部１２１と、ＣＰ付加部１２２と、系列切替部１３３と、全体位相回転部１３４と、時間シフト部１３５と、により構成されている。また、図示は省略するが、データ信号時間系列ｓ１３７及びトレーニング信号時間系列ｓ１３６は、必要であれば然るべき符号化や一次変調が既に実施されているものとし、これらはマルチキャリア信号でも良く、シングルキャリア信号でも良い。

図８に示した送信処理部１３の動作について説明する。送信処理部１３において、データ信号時間系列ｓ１３７は、系列切替部１３３に入力される。一方、トレーニング区間用のトレーニング信号時間系列ｓ１３６は、時間シフト部１３５に入力され、時間シフト部１３５は、トレーニング信号時間系列ｓ１３６に対して１ＣＰが挿入されるブロック毎に時間巡回シフトを実施する。ブロック長（ＣＰが挿入された後のブロックの長さ）をＮｂ、ブロック番号ｍにおける基準ブロックに対するブロック時刻をτ_mとするとき、ブロック番号ｍに対する時間巡回シフト量Δ_mは次式（１１）で表される。

時間シフト部１３５がΔ_mによる時間巡回シフトを実行して得られた信号ｓ１３５を周波数領域で観測すると、周波数ポイントｆでは次式（１２）で示した位相回転が施されることになる。

次に、全体位相回転部１３４において、時間巡回シフト後の信号ｓ１３５に対し、ブロック全体に次式（１３）で示した位相回転を一様に施す。

式（１３）で示した位相回転はブロック全体に一様に施されるため、時間領域においても周波数領域においても位相回転は同一である。結果として、全体位相回転部１３４の出力信号ｓ１３４は、周波数領域において次式（１４）で示した位相回転が施された信号となる。

系列切替部１３３は、トレーニングブロック送信時には、入力信号ｓ１３４を時間領域信号ｓ１３３として出力し、データ送信時には、入力信号ｓ１３７を時間領域信号ｓ１３３として出力する。以降の信号処理は実施の形態１の送信装置（図１参照）と同様である。よって説明を省略する。また、図１に示した送信装置と同一の符号を付した回路及び信号線についても、説明を省略する。

図９は、実施の形態３の受信装置が備えている受信処理部の構成例を示す図である。なお、先の実施の形態で説明した受信装置（図３など参照）と同様の構成要素には同じ符号を付している。図示した受信処理部２６は、Ａ／Ｄ変換部２２１と、ＣＰ除去部２２２と、全体位相逆回転部２６１と、時間逆シフト部２６２と、合成部２６３と、から構成されている。また、図示は省略するが、受信データ信号時間系列ｓ２２２及び推定信号ｓ２６３は、必要であれば然るべき一次復調や復号が後段において実施されるものとする。これらはマルチキャリア信号でも良く、シングルキャリア信号でも良い。

図９に示した受信処理部２６の動作について説明する。受信処理部２６において、ＣＰ除去後の時間信号ｓ２２２は、トレーニング区間のブロック信号に対しては全体位相逆回転部２６１に入力される。全体位相逆回転部２６１は、入力された信号に対して、−β_mの位相回転をブロック全体に施す。すなわち、送信側（送信装置）の全体位相回転部１３４で与えられた位相回転と逆の位相回転を与える。この処理を実施して得られた信号は、全体位相逆回転後のブロック信号ｓ２６１として時間逆シフト部２６２に出力される。なお、ＥＭＩ推定時には、全体位相逆回転部２６１は位相回転を実施しない。時間逆シフト部２６２では、入力された全体位相逆回転後のブロック信号ｓ２６１に対し、−Δ_mの時間巡回シフトを実行し、得られた信号を時間逆シフト後のブロック信号ｓ２６２として合成部２６３に出力する。上述した送信装置での時間巡回シフト及び全体位相回転処理の意味するところから分かるように、受信装置の全体位相逆回転部２６１及び時間逆シフト部２６２での処理は、周波数領域で観測すると、伝送路推定時には−φ'_m,fの位相回転を実行することと等価であり、ＥＭＩ推定時には−θ'_m,fの位相回転を実行することと等価である。合成部２６３では、−Δ_mの時間巡回シフトが施された全Ｍブロックを合成し、然るべき推定信号ｓ２６３を得る。なお、図３に示した受信装置と同一の符号を付した回路及び信号線については、説明を省略する。

なお、本実施の形態では、全ての位相回転処理を時間領域において実行する場合について説明した。しかしながら、これに限らず、送信装置での全体位相回転処理または受信装置での全体位相逆回転処理は周波数領域において実施しても良い。

また、本実施の形態で説明した送信装置の構成及び受信装置の構成は一例であり、上述した全体位相回転処理及び時間シフト処理が実施可能な構成であればどの様な構成でも良い。

また、本実施の形態では、送信装置において時間シフト処理を実施した後に全体位相回転処理を実施するものとした。しかしながら、これに限らず、全体位相回転処理を実施した後に時間シフト処理を実施するような構成としても良い。

また、本実施の形態では、受信装置において全体位相逆回転処理を実施した後に時間逆シフト処理を実施するものとした。しかしながら、これに限らず、時間逆シフト処理を実施した後に全体位相逆回転処理を実施するような構成としても良い。

このように、本実施の形態では、実施の形態１及び２において説明した周波数領域での位相回転処理を、時間領域においても実施可能であることを示した。本実施の形態の構成を適用した場合には、位相回転の際に信号を周波数領域に変換する必要がなく、ＥＭＩの影響が除去された伝送路推定値の算出や高精度なＥＭＩ推定を簡易に実現できる。

以上、本発明について実施の形態１〜３を例に挙げて説明を行った。ただし、これらの実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形を加えることが可能なこと、および、そうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者において容易に理解されうる。

以上のように、本発明にかかる送信装置、受信装置および通信システムは、ＥＭＩの影響により受信性能劣化が発生する場合の受信性能改善に有用である。

１２、１３、１２０ 送信処理部
２２、２２ａ、２６、２２０ 受信処理部
２３、２３ａ、２３０ 伝送路推定部
１０１ 送信ポート
１１０ ＢＢ／ＲＦ変換部
１２１ Ｄ／Ａ変換部
１２２ ＣＰ付加部
１２３ ＩＦＦＴ部
１２４ 系列切替／多重化部
１２５ 一次変調部
１２６ 送信位相回転部
１３３ 系列切替部
１３４ 全体位相回転部
１３５ 時間シフト部
２０１ 受信ポート
２１０ ＲＦ／ＢＢ変換部
２１１ 加算器
２２１ Ａ／Ｄ変換部
２２２ ＣＰ除去部
２２３ ＦＦＴ部
２２４ 伝送路等化部
２２５ 一次復調部
２３１、２３１ａ、２６３ 合成部
２３２、２３２ａ 受信位相回転部
２４１ クロック生成部
２４２ クロック分周器
２６１ 全体位相逆回転部
２６２ 時間逆シフト部

Claims (21)

1. 通信システムの送信側の通信装置を構成し、２つ以上の同一のトレーニング信号からなる伝送路推定用のトレーニング信号系列を受信側の通信装置に対して送信する送信装置であって、
   前記トレーニング信号系列を構成しているトレーニング信号の各々を、それぞれ異なる回転量で位相回転させる送信位相回転手段と、
   位相回転後のトレーニング信号系列に対して所定の信号処理を実施して送信する信号送信手段と、
   を備えることを特徴とする送信装置。
2. 前記送信位相回転手段は、
   各トレーニング信号の送信時刻および周波数に基づいた回転量で、各トレーニング信号を位相回転させる
   ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
3. 前記所定の信号処理にサイクリックプレフィックスを付加する処理が含まれる場合、
   前記送信位相回転手段は、各トレーニング信号の送信時刻および周波数と前記サイクリックプレフィックスの長さとに基づいた回転量で、各トレーニング信号を位相回転させる
   ことを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
4. 前記通信システムがマルチキャリア通信システムであり、
   かつ、Ｍを１フレーム内のトレーニング信号送信区間に含まれるシンボル数、ｍをトレーニング信号送信区間におけるシンボル番号（m=0,1,2,…,M-1）、τ_mをｍ＝０の第０シンボルを基準シンボルとした場合の基準シンボルに対する第ｍシンボルのシンボル時刻、ｆをサブキャリア番号、ρ_cpを前記所定の信号処理の処理単位長とサイクリックプレフィックスの長さの比、とした場合、
   前記送信位相回転手段は、次式（１）で示した回転量φ'_m,fまたは次式（２）で示した回転量φ''_m,fで、各トレーニング信号を位相回転させる
   ことを特徴とする請求項３に記載の送信装置。
   

   

   
5. 通信システムの送信側の通信装置を構成し、２つ以上の同一のトレーニング信号からなる伝送路推定用のトレーニング信号系列を受信側の通信装置に対して送信する送信装置であって、
   前記トレーニング信号系列を構成しているトレーニング信号の各々を、それぞれ異なるシフト量で時間巡回シフトさせる時間シフト手段と、
   時間巡回シフト後のトレーニング信号の各々を、それぞれ異なる回転量で位相回転させる位相回転手段と、
   位相回転後のトレーニング信号系列に対して所定の信号処理を実施して送信する信号送信手段と、
   を備えることを特徴とする送信装置。
6. 通信システムの送信側の通信装置を構成し、２つ以上の同一のトレーニング信号からなる伝送路推定用のトレーニング信号系列を受信側の通信装置に対して送信する送信装置であって、
   前記トレーニング信号系列を構成しているトレーニング信号の各々を、それぞれ異なる回転量で位相回転させる位相回転手段と、
   位相回転後のトレーニング信号の各々を、それぞれ異なるシフト量で時間巡回シフトさせる時間シフト手段と、
   時間巡回シフト後のトレーニング信号系列に対して所定の信号処理を実施して送信する信号送信手段と、
   を備えることを特徴とする送信装置。
7. 前記時間シフト手段は、
   各トレーニング信号の送信時刻に基づいたシフト量で、各トレーニング信号を時間巡回シフトさせる
   ことを特徴とする請求項５または６に記載の送信装置。
8. 前記位相回転手段は、
   各トレーニング信号の送信時刻に基づいた回転量で、各トレーニング信号を位相回転させる
   ことを特徴とする請求項５、６または７に記載の送信装置。
9. Ｍを１フレーム内のトレーニング信号送信区間に含まれるシンボル数、ｍをトレーニング信号送信区間におけるシンボル番号（m=0,1,2,…,M-1）、τ_mをｍ＝０の第０シンボルを基準シンボルとした場合の基準シンボルに対する第ｍシンボルのシンボル時刻、Ｎ_bを前記所定の信号処理の処理単位長とサイクリックプレフィックスの長さの和、ρ_cpを前記所定の信号処理の処理単位長とサイクリックプレフィックスの長さの比、とした場合、
   前記時間シフト手段は、次式（３）で示したシフト量Δ_mで、各トレーニング信号を時間巡回シフトさせる
   ことを特徴とする請求項５〜８のいずれか一つに記載の送信装置。
   

   
10. Ｍを１フレーム内のトレーニング信号送信区間に含まれるシンボル数、ｍをトレーニング信号送信区間におけるシンボル番号（m=0,1,2,…,M-1）、とした場合、
    前記位相回転手段は、次式（４）で示した回転量β_m、または当該回転量の逆位相である−β_mで、各トレーニング信号を位相回転させる
    ことを特徴とする請求項５〜９のいずれか一つに記載の送信装置。
    

    
11. 通信システムの受信側の通信装置を構成し、送信側の通信装置により送信された２つ以上の同一のトレーニング信号からなる伝送路推定用のトレーニング信号系列を使用して伝送路推定を行う受信装置であって、
    受信信号に含まれるトレーニング信号の各々を、それぞれ異なる回転量で位相回転させる受信位相回転手段と、
    位相回転後の各トレーニング信号を合成し、合成後のトレーニング信号に基づいて伝送路推定値を算出する合成手段と、
    を備えることを特徴とする受信装置。
12. 前記受信位相回転手段は、
    各トレーニング信号の受信時刻および周波数に基づいた回転量で、各トレーニング信号を位相回転させる
    ことを特徴とする請求項１１に記載の受信装置。
13. 前記送信側の通信装置が、前記２つ以上のトレーニング信号の各々の送信時刻および周波数に基づいた回転量の位相回転を当該トレーニング信号の各々に対して個別に行うこととし、
    前記受信位相回転手段は、
    前記送信側の通信装置が各トレーニング信号に対して行った位相回転と逆の位相回転を受信信号に含まれる各トレーニング信号に対して行う
    ことを特徴とする請求項１１または１２に記載の受信装置。
14. 前記通信システムがマルチキャリア通信システムであり、
    かつ、Ｍを１フレーム内のトレーニング信号送信区間に含まれるシンボル数、ｍをトレーニング信号送信区間におけるシンボル番号（m=0,1,2,…,M-1）、τ_mをｍ＝０の第０シンボルを基準シンボルとした場合の基準シンボルに対する第ｍシンボルのシンボル時刻、ｆをサブキャリア番号、ρ_cpを前記送信側の通信装置が位相回転後のトレーニング信号に対して実施する所定の信号処理の処理単位長とサイクリックプレフィックスの長さの比、とした場合、
    前記受信位相回転手段は、次式（５）で示した回転量θ'_m,fで、各トレーニング信号を位相回転させる
    ことを特徴とする請求項１３に記載の受信装置。
    

    
15. 通信システムの受信側の通信装置を構成し、送信側の通信装置により送信された２つ以上の同一のトレーニング信号からなる伝送路推定用のトレーニング信号系列を使用して伝送路推定を行う受信装置であって、
    受信信号に含まれるトレーニング信号の各々を、それぞれ異なるシフト量で時間巡回シフトさせる時間逆シフト手段と、
    時間巡回シフト後のトレーニング信号の各々を、それぞれ異なる回転量で位相回転させる位相逆回転手段と、
    位相回転後の各トレーニング信号を合成し、合成後のトレーニング信号に基づいて伝送路推定値を算出する合成手段と、
    を備えることを特徴とする受信装置。
16. 通信システムの受信側の通信装置を構成し、送信側の通信装置により送信された２つ以上の同一のトレーニング信号からなる伝送路推定用のトレーニング信号系列を使用して伝送路推定を行う受信装置であって、
    受信信号に含まれるトレーニング信号の各々を、それぞれ異なる回転量で位相回転させる位相逆回転手段と、
    位相回転後のトレーニング信号の各々を、それぞれ異なるシフト量で時間巡回シフトさせる時間逆シフト手段と、
    自間巡回シフト後の各トレーニング信号を合成し、合成後のトレーニング信号に基づいて伝送路推定値を算出する合成手段と、
    を備えることを特徴とする受信装置。
17. 前記送信側の通信装置が、前記２つ以上のトレーニング信号の各々の送信時刻に基づいたシフト量の時間巡回シフト、および当該トレーニング信号の各々の送信時刻に基づいた回転量の位相回転を当該トレーニング信号の各々に対して個別に行うこととし、
    前記時間逆シフト手段は、
    前記送信側の通信装置が行った時間巡回シフトと逆の時間巡回シフトを各トレーニング信号に対して行い、
    前記受信位相回転手段は、
    前記送信側の通信装置が行った位相回転と逆の位相回転を各トレーニング信号に対して行う
    ことを特徴とする請求項１５または１６に記載の受信装置。
18. 通信システムの受信側の通信装置を構成し、送信側の通信装置により送信された２つ以上の同一のトレーニング信号からなる伝送路推定用のトレーニング信号系列を使用して伝送路推定を行う受信装置であって、
    受信信号に含まれるトレーニング信号の各々を、それぞれ異なるシフト量で時間巡回シフトさせる時間逆シフト手段と、
    時間巡回シフト後の各トレーニング信号を合成し、合成後のトレーニング信号に基づいて伝送路推定値を算出する合成手段と、
    を備えることを特徴とする受信装置。
19. 前記送信側の通信装置が、前記２つ以上のトレーニング信号の各々の送信時刻に基づいたシフト量の時間巡回シフトを当該トレーニング信号の各々に対して個別に行うこととし、
    前記時間逆シフト手段は、
    前記送信側の通信装置が行った時間巡回シフトと逆の時間巡回シフトを各トレーニング信号に対して行う
    ことを特徴とする請求項１８に記載の受信装置。
20. 請求項１〜４のいずれか一つに記載の送信装置と、
    請求項１１〜１４のいずれか一つに記載の受信装置と、
    を備えることを特徴とする通信システム。
21. 請求項５〜１０のいずれか一つに記載の送信装置と、
    請求項１５〜１９のいずれか一つに記載の受信装置と、
    を備えることを特徴とする通信システム。

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